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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein Sensorsystem, das eine Frequenzmodulations-Sendeschaltung
mit einer Sendeantenne zum Aussenden eines Hochfrequenzsignals und
eine Frequenzmodulations-Empfangsschaltung mit einer Empfangsantenne zum
Empfangen eines Hochfrequenzsignals, sowie einen Einseitenbandgenerator
aufweist.
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Angesichts
der Gefahren, mit denen das Autofahren verbunden ist, besteht ständig ein
Bedarf nach verbesserten KFZ-Sicherheitsmerkmalen. Ein möglicher
Bereich für
eine Verbesserung der KFZ-Sicherheit betrifft das automatische Geschwindigkeitsregelungssystem
des Fahrzeugs. Ein automatisches Geschwindigkeitsregelungssystem
ermöglicht
es der Bedienperson, eine vorgegebene Fahrgeschwindigkeit einzustellen,
und steuert das Fahrzeug so, daß die
vorgegebene Geschwindigkeit eingehalten wird. Beim Heranfahren des
Fahrzeugs an Hindernisse wie etwa andere Autos und Fußgänger sind
jedoch die Aufmerksamkeit und ein Eingreifen des Fahrers erforderlich,
um die Bremsen des Fahrzeugs zu betätigen und somit das automatische
Geschwindigkeitsregelungssystem außer Kraft zu setzen und Zusammenstöße zu vermeiden.
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Um
die Sicherheit automatischer Geschwindigkeitsregelungssysteme zu
verbessern, wurden "intelligente" automatische Geschwindigkeitsregelungssysteme
vorgeschlagen. Intelligente automatische Geschwindigkeitsregelungssysteme
weisen typischerweise einen Detektor zum Erfassen von Hindernissen
im Weg des Fahrzeugs und einen Controller zum Betätigen der
Fahrzeugbremsen und Außerkraftsetzen
des automatischen Geschwindigkeitsregelungssystems im Ansprechen
auf die Erfassung von Hindernissen auf. Vorteilhaft können intelligente automatische
Geschwindigkeitsregelungssysteme die Abhängigkeit von dem Fahrer reduzieren,
um Zusammenstöße zu vermeiden.
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Ein
weiterer möglicher
Bereich für
eine Verbesserung der KFZ-Sicherheit liegt in Kollisionsvermeidungssystemen.
Wie auch intelligente automatische Geschwindigkeitsregelungssysteme
weisen Kollisionsvermeidungssysteme im allgemeinen einen Detektor
zum Erfassen von Hindernissen auf dem Weg des Fahrzeugs und einen
Controller zum Betätigen
der Fahrzeugbremsen im Ansprechen auf erfaßte Hindernisse auf, um Zusammenstöße zu vermeiden.
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Bei
den Anwendungen sowohl der intelligenten automatischen Geschwindigkeitsregelung
als auch der Kollisionsvermeidung ist es erforderlich, einen Detektor
zur Verfügung
zu stellen, der in der Lage ist, Objekte auf dem Weg des Fahrzeugs
genau und zuverlässig
zu erfassen. Ein solcher Detektor wird manchmal als ein vorwärtsblickender
Sensor ("Forward
Looking Sensor";
FLS) bezeichnet und muß relativ
unempfindlich gegen die relative Position des Kraftfahrzeugs und
von Hindernissen sowie gegen Umweltbedingungen wie Temperatur, Nässe, Eis und
Regen sein.
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Radar
ist eine geeignete Technologie für
die Verwirklichung eines vorwärtsblickenden
Automobilsensors bzw. eines Automobil-FLS. Ein für diesen Zweck geeigneter Radartyp
ist das FMCW ("Frequency
Modulated Continuous Wave")-Radar. Bei einem
typischen FMCW-Radar erhöht
sich die Frequenz des ausgesendeten CW-Signals linear von einer
ersten vorgegebenen Frequenz auf eine zweite vorgegebene Frequenz.
Das FMCW-Radar besitzt die Vorteile einer hohen Empfindlichkeit,
einer relativ geringen Senderleistung, und einer guten Entfernungsauflösung.
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Da
es sich bei dem FLS um ein Verbraucherprodukt handelt, das sich
auf die Sicherheit von Fahrzeugen auswirken kann, sind die Genauigkeit
und Zuverlässigkeit
des Sensors von entscheidender Bedeutung. Aspekte des FLS, die zu
seiner Genauigkeit und Zuverlässigkeit
beitragen, umfassen seine Rauschanfälligkeit und die Genauigkeit
insgesamt, mit der empfangene Hochfrequenz (RF)-Signale verarbeitet
werden, um Objekte innerhalb des Sichtfeldes des FLS zu erfassen.
Die Rauschanfälligkeit
kann beispielsweise zu Falscherfassungen führen und sogar schlimmer noch
dazu führen,
daß ein
Objekt nicht erfaßt
wird.
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Das
US-Patent 5061933 beschreibt ein Sensorsystem des vorliegend eingangs
definierten Typs, bei dem die Empfangsantenne mit einem Einseitenbandgenerator
in Form eines Mischers gekoppelt ist, der einen Eingang von einem
spannungsgesteuerten Oszillator empfängt, der von einer Modulationsspannung
gesteuert wird, die in der Sendeschaltung verwendet wird, um eine
Sägezahn-Frequenzmodulation
des ausgesendeten Hochfrequenzsignals zu erzeugen. Der Ausgang des
Einseitenbandgenerators wird an einen Empfängermischer geliefert, dessen Ausgangsanschluß mit dem
Eingangsanschluß eines dispersiven
Filters gekoppelt ist. Die empfangenen Hochfrequenzsignale werden
in dem Empfängermischer
mit einem Abschnitt des von der Sendeschaltung eingekoppelten ausgesendeten
Hochfrequenzsignals gemischt. Der von der Modulationsspannung vorgegebene
Frequenzhub ergibt die Breite der von dem dispersiven Filter ausgegebenen
Impulse. Dieses bekannte System ist zur Verwendung als Nahbereichsradarsystem
vorgesehen.
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GB 2183946 A beschreibt
einen digitalen Frequenzsynthesizer mit einer Phasenregelschleife und
einer variablen Frequenzquelle, wobei die Schleife eine Mischanordnung
aufweist, die ein Signal von der variablen Frequenzquelle für die Zwecke der
Frequenzinterpolation empfängt.
Die Mischeranordnung ist ein Einseitenbandmischer von der Art, bei der
Signale in Phasenquadratur eingegeben werden, um eine Auslöschung von
unerwünschten
Mischprodukten zu bewirken. Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird ein Sensorsystem nach der Definition in dem nachfolgenden
Anspruch 1 zur Verfügung
gestellt, auf welchen hiermit Bezug genommen wird.
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Die
Erfindung wird nun beispielhaft unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung
beschrieben. Es zeigt:
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1 ein
Blockdiagramm eines vorwärtsblickenden
Automobilsensors (FLS);
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2 ein
detailliertes Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform
für den
Automobil-FLS von 1;
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3 die
VCO-Steuersignalwellenform;
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4 ein
Blockdiagramm einer alternativen Linearisierungsschaltung zur Verwendung
mit dem FLS von 2;
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5 ein
Blockdiagramm des Digitalsignalprozessors (DSP) von 2;
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6 eine
isometrische Ansicht einer bevorzugten Ausführungsform für das FLS-Gehäuse einschließlich der
Sendelinse, der Sendeantenne, der Empfangslinse und der Empfangsantenne;
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6A eine
isometrische Ansicht des FLS-Gehäuses
von 6, die bezogen auf die Ansicht von 6 um
90° gedreht
ist;
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6B eine
Querschnittansicht des FLS-Gehäuses
von 6 entlang der Linie 6B-6B von 6;
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6C eine
Draufsicht auf das FLS-Gehäuse
von 6B entlang der Linie 6C-6C von 6B;
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6D eine
Querschnittansicht des FLS-Gehäuses
von 6 entlang der Linie 6D-6D von 6;
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6E eine
Draufsicht auf das FLS-Gehäuse
von 6D entlang der Linie 6E-6E von 6D;
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7 eine
alternative Ausführungsform
des FLS-Gehäuses;
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8, 8A und 8B unterschiedliche Keulenabstände der
Empfangsantenne von 2;
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9 und 9A Beispiele
für Rückläufe von
elektromagnetischer Energie, die von dem FLS von 2 empfangen
werden;
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10 ein
Ablaufdiagramm zur Veranschaulichung eines Verarbeitungsverfahrens,
das durch den DSP von 2 beim Erfassen und Verfolgen
von Zielen innerhalb des Sichtfeldes des FLS ausgeführt wird;
und
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11 ein
Diagramm zur Veranschaulichung einer Blockierung des FLS.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
DER ERFINDUNG
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Unter
Bezugnahme auf 1 umfaßt ein vorwärtsblickender Automobilsensor
(FLS) 10 eine Antennenanordnung 14, eine Mikrowellenanordnung 20 mit
einem Sender 22 sowie einem Empfänger 24, und eine
Elektronikanordnung 28, die aus einem Signalprozessor 30,
Leistungsversorgungen 32, Steuerschaltungen 34 und
einer digitalen Schnittstelle 36 besteht. Der Automobil-FLS 10 wendet
Radartechnologie an und ist dazu ausgelegt, auf einem Kraftfahrzeug 40 montiert
zu werden, um ein oder mehrere Objekte bzw. Ziele im Sichtfeld des
FLS zu erfassen. Bei dieser Anwendung beinhalten die Ziele andere Autos,
Bäume,
Schilder, Fußgänger usw.
Der FLS 10 erfaßt
ein oder mehrere Ziele in seinem Sichtfeld und klassifiziert jedes
Ziel entweder als ein "primäres" Ziel oder ein "sekundäres" Ziel. Das Primär- oder Leitziel
kann auf verschiedene Weisen definiert werden und ist bei der veranschaulichenden
Ausführungsform
das nächstgelegene
Objekt im Fahrweg bzw. auf der Fahrbahn des Kraftfahrzeugs, auf
dem der FLS 10 montiert ist.
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Steuersignale
werden von dem Fahrzeug 40 an den FLS 10 über einen
Steuersignalbus 42 geliefert. Diese Steuersignale umfassen
ein Gierratensignal, das einer dem Fahrzeug 40 zugeordneten
Gierrate entspricht, und ein Geschwindigkeitssignal, das der Geschwindigkeit
des Fahrzeugs entspricht. Im Ansprechen auf diese Steuersignale
und reflektierte Hochfrequenzsignale, die von dem FLS 10 empfangen
werden, liefert der FLS ein oder mehrere Ausgangssignale, welches
das Primärziel
in seinem Sichtfeld charakterisieren, über einen Ausgangssignalbus 46 an
das Fahrzeug. Diese Ausgangssignale beinhalten ein Abstandssignal,
das einen Abstand im Zusammenhang mit einem Primärziel im Sichtfeld des Sensors 10 angibt,
ein Abstandsratensignal, das eine Abstandsrate im Zusammenhang mit
dem Primärziel
angibt, und ein Azimutsignal, das den Azimut im Zusammenhang mit
dem Primärziel
relativ zu dem Fahrzeug 40 angibt. Die FLS-Ausgangssignale
können
an eine Längssteuereinheit
des Fahrzeugs 40 gekoppelt werden, um in einem intelligenten
Geschwindigkeitsregelungs- oder Kollisionsvermeidungssystem verwendet
zu werden.
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Die
Antennenanordnung 14 weist zwei Antennen auf: eine Empfangsantenne 16 zum
Empfangen von Hochfrequenzsignalen und eine Sendeantenne 18 zum
Aussenden von Hochfrequenzsignalen. Der FLS 10 kann als
bistatischer Radarsensor charakterisiert werden, da er separate
Sende- und Empfangsantennen aufweist. Die Antennen 16, 18 sind
mehrkeulig und werden parallel gesteuert, so daß sie in die gleiche Richtung
weisen. Verschiedene Schaltungsanordnungen zum Wählen des Winkels der jeweiligen
Antennen 16, 18 sind geeignet, einschließlich eines
Mehrpositionsschalters.
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Der
Ausgang von der Empfangsantenne 16 wird an den Mikrowellenempfänger 24 gekoppelt,
wo ein oder mehrere Lokaloszillatorsignale in ihrer Frequenz um
einen bestimmten Betrag von der Frequenz des ausgesendeten Signals
versetzt werden. Das Ausgangssignal des Empfängers 24 liegt auf
einer Offset-Frequenz,
wobei die Zielfrequenzen entweder über under unter dieser liegen.
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Der
Empfänger 24 weist
einen Analog/Digital (A/D)-Wandler auf, der eine verstärkte Version
des empfangenen Hochfrequenzsignals mit einer Rate abtastet, die
mindestens das Zweifache der größten Frequenz
aus dem Empfänger
ist. Diese Signalproben werden durch eine FFT in dem Digitalsignalprozessor 30 verarbeitet,
um den Gehalt des Signals in verschiedenen Frequenzbereichen (d.h.
Frequenzstützstellen
bzw. Frequenz-Bins) zu bestimmen. Die FFT-Ausgänge dienen als Daten für den Rest
des Signalprozessors 30. Die übrigen Teile des FLS 10 sind Standardelemente,
einschließlich
einer Leistungsversorgung 32, Steuerschaltungen 34 mit
einem Systemzeitgeber (quarzgesteuerter Oszillator) für die Frequenzstabilität, und eine
digitale Schnittstelle 36.
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Die
Weise, wie der Signalprozessor 30 empfangene Hochfrequenzsignale
verarbeitet, um die oben beschriebenen Ausgangssignale über den
Ausgangssignalbus 46 an das Fahrzeug 40 zu liefern, welche
den Abstand, die Abstandsrate und/oder den Azimut eines Primärzieles
angeben, ist nachfolgend in Verbindung mit dem Ablaufdiagramm von 10 und
in einer ebenfalls anhängigen
US-Patentanmeldung No. 08/745,530 mit der Bezeichnung RADAR SYSTEM
AND METHOD OF OPERATING SAME beschrieben, die am 12.11.1996 eingereicht
wurde, und auf deren Offenbarungsgehalt hiermit vollinhaltlich Bezug
genommen wird.
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Unter
Bezugnahme auf das Blockdiagramm von 2 weist
ein bevorzugter FLS 10 einen Sendesignalpfad auf, der von
der Senderschaltung 50 und der Sendeantenne 52 zur
Verfügung
gestellt wird, und einen Empfangssignalpfad, der von einer Empfängerschaltung 54 und
einer Empfangsantenne 56 zur Verfügung gestellt wird. In einer
allgemeinen Übersicht
erzeugt der FLS 10 ein Sendersignal mit der Senderschaltung 50 zum
Koppeln an die Sendeantenne 52 über den Signalpfad 58.
Das ausgesendete Hochfrequenzsignal erfaßt Objekte im Sichtfeld (FOV)
des FLS 10, und Abschnitte des ausgesendeten Signals werden
von den Objekten reflektiert und von der Empfangsantenne 56 empfangen.
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Das
empfangene Hochfrequenzsignal wird der Empfängerschaltung 54 zur
Verarbeitung einschließlich
Abwärtskonvertierung
und Filtern zugeführt,
und wird daraufhin einem Digitalsignalprozessor (DSP) 60 zugeführt. Der
DSP 60 verarbeitet das empfangene Signal, indem er eine
FFT durchführt, und
verwendet die aus der FFT resultierenden Daten zur Ausführung eines
Algorithmus, mit dem mindestens ein Primärziel innerhalb des Sichtfeldes
des FLS 10 erfaßt
und verfolgt wird. Der Erfassungs- und Verfolgungsalgorithmus ist
allgemein in Verbindung mit dem Ablaufdiagramm von 10 und
in der oben erwähnten
und mit einbezogenen, ebenfalls anhängigen US-Patentanmeldung Nr.
08/745,530 beschrieben.
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Betrachtet
man den FLS 10 in mehr Detail, so spricht die Senderschaltung 50 auf
ein Systemtaktsignal an, das von einem Frequenzsynthesizer 140 erzeugt
wird und über
die Signalleitung 62 an die Schaltung 50 gekoppelt
wird, und spricht ferner auf Steuersignale 64a–64c an,
die von dem DSP 60 zur Verfügung gestellt werden. Die Senderschaltung 50 weist
einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 70 auf. Bei
der veranschaulichenden Ausführungsform
wird der VCO 70 von einer Indiumphosphid (InP)-Gunn-Diode
gestellt, die in der Lage ist, ein Sendesignal 58 mit einem
Signalpegel von ca. +8 dBm an der Sendeantenne 52 zu erzeugen.
Für den Durchschnittsfachmann
dürfte
ersichtilch sein, daß auch
andere VCO-Typen geeignet sein können,
beispielsweise einschließlich
MMIC ("Monolithic
Microwave Integrated Circuit")-Oszillatoren, die
entweder HBT ("Hetero-junction
Bipolar Transistor")-
oder PHEMT ("Pseudomorphic
High Electron Mobility Transistor")-Technologie anwenden.
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Im
Ansprechen auf ein angelegtes VCO-Steuersignal 72 liefert
der VCO 70 das Hochfrequenzsendesignal 58, vorliegend
mit einer Frequenz in dem Bereich von etwa 75,95 GHz bis 76,25 GHz. Die
jeweilige Frequenz des Hochfrequenzsendesignals 58 wird
von dem VCO-Steuersignal 72 bestimmt. Durch Variieren der
Spannung des VCO-Steuersignals 72 stellt der VCO 70 somit
entsprechende Variationen der Frequenz des Hochfrequenzsignals 58 zur
Verfügung.
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Bevorzugt
arbeitet die Senderschaltung 50 als ein FMCW ("Frequency Modulated
Continuous Wave")-System.
Bei einem FMCW-Radar besitzt das Sendesignal 58 eine Frequenz,
die sich über
die Zeit auf eine vorgegebene Weise ändert. Bei dieser Anordnung
kann ein Maß für die Laufzeit
des Hochfrequenzsignals bestimmt werden, indem die Frequenz des
empfangenen Signals 120 mit einer Abtastprobe der Frequenz
des Sendesignals 58 verglichen wird. Die Abstandsbestimmung
wird zur Verfügung
gestellt, indem die Schwebungsfrequenz zwischen den Frequenzen des
Sendesignals 58 und des Rücklaufsignals 120 gemessen
wird. Die somit gemessene Frequenz ist gleich der Neigung der Sendesignalfrequenzflanke
mal die Zeitverzögerung
des Rücklaufsignals.
Aufgrund der konstanten Geschwindigkeit von elektromagnetischer
Strahlung ist die Zeitverzögerung
direkt proportional zum Abstand des Zieles bzw. Objektes, von dem
das Rücklaufsignal
reflektiert wird. Die gemessene Frequenz enthält ferner die Dopplerfrequenz
infolge der Relativgeschwindigkeit zwischen dem Ziel und dem Fahrzeug,
auf dem der FLS 10 montiert ist. Um die zwei Beiträge zu der
gemessenen Frequenzverschiebung voneinander zu trennen und zu identifizieren,
hat die zeitvariable Frequenz des Sendesignals 58 die Form
einer linearen Flanke, die von einem VCO-Steuersignal 72 mit
einer charakteristischen Form zur Verfügung gestellt wird, welche
in 3 gezeigt ist.
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Unter
Bezugnahme auf 3 weist das VCO-Steuersignal 72 einen
Flankenanstiegsabschnitt 74, einen Dauerstrich (CW)-Abschnitt 76 und einen
Flankenabfallabschnitt 78 auf. Bei der veranschaulichenden
Ausführungsform
sind die Abtastintervalle während
der Flankenanstiegs-, CW- und Flankenabfallabschnitte 74, 76 bzw. 78 in
der Größenordnung
von 1,024 ms und werden mit einer Rate von 1 MHz abgetastet, um
1024 Abtastproben in jedem solchen Intervall zu ergeben. Mit Hanning-Gewichtung stellt
diese Anordnung eine Entfernungsauflösung von ca. 0,78 m und eine
Abstandsratenauflösung
von ca. 2,8 m/s zur Verfügung.
Nimmt man einen minimalen Rauschabstand von 11 dB und die Verarbeitung
von zwei Rampenpaaren zum Verfolgen eines Zieles an, so liegt die
Meßgenauigkeit
von Abstand und Abstandsrate in der Größenordnung von 0,11 m bzw.
0,39 m/s. Da jedoch Rauschabstände
für Ziele
vom Fahrzeugtyp innerhalb des 100 m-Betriebsbereiches des FLS 10 typischerweise über 20 dB
liegen, beträgt
die Genauigkeit in der Größenordnung
von 0,04 m für
den Abstand und 0,14 m/s für
Abstandsrate.
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Für einen
ordnungsgemäßen Betrieb
des FLS 10, und insbesondere um eine Unschärfe der Frequenz
des empfangenen Hochfrequenzsignals 120 zu vermeiden, ist
es wichtig, daß das
VCO-Steuersignal 72 im wesentlichen lineare Flankenanstiegs- und Flankenabfallabschnitte 74 bzw. 78 aufweist.
Zu diesem Zweck, und erneut unter Bezugnahme auf 2,
ist eine Linearisierungsschaltung 80 vorgesehen, um sicherzustellen,
daß das
VCO-Steuersignal 72 linear ansteigt und abfällt, wie
weiter unten beschrieben wird.
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Ein
Abschnitt des Hochfrequenzsendesignals 58 wird über einen
Koppler 82 zurück
an einen Eingangsanschluß eines
Mischers 84 geleitet. Ein zweiter Eingangsanschluß des Mischers 84 empfängt ein
Lokaloszillatorsignal, das von einem dielektrischen Resonatoroszillator
(DRO) 86 erzeugt wird. Der Mischer 84 arbeitet
als ein Abwärtsumsetzer,
um an seinem Ausgangsanschluß ein
Zwischenfrequenzsignal (IF-Signal) mit einer Frequenz in der Größenordnung
von zwischen 350 MHz und 659 MHz zu erzeugen. Das IF-Signal wird
an einen Verstärker 90 gekoppelt,
dessen Ausgangssignal gemäß der Darstellung über die
Signalleitung 92 ein Eingangssignal an die Linearisierungsschaltung 80 zur Verfügung stellt.
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Die
Linearisierungsschaltung 80 weist ein Teilerelement 94 auf,
das die Funktion hat, das 50 MHz-Taktsignal 62 durch einen
Wert von 69 zu teilen, um ein Ausgangssignal 98 mit einer
nominalen Frequenz von 520,8 kHz zum Koppeln an einen Eingangsanschluß eines
Mischers 96 zur Verfügung
zu stellen. Das Signal 98 wird ferner an einen Zähler 100 der
Senderschaltung 50 gekoppelt.
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Der
Zähler 100 spricht
auf Steuersignale 64a–64c von
dem DSP 60 und auf das 520,8 kHz-Eingangssignal 98 an,
um aufwärts
oder abwärts
zu zählen
oder seinen gegenwärtigen
Zählwert zu
verriegeln und ein Signal 102 mit einem digitalen Wert
von zwischen 673 und 1265 zur Verfügung zu stellen, wobei ein
solcher Wert einen Wert N darstellt. Das Signal 102 mit
dem Wert N wird an ein Teilerelement 104 gekoppelt, das
die Frequenz des Eingangssignals 92 durch den Wert N teilt,
um ein Signal 106 zum Koppeln an einen zweiten Eingangsanschluß des Mischers 96 zu
erzeugen.
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Die
Linearisierungsschaltung 80 hat die Funktion, ein Ausgangssignal 108 zur
Verfügung
zu stellen, das mit dem Eingangssignal 92 phasensynchronisiert
ist. Dies wird erreicht durch Vergleichen des geteilten Ausgangsfrequenzsignals 106 des
Millimeterwellen-VCO 272 mit einem festen Bezugsfrequenzsignal 98.
Das geteilte Ausgangsfrequenzsignal 106 des VCO wird mit
dem festen Bezugsfrequenzsignal 98 in einem Phasen-/Frequenzdetektor kombiniert,
der eine zu Phasen- und Frequenzfehlern zwischen dem festen Bezugsfrequenzsignal 98 und dem
geteilten Ausgangsfrequenzsignal 106 proportionale Fehlerspannung 108 zur
Verfügung
stellt. Die Fehlerspannung 108 wird von einem Schleifenfilter 110 gefiltert,
um das VCO-Steuersignal 72 zur
Verfügung
zu stellen, das zurück
an den VCO 70 geleitet wird, um ihn so einzustellen, daß das geteilte
Ausgangsfrequenzsignal 106 gleich dem festen Bezugsfrequenzsignal 98 ist.
Indem der Teiler 104 programmierbar gemacht und der Divisor
um einen festen Betrag mit einer festen Rate (die durch den Quarzzeitgeber
des Systems eingestellt wird) inkrementiert wird, ändert der
VCO 70 durch die Rückkopplungsschleife
seine Frequenz linear (d.h. df/dt ist konstant). Das VCO-Steuersignal 72 (alternativ
auch als Chirp-Signal bezeichnet) ist naturgemäß linear, da jeder Frequenzschritt
und jeder Zeitschritt während
der gesamten Chirp-Dauer gleich sind.
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Mit
der Linearisierungsschaltung 80 ändert das VCO-Steuersignal 72 seine
Frequenz im Ansprechen auf Änderungen
des N-Wert-Signals 102. Insbesondere sobald sich das N-Wert-Signal 102 ändert, nähert sich
das VCO-Steuersignal 72 exponentiell an eine neue Frequenz
an, wobei die genaue Wellenform von verschiedenen Schleifenparametern abhängt. Die
Größe des Frequenzschritts
und Zeitschritts, mit dem sich das VCO-Steuersignal 72 an die
neue Frequenz annähert,
werden so ausgewählt, daß sie die
Neigungsanforderung eines vorgegebenen VCO-Steuersignals (d.h. Chirp-Signals) erfüllen. In
der veranschaulichenden Ausführungsform
beträgt
die Chirp-Neigung
ca. 270 kHz/μs,
was einem Zeitschritt von 1,9245 ms entspricht. Die Chirp-Neigung wird gemäß einer
Vielfalt von Faktoren gewählt, die
Verarbeitungsgeschwindigkeit, Abtastgeschwindigkeit, Auflösung und
dynamischen Bereich der in DSP 60 verwendeten A/D-Wandler,
sowie die Anzahl von Punkten, die in einer über den DSP 60 ausgeführten FFT
(Fast Fourier Transform)-Berechnung enthalten sind, umfassen, jedoch
nicht hierauf beschränkt
sind. Bei dieser besonderen Ausführungsform
wird eine Nyquist-Abtastrate von 1 MHz und eine 1024-Punkt-FFT verwendet.
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Da
der Frequenzschritt und der Zeitschritt, mit denen sich das VCO-Steuersignal 72 an
eine neue Frequenz annähert,
auf einem konstanten Wert gehalten werden, sind der Flankenanstiegs-
und Flankenabfallabschnitt, 74, 78 des VCO-Steuersignals 72 naturgemäß im wesentlichen
linear. Bei der veranschaulichenden Ausführungsform liegt die Linearität des VCO-Steuersignals 72 in
der Größenordnung
von ca. 0,04%, was einer Frequenzvariation in dem empfangenen Hochfrequenzsignal 120 von weniger
als ca. 100 Hz entspricht. Während
bestimmte Schleifenparameter, die eine Funktion des Wertes N sind,
die Linearität
des VCO-Steuersignals 72 beeinträchtigen können, können diese Parameter durch Einstellen
der Schleifenverstärkung
als Funktion des Wertes N kompensiert werden. Die Schleifenverstärkung wird
durch Einstellen der Kompensationsschaltungsanordnung des Schleifenfilters 110 kompensiert.
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Für den Durchschnittsfachmann
dürfte
ersichtlich sein, daß auch
andere Schaltungsausführungen
verwendet werden können,
die veranlassen, daß der
Frequenz- und Zeitschritt,
mit dem sich das VCO-Steuersignal 72 an eine neue Frequenz
annähert,
im wesentlichen konstant gehalten werden, um die Linearität des VCO-Steuersignals 72 im
wesentlichen sicherzustellen. Eine solche alternative Schaltung
ist nachfolgend in Verbindung mit 4 gezeigt und
beschrieben.
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Obgleich
dies in 2 nicht unmittelbar bildlich
dargestellt ist, sind bei der veranschaulichenden Ausführungsform
die Ausrichtkeulen 66a, 66m der Empfangsantennenkeulen 66 und
die Ausrichtkeulen 68a, 68m der Sendeantennenkeulen 68 ca.
20° in entgegengesetzten
Richtungen von der nominalen Mittellinie des betreffenden Fahrzeugs
(und der Antenne, falls die Antenne körperlich entlang der Fahrzeugmittellinie
angeordnet ist) weg gerichtet und ferner in ca. 45° nach unten
auf die Fahrbahnoberfläche gerichtet.
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Mit
dieser besonderen Methode resultieren Ausrichtmessungen, die bei
einer Fahrzeuggeschwindigkeit von zwischen 40 und 80 Meilen/h vorgenommen
werden, in einem maximalen Fehler in der Größenordnung von 0,127°. Da die
Zuverlässigkeit
der vorliegenden Ausrichtmethode eine Funktion des Rauschabstandes
ist, wird bevorzugt eine vertikale Polarisierung verwendet, um Signalrückläufe in den
Empfangsantennenausrichtkeulen 66a, 66m zu maximieren.
Die Ausrichtmethode verwendet Antennenkeulen mit einer relativ schmalen
Keulenbreite. Bei solcherart gerichteten Antennenkeulen fühlt das Sensorsystem
Unterschiede in Dopplerrückläufen, die
aus einer Falschausrichtung des Sensors resultieren. Wenn beispielsweise
die Ausrichtantennen 66a, 66m, 68a, 68m ordnungsgemäß ausgerichtet und
im wesentlichen auf spiegelbildliche Ränder einer Straße gerichtet
sind, sollten im wesentlichen identische Dopplerrückläufe von
dem Sensorsystem empfangen und erfaßt werden. Falls jedoch die
Antennenkeulen 66a, 66m, 68a, 68m nicht
ordnungsgemäß ausgerichtet
sind, dann müßten von
dem Sensorsystem verschiedene Dopplerrückläufe empfangen und erfaßt werden,
was somit eine unsachgemäße Ausrichtung
des FLS 10 relativ zum Fahrzeug 40 anzeigt.
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Wie
unter Bezugnahme auf 4 durch die Schaltung 200 veranschaulicht
ist, können
Abschnitte des Senders 50 (2) mit analogen
Schaltungen und Verfahren ausgeführt
sein, um das VCO-Steuersignal 72 (2, 3)
mit im wesentlichen linearen Flankenanstiegs- und Flankenabfallabschnitten
zur Verfügung
zu stellen. Die Schaltung 200 spricht auf das VCO-Rückkopplungssignal 92 (2)
und auf ein von dem Synthesizer 140 erzeugtes festes Bezugsfrequenzsignal 202 (2)
an. Bei der veranschaulichenden Ausführungsform hat das feste Bezugsfrequenzsignal 202 eine
nominale Frequenz von ca. 400 kHz. Das Rückkopplungssignal 92 ist
an ein SAW ("Surface
Acoustic Wave")-Interferometer 204 gekoppelt,
das eine SAW-Verzögerungsleitung 206 und
einen Mischer 208 aufweist, die gemäß der Darstellung angeordnet
und gekoppelt sind. Das Rückkopplungssignal 92 wird
an einen Eingangsanschluß der
SAW-Verzögerungsleitung 206 und
an einen ersten Eingangsanschluß 208a des
Mischers 208 gelegt. Die SAW-Verzögerungsleitung liefert ein
phasenverschobenes Signal an einen zweiten Eingangsanschluß 208b des
Mischers 208. Der Mischer 208 erfaßt Phasendifferenzen
zwischen den zwei Signalen, die an die Anschlüsse 208a bzw. 208b gelegt sind.
Der Mischer 208 stellt an einem Ausgangsanschluß 208c (entsprechend
dem Ausgangsanschluß des
Interferometers 204) ein Interferometer-Ausgangssignal 210 mit
einer Frequenz zur Verfügung, die
proportional zur Neigung des VCO-Steuersignals 72 ist.
Das Signal 210 wird an einen Eingang 212a eines
Mischers 212 gekoppelt.
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Das
feste Bezugsfrequenzsignal 202 wird von dem Synthesizer 140 an
einen Eingang eines Phasenschalters 214 gelegt, dessen
Ausgang gemäß der Darstellung
an einen zweiten Eingang 212b des Mischers 212 gekoppelt
ist. Der Phasenschalter 214 wird in eine erste Schaltposition
gestellt, wenn die Frequenz des von dem VCO 70 gelieferten
Signals (2) bezogen auf die Zeit zunimmt,
wie in dem Wellenformabschnitt 74 gezeigt ist (3),
um dadurch eine erste Phasenverschiebung in das Signal einzuführen, das
an den Mischeranschluß 212b gelegt
wird. Wenn jedoch die Frequenz des von dem VCO 70 zur Verfügung gestellten
Signals bezogen auf die Zeit abnimmt, wie in dem Wellenformabschnitt 78 gezeigt
ist (3), wird der Phasenschalter 214 in eine
zweite Schaltposition gestellt, um dadurch eine zweite Phasenverschiebung
in das Signal einzuführen,
das an den Mischeranschluß 212b gelegt
wird.
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Das
Interferometer-Ausgangssignal 210 ist ein Differenzsignal,
das den Betrag bestimmt, um den die VCO-Abstimmspannung 72 (VVCO)
eingestellt werden muß,
um das VCO-Ausgangssignal mit einer bestimmten Frequenz zur Verfügung zu
stellen. Das vom Phasenschalter 214 an den Mischereingangsanschluß 212b gelieferte
Signal bestimmt die Richtung, in der sich die VCO-Abstimmspannung 72 VVCO ändern muß (d.h.
ob die Größe der Abstimmspannung
VVCO zunehmen oder abnehmen soll). Der Phasenschalter 214 befindet
sich somit in Abhängigkeit
davon, ob die VCO-Signalwellenform
eine positive Neigung oder eine negative Neigung besitzt, in einer
von zwei Schaltpositionen. Bei dieser Vorgehensweise behält die Phasenregelschleife
die Phasenverriegelung während
Neigungsübergangsperioden
des VCO-Abstimmspannungssignals 72 bei.
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Der
Mischer 212 vergleicht das feste Bezugsfrequenzsignal 202 mit
dem Interferometersignal 210, das eine Frequenz aufweist,
die von der Neigung des VCO-Steuersignals 72 bestimmt
wird, um ein Fehlersignal 220 an einem Ausgangsanschluß davon
zu erzeugen. Das Fehlersignal 220 wird an einen ersten
Eingang eines Verstärkers 224 gekoppelt. Eine
lineare Spannungsflanke 226 wird an einen zweiten Eingang
des Verstärkers 224 gekoppelt.
Der Ausgang des Verstärkers 224 stellt
das VCO-Steuersignal 72 zum Abstimmen des VCO 70 zur
Verfügung.
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Der
Mischer 227 stellt eine Ausgangsfehlerspannung 231 zur
Verfügung,
die in dem Verstärker 228 zu
einer festgelegten Vorspannung 232 hinzuaddiert wird, um
eine Abstimmspannung 233 zu erzeugen, wenn der VCO 70 (2)
angewiesen wird, in den CW-Betriebsmodus überzugehen, um somit den VCO 70 am
niederfrequenten Ende des VCO-Frequenzabstimmungsbereichs mit einem
Signal zu synchronisieren, dessen Frequenz von einem relativ frequenzstabilen
Quarzoszillator abgeleitet ist. Dies minimiert Änderungen der Signalfrequenz,
die allgemein als "Frequenzabdrift" bezeichnet werden,
und die aufgrund von Änderungen
in Umgebungsbedingungen auftreten können, wie z.B. thermischen Änderungen,
welche sich auf die Betriebscharakteristiken des VCO 70 auswirken.
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Der
Mischer 227, der Verstärker 228 und
der Rückkopplungssignalpfad 230 stellen
ein Dauerstrich (CW)- oder frequenzmoduliertes Dauerstrich (FMCW)-Wahlsignal zur Verfügung. Wenn
das Wahlsignal einen ersten Wert besitzt, stellt der VCO 70 (2)
ein FMCW-Signal zur Verfügung,
und wenn das Wahlsignal einen zweiten Wert besitzt, stellt der VCO 70 ein
CW-Signal zur Verfügung.
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Unter
erneuter Bezugnahme auf 2 ist der Empfangspfad des FLS 10 einschließlich der Empfangsantenne 56 und
der Empfängerschaltung 54 vorliegend
dazu ausgelegt, Dauerstrich (CW)-Signale zu empfangen. Bei der veranschaulichenden Ausführungsform
ist die Empfängerschaltung 54 als ein
Chopped-Homodyne-Empfänger vorgesehen. Wie
deutlich werden wird, verschiebt diese besondere Empfängerschaltung 54 vorteilhaft
das empfangene Hochfrequenzsignal 120 über den 1/f-Rauschbereich der
Empfängerschaltung 54 und
insbesondere eines ihr zugeordneten Abwärtsumsetzers 146 hinaus.
Ein weiteres vorteilhaftes Merkmal der Empfängerschaltung 154 beim
Erreichen einer niedrigen Rauschpegelzahl in der Größenordnung
von etwa 6 Dezibel (dB) ist die Verwendung eines Verstärkers niedrigen
Rauschpegels (LNA) 122 vor dem Abwärtsumsetzer 146, wie
noch beschrieben wird.
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Die
Empfangsantenne 56 koppelt ein empfangenes Hochfrequenzsignal 120 an
die Empfängerschaltung 54.
Insbesondere wird das Empfangssignal 120 an einen LNA 122 gekoppelt,
der ein verstärktes
Ausgangssignal 124 an einen Einseitenbandgenerator ("Single-Sideband Generator"; SSBG) 126 liefert.
Der LNA 122 und der SSBG 126 haben die Funktion,
das Gesamtrauschen in Verbindung mit dem empfangenen Hochfrequenzsignal 120 bedeutend
zu reduzieren. Wie sich zeigen wird, ermöglicht die Verwendung dieser
besonderen Schaltungen einen zuverlässigen und genauen Betrieb
des FLS 10 beim Erfassen von Zielen innerhalb des Sichtfeldes
des FLS 10.
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Der
SSBG 126 weist einen Leistungsaufteiler 128 auf,
an den das verstärkte
Signal 124 gekoppelt wird. Der Teiler 128 teilt
das Signal 124 in zwei Signale mit einer gleichen Leistung
und Phase zum Koppeln an die Verstärker 132 und 134 gemäß der Darstellung.
Die Verstärker 132 und 134 empfangen jeweilige
In-Phase- und Quadratur
(I/Q)-Signale vom Frequenzsynthesizer 140. Die I- und Q-Signale
haben eine nominale Frequenz in der Größenordnung von 6,25 MHz und
sind relativ zueinander 90° außer Phase.
Somit sind die Ausgangssignale 136, 138 der Verstärker 132 bzw. 134 relativ
zueinander 90° außer Phase.
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Die
Verstärkerausgangssignale 136, 138 werden
an die Eingangsanschlüsse
eines Quadraturkopplers 142 gekoppelt, der einen ersten
abgeschlossenen Ausgangsanschluß und
einen zweiten Ausgangsanschluß,
der über
eine Signalleitung 144 an einen Abwärtskonvertierungsmischer 146 gekoppelt
ist, aufweist. Der Quadraturkoppler 142 subtrahiert die
an ihn gelegten Eingangssignale voneinander, um ein erstes Ausgangssignal
an dem ersten Ausgangsanschluß zur
Verfügung
zu stellen, und addiert die Eingangsignale, um ein zweites Ausgangssignal
an dem zweiten Ausgangsanschluß für das Koppeln
an den Abwärtskonvertierungsmischer 146 zur
Verfügung
zu stellen.
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Ein
Abschnitt des Sendesignals 58 wird von dem VCO 70 über den
Koppler 82 durch einen Signalpfad 148 gekoppelt,
um ein Lokaloszillator (LO)-Signal an dem LO-Eingangsanschluß des Abwärtskonvertierungsmischers 146 zur
Verfügung
zu stellen. Der Mischer 146 stellt ein Zwischenfrequenz (IF)-Signal 150 an
einem Ausgangsanschluß davon für eine weitere
Verarbeitung zur Verfügung.
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Das
IF-Signal 150 ist an weitere Empfängerschaltungsanordnung gekoppelt,
einschließlich
eines Verstärkers 152,
eines Amplitudendämpfungselementes 154,
eines Puffers 156, eines IF-Mischers 158, eines
Puffers 160 und eines Filters 162, die gemäß der Darstellung
sämtlich
in Reihe gekoppelt sind. Der Amplitudendämpfer 154 spricht
auf ein Steuersignal 164 von dem DSP 60 an und
ermöglicht eine
Einstellung des IF-Signalpegels, um eine Sättigung eines Analog/Digital
(A/D)-Wandlers 166 zu verhindern.
Der IF-Mischer 158 spricht auf das verarbeitete Empfangssignal
an sowie auf ein Oszillatorsignal, das von dem Synthesizer 140 zur
Verfügung gestellt
wird, das vorliegend eine nominale Frequenz von 6,25 MHz besitzt,
für eine
weitere Abwärtskonvertierung
des IF-Signals auf Frequenzen, die für die Verarbeitung durch den
A/D-Wandler 166 geeignet sind, vorliegend auf Frequenzen
in der Größenordnung
von 250 kHz.
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Das
Ausgangssignal 168 des Filters 162 wird an den
A/D-Wandler 166 gekoppelt, der mit dem DSP 60 in
Verbindung steht. Wie oben angemerkt wurde, ist der Vorgang zum
Erfassen und Verfolgen eines Primärziels im Sichtfeld des FLS 10,
der von dem DSP 60 im Ansprechen auf empfangene Hochfrequenzsignale
ausgeführt
wird, in Verbindung mit dem Ablaufdiagramm von 10 und
in der oben erwähnten
und mit einbezogenen US-Patentanmeldung Nr. 08/745,530 beschrieben.
Es genügt
festzustellen, daß der
DSP 60 an eine Fahrzeugschnittstelle Ausgangssignale 170 zur
Verfügung
stellt, die das Primärziel
beispielsweise im Hinblick auf seinen Abstand, seine Abstandsrate
und/oder den Winkel relativ zu dem Fahrzeug, auf dem der FLS 10 montiert
ist, charakterisieren. Eine Leistungsversorgung 172 des FLS 10 kann
durch die Batterie des Fahrzeugs, auf dem der FLS montiert ist,
mit Leistung versorgt werden.
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Bevorzugt
sind der LNA 122 und der SSBG 126 als eine oder
mehrere monolithische integrierte Mikrowellenschaltungen ("Monolithic Microwave
Integrated Circuits";
MMIC) ausgeführt.
Für den
Durchschnittsfachmann dürfte
jedoch ersichtlich sein, daß verschiedene
Herstellungsverfahren, einschließlich der sogenannten Chip-and-Wire-Verfahren und
andere Anordnungen geeignet sind, Bauteile für den FLS 10 zur Verfügung zu
stellen.
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Die
Ausrichtung des FLS 10 relativ zu dem Fahrzeug 40,
auf das er montiert ist, wird unter Verwendung von zwei Keulen 68a, 68b der
Sendeantennenkeulen 68 und zwei Keulen 66a, 66m der
Empfangsantennenkeulen 66 bewerkstelligt. In der allgemeinen Übersicht
senden die Sendeantennenkeulen 68a, 68m ein vorgegebenes
Hochfrequenzausrichtsignal aus. Reflexionen von dem ausgesendeten Hochfrequenzsignal
werden von den Empfangsantennenkeulen 66a, 66m empfangen
und werden verarbeitet, um die Ausrichtung des FLS 10 relativ
zur Bewegung des Fahrzeugs zu bestimmen. Dieser Ausrichtvorgang
wird jedes Mal wiederholt, wenn das Fahrzeug in Bewegung gesetzt
wird, und die Ergebnisse werden von dem DSP 60 während des
Betriebs beim Verarbeiten von Hochfrequenzsignalreflexionen verwendet,
um Variationen in der Ausrichtung beim Erfassen und Verfolgen von
Zielen innerhalb des Sichtfeldes des FLS zu kompensieren.
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Ebenfalls
unter Bezugnahme auf das Blockdiagramm von 5 ist eine
geeignete Architektur für
den DSP 60 gezeigt. Der DSP 60 weist Signalprozessorschaltungen 180, 182 auf,
von denen jede zugeordnete Speicherkomponenten 184 bzw. 186 aufweist,
einschließlich
mindestens ein First-In-First-Out (FIFO)-Elementes,
eines SRAM-Elementes und eines EEPROM-Elementes. Bei der veranschaulichenden
Ausführungsform
ist die Verarbeitungsschaltung 180 speziell für die Verarbeitung
von empfangenen Hochfrequenzsignalen 120 (2)
ausgelegt, und die Verarbeitungsschaltung 182 ist speziell
für die Datenaufzeichnungs- und anzeigefunktionen
ausgelegt. Ein DRAM 187 ist zwischen die Prozessoren 180, 182 gekoppelt
und stellt sicher, daß die
Prozessoren 180, 182 jeweils Zugriff auf Informationen
haben, über
welche die Prozessoren 180, 182 gemeinsam verfügen müssen.
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Zusätzliche
Komponenten des DSP 60 umfassen eine Zeitgeberschaltung 188,
Schnittstellenschaltungen 190a–190d für die Verbindung
mit verschiedenen Elementen des FLS 10 und des Fahrzeugs,
auf das der FLS montiert ist. Insbesondere ist die Leitungsempfängerschaltung 190a mit
dem A/D-Wandler 166 (2) gekoppelt,
die Treiber/Empfängerschaltung 190b ist
an einem ersten Anschluß mit
dem Fahrzeugcomputer gekoppelt, der an einem ersten Anschluß Sensorsteuerbefehle empfängt und
zur Verfügung
stellt. Solche Befehle bestimmen den Betriebsmodus des Sensors (z.B. Standby-Modus
vs. aktiver Modus, usw.). Ein zweiter Anschluß der Treiber/Empfängerschaltung 190b ist mit
der Zeitgeberschaltung 188 gekoppelt. Eine Treiber/Empfängerschaltung 190c ist
mit einer optionalen Prüfschnittstelle
gekoppelt, die verwendet wird, um eine nützliche Einrichtung zum Prüfen des
DSP 60 zur Verfügung
zu stellen. Die Schutzschaltung 190d ist mit der Längssteuereinheit
des Fahrzeugs gekoppelt, auf das der FLS 10 montiert ist.
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Bei
der veranschaulichenden Ausführungsform
ist der DSP 60 auf einer Platine ausgeführt, die sich von anderen Komponenten
und insbesondere von den Antennen 52, 56 des FLS 10 beabstandet befindet.
Für den
Durchschnittsfachmann dürfte
jedoch ersichtlich sein, daß verschiedene
Komponenten, Architekturen und Ausführungen des DSP 60 möglich sind,
einschließlich
der Verwendung nur einer einzigen Prozessorschaltung, die auf einer
oberflächenmontierten
Platine innerhalb des gleichen Gehäuses wie die anderen Komponenten
des FLS 10 ausgeführt
sein kann. Bei der veranschaulichenden Ausführungsform sind die Verarbeitungsschaltungen 180, 182 von
dem Typ, der von Texas Instruments unter der Produktnr. TMS320C30
vertrieben wird.
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Unter
Bezugnahme auf die 6–6E, in denen
gleiche Bestandteile durchwegs mit gleichen Bezugszeichen versehen
sind, weist eine Antennenanordnung 250 eine Mehrzahl von
Sendeantenneneingangsanschlüssen 252a–252N auf,
die mit den Eingangsanschlüssen
einer Rotman-Linse 256 gekoppelt sind. Die Rotman-Linse 256 empfängt Hochfrequenzsignale
von einem oder mehreren der Eingangsanschlüsse 252 und stellt
Hochfrequenzsignale mit einer vorgegebenen Amplitude und vorgegebenen
Phasebeziehungen an den Ausgangsanschlüssen 258a–258N zur
Verfügung.
Die in Phase und Amplitude eingestellten Hochfrequenzsignale werden über bestimmte
der Sendesignalpfadspeiseleitungen 260a–260N an eine Sendeantenne 262 (6A)
und insbesondere an entsprechende einer Mehrzahl von Sendeantennenelementen 265 (6A)
geliefert.
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Die
Antennenanordnung 250 weist auch eine Mehrzahl von Empfangsantennenausgangsanschlüssen 264a–264N auf,
die an die Eingangsanschlüsse
einer zweiten Rotman-Linse 266 gekoppelt sind. Die Rotman-Linse 266 empfängt Hochfrequenzsignale
an einem oder mehreren Eingangsanschlüssen 268a–268N.
Die Hochfrequenzsignale werden an die Rotman-Linseneingangsanschlüsse 268 über eine
Reihe von HF-Speiseleitungen 270a–270N geliefert, die
eine Sendeantenne 272 (6A) und
insbesondere entsprechende einer Mehrzahl von Empfangsantennenelementen 269 (6A)
an eine Rotman-Linse 266 koppeln.
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Somit
weist die Antennenanordnung 250 eine Sendeantenne 262 und
zugeordnete Speiseschaltungsanordnungen sowie eine Empfangsantenne 272 und
zugeordnete Speiseschaltungsanordnungen auf. Die Sende- und Empfangsantennen 262, 272 sind
bevorzugt als gedruckte Schaltungsantennen vorgesehen, wie etwa
der Typ, der in der ebenfalls anhängigen Patentanmeldung mit
der Anmeldungsnr. 08/561,513 und der Bezeichnung ANTENNA beschrieben
ist, die am 21.11.1995 im Namen der vorliegenden Anmelderin eingereicht
wurde, und auf deren Offenbarungsgehalt hiermit vollinhaltlich Bezug
genommen wird. Die Sende- und Empfangsantennen 262, 272 sind
bevorzugt auf ein dielektrisches Substrat 273 gedruckt,
das mit einem Gehäuse 282 (6D)
gekoppelt ist, das beispielsweise aus Aluminium oder einem anderen
Material mit einer ausreichenden Festigkeit gefertigt ist, um das
dielektrische Material zu tragen, auf das die Antenne gedruckt ist.
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Unter
Bezugnahme auf 6B und 6D weist
eine FLS-Anordnung 250 mit einer Länge L, einer Breite W und einer
Höhe H
einen Montageaufbau 282 mit Sende- und Empfangsantennen 262, 272 und
zugeordneten, damit gekoppelten Speiseschaltungsanordnungen auf.
Bei einer besonderen Ausführungsform
hat der FLS 280 eine Breite W von ca. 4 Inch, eine Höhe H von
ca. 3,5 Inch und eine Länge L
von ca. 8,8 Inch. Ein Radom 283 ist über den Sende- und Empfangsantennen 262, 272 angeordnet. Gemäß der obenstehenden
Erläuterungen
können die
Sende- und Empfangsspeiseleitungen durch eine Reihe von Speiseleitungen 252, 264 zur
Verfügung gestellt
werden, die mit jeweiligen der Rotman-Linsen 256, 266 gekoppelt
sind.
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Erste
Enden der Speiseleitungen 264 sind mit der Rotman-Linse 266 gekoppelt,
und zweite Enden der Speiseleitungen 264 sind mit einem
Einpol-Mehrstufenschalter 284b gekoppelt.
Der Schalter 284b koppelt ausgewählte der Mehrzahl von Speiseleitungen 264 mit
einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 284a. Bei einer
bevorzugten Ausführungsform
sind der VCO 284 und der Schalter 284b als monolithische
integrierte Mikrowellenschaltungen (MMICs) ausgeführt.
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Auf ähnliche
Weise sind erste Enden der Speiseleitungen 252 mit der
Rotman-Linse 256 gekoppelt, und zweite Enden der Speiseleitungen 252 sind
durch einen Einpol-Mehrstufenschalter 286b mit einer Empfängerschaltung 286a gekoppelt.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform
sind der Schalter 286b und die Empfängerschaltung 286a als
MMICs vorgesehen. Die Einpol-Mehrstufenschalter 284b, 286b werden
verwendet, um bestimmte der Rotman-Linsenzuführpunkte zu wählen, um
so jeweilige Sende- und Antennenkeulen in eine bestimmte, gewünschte Richtung
zu richten.
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Bei
dieser besonderen Ausführungsform sind
die gedruckte Schaltungsantennen- und Speiseschaltungsanordnungen
gemäß der Darstellung
in einer U-Form hergestellt oder anderweitig ausgebildet und mit
dem Montageaufbau 282 gekoppelt. Ebenfalls mit dem Montageaufbau 282 gekoppelt
sind ein oder mehrere Platinen 290, 292, auf denen
Steuerschaltungen, Linearisierungsschaltungen und andere Schaltungen
angeordnet sind, wie oben in Verbindung mit 2–5 erörtert wurde.
Die VCO-Elektronik 294 und eine Leistungsversorgung 296 sind ebenfalls
gemäß der Darstellung
mit dem Montageaufbau 282 gekoppelt, um somit eine kompakte, bistatische
Zweifachspeisungs-Antennenanordnung 250 und FLS 280 zur
Verfügung
zu stellen. Die FLS-Anordnung kann physisch und elektrisch mit einem
Fahrzeug gekoppelt sein durch einen Eingangs-/Ausgangsverbinder 298.
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Unter
Bezugnahme auf 6C wurden Teile des Radom 283 und
der Antenne 272 entfernt, um eine erste Oberfläche der
Platine 290 zu zeigen, auf der die oben erwähnten Steuer-,
Linearisierungs- und andere Schaltungsanordnungen angeordnet sein
können.
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Unter
Bezugnahme auf 7 weist eine alternative Ausführungsform
einer bistatischen Zweifachspeisungs-Antennenanordnung 300 Sende-
und Empfangsantennen 302, 304, eine Rotman-Linse 306,
sowie zugeordnete Speiseschaltungsanordnungen 308 auf,
die mit der Empfangsantenne 302 gekoppelt sind. Die Antennenanordnung 300 weist
ferner eine zweite Rotman-Linse und eine zugeordnete Speiseschaltung
auf (in dieser Ansicht nicht sichtbar). Bei dieser Ausführungsform
sind die Empfangs- und Sendeantennen 302, 304 nicht
seitlich nebeneinander, sondern hintereinander angeordnet, wie in der
Antennenanordnung 250 gezeigt ist (6).
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Unter
Bezugnahme auf die 8 und 8A weist
ein FLS 310 eine Antennenanordnung auf, die mehrere, vorliegend
vier Hauptstrahlungskeulen bzw. Antennen"keulen" 312a–312d abstrahlt, die
allgemein unter 312 gezeigt sind. Jede der mehreren Keulen 312 besitzt
eine solche räumliche
Position, daß die
Antennenkeulen 312a–312d einander an
Punkten in den Antennenabstrahlungsmustern treffen, die der Halbwertsbreite
jeder Antennenkeule entsprechen. Mit dieser Methode bestimmt eine
Verarbeitungsprozedur, die von dem FLS verwendet wird, die Winkelposition
des Zieles durch eine Bestimmung, ob das Ziel in einer Keule erscheint
(z.B. einer der Keulen 312a–312c) oder gleichfalls
in zwei nebeneinanderliegenden Keulen (z.B. sowohl in der Keule 312a als
auch 312b). Jede der Keulen 312a–312d besitzt
eine Halbwertsbreite, die ca. 2,2 Raumgraden entspricht. Somit besitzt
der FLS 310 ein Sichtfeld von ca. 8,8 Raumgraden.
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Diese
Methode ermöglicht
eine zuverlässige Auflösung des
nächstliegenden
interessierenden Objektes in der von dem FLS 310 eingenommenen Fahrspur
bis hin zu einer Distanz von ca. 64 m. Aus Gründen, die weiter unten erläutert werden,
ist der FLS jedoch nicht in der Lage, über eine Distanz von 64 m hinaus
Objekte auf Nebenfahrspuren verläßlich aufzulösen. Die
Einschränkung
und die Fähigkeit
des FLS 310, Objekte auf Nebenfahrspuren in einem Abstand
von mehr als 64 m zuverlässig
aufzulösen,
beruht auf der Beabstandung der Antennenkeulen 312a–312d.
-
8 veranschaulicht
einen Zustand, in dem ein Fahrzeug, auf dem ein FLS 310 montiert
ist, auf einer Straße
mit drei Fahrspuren 311a, 311b, 311c fährt, die
allgemein mit 311 bezeichnet sind. Der FLS 310 fährt in der
mittleren Fahrspur 311b. Die Antennenkeule 312b erfaßt ein Motorrad 316,
das ebenfalls auf der mittleren Fahrspur 311b fährt (und
daher als ein "Gleichfahrspur"-Fahrzeug bezeichnet
wird). Ein auf der Fahrspur 311a zu einer Seite des Motorrades 316 fahrendes,
zweites Fahrzeug 318 wird von der Antennenkeule 312a erfaßt, und
ein drittes Fahrzeug 320, das auf der Fahrspur 311c zu
einer anderen Seite des Motorrades 316 fährt, wird
von der Antennenkeule 312c erfaßt. Da das Motorrad 316 und die
Fahrzeuge 318, 320 in drei separaten Keulen 312a, 312b, 312c erscheinen,
können
das Motorrad 316 und die Fahrzeuge 318, 320 bis
zu einem Abstand von ca. 100 m korrekt als separate und verschiedene
Objekte aufgelöst
werden. Über
100 m hinaus besitzen die Antennenkeulen 312 jedoch eine Halbwertsbreite,
die größer als
die Breite einer einzelnen Fahrspur 311 ist. Daher ist
es nicht möglich, Fahrzeuge
einfach über
separate Antennenkeulen zu verfolgen.
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Unter
Bezugnahme auf 8A erfassen die Antennenkeulen 312a–312d aufgrund
einer Fahrtrichtungsänderung
des FLS 310 relativ zu den Fahrzeugen 316, 318, 320 die
Fahrzeuge 316, 318, 320 in einem Winkel,
der von dem in 8A gezeigten verschieden ist.
Somit erscheinen nun alle drei Fahrzeuge 316, 318, 320 in
jeder von zwei benachbarten Keulen. Beispielsweise erscheint das
Motorrad 316 in den Antennenkeulen 312b, 312c;
das Fahrzeug 318 erscheint in den Keulen 312a, 312b;
und das Fahrzeug 320 erscheint in den Keulen 312c, 312d. Da
das Fahrzeug 318 in der Keule 312b und das Fahrzeug 320 in
der Keule 312c erscheint, scheint die reflektierte Energie,
die von dem FLS 310 in den Keulen 312b, 312c empfangen
wird, von einem Gleichfahrspur-Fahrzeug zu stammen, d.h. einem Fahrzeug,
das in der gleichen Fahrspur wie der FLS 310 fährt. Dieser
Zustand hat die Wahrscheinlichkeit zur Folge, daß der FLS 310 bestimmt,
daß sich
ein Fahrzeug oder Objekt in der Fahrspur des FLS-Fahrzeugs befindet, gleich ob das Motorrad 316 oder
ein anderes Gleichfahrspur-Objekt vorhanden war oder nicht.
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Bei
Abständen
von weniger als 64 m ist die Halbwertsbreite der FLS-Antenne derart, daß zwei nebeneinanderliegende
Keulen nicht die Breite einer Fahrspur übersteigen, so daß sie daher
das Gleichfahrspur-Fahrzeug eindeutig auflösen können. D.h., wie in 8A gezeigt
ist, jedes Fahrzeug in der Fahrspur 311a erscheint nur
in der Keule 312a, und jedes Fahrzeug in der Fahrspur 311c erscheint
nur in der Keule 312d. Somit kann nur ein Gleichfahrspur-Fahrzeug
in beiden Antennenkeulen 312b und 312c einen Rücklauf erzeugen.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
besitzen auch die Sende- und Empfangsantennen 262, 272,
die oben in Verbindung mit 6A erörtert wurden,
eine Halbwertsbreite von ca. 2,2°.
Die Keulen der Sende- und Empfangsantennen 262, 272 sind
jedoch um einen Betrag voneinander beabstandet, der etwa der Hälfte der
Halbwertsbreite entspricht, im Gegensatz zu einem Betrag, der der
gesamten Halbwertsbreite entspricht.
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Unter
Bezugnahme auf 8B ist der FLS 310 mit
einem Antennensystem gezeigt, das dreizehn separate Strahlungskeulen 330a–330m aufweist,
die jeweils um die Hälfte
der Halbwertsbreite voneinander beabstandet sind. In diesem Fall,
in dem die Halbwertsbreite etwa 2,2° entspricht, überlappen sich
die Keulen um ca. 1,1°.
Das Antennensichtfeld entspricht somit ca. 15,4°, wobei jede Keule die benachbarten
Keulen an einem Punkt kreuzt, der ca. 1 Dezibel (dB) unter dem höchsten Antennenkeulenleistungspuntk
liegt.
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Bei
dieser Methode erscheinen Fahrzeuge auf zwei benachbarten Fahrspuren
nicht in den gleichen Keulen wie ein Gleichfahrspur-Fahrzeug. Somit können Zweideutigkeiten,
wie etwa die oben in Verbindung mit 8A beschriebene
Zweideutigkeit, bei Abständen
in einem Bereich von ca. 100 m aufgelöst werden.
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Bei 13 Keulen
erscheint ein Fahrzeug in jeder Fahrspur in mehreren Keulen. Beispielsweise
erfassen die Keulen 330b, 330c und 330d das
Fahrzeug 318 in der Fahrspur 311a, während die
Keulen 330f, 330g und 330h das Fahrzeug 316 in
der Fahrspur 311b erfassen, und die Keulen 330j, 330k und 3301 das
Fahrzeug 320 in der Fahrspur 311c erfassen. Es
wird angemerkt, daß die
oben genannten verschiedenen Kombinationen von Keulen die Fahrzeuge 316, 318, 320 erfassen,
wenn die Fahrzeuge von dem FLS 310 um eine Distanz beabstandet
sind, die größer oder
kleiner als 100 m ist. Wenn die Fahrzeuge 316, 318, 320 beispielsweise
von dem FLS 310 um eine Distanz von nicht 100 m, sondern
64 m beabstandet wären,
dann könnten
die zusätzlichen der
Antennenkeulen 330a–330m die
Fahrzeuge 316, 318, 320 erfassen. Auf ähnliche
Weise, wenn die Fahrzeuge 316, 318, 320 von
dem FLS 310 um eine Distanz von nicht 100 m, sondern ca.
200 m beabstandet sind, dann können
weniger der Antennenkeulen 33a–330m die Fahrzeuge 316, 318, 320 erfassen.
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Ungeachtet
der Anzahl von Antennenkeulen 330a–330m oder der bestimmten
Antennenkeulen 330a–330m,
die ein Fahrzeug erfassen, muß der FLS
Informationen verarbeiten, die von der FLS-Antenne empfangen werden,
um Objekte im Sichtfeld des FLS 310 zu identifizieren und
zu verfolgen. Wenn Fahrzeuge innerhalb des FLS-Sichtfeldes die Fahrspur
wechseln, verarbeitet der FLS die von den Antennenkeulen 330a–330m empfangenen
Informationen, um ordnungsgemäß zu bestimmen,
daß ein Fahrspurwechsel
stattfindet, anstatt zu bestimmen, daß sich ein neues Objekt im
Sichtfeld des FLS 310 befindet, oder daß irgendein anderer Zustand
eingetreten ist. Der FLS überwacht
somit in den Antennenkeulen empfangene Signale und verarbeitet die
in den Keulen empfangenen Signale, um Objekte im FLS-Sichtfeld zu
akquirieren, solche Objekte zu verfolgen, und die Bewegung von Objekten
innerhalb des Sichtfeldes zu bestimmen.
-
Es
ist anzumerken, daß bei
Verwendung der gleichen Herstellungsmethoden das Speisenetz zum Erzeugen
des 13-Keulenmusters eine Einfügungsverlustcharakteristik
aufweist, die größer als
die Einfügungsverlustcharakteristik
eines Speisenetzes ist, das ein 4-Keulenmuster erzeugt. Um die Empfindlichkeit
des Systems aufrechtzuerhalten, muß daher ein Kompromiß zwischen
der Einfügungsverlustcharakteristik
im Speisenetz, der Einfügungsverlustcharakteristik
in den zum Wählen
einer der Mehrzahlen von Keulen erforderlichen Schaltern, und der
Antennenverstärkung
getroffen werden.
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Unter
Bezugnahme auf die 9 und 9A ist
nun ein Diagramm von Signalrücklauf
gegen Frequenz-Bin gezeigt. Bei einer Antenne, die mit Sende- und
Empfangsfrequenzen von ca. 77 GHz arbeitet und eine durchschnittliche
Senderleistung von typischerweise ca. +10 dBm verwendet und eine Empfängerrauschzahl
von typischerweise ca. 6 dBm besitzt, ist der Rücklauf von Senderstreuung sowie der
Rücklauf
von einem Objekt mit einem Querschnitt von ca. 100 m bei einem Abstand
von ca. 50 m gezeigt. Ebenfalls gezeigt ist eine Erfassungsschwelle, die
die Radarrückläufe übersteigen
müssen,
um von dem FLS erfaßt
zu werden.
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Unter
Bezugnahme auf 10 ist ein Ablaufdiagramm eines
Verfahrens gezeigt, das von dem Prozessor 60 von 2 bei
der Erfassung und Verfolgung des Primärziels im Sichtfeld des FLS 10 angewendet
wird. Der Vorgang beginnt in Schritt 350, woraufhin in
Schritt 352 bestimmt wird, ob sich der FLS 10 in
einem Standby-Betriebsmodus
befindet. Standby ist ein Betriebsmodus, in dem der FLS 10 mit
Leistung versorgt ist, aber noch nicht vom Fahrer des Fahrzeugs
aktiviert wurde. Während
des Standby-Modus werden Diagnosetests periodisch wiederholt. Wenn
sich der FLS 10 im Standby-Modus befindet, wird der Diagnosetest
in Schritt 354 durchgeführt,
und die Ergebnisse an das Fahrzeug 40 berichtet. Danach
wird der Vorgang gemäß der Darstellung bei
Schritt 352 beginnend wiederholt.
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Als
Alternative, wenn sich der FLS 10 nicht im Standby-Modus
befindet, geht die Verarbeitung weiter zu Schritt 355,
in dem sich der FLS in einem Akquisitions- Betriebsmodus befindet, in dem Zieldaten
akquiriert und verarbeitet werden. Im Akquisitionsmodus werden Hochfrequenzsignale
empfangen, abwärtskonvertiert
und abgetastet, um einen Strom von Bits oder Digitalsignalproben
zur Verfügung
zu stellen. Der DSP 60 (2) führt eine
Transformierung wie etwa eine Schnelle Fourier-Transformierung (FFT) an den Signalen
durch und speichert die Ergebnisse in einer Mehrzahl von Frequenz-Bins.
Eine of the Frequenz-Bins enthält
Signale, die stationäre Störungen darstellen,
und die Verarbeitung geht weiter zu Schritt 356, in dem
stationäre
Störungen
im Sichtfeld des FLS 10 etikettiert werden. Daraufhin werden
in Schritt 358 die von innerhalb des FLS-Sichtfeldes akquirierten
Daten editiert, woraufhin in Schritt 360 gültige Ziele
identifiziert und verfolgt werden. Insbesondere wird ein gültiges Ziel
auf der Grundlage bestimmter Einschränkungen hinsichtlich des Abstands
und der relativen Geschwindigkeit definiert. Die Verarbeitungsschritte 355, 356, 358 und 360 können kollektiv
als das Akquirieren und Verfolgen von Zielen bezeichnet werden.
Daten können
auf vielfältige
Weise editiert werden, wie etwa durch einen Vergleich der Daten
mit vorgegebenen Kriterien und das Ignorieren von Datenproben, welche
die Kriterien nicht erfüllen.
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Es
dauert weniger als 12 ms, um die an jeder Keulenposition gemessenen
Daten zu sammeln, zu verarbeiten und anzuzeigen. Bei einem 13-Keulenystem
beträgt
die Datenlatenz (d.h. die Zeit zwischen Radaraktualisierungen) weniger
als 84 ms für
ein Ziel, das gegenwärtig
verfolgt wird. Bei einem neu erfaßten Ziel beträgt die Latenz
weniger als 168 ms, weil in das Sichtfeld des FLS eintretende Objekte zwei
Verweilzeiten an jeder Keulenposition erfordern, um die Gültigkeit
zu bewerten und eine Verfolgungsdatei zu erstellen.
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In
Schritt 362 wird der Pfad des Fahrzeugs, auf dem der FLS 10 montiert
ist, vorhergesagt. Sobald der FLS 310 ein Fahrzeug akquiriert,
wird der Weg des akquirierten Fahrzeugs vorhergesagt durch Verarbeiten
der zugeordneten Radarverfolgungsdaten zusammen mit Fahrzeuggierratendaten,
Straßenrandstörungsdaten,
und Daten, die den Weg des akquirierten Fahrzeugs mit den Wegen
anderer Fahrzeuge innerhalb des FLS-Sichtfeldes vergleichen. Es ist
auch möglich,
ein globales Positionierungssystem (GPS) zu verwenden, um die Position
des Fahrzeugs zu berechnen, auf das der FLS montiert ist, wobei
Informationen bezüglich
der FLS-Fahrzeugposition und Details über den Straßenweg,
die absolute Position des FLS-Fahrzeugs, und vorhergesagte Wege genau
bestimmt werden können.
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Die
Prüfkeule 66n der
Empfangsantenne 56 des FLS 10 (2)
weist in eine aufwärtige
Richtung bzw. "schaut
nach oben". Wenn
das in der Prüfkeule empfangene
Signal konstant bleibt oder stärker
wird, wird bestimmt, daß sich
das Fahrzeug an eine Brücke
annähert.
Hügel und
anderes Gelände,
in dem der FLS 10 bedeutsame Nickbewegungen erfährt, werden
aus Rücklaufsignalen
vorhergesagt, die in der mittleren oder einer anderen Keule der
Empfangsantenne 56 erfaßt werden, und können von
anderen Sensoren an dem Fahrzeug, wie etwa einem Kreisel, abgeleitet
werden.
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In
dem darauffolgenden Schritt 364 wird eines der verfolgten
Ziele basierend auf vorgegebenen Kriterien als das Primär- oder
Leitziel festgelegt. Bei der veranschaulichenden Ausführungsform
ist das Primärziel
als dasjenige Ziel mit dem geringsten Abstand definiert, das sich
innerhalb der gleichen Fahrspur befindet wie das Fahrzeug, auf dem
der FLS montiert ist. Falls keines der verfolgten Ziele diese Kriterien
erfüllt,
liegt kein Primärziel
vor, und das Fahrzeug behält
die eingestellte Tempomatgeschwindigkeit bei.
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Im
darauffolgenden Schritt 366 wird das zu verfolgende Sichtfeld
in Abhängigkeit
von der Lage des Primärziels
eingeschränkt,
und die reduzierten Daten werden editiert. In Schritt 368 wird
das Primärziel
innerhalb dieses eingeschränkten
Sichtfeldes verfolgt. Die eingeschränkte Sichtverarbeitung der Schritte 366 und 368 ermöglicht es
dem FLS 10 vorteilhaft, den Verlauf des Primärziels effizienter
und häufiger
zu überwachen,
während
er den Verlauf von anderen verfolgten Zielen mit einer geringeren
Häufigkeit überwacht.
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In
Schritt 370 liefert der FLS 10 die Abstands-,
Abstandsraten- und Azimutausgangssignale an das Fahrzeug 40.
Diese Informationen können von
der Längssteuereinheit
des Fahrzeugs verwendet werden, um Aspekte der Fahrzeugbedienung
wie das Bremsen zu steuern, und können dem Fahrer in verschiedenen
Formen angezeigt werden. Daraufhin kann der Vorgang gemäß der Darstellung
bei Schritt 352 beginnend wiederholt werden, oder er kann
abgeschlossen werden.
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Unter
Bezugnahme auf 11 ist in einem Fahrzeug 390 ein
FLS 392 montiert. An einem Abschnitt des Fahrzeugs 390 in
der Nähe
des FLS 392 haftet eine Verunreinigung wie etwa Schmutz,
Eis, Schnee, Schlamm oder anderes Material an. Gemäß der Darstellung
erscheint die Verunreinigung in der Antennenöffnung oder im Weg der Antennenkeulen, die
von dem FLS 392 zur Verfügung gestellt werden. Ein Hindernis
vor einer Antenne kann die Aperturverteilung und das Antennenstrahlungsmuster ändern. Ein
solches Hindernis wird als Antennenblockierung bezeichnet, wobei
das Phänomen
auch als Antennenblockade, Aperturblockierung oder Abschattung bezeichnet
werden kann. Eine Aperturblockierung verschlechtert die Leistungsfähigkeit
einer Antenne, indem sie die Antennenverstärkung herabsetzt, den Pegel
von Antennenseitenkeulen erhöht,
und Nullen in ein Antennenmuster einfügt. Wenn somit the Verunreinigung 394 aus
Material besteht, das die von dem FLS 392 erzeugten elektromagnetischen
Signale stark abschwächt,
wird die Leistungsfähigkeit
des FLS stark herabgesetzt. Somit ist es wünschenswert, das Vorhandensein
von solchem Material oder einer solchen Verunreinigung an dem Fahrzeug
zu erfassen.
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Wie
oben in Verbindung mit den 6–6E beschrieben
wurde, weist der FLS eine bistatische Antenne auf, die zwei nebeneinander
angeordnete Antennen aufweist (z.B. die Antennen 262, 272 in 6A).
Bei einer solchen Anordnung der Antennen wird ein Abschnitt der
von einer ersten der Antennen (z.B. der Sendeantenne 262) ausgesendeten
elektromagnetischen Energie von der zweiten Antenne (z.B. der Empfangsantenne 272)
absorbiert oder empfangen. Der Abschnitt des auf diese Weise empfangenen
elektromagnetischen Signals wird als Streusignal bezeichnet.
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Streuignale
sind immer bei jedem bistatischen Antennensystem vorhanden, bei
dem die zwei Antennen in gegenseitiger Nähe liegen. Idealerweise ist
die Isolierung zwischen der Sende- und Empfangsantenne ausreichend
groß,
um das Senderstreusignal, das über
die Kopplung zwischen Sende- und Empfangsantenne am Empfänger eintrifft,
auf einen vernachlässigbaren
Pegel zu reduzieren. Die Empfindlichkeit des FLS kann durch das
Rauschen eingeschränkt
werden, welches das in den Empfänger
gestreute Sendesignal begleitet. Somit ist ein solches Streusignal
in herkömmlichen
Systemen unerwünscht
und würde
vor dem Verarbeiten von nicht-gestreuten Signalen, die von der Empfangsantenne
empfangen werden, ausgefiltert oder anderweitig verringert oder
entfernt werden.
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Anstatt
das Streusignal auszufiltern oder zu entfernen oder seinen Signalpegel
anderweitig zu reduzieren, wird in diesem Fall das Streusignal jedoch dazu
verwendet, eine Antennenblockierung zu erfassen. Mit anderen Worten,
das Vorhandensein einer Verunreinigung wie Eis, Schlamm, oder Salz
im Weg des ausgesendeten Signals führt zu einem ungewöhnlich hohen
Signalpegel des Streusignals, wenn es von der Empfangsantenne empfangen
wird. Ein solches Streusignal erscheint in einem bestimmten der
Frequenz-Bins des FLS-Signalprozessors.
Insbesondere da das Streusignal keine bedeutsame Frequenzverschiebung
erführt,
erscheint der Streusignalrücklauf
in dem sogenannten Null-Dopplerfrequenz-Bin. Wenn somit das Signal,
das in solchen Frequenz-Bins erscheint, einen vorgegebenen Schwellenpegel übersteigt,
liefert dies eine Angabe, daß eine
Verunreinigung, wie etwa eine Verunreinigung 394, die effiziente Übertragung
von elektromagnetischer Energie von und zu dem FLS 392 verhindert.
Als ein Beispiel kann der vorgegebene Schwellenpegel in der Größenordnung
von 2 Dezibel (dB) über
einem zu erwartenden Signalpegel für das Streusignal liegen. Für den Durchschnittsfachmann dürfte jedoch
ersichtlich sein, daß auch
andere Schwellenpegel verwendet werden können. Der im Besonderen zu
verwendende Schwellenpegel kann gemäß einer Vielzahl von Faktoren
gewählt
werden, welche die Empfängerempfindlichkeit, Senderleistung,
Sende- und Empfangsantenneneffizienz und dergleichen umfassen, jedoch
nicht auf diese beschränkt
sind.