JP2007263980A - 自動車用前方監視センサ - Google Patents

Abstract

【課題】車両環境において物体を精度高く検出することができる前方監視センサを提供する。
【解決手段】ランプ・アップ部分およびランプ・ダウン部分の少なくとも１つを含むＶＣＯ制御信号を結合する入力ポートと、送信アンテナに結合するために送信ＲＦ信号を供給する出力ポートとを有する電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、送信ＲＦ信号に比例するフィードバック信号を結合する第１入力ポートと、固定周波数基準信号を結合する第２入力ポートと、フィードバック信号および固定周波数基準信号間の位相差および周波数差の少なくとも１つに比例する誤差信号を供給する出力ポートとを有し、ＶＣＯ制御信号が誤差信号の関数であり、ランプ・アップ部分およびランプ・ダウン部分の内少なくとも１つが実質的に線形な傾斜を有する、線形化回路とを備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、自動車用前方監視センサに関し、より詳細には小型で、車両環境において物体を精度高く検出することができる前方監視センサに関する。

自動車の走行に伴う危険性に鑑み、自動車用安全性機構の強化が現在求められている。自動車の安全性向上が可能な領域の１つは、車両のクルーズ（ｃｒｕｉｓｅ）制御システムである。クルーズ制御システムは、運転者に所定の走行速度を設定させ、車両がその所定速度を維持するように制御する。しかしながら、車両が他の車や歩行者のような障害物に近づきつつある場合、クルーズ制御システムを無視して車両のブレーキを作動させ衝突を回避するには、ドライバの注意および介入が必要となる。

クルーズ制御システムの安全性を強化するために、「インテリジェント」クルーズ制御システムが提唱されている。インテリジェント・クルーズ制御システムは、典型的には、車両進路における障害物を検出する検出器と、障害物の検出に応答して車両のブレーキを作動させクルーズ制御システムを無視するコントローラとを含む。インテリジェント・クルーズ制御システムは、衝突を回避するためにドライバへの依存性を軽減させることができるという利点がある。

自動車の安全性の向上が可能な別の領域として、衝突回避システムがあげられる。インテリジェント・クルーズ制御システムと同様、衝突回避システムは、通常、車両進路内における障害物を検出する検出器と、障害物検出に応答して車両のブレーキを作動させ衝突を回避するコントローラとを含む。

インテリジェント・クルーズ制御および衝突回避双方の用途では、車両の進路における物体を精度高くしかも信頼性高く検出可能な検出器を備える必要がある。かかる検出器のことを、前方監視センサ（ＦＬＳ：Ｆｏｒｗａｒｄ Ｌｏｏｋｉｎｇ Ｓｅｎｓｏｒ）と呼ぶこともあり、自動車および障害物の相対的な位置や、温度、湿度、氷および雨のような環境条件に比較的に不感応でなければならない。

レーダは、自動車用ＦＬＳを実現するのに適した技術の１つである。この目的に適したレーダの一種に、周波数変調連続波（ＦＭＣＷ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）レーダがある。典型的なＦＭＣＷレーダでは、送信するＣＷ信号の周波数は、第１所定周波数から第２所定周波数まで線形に上昇する。ＦＭＣＷレーダは、感度が高く、比較的送信パワーが少なく、距離分解能が高いという利点がある。

ＦＬＳは消費者向け製品であり、車両の安全性に影響を及ぼし得るので、センサの精度と信頼性とは等価となる。ＦＬＳの精度および信頼性に寄与するＦＬＳの特性（ａｓｐｅｃｔｓ）には、ノイズに対する感受性、および受信した無線周波数（ＲＦ）信号を処理してＦＬＳの視野内で物体を検出する際の総合的な正確さが含まれる。ノイズ感受性は、例えば、誤検出を招いたり、更に有害なこととして、物体を検出し損なう可能性もある。

ＦＬＳの更に重要な属性には、その物理的サイズや形状係数（ｆｏｒｍ ｆａｃｔｏｒ）に関係するものがある。好ましくは、ＦＬＳは、車両のエンジン筐体（ハウジング）の前面、またはグリルの背後に取り付け可能な、比較的小さなエンクロージャに収容する。精度および信頼性のためには、送受信アンテナおよび回路が車両グリルの属性による影響
を受けず、整合性が予測できるように車両に装備することが絶対的に必要である。

また、ＦＬＳの精度および信頼性を損なうものに、ＦＬＳ送信および／または受信アンテナの１つ以上の部分を遮蔽したり、特にＦＬＳ送受信アンテナに伝搬するＲＦエネルギおよびＦＬＳ送受信アンテナから伝搬するＲＦエネルギの部分を遮断する、望ましくない異物、又は、物体の存在がある。かかる遮蔽は、アンテナ・アパーチャ領域における異物又は物体の経時的な蓄積によって生ずる可能性がある。かかる異物は、例えば、温度、湿度、氷、雨等のような環境条件によって生ずる場合もある。かかる遮蔽は、ＦＬＳの適正な動作を損ない、極端な場合には妨害する可能性がある。ＦＬＳを装備した車両を一旦路上に配置すると、異物の蓄積が徐々に断続的に行われ得る。この結果、ＦＬＳシステムの性能も対応して徐々に低下し、徐々に蓄積した異物によるアンテナ遮蔽の存在を検出するのが比較的困難となる。

したがって、アンテナの遮蔽を検出可能なＦＬＳを提供することができれば、望ましいであろう。また、ドロ、氷、雪等のような異物が、ＦＬＳを装備した車両のその領域に蓄積することによるアンテナの遮蔽を検出可能なＦＬＳを提供することができれば、望ましいであろう。更に、アンテナの遮蔽を検出し、かかる遮蔽の存在をシステム・ユーザに警告するＦＬＳを提供することができれば望ましいであろう。

本発明によれば、自動車用前方監視センサ（ＦＬＳ）システムは、ＲＦ信号を放射即ち送信する送信アンテナと、送信アンテナの視野内にある１つ以上の物体によって捕らえられ、反射して戻ってきた送信ＲＦ信号の部分を受信する受信アンテナとを含む。また、受信アンテナは、送信アンテナから放射されたＲＦ信号の一部に対応し、所定の視野内およびＦＬＳシステムから所定の範囲内に存在する物体を捕らえずに受信アンテナに結合された、所謂漏れ信号も受信する。更に、ＦＬＳシステムは、受信アンテナに結合され、受信アンテナからの信号を受け取り、送信アンテナから受信アンテナに結合されたＲＦ漏れ信号が所定の漏れ信号スレシホルド・レベルを超過するか否かについて判定を行なう受信回路も含む。

この特定の構成では、アンテナ遮蔽（障害物）を検出するＦＬＳシステムを提供する。送信アンテナから受信アンテナに結合されるＲＦ漏れ信号のエネルギ・レベルが所定のスレシホルド・レベルを超過する場合、ＦＬＳシステムは、異質な物体、異物等が、ＦＬＳ送信アンテナによるＲＦエネルギの効率的かつ適正な送信を邪魔しているか、あるいは完全に妨害している虞れがあると推断する（即ち、物体は、アンテナが送信するＲＦエネルギに対する妨害（遮蔽）となり、ＲＦエネルギが「遮蔽」されている）。かかる遮蔽は、例えば、泥、塩、氷等のような物体の蓄積によって生ずる可能性があり、ＦＬＳ送信アンテナからのＲＦエネルギおよび受信アンテナへのＲＦエネルギの伝送を減衰させるか、またはそれ以外の影響を及ぼす。典型的には、ＦＬＳが送信モードで動作する場合、一般に漏れ信号と呼ばれている比較的一定のＲＦエネルギが送信アンテナから受信アンテナに結合される。送信アンテナが遮蔽されると、送信アンテナおよび受信アンテナ間で結合される漏れエネルギのレベル上昇が発生する。漏れ検出回路が、送信アンテナおよび受信アンテナ間の漏れ信号の増大を検出することによって、アンテナ遮蔽の検出を行なう。

一実施形態では、自動車用ＦＬＳは、第１ＲＦ信号を送信する送信アンテナと、第２ＲＦ信号を受信する受信アンテナとを含み、バイスタティック・アンテナ対として構成されている。更に、ＦＬＳは、受信アンテナに結合され、第２ＲＦ信号の一部が所定のスレシホルド・レベルよりも高いか否かについて判定を行なう遮蔽検出回路を含む受信回路を含む。第２ＲＦ信号は、送信アンテナの視野内にある物体からの信号反射から成るＲＦ信号
反射部分と、第１ＲＦ信号からのＲＦエネルギから成る漏洩部分との双方を含む。

一実施形態では、受信回路は、ディジタル信号プロセッサを含み、第２ＲＦ信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を計算し、各々、対応する周波数範囲内の第２ＲＦ信号のエネルギ内容を表わす複数の出力信号を供給する。受信回路に含まれる漏れ検出回路は、更に、スレシホルド検出回路を備え、複数の出力信号の内、近似的にゼロ・ドプラ周波数シフトに対応する周波数範囲内の第２ＲＦ信号のエネルギ内容を表わす出力信号の振幅を、所定のスレシホルド・レベルと比較する。送信アンテナおよび受信アンテナの少なくとも一方の遮蔽は、所定のスレシホルド・レベルを超過する出力信号によって示される。一例として、所定のスレシホルド・レベルは、漏れ信号に予想されるレベルよりも約２デシベル（ｄＢ）高くすることが考えられる。

このような構成によって、バイスタティックＦＬＳにおける送信アンテナから受信アンテナへのＲＦエネルギ漏れを用いて、送信アンテナおよび受信アンテナの一方または双方の遮蔽を検出する。特定のスレシホルド・レベルは、種々の要因に応じて選択することができる。その要因の中には、ＦＬＳシステムのアンテナ遮蔽に対する所望の感度が含まれるが、これに限定される訳ではない。

本発明の更に別の態様によれば、アンテナ遮蔽を検出する方法は、（ａ）送信アンテナを用いて第１ＲＦ信号を送信するステップと、（ｂ）受信アンテナを用いて第２ＲＦ信号を受信するステップであって、第２ＲＦ信号が前記第１ＲＦ信号の一部を含む、ステップと、（ｃ）第２ＲＦ信号を処理し、第２ＲＦ信号のいずれかの部分が漏れ信号に対応するか否かについて判定するステップと、（ｄ）第２ＲＦ信号の漏れ部分が所定の漏れ信号スレシホルド・レベルを超過するか否かについて判定を行なうステップとを含む。

この特定構成では、バイスタティック送信および受信アンテナを含むドプラ・レーダ・システムにおいてアンテナ遮蔽を検出するために用いることができる技法を提供する。第２ＲＦ信号を処理してそのエネルギ内容を判定することにより、送信アンテナおよび受信アンテナ間の漏れ信号による第２信号のこれらの部分を識別することが可能となる。次に、漏れ信号のエネルギ・レベルを所定のスレシホルド・レベルと比較する。漏れ信号のエネルギ・レベルが所定のスレシホルド・レベルを超過する場合、アンテナ遮蔽が存在するという決定を下す。特定実施形態の１つでは、バイスタティック送信および受信アンテナを有するＦＭ−ＣＷドプラ・レーダにおいて、漏れ信号は、ゼロ・ドプラに実質的に対応する周波数シフトを有する。

一実施形態では、第２ＲＦ信号を処理し、第２ＲＦ信号のいずれかの部分が漏れ信号に対応するか否かについて判定するステップは、第２ＲＦ信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行し、複数の周波数範囲の各々における第２ＲＦ信号のエネルギを判定するステップと、複数の周波数範囲の内、近似的にゼロ・ドプラに対応する所定の周波数範囲内の第２ＲＦ信号のエネルギ内容が所定のスレシホルドを超過するか否かについて判定を行なうステップとを含むことができる。漏れ信号がスレシホルド・レベルを超過するレベルは、スレシホルド・レベルよりも約１デシベル（ｄＢ）ないし約３デシベル（ｄＢ）高い範囲で選択することができる。

更に、既存の自動車用センサ・システムの問題および限界に関して、本発明によれば、自動車の安全性向上の必要性を自動車用センサ・システムの有用性および要望と結合することにより、小型で、しかも自動車用センサ・システムが動作しなければならない環境およびその他の動作条件に係らず、精度および信頼性が高い自動車用センサ・システムを提供するという課題に至ることが認識された。したがって、小型で、車両環境において物体を精度高く検出することができ、しかも信頼性が高い自動車用センサを提供することがで
きれば望ましいであろう。

本発明によれば、自動車用前方監視センサ（ＦＬＳ）は、（ａ）ランプ・アップ（ｒａｍｐ ｕｐ）部分およびランプ・ダウン（ｒａｍｐ ｄｏｗｎ）部分の少なくとも１つを含むＶＣＯ制御信号を結合する入力ポートと、送信アンテナに結合するために送信ＲＦ信号を供給する出力ポートとを有する電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、（ｂ）送信ＲＦ信号に比例するフィードバック信号を結合する第１入力ポートと、固定周波数基準信号を結合する第２入力ポートと、フィードバック信号および固定周波数基準信号間の位相差および周波数差の内少なくとも１つに比例する誤差信号を供給する出力ポートとを有し、ＶＣＯ制御信号が誤差信号の関数であり、ランプ・アップ部分およびランプ・ダウン部分の内少なくとも１つが実質的に線形な傾斜を有する、線形化回路とを含む。この特定構成では、車両経路内にある物体およびこれに隣接する物体を精度高く検出可能なＦＬＳを提供する。一実施形態では、ＦＬＳは、１３個のアンテナ・ビームを有するアンテナ・アセンブリを含む。複数のアンテナ・ビームの使用により、ＦＬＳから約１００メートルまたは２００メートル以上の範囲における距離にある複数の物体を、精度高く解明することが可能となる。

前述した本発明の特徴、および本発明自体は、以下の図面の説明から更に深く理解することができよう。

図１を参照すると、自動車用前方監視センサ（ＦＬＳ）１０は、アンテナ・アセンブリ１４、送信機２２および受信機２４双方を有するマイクロ波アセンブリ２０、ならびに信号プロセッサ３０、電源３２、制御回路３４およびディジタル・インターフェース３６から成る電子装置アセンブリ２８を含む。自動車用ＦＬＳ１０は、レーダ技術を利用し、自動車４０に装備し、ＦＬＳの視野内において１つ以上の物体、即ち、目標を検出するのに適している。本願発明では、目標は、他の車、木々、標識、歩行者等を含むものとする。ＦＬＳ１０は、その視野内で１つ以上の目標を検出し、各目標を、「一次」目標および「二次」目標のいずれかとして分類する。一次目標、即ち、主目標は、種々の方法で定義することができ、図示の実施形態では、軌道、即ち、ＦＬＳ１０を装備した車両の走行レーンに最も近い物体とする。

制御信号バス４２を通じて制御信号が車両４０によってＦＬＳ１０に供給される。これらの制御信号は、車両４０に関連するヨー・レートに対応するヨー・レート信号、および車両の速度に対応する速度信号を含む。これらの制御信号およびＦＬＳ１０が受信する反射ＲＦ信号に応答して、ＦＬＳは、その視野内にある一次目標を特徴付ける１つ以上の出力信号を、出力信号バス４６を通じて車両に供給する。これらの出力信号は、センサ１０の視野内にある一次目標に関連する距離を示す距離信号、一次目標に関連する距離レートを示す距離レート信号、および車両４０に対する一次目標に関連するアジマス（方位）を示すアジマス信号を含む。ＦＬＳ出力信号は、車両４０の長手方向制御部に結合し、インテリジェント・クルーズ制御または衝突回避システムにおいて用いることができる。

アンテナ・アセンブリ１４は２つのアンテナ、即ち、ＲＦ信号を受信するための受信アンテナ１６、およびＲＦ信号を送信するための送信アンテナ１８を含む。ＦＬＳ１０は、別個の送信アンテナおよび受信アンテナを含むので、バイスタティック・レーダ・センサとして特徴付けることもできる。アンテナ１６，１８は、マルチ・ローブ型であり、同一方向の点に関して並列に制御される。それぞれのアンテナ１６，１８の角度を選択するのに適した種々の回路があり、その中にはマルチ位置スイッチが含まれる。

受信アンテナ１６からの出力は、マイクロ波受信機２４に結合され、ここで１つ以上の
局部発信信号の周波数を、送信信号周波数から固定量だけ偏移（オフセット）させる。受信機２４の出力信号はオフセット周波数を有し、目標周波数はこれよりも上または下のいずれかである。

受信機２４は、アナログーディジタル（Ａ／Ｄ）変換器を含み、増幅した受信ＲＦ信号を、受信機の最大周波数の少なくとも２倍のレートでサンプリングする。これらの信号サンプルは、ディジタル信号プロセッサ３０内のＦＦＴによって処理し、種々の周波数範囲（即ち、周波数ビン）内における信号の内容を判定する。ＦＦＴ出力は、信号プロセッサ３０の他の部分のデータとして用いることができる。ＦＬＳ１０の残りの部分は、標準的な構成要素から成り、電源３２、周波数安定のためのシステム・クロック（クリスタル制御発振器）を含む制御回路３４、およびディジタル・インターフェース３６を含む。信号プロセッサ３０が受信ＲＦ信号を処理して前述の一次目標の距離、距離レートおよび／またはアジマスを示す出力信号を出力信号バス４６を通じて車両４０に供給する方法については、図１０のフロー図に関連付けて以下で説明する。また、１９９６年１１月１２に出願されたＲＡＤＡＲ ＳＹＳＴＥＭ ＡＮＤ ＭＥＴＨＯＤ ＯＦ ＯＰＥＲＡＴＩＮＧ
ＳＡＭＥ（レーダ・システムおよびその動作方法）と題する同時係属中の米国特許出願第０８／７４５，５３０号にも記載されている。その内容は、この言及により全体が本願にも含まれるものとする。

図２のブロック図を参照すると、好適なＦＬＳ１０は、送信回路５０および送信アンテナ５２によって形成される送信信号経路、ならびに受信回路５４および受信アンテナ５６によって形成される受信信号経路を含む。概して言えば、ＦＬＳ１０は、送信回路５０によって送信信号を発生し、信号経路５８を通じて送信アンテナ５２に結合する。送信されたＲＦ信号は、ＦＬＳ１０の視野（ＦＯＶ）内にある物体を捕らえ、送信信号の一部が物体から反射し、受信アンテナ５６によって受信される。

受信ＲＦ信号は、受信回路５４に供給され、ダウン・コンバートおよび濾波（フィルタリング）を含む処理を施され、続いてディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）６０に供給される。ＤＳＰ６０は、ＦＦＴを実行することにより受信信号を処理し、ＦＦＴによって得られたデータを用いて、ＦＬＳ１０のＦＯＶ内にある少なくとも１つの一次目標を検出し追跡するアルゴリズムを実施する。検出および追跡アルゴリズムについては、図１０のフロー図に関連付けて全体的に説明する。また、先に引用し本願にも含まれるものとした同時係属中の米国特許出願第０８／７４５，５３０号にも記載されている。

ＦＬＳ１０について更に詳しく検討する。送信回路５０は、周波数シンセサイザ１４０が発生するシステム・クロック信号に応答し、信号ライン６２を通じて回路５０に結合され、更に、ＤＳＰ６０が供給する制御信号６４ａ〜６４ｃにも応答する。送信回路５０は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）７０を含む。図示の実施形態では、ＶＣＯ７０は、送信アンテナ５２において約＋８ｄＢｍの信号レベルを有する送信信号５８を発生可能な、燐化インディウム（ＩｎＰ）ガン・ダイオードによって構成する。尚、別の種類のＶＣＯにも適したものがあり、例えば、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）またはスードモルフィック高電子移動トランジスタ（ＰＨＥＭＴ：ｐｓｅｕｄｏｍｏｒｐｈｉｃ ｈｉｇｈ ｅｌｅｃｔｒｏｎ ｍｏｂｉｌｉｔｙ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）技術のいずれかを用いた、モノリシック・マイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ：Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）発振器を含むことを当業者は認めよう。

結合されているＶＣＯ制御信号７２に応答して、ＶＣＯ７０は、ＲＦ送信信号５８を供給する。ＲＦ送信信号５８は、ここでは、約７５．９５ＧＨｚないし７６．２５ＧＨｚの範囲の周波数を有するものとする。ＲＦ送信信号５８の特定周波数は、ＶＣＯ制御信号７
２によって決定される。したがって、ＶＣＯ制御信号７２の電圧を変化させることにより、ＶＣＯ７０は、ＲＦ信号５８の周波数に対応する変化を与える。

好ましくは、送信回路５０は、周波数変調連続波（ＦＭＣＷ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）システムとして動作する。ＦＭＣＷレーダでは、送信信号５８は、経時的に所定の態様で変化する周波数を有する。この構成では、ＲＦ信号の送信時間の尺度は、受信信号１２０の周波数を送信信号５８の周波数のサンプルと比較することによって決定することができる。距離判定は、送信信号５８とリターン信号１２０の周波数間のビート周波数を測定することによって行なう。こうして測定した周波数は、リターン信号の時間遅延を乗算した送信信号周波数ランプ（ｒａｍｐ）の傾斜に等しい。電磁放射の速度が一定であるため、時間遅延は、リターン信号が反射する目標即ち物体の距離に直接比例する。更に、測定した周波数は、目標とＦＬＳ１０装備した車両との間の相対速度によるドプラ周波数も含む。測定周波数シフトに対する２つの寄与を分離し識別するためには、送信信号５８の時間可変周波数は、図３に示すような特徴形状を有するＶＣＯ制御信号７２によって与えられる線形ランプの形態とする。

図３を参照すると、ＶＣＯ制御信号７２は、ランプ・アップ部分（ｒａｍｐ ｕｐ ｐｏｒｔｉｏｎ）７４、連続波（ＣＷ）部分７６、およびランプ・ダウン部分（ｒａｍｐ ｄｏｗｎ ｐｏｒｔｉｏｎ）７８を含む。図示の実施形態では、ランプ・アップ部分７４、ＣＷ部分７６およびランプ・ダウン部分７８の間のサンプリング間隔は、それぞれ、約１．０２４ミリ秒であり、１ＭＨｚレートでサンプリングされ、かかる各間隔毎に１０２４個のサンプルを生成する。ハニング重み付け（Ｈａｎｎｉｎｇ ｗｅｉｇｈｉｎｇ）を用いると、この構成によって約０．７８メートルの距離分解能、および約２．８メートル／秒の距離レート分解能が得られる。最小信号対ノイズ比を１１ｄＢとし、２つのランプ対の処理による目標追跡を仮定すると、距離および距離レート測定精度は、それぞれ、約０．１１メートルおよび０．３９メートル／秒となる。しかしながら、車両目標に対する信号対ノイズ比は典型的にＦＬＳ１０の１００メートル動作範囲では２０ｄＢを超過するので、精度は、距離については約０．０４メートル、距離レートについては約０．１４メートル／秒となる。

ＦＬＳ１０の適正な動作のために、そして、特に受信ＲＦ信号１２０の周波数のスメア（ｓｍｅａｒ）を防止するためには、ＶＣＯ制御信号７２が実質的に線形なランプ・アップ部分７４およびランプ・ダウン部分７８をそれぞれ有することが重要である。このために、再度図２を参照すると、線形化回路８０を備え、ＶＣＯ制御信号７２が線形に上昇および降下することを確保する。これについては、以下で更に詳しく説明する。

ＲＦ送信信号５８の一部は、カプラ８２を介して、ミキサ８４の入力ポートにフィードバックする。ミキサ８４の第２入力ポートは、誘電体共振発振器（ＤＲＯ：Ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）８６が発生する局部発振信号を受け取る。ミキサ８４は、ダウン・コンバータとして動作し、約３５０ＭＨｚおよび６５９ＭＨｚの間の周波数を有する中間周波数（ＩＦ）信号をその出力ポートに発生する。ＩＦ信号は増幅器９０に結合され、その出力信号は、図示のように、信号ライン９２を通じて線形化回路８０に入力信号を供給される。

線形化回路８０は、５０ＭＨｚクロック信号６２を９６という値で分周し、公称周波数５２０．８ＫＨｚを有する出力信号を供給し、ミキサ９６の入力ポートに結合するように動作する分周エレメント９４を含む。信号９８は、更に、送信回路５０のカウンタ１００に結合されている。

カウンタ１００は、ＤＳＰ６０からの制御信号６４ａ〜６４ｃ、および５２０．８ＫＨ
ｚ入力信号９８に応答し、その現在のカウント値をカウント・アップまたはダウン、あるいはラッチし、６７３および１２６５の間のディジタル値を有する信号１０２を供給する。この値は、値Ｎを表わす。値Ｎ信号１０２は、分周エレメント１０４に結合され、分周エレメント１０４は入力信号９２の周波数を値Ｎで分周し、信号１０６を発生し、ミキサ９６の第２入力ポートに結合する。

線形化回路８０は、入力信号９２に位相ロックされた出力信号１０８を供給するように動作する。これを行なうには、ミリメートル波ＶＣＯ２７２の分周出力周波数信号１０６を固定基準周波数信号９８と比較する。ＶＣＯの分周出力周波数信号１０６は、位相／周波数検出器において、固定基準周波数信号９８と結合され、固定基準周波数信号９８と分周出力周波数信号１０６との間の位相誤差および周波数誤差に比例する誤差電圧１０８を供給する。誤差電圧１０８は、ループ・フィルタ１１０によって濾波され、ＶＣＯ制御信号７２が得られる。ＶＣＯ制御信号７２は、ＶＣＯ７０にフィードバックされ、分周出力周波数信号１０６が固定基準周波数信号９８に等しくなるように、これを調整する。分周器１０４をプログラム可能とし、除数を固定の割合（システムのクリスタル・クロックによって設定する）で固定量だけ増分していくことにより、フィードバック・ループを通じて、ＶＣＯ７０はその周波数を線形に変化させる（即ち、ｄｆ／ｄｔが一定である）。各周波数ステップおよび各時間ステップは、チャープの期間を通して同一であるので、ＶＣＯ制御信号７２（あるいは、チャープ信号と呼ぶ）は本質的に線形である。

線形化回路８０によって、ＶＣＯ制御信号７２は、値Ｎ信号１０２の変化に応答して、周波数を変化させる。即ち、一旦値Ｎ信号１０２が変化すると、ＶＣＯ制御信号７２は指数的に新たな周波数に近づき、正確な波形は種々のループ・パラメータによって異なる。ＶＣＯ制御信号７２が新たな周波数に近づいていく周波数ステップおよび時間ステップの大きさは、所定のＶＣＯ制御信号（即ち、チャープ信号）の傾斜に対する要件を満たすように選択する。図示の実施形態では、チャープの傾斜は、約２７０ＫＨｚ／μ秒であり、これは１．９２４５マイクロ秒の時間ステップに対応する。チャープの傾斜は、種々の要因に応じて選択され、その中には、処理速度、サンプリング速度、ＤＳＰ６０において利用されるアナログーディジタル変換器の分解能およびダイナミック・レンジ、ならびにＤＳＰ６０によって実行される高速フーリエ変換（ＦＦＴ）計算に含まれる点数が含まれるが、これらに限定されるという訳ではない。この特定実施形態では、１ＭＨｚのナイキスト・サンプリング・レート、および１０２４点ＦＦＴを用いる。

ＶＣＯ制御信号７２が新たな周波数に接近する周波数ステップおよび時間ステップは、一定値に維持されるので、ＶＣＯ制御信号７２のランプ・アップ部分７４およびランプ・ダウン部分７８は、本質的にほぼ線形である。図示の実施形態では、ＶＣＯ制御信号７２の線形性は、約０．０４％程度であり、これは、約１００Ｈｚ未満の受信ＲＦ信号１２０の周波数変動に対応する。値Ｎの関数である所定のループ・パラメータがＶＣＯ制御信号７２の線形性に影響を与える場合もあるが、これらのパラメータは、ループ利得を値Ｎの関数として調節することによって、補償することができる。ループ利得は、ループ・フィルタ１１０の補償回路を調節することによって補償する。

尚、ＶＣＯ制御信号７２が新たな周波数に近づいていく周波数および時間ステップをほぼ一定に維持させる他の回路による実施態様を用いても、ＶＣＯ制御信号７２の実質的な線形性を確保することが可能であるという点は、当業者には認められよう。かかる代用回路を図４に示し、以下でこれに関連付けて説明する。

図２におけるように詳しく図示しないが、図示の実施形態では、受信アンテナ・ビーム６６の整合（アライメント：ａｌｉｇｎｍｅｎｔ）ビーム６６ａ，６６ｍおよび送信アンテナ・ビーム６８の整合ビーム６８ａ，６８ｍは、各車両の公称中央線（アンテナが物理
的に車両の中央線に沿って配置されている場合にはアンテナ）から対向する両方向に約２０°の角度に照準を合わせ、更に路面に向かって約４５°下向きの角度を有する。

この特定技術では、車両速度が４０ないし８０ｍｐｈである時に整合測定を行なうと、約０．１２７°の最大誤差が生ずる。現在の整合方式の信頼性は信号対ノイズ比の関数であるので、受信アンテナの整合ビーム６６ａ，６６ｍにおける信号リターンを最大化するためには、垂直偏波を用いることが好ましい。この整合方式は、比較的狭いビーム幅を有するアンテナ・ビームを用いる。このようにアンテナ・ビームを向けることにより、検知システムは、センサ不整合に起因するドプラ・リターンの差を検知する。例えば、整合アンテナ・ビーム６６ａ，６６ｍ，６８ａ，６８ｍが適正に整合（整列）され、道路のほぼ鏡像縁（ｍｉｒｒｏｒ ｉｍａｇｅ ｅｄｇｅ）に向けられている場合、検知システムによって実質的に同一のドプラ・リターンが受信され検出されるはずである。しかしながら、アンテナ・ビーム６６ａ，６６ｍ，６８ａ，６８ｍが適正に整合されていないと、異なるドプラ・リターンが検知システムによって受信および検出されるはずであり、これによって、ＦＬＳ１０の車両４０に対する不適正な整合を示す。

図４を参照すると、回路２００によって示されるように、送信機５０（図２）の一部は、アナログ回路および技法を用いて実現し、ＶＣＯ制御信号７２（図２および図３）に実質的に線形なランプ・アップ部分およびランプ・ダウン部分を形成することができる。回路２００は、ＶＣＯフィードバック信号９２（図２）、およびシンセサイザ１４０（図２）が発生する固定基準周波数信号２０２に応答する。図示の実施形態では、固定基準周波数信号２０２の公称周波数は、約４００ＫＨｚである。フィードバック信号９２は、表面弾性波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）干渉計２０４に結合される。ＳＡＷ干渉計２０４は、ＳＡＷ遅延線２０６およびミキサ２０８を含み、図示のように配列され結合されている。フィードバック信号９２は、ＳＡＷ遅延線２０６の入力ポート、およびミキサ２０８の第１入力ポート２０８ａに供給される。ＳＡＷ遅延線は、位相シフト信号をミキサ２０８の第２入力ポート２０８ｂに供給する。ミキサ２０８は、ポート２０８ａ，２０８ｂにそれぞれ供給された２つの信号間の位相差を検出する。ミキサ２０８は、出力ポート２０８ｃ（干渉計２０４の出力ポートに対応する）に、ＶＣＯ制御信号７２の傾斜に比例する周波数を有する干渉計出力信号２１０を供給する。信号２１０は、ミキサ２１２の入力２１２ａに結合される。

固定基準周波数信号２０２は、シンセサイザ１４０から位相スイッチ２１４の入力に供給され、その出力が、図示のように、ミキサ２１２の第２入力２１２ｂに結合されている。位相スイッチ２１４は、ＶＣＯ７０（図２）が供給する信号の周波数が波形部分７４（図３）に示すように時間に対して上昇している場合、第１スイッチ位置に置かれ、これによって第１位相シフトを、ミキサ・ポート２１２ｂに供給する信号に導入する。逆に、ＶＣＯ７０が供給する信号の周波数が、波形部分７８（図３）に示すように、時間に対して減少しているときは、位相スイッチ２１４は第２スイッチ位置に置かれ、これによって第２位相シフトを、ミキサ・ポート２１２ｂに供給する信号に導入する。

干渉計出力信号２１０は、ＶＣＯ調整電圧７２（Ｖ_ＶＣＯ）を調節しなければならない量を決定する差信号であり、こうして特定の周波数を有するＶＣＯ出力信号を供給する。位相スイッチ２１４からミキサ入力ポート２１２ｂに供給される信号は、ＶＣＯ調整電圧７２Ｖ_ＶＣＯが変化しなければならない方向（即ち、調整電圧Ｖ_ＶＣＯの大きさは増大すべきか、または減少すべきか）を決定する。このように、位相スイッチ２１４は、ＶＣＯ信号波形が正の傾斜を有するかあるいは負の傾斜を有するかに応じて、２つのスイッチ位置の一方となる。この手法によって、位相ロック・ループは、ＶＣＯ調整電圧信号７２の傾斜遷移期間の間、位相ロックを維持する。

ミキサ２１２は、固定基準周波数信号２０２を、ＶＣＯ制御信号７２の傾斜によって決定された周波数を有する干渉計信号２１０と比較し、その出力ポートに誤差信号２２０を発生する。誤差信号２２０は、増幅器２２４の第１入力に結合される。線形電圧ランプ２２６が増幅器２２４の第２入力に結合される。増幅器２２４の出力は、ＶＣＯ７０を調整するためのＶＣＯ制御信号７２を供給する。

ミキサ２２７は、出力誤差電圧２３１を供給し、増幅器２２８においてこれを固定バイアス電圧２３２に加算して、ＶＣＯ７０（図２）がＣＷ動作モードとなるように指令されたときに、調整電圧２３３を供給することにより、ＶＣＯ周波数調整範囲の低周波数端において、比較的周波数が安定なクリスタル発振器から得られる周波数を有する信号にＶＣＯ７０を同期させる。これによって、例えば、一般に「周波数ドリフト」と呼ばれる、信号周波数変化を最小に抑える。この信号周波数変化は、ＶＣＯ７０の動作特性に影響を及ぼす熱変化のような、環境条件の変化に起因して発生する可能性がある。

ミキサ２２７、増幅器２２８およびフィードバック信号経路２３０は、連続波（ＣＷ）または周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）選択信号を供給する。選択信号が第１の値を有する場合、ＶＣＯ７０（図２）はＦＭＣＷ信号を供給し、選択信号が第２の値を有する場合、ＶＣＯ７０はＣＷ信号を供給する。

再び図２を参照し、受信アンテナ５６および受信回路５４を含むＦＬＳ１０の受信経路は、ここでは、連続波（ＣＷ）信号を受信するように構成されている。図示の実施形態では、受信回路５４は、チョップ型ホモダイン受信機として構成されている。いずれ明らかになろうが、この特定的な受信回路５４は、受信回路５４、具体的には関連するダウン・コンバータ１４６の１／ｆノイズ領域を超えて、受信ＲＦ信号１２０をシフトするという利点がある。受信回路１５４が約６デシベル（ｄＢ）程度の低い雑音指数を達成するという別の有利な特徴は、ダウン・コンバータ１４６の前段にロー・ノイズ増幅器（ＬＮＡ）１２２を使用することによって得られる。これについては以下で説明する。

受信アンテナ５６は、受信ＲＦ信号１２０を受信回路５４に結合する。即ち、受信信号１２０は、ＬＮＡ１２２に結合され、ＬＮＡ１２２は、増幅した出力信号１２４を単側波帯発生器（ＳＳＢＧ：Ｓｉｎｇｌｅ−Ｓｉｄｅｂａｎｄ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）１２６に供給する。ＬＮＡ１２２およびＳＳＢＧ１２６は、受信ＲＦ信号１２０に伴う全ノイズを大幅に削減するように動作する。いずれ明らかとなろうが、これら特定の回路を用いることにより、ＦＬＳ１０のＦＯＶ内の目標を検出する際に、ＦＬＳ１０の高信頼性および高精度の動作が可能となる。

ＳＳＢＧ１２６は、パワー・デバイダ１２８を含み、これに増幅信号１２４が結合される。デバイダ１２８は、信号１２４を等しいパワーおよび位相を有する２つの信号に分割し、図示のように、増幅器１３２および１３４に結合する。増幅器１３２および１３４は、それぞれ、周波数シンセサイザ１４０からの同相および直交（Ｉ／Ｑ）信号を受け取る。ＩおよびＱ信号は、約６．２５ＭＨｚの公称周波数を有し、互いに９０°位相がずれている。したがって、増幅器１３２，１３４の出力信号１３６，１３８は、それぞれ互いに対して９０°位相がずれている。

増幅器出力信号１３６，１３８は、直交カプラ１４２の入力ポートに結合される。直交カプラ１４２は、第１終端出力ポートと、信号ライン１４４を通じてダウン・コンバート・ミキサ１４６に結合されている第２出力ポートとを有する。直交カプラ１４２は、入力された信号間で減算を行って第１出力信号を第１出力ポートに供給し、入力信号を加算して第２出力ポートに第２出力信号を供給し、ダウン・コンバート・ミキサ１４６に結合する。

送信信号５８の一部は、ＶＣＯ７０からカプラ８２を介し、信号経路１４８を通じて結合され、ダウン・コンバート・ミキサ１４６のＬＯ入力ポートに、局部発振（ＬＯ）信号を供給する。ミキサ１４６は、その出力ポートに中間周波数（ＩＦ）信号１５０を供給し、更に処理を進める。

ＩＦ信号１５０は、別の受信回路に結合される。この受信回路は、増幅器１５２、振幅減衰エレメント１５４、バッファ１５６、ＩＦミキサ１５８、バッファ１６０、およびフィルタ１６２を含み、これらは全て、図示のように、直列に結合されている。振幅減衰器１５４は、ＤＳＰ６０からの制御信号１６４に応答して、ＩＦ信号レベルの調節を可能とし、アナログーディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１６６の飽和を防止する。ＩＦミキサ１５８は、処理後の受信信号、およびここでは６．２５ＭＨｚの公称周波数を有する、シンセサイザ１４０が供給する発振信号に応答し、ＩＦ信号を更にダウン・コンバートして、Ａ／Ｄ変換器１６６による処理に適した周波数とする。ここでは、その周波数は、約２５０ｋＨｚである。

フィルタ１６２の出力信号１６８は、ＤＳＰ６０と連動するＡ／Ｄ変換器１６６に結合される。先に注記したように、ＤＳＰ６０が受信ＲＦ信号に応答してＦＬＳ１０の視野内にある一次目標を検出し追跡するために実施するプロセスについては、図１０のフロー図に関連付けて説明する。また、先に引用し本願にも含まれるものとした米国特許出願第０８／７４５，５３０にも記載されている。例えば、一次目標の距離、距離レート、および／またはＦＬＳ１０が装備されている車両に対する角度に関して、一次目標を特徴付ける出力信号１７０を、ＤＳＰ６０が車両インターフェースに供給することを言えば十分であろう。ＦＬＳ１０の電源１７２は、ＦＬＳを装備した車両のバッテリによって給電することも可能である。

好ましくは、ＳＳＢＧ１２６およびＬＮＡ１２２は、１つ以上のモノリシック・マイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）として実現する。しかしながら、所謂チップおよびワイヤ技法、ならびにその他の構成を含む種々の製造技法も、ＦＬＳ１０の構成部品を提供するのに適していることは、当業者には明白であろう。

ＦＬＳ１０の、それが装備されている車両４０に対する整合を行なうには、送信アンテナ・ビーム６８の２本のビーム６８ａ，６８ｂ、および受信アンテナ・ビーム６６の２本のビーム６６ａ，６６ｍを用いる。概して言えば、送信アンテナ・ビーム６８ａ，６８ｍは、所定のＲＦ整合信号を送信する。送信したＲＦ信号からの反射が、受信アンテナ・ビーム６６ａ，６６ｍによって受信され、処理されて、ＦＬＳ１０の車両の運動に対する整合を判定する。この整合プロセスは、車両を動かす毎に繰り返し、ＤＳＰ６０がＲＦ信号反射を処理する動作においてその結果を用いて、ＦＬＳ視野内において目標を検出し追跡する際の整合のばらつきを補償する。

図５のブロック図も参照すると、ＤＳＰ６０に適したアーキテクチャの１つが示されている。ＤＳＰ６０は、信号処理回路１８０，１８２を含み、各々関連するメモリ素子１８４，１８６をそれぞれ有する。メモリ素子１８４，１８６は、少なくとも１つの先入れ先出し（ＦＩＦＯ）エレメント、スタティック・ランダム・アクセス・メモリ（ＳＲＡＭ）エレメント、および電気的消去可能プログラム可能リード・オンリ・メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）エレメントを含む。図示の実施形態では、処理回路１８０は、受信ＲＦ信号１２０（図２）の処理を専門に行い、処理回路１８２はデータ記録および表示機能を専門に行なう。ダイナミック・ランダム・アクセス・メモリ（ＤＲＡＭ）１８７が、プロセッサ１８０，１８２間に結合されており、プロセッサ１８０，１８２間で共有しなければならない情報に、各プロセッサ１８０，１８２が確実にアクセスできるようにしている。

それ以外のＤＳＰ６０の構成部品には、タイミング回路１８８、ＦＬＳ１０およびＦＬＳが装備されている車両の種々のエレメントとインターフェースするインターフェース回路１９０ａ〜１９０ｄが含まれる。すなわち、ライン受信回路１９０ａがＡ／Ｄ変換器１６６（図２）に結合され、駆動／受信回路１９０ｂが第１ポートにおいて車両コンピュータに結合され、第１ポートは、それに対するセンサ制御コマンドを受け取りそして供給する。かかるコマンドはセンサの動作モード（例えば、スタンバイ・モード、アクティブ・モード等）を決定する。駆動／受信回路１９０ｂの第２ポートは、タイミング回路１８８に結合されている。駆動／受信回路１９０ｃが、ＤＳＰ６０を検査する従来の手段を構成するために用いられる、オプションの検査インターフェースに結合されている。保護回路１９０ｄが、ＦＬＳ１０を装備した車両の長手方向制御部に結合されている。

図示の実施形態では、ＤＳＰ６０は、他の構成部品、特にＦＬＳ１０のアンテナ５２，５６からは離間された関係で配置されたプリント配線基板上に実装されている。しかしながら、ＤＳＰ６０には様々な構成部品、アーキテクチャおよび実施態様が可能であることは、当業者には認められよう。その中には、ＦＬＳ１０の他の構成部品と同じ筐体内にある表面実装プリント配線基板上に実装するような、単一の処理回路の使用を含む。図示の実施形態では、処理回路１８０，１８２は、Ｔｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ社が販売する製品番号ＴＭＳ３２０Ｃ３０という型である。

図６ないし図６Ｅを参照すると、数枚の図面にわたって、同様のエレメントは同様の参照番号を有して示されており、アンテナ・アセンブリ２５０は、複数の送信アンテナ入力ポート２５２ａ〜２５２Ｎを有し、ロットマン・レンズ（Ｒｏｔｍａｎ ｌｅｎｓ）２５６の入力ポートに結合されている。ロットマン・レンズ２５６は、１つ以上の入力ポート２５２からＲＦ信号を受け取り、所定の振幅および位相関係を有するＲＦ信号を、出力ポート２５８ａ〜２５８Ｎに供給する。位相および振幅を調節したＲＦ信号が、送信信号経路のフィード・ライン２６０ａ〜２６０Ｎの各１本を通じて、送信アンテナ２６２（図６Ａ）に、具体的には、複数の送信アンテナ・エレメント２６５（図６Ａ）の対応するエレメントに供給される。

また、アンテナ・アセンブリ２５０は、複数の受信アンテナ出力ポート２６４ａ〜２６４Ｎも有し、第２ロットマン・レンズ２６６の入力ポートに結合されている。ロットマン・レンズ２６６は、１つ以上の入力ポート２６８ａ〜２６８ＮにおいてＲＦ信号を受け取る。ＲＦ信号は、一連のＲＦフィード・ライン２７０ａ〜２７０Ｎを通じて、ロットマン・レンズの入力ポート２６８に供給される。ＲＦフィード・ライン２７０ａ〜２７０Ｎは、送信アンテナ２７２（図６Ａ）、具体的には、ロットマン・レンズ２６６に至る複数の受信アンテナ・エレメント２６９（図６Ａ）の対応するものに結合する。

このように、アンテナ・アセンブリ２５０は、送信アンテナ２６２および付随するフィード回路、ならびに受信アンテナ２７２および付随するフィード回路を含む。送信アンテナ２６２および受信アンテナ２７２は、１９９５年１１月２１に出願され、ＡＮＴＥＮＮＡ（アンテナ）と題する、同時係属中の親出願であり、譲渡された出願第０８／５６１，５１３号に記載されている形式のようなプリント回路アンテナとして備えることが好ましい。この出願は、本発明の譲受人に譲渡されており、その内容はこの言及により全体が本願にも含まれるものとする。送信アンテナ２６２および受信アンテナ２７２は、絶縁基板２７３上に印刷することが好ましく、絶縁基板２７３は筐体２８２（図６Ｄ）に結合されている。筐体２８２は、例えば、アンテナを印刷する絶縁材料を支持する十分な強度を有する、アルミニウムまたはそれ以外のいずれかの材料で作成すればよい。

図６Ｂおよび図６Ｄを参照すると、長さＬ、幅Ｗおよび高さＨを有するＦＬＳアセンブ
リ２５０は、送信アンテナ２６２および受信アンテナ２７２を有する取り付け構造２８２、ならびにそれに結合された付随のフィード回路を含む。特定の一実施形態では、ＦＬＳ２８０は、約４インチの幅Ｗ、約３．５インチの高さＨ、および約８．８インチの長さＬを有する。送信アンテナ２６２および受信アンテナ２７２上に、レドーム２８３が配されている。先に論じたように、送信および受信フィード回路は、ロットマン・レンズ２５６，２６６のそれぞれに結合された一連のフィード・ライン２５２，２６４として設けることができる。

フィード・ライン２６４の第１端は、ロットマン・レンズ２６６に結合され、フィード・ライン２６４の第２端は単極多投スイッチ２８４ｂに結合されている。スイッチ２８４ｂは、複数のフィード・ライン２６４から選択したフィード・ラインを、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２８４ａに結合する。好適な実施形態では、ＶＣＯ２８４およびスイッチ２８４ｂは、モノリシック・マイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）として実現する。

同様に、フィード・ライン２５２の第１端は、ロットマン・レンズ２５６に結合され、フィード・ライン２５２の第２端は、単極多投スイッチ２８６ｂを介して受信回路２８６ａに結合されている。好適な実施形態では、スイッチ２８６ｂおよび受信回路２８６ａは、ＭＭＩＣとして設けられる。単極多投スイッチ２８４ｂ，２８６ｂは、ロットマン・レンズのフィード点から特定の点を選択することにより、それぞれの送信およびアンテナ・ビームを特定の所望方向に向けるようにするために用いられる。

この特定実施形態では、プリント回路アンテナおよびフィード回路アセンブリは、図示のようなＵ字状を有するように製作または何らかの方法で形成され、取り付け構造２８２に結合されている。また、取り付け構造２８２には、１つ以上のプリント配線基板２９０，２９２も結合されている。プリント配線基板２９０，２９２上には、図２ないし図５と関連付けてこれまでに論じた制御回路、線形化回路、およびその他の回路が配されている。ＶＣＯ電子部品２９４、および電源２９６も、図示のように、取り付け構造２８２に結合され、こうして小型のバイスタティック二重フィード・アンテナ・アセンブリ２５０およびＦＬＳ２８０が得られる。ＦＬＳアセンブリは、物理的および電気的に、入出力コネクタ２９８を介して車両に結合することができる。

図６Ｃを参照すると、レドーム２８３およびアンテナ２７２の部分がここでは除去され、前述の制御回路、線形化回路およびその他の回路が配されているプリント配線基板２９０の第１面を示している。

図７を参照すると、バイスタティック二重フィード・アンテナ・アセンブリ３００の代替実施形態は、送信アンテナ３０２および受信アンテナ３０４、ロットマン・レンズ３０６、ならびに受信アンテナ３０２に結合された付随のフィード回路３０８を含む。また、アンテナ・アセンブリ３００は、第２ロットマン・レンズおよび付随のフィード回路（この図では見えない）も含む。この実施形態では、受信アンテナ３０２および送信アンテナ３０４は、図示のように、アンテナ・アセンブリ２５０（図６）内において、横に並べるのではなく、端部を突き合わせて配されている。

次に図８および図８Ａを参照すると、ＦＬＳ３１０は、アンテナ・アセンブリを含み、全体的に３１２で示す多数の、ここでは４本の、主要放射ローブ即ちアンテナ「ビーム」３１２ａ〜３１２ｄを放射する。多数のビーム３１２の各々は、アンテナ・ビーム３１２ａ〜３１２ｄが、各アンテナ・ビームの電力半値幅（半値ビーム幅）に対応するアンテナ放射パターン内の点において、互いに捕らえ合うような空間位置を有する。この技法を用いると、目標が１つのビーム（例えば、ビーム３１２ａ〜３１２ｃの１つ）に現れるか、または２つの隣接するビーム（例えば、ビーム３１２ａおよび３１２ｂ双方）に等しく現
れるかについて、ＦＬＳが利用する処理手順が判定を行なうことによって、目標の角度位置を判定する。ビーム３１２ａ〜３１２ｄの各々は、約２．２の空間度（ｓｐａｔｉａｌ
ｄｅｇｒｅｅ）に対応する電力半値幅を有する。したがって、ＦＬＳ３１０は、約８．８空間度の視野を有する。

この手法によって、約６４メートルの距離まで、ＦＬＳ３１０が占めるレーンにおいて最も近い対象物体の、信頼性高い分解能を得ることができる。しかしながら、以下で説明する理由のために、６４メートルの距離を超えると、ＦＬＳは隣接レーンの物体を信頼性高く解明することができない。６４メートルを超えた距離で隣接レーンの物体を信頼性高く解明することに対するＦＬＳ３１０の限界および能力は、アンテナ・ビーム３１２ａ〜３１２ｄの間隔に起因する。

図８は、ＦＬＳ３１０を装備した車両が、全体的に３１１で示す３個のレーン３１１ａ，３１１ｂ，３１１ｃを有する道路上を走行しているという状態を示す。ＦＬＳ３１０は、中央レーン３１１ｂを移動する。アンテナ・ビーム３１２ｂは、同様に中央レーン３１１ｂ内を走行するオートバイ３１６を捕らえる（したがって、「進路内」車両と呼ぶ）。オートバイ３１６の一方側に隣接するレーン３１１ａを走行する第２車両３１８が、アンテナ・ビーム３１２ａによって検出され、オートバイ３１６の他方側に隣接するレーン３１１ｃを走行する第３車両３２０が、アンテナン・ビーム３１２ｃによって検出される。オートバイ３１６および車両３１８，３２０は３つの別個のビーム３１２ａ，３１２ｂ，３１２ｃ内に現れるので、オートバイ３１６および車両３１８，３２０は、約１００メートルの距離まで、別個で異なる物体として正しく解明することができる。しかしながら、１００メートルの距離を超えると、アンテナ・ビーム３１２は、単一の走行レーン３１１の幅よりも広い、電力半値幅を有する。したがって、別個のアンテナ・ビームによって車両を単純に追跡することは不可能となる。

図８Ａを参照すると、ＦＬＳ３１０の車両３１６，３１８，３２０に対するヘッディングの変更により、アンテナ・ビーム３１２ａ〜３１２ｄは、図８Ａに示す角度とは異なる角度で、車両３１６，３１８，３２０を捕らえる。したがって、３台の車両３１６，３１８，３２０は全て、ここでは、２つの隣接するビームの各々に現れることになる。例えば、オートバイ３１６はアンテナ・ビーム３１２ｂ，３１２ｃ内に現れ、車両３１８はビーム３１２ａ，３１２ｂ内に現れ、車両３２０はビーム３１２ｃ，３１２ｄ内に現れる。車両３１８がビーム３１２ｂ内に現れ、車両３２０がビーム３１２ｃ内に現れるので、ビーム３１２ｂ，３１２ｃにおいてＦＬＳ３１０が受信する反射エネルギは、進路（走路）内車両、即ち、ＦＬＳ３１０と同じレーンを走行している車両から発するように見える。この状態の結果、ＦＬＳ３１０は、オートバイ３１６またはその他の進路内物体が存在するか否かには無関係に、ＦＬＳ車両のレーンに車両または物体があると判定する可能性が高くなる。

６４メートル未満の距離では、ＦＬＳアンテナの電力半値幅は、２つの隣接するビームがレーン幅を超過しないので、したがって、進路内車両を明確に解明することができる。即ち、図８Ａに示すように、レーン３１１ａ内にあるあらゆる車両がビーム３１２ａ内のみに現れ、レーン３１１ｃ内にあるあらゆる車両がビーム３１２ｄ内のみに現れる。したがって、進路内車両のみがアンテナ・ビーム３１２ｂおよび３１２ｃ双方においてリターンを生成する。

好適な実施形態では、図６Ａに関連付けて先に論じた送信アンテナ２６２および受信アンテナ２７２は、約２．２°の電力半値幅も有する。しかしながら、送信アンテナ２６２および受信アンテナ２７２は、電力半値幅全体に対応する量ではなく、電力半値幅の約半分に対応する量だけ離間したビームを有する。

図８Ｂを参照すると、各々電力半値幅の約半分だけ離間した１３個の別個の放射ビーム３３０ａ〜３３０ｍを供給するアンテナ・システムを有するＦＬＳ３１０が示されている。この場合、電力半値幅は約２．２°に対応し、ビームは約１．１°だけ重なり合う。したがって、アンテナの視野は、約１５．４°に対応し、各ビームは、ピーク・アンテナ・ビーム・パワー点よりも約１デシベル（ｄＢ）低い点において、隣接するビームと交差する。

この手法を用いると、２本の隣接するレーンの車両は、進路内車両と同じビーム内には現れない。したがって、図８Ａに関連付けて先に説明した曖昧さのような曖昧さは、約１００メートルの範囲内の距離では解消することができる。

１３個のビームでは、各レーン内の１台の車両が多数のビーム内に現れる。例えば、ビーム３３０ｂ，３３０ｃおよび３３０ｄはレーン３１１ａ内の車両３１８を捕らえ、一方ビーム３３０ｆ，３３０ｇおよび３３０ｈはレーン３１１ｂ内の車両３１６を捕らえ、ビーム３３０ｊ，３３０ｋ，および３３０ｌはレーン３１１ｃ内の車両３２０を捕らえる。尚、車両がＦＬＳ３１０から１００メートルを超える距離または１００メートル未満の距離だけ離間している場合、異なる組み合わせのビームが車両３１６，３１８，３２０を捕らえることを注記しておく。例えば、車両３１６，３１８，３２０がＦＬＳ３１０から、１００メートルではなく６４メートルの距離だけ離間している場合、アンテナ・ビーム３３０ａ〜３３０ｍの内車両３１６，３１８，３２０を捕らえるものは多くなると考えられる。同様に、車両３１６，３１８，３２０がＦＬＳ３１０から、１００メートルではなく２００メートルの距離だけ離間している場合、アンテナ・ビーム３３０ａ〜３３０ｍの内車両３１６，３１８，３２０を捕らえるものは少なくなると考えられる。

アンテナ・ビーム３３０ａ〜３３０ｍの数や、アンテナ・ビーム３３０ａ〜３３０ｍの内車両を捕らえるのはどれかには無関係に、ＦＬＳは、ＦＬＳアンテナが受信した情報を処理し、ＦＬＳ３１０の視野内にある物体を識別し追跡しなければならない。ＦＬＳの視野内にある車両がレーンを変更した場合、ＦＬＳは、アンテナ・ビーム３３０ａ〜３３０ｍによって受信した情報を処理し、新たな物体がＦＬＳ３１０の視野内にあるとか、他の何らかの状態が発生したと判定するのではなく、レーン変更が行われたと適正に判定する。このように、ＦＬＳは、アンテナ・ビーム内で受信した信号を監視し、ビーム内で受信した信号を処理し、ＦＬＳ視野内で物体を捕捉し、かかる物体を追跡し、視野内における物体の移動を判定する。

尚、同じ製作技法を用いると、１３ビーム・パターンを生成するフィード・ネットワークは、４ビーム・パターンを生成するフィード・ネットワークの挿入損失特性よりも大きな挿入損失特性を有することを注記しておく。したがって、システム感度を維持するためには、フィード・ネットワーク内における挿入損失特性、複数のビームから１つを選択するために必要なスイッチにおける挿入損失特性、およびアンテナ利得間でトレードオフを行なう必要がある。

次に、図９および図９Ａを参照し、信号リターン対周波数ビンのプロットを示す。約７７ＧＨｚの送信および受信周波数で動作し、約＋１０ｄＢｍの典型的な平均送信パワーを利用し、約６ｄＢｍの典型的な受信機雑音指数を有するアンテナの場合、約５０メートルの距離における約１００メートルの断面を有する物体からのリターンだけでなく、送信機の漏れからのリターンも示されている。また、検出スレシホルドも示されており、レーダ・リターンは、ＦＬＳによって検出されるためには、これよりも高くなければならない。

図１０を参照すると、図２のプロセッサ６０がＦＬＳ１０の視野において一次目標を検
出し追跡する際に実施する方法のフロー図が示されている。プロセスは、ステップ３５０において開始し、次いでステップ３５２において、ＦＬＳ１０がスタンバイ動作モードにあるか否かについて判定を行なう。スタンバイとは、ＦＬＳ１０には給電されているが、車両のドライバによって活性化されていない動作モードのことである。スタンバイ・モードの間、診断検査を周期的に繰り返す。ＦＬＳ１０がスタンバイモードにある場合、ステップ３５４において診断検査を実行し、結果を車両４０に戻す。その後、プロセスは、図示のように、ステップ３５２から開始して繰り返す。

逆に、ＦＬＳ１０がスタンバイ・モードにない場合、処理はステップ３５５に進み、ＦＬＳを捕捉動作モードとし、目標データを捕捉し処理する。捕捉モードでは、ＲＦ信号を受信し、ダウン・コンバートし、サンプリングすることによって、ビットまたはディジタル信号サンプルのストリームを供給する。ＤＳＰ６０（図２）は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のような変換を信号に対して実行し、結果を複数の周波数ビンに格納する。周波数ビンの１つは、固定クラッタを表わす信号を収容する。処理はステップ３５６に進み、ＦＬＳ１０の視野内にある固定クラッタにタグを付ける。その後、ステップ３５８において、ＦＬＳの視野内から得たデータを編集し、その後、ステップ３６０において、有効な目標を識別し追跡する。より具体的には、距離および相対速度に関する所定の限度に基づいて、有効な目標を定義する。処理ステップ３５５，３５６，３５８および３６０を総称して、目標捕捉および追跡と呼ぶことにする。データの編集は、所定の評価基準とデータを比較し、評価基準を満たさないデータ・サンプルを無視するというように、様々な方法で行なうことができる。

各ビーム位置で測定したデータを収集し、処理し、表示するのに要する時間は１２ミリ秒未満に過ぎない。１３ビーム・システムでは、データ・レイテンシ（即ち、レーダ更新間の時間）は、現在追跡中の目標に対して８４ミリ秒未満である。新たに検出した目標に対しては、レイテンシは１６８ミリ秒未満となる。何故なら、ＦＬＳの視野に侵入する物体は、各ビーム位置において、有効性を確認（ａｃｃｅｓｓ）しトラック・ファイルを作成するために、２回休止（ドウエル：ｄｗｅｌｌ）しなければならないからである。

ステップ３６２において、ＦＬＳ１０を搭載している車両の進路を予測する。一旦ＦＬＳ３１０が車両を捕らえたなら、関連するレーダ追跡データを、車両のヨー・レート・データ、道路側クラッタ・データ、および捕らえた車両の進路をＦＬＳ視野内にある他の車両の進路と比較するデータと共に処理することによって、捕らえた車両の進路を予測する。また、広域測位システム（ＧＰＳ）を用いて、ＦＬＳホスト車両の位置、および道路の経路に関する詳細、ＦＬＳホスト車両の絶対位置に関する情報を用いて、ＦＬＳを搭載した車両の位置を計算することも可能であり、予測した進路を正確に判定することができる。

ＦＬＳ１０の受信アンテナ５６（図２）のチェック・ビーム６６ｎは、上方向を向いている。即ち、「見上げている」。チェック・ビーム内で受信した信号が一定のままか、あるいは強くなった場合、車両は橋に近づきつつあると判定する。ＦＬＳ１０が大きな勾配に遭遇する丘やその他の地形は、受信アンテナ５６の中心ビームまたはその他のビームにおいて検出したリターン信号から予測し、ジャイロスコープのような、車両上の別のセンサから得ることができる。

続くステップ３６４において、所定の評価基準に基づいて、追跡中の目標の１つを一次目標即ち主目標として指定する。図示の実施形態では、一次目標は、距離が最も接近しており、ＦＬＳを搭載した車両と同じレーン内に位置する目標として定義する。追跡中の目標の中にこの評価基準を満たすものがない場合、一次目標はなく、車両は設定したクルーズ制御速度を維持する。

続くステップ３６６において、一次目標の位置の関数として、追跡視野を縮小し、縮小視野データを編集する。ステップ３６８において、この縮小視野内において一次目標を追跡する。ステップ３６６および３６８の縮小視野処理によって、ＦＬＳ１０が一層効率的かつ頻繁に一次目標の進展を監視する一方で、他の追跡目標の進展を監視する頻度を低下させることが可能となるという利点がある。

ステップ３７０において、ＦＬＳ１０は、距離、距離レート、およびアジマス出力信号を車両４０に供給する。この情報は、車両の長手方向制御部が用いて、制動のような車両動作の様々な面を制御し、種々の形態でドライバに表示することも可能である。その後、処理は、図示のように、繰り返しステップ３５２から開始するか、あるいは終了する場合もある。

図１１を参照すると、ＦＬＳ３９２を装備した車両３９０が示される。ＦＬＳ３９２に隣接した車両３９０の部分には、汚れ、氷、雪、泥またはその他の物質のような堆積物（デブリス：ｄｅｂｒｉｓ）が付着している。図示のように、デブリスは、アンテナ・アパーチャ内、即ち、ＦＬＳ３９２によって与えられるアンテナ・ビームの経路に現れている。アンテナの前に障害物があると、アパーチャの照明や、アンテナ放射パターンに変化を来す可能性がある。このような障害物をアンテナ遮蔽物と呼び、その現象をアンテナ遮蔽、アパーチャ遮蔽、または妨害（ｓｈａｄｏｗｉｎｇ）と呼ぶ。アパーチャ遮蔽によって、アンテナ利得が低下し、アンテナ・サイドローブのレベルが上昇し、アンテナ・パターンがヌルで満たされるために、アンテナ性能の低下を招く。したがって、デブリス３９４が、ＦＬＳ３９２によって生成された電磁信号を著しく減衰させる物質で構成される場合、ＦＬＳの性能は大きく低下する。したがって、かかる物質即ちデブリスの車両上の存在を検出することが望ましい。

図６ないし図６Ｅに関連付けて先に説明したように、ＦＬＳは、２つの隣接配置されたアンテナ（例えば、図６Ａにおけるアンテナ２６２，２７２）から成るバイスタティック・アンテナを含む。アンテナをこのように配することにより、第１アンテナ（例えば送信アンテナ２６２）によって送信された電磁エネルギの一部が、第２アンテナ（例えば、受信アンテナ２７２）によって吸収または受信される。このように受信される電磁信号の一部を、漏れ信号と呼ぶ。

漏れ信号は、２つのアンテナが互いに隣接する、あらゆるバイスタティック・アンテナ・システムにおいて本来的に生じるものである。理想的なのは、送信アンテナおよび受信アンテナ間の隔離を十分に大きく取り、送信アンテナおよび受信アンテナ間の結合によって受信機に到達する送信漏れ信号を無視し得るレベルまで低減させることである。ＦＬＳの感度は、受信機に漏洩する送信信号に伴うノイズによって抑制される場合がある。したがって、従来のシステムでは、かかる漏れ信号は望ましくなく、受信アンテナによって受信される漏れ信号以外の信号の処理に先立って、濾波するか、あるいは何らかの方法で低減または除去していた。

しかしながら、この場合、漏れ信号の信号レベルを濾波したり、あるいは何らかの方法で除去または低減する代わりに、漏れ信号を用いてアンテナ遮蔽を検出する。即ち、氷、泥、塩のようなデブリスが送信信号の経路内にあると、その結果、漏れ信号は、受信アンテナによって受信される際、異常に高い信号レベルを有することになる。かかる漏れ信号は、ＦＬＳ信号プロセッサの周波数ビンの内特定の１つに現れる。即ち、漏れ信号は大きな周波数シフトを全く受けないので、漏れ信号リターンは所謂ゼロ・ドプラ周波数ビン内に現れる。したがって、かかる周波数ビン内に現れる信号が所定のスレシホルド・レベルを超えた場合、デブリス３９４のようなデブリスが、ＦＬＳ３９２からの電磁エネルギお
よびＦＬＳ３９２への電磁エネルギの効率的な送信を妨げているという指示を出す。一例として、所定のスレシホルド・レベルは、漏れ信号に期待される信号レベルよりも約２デシベル（ｄＢ）高くすることが考えられる。勿論、他のスレシホルド・レベルも使用可能であることを、当業者は認めよう。使用する特定のスレシホルド・レベルは、種々の要因に応じて選択すればよい。その中には、受信機の感度、送信機のパワー、送信アンテナおよび受信アンテナの効率等が含まれ、しかもこれらに限定される訳ではない。

以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、その概念を組み入れた別の実施形態も使用可能であることは、今や当業者には明白となっているはずである。したがって、これらの実施形態は、開示した実施形態に限定されるのではなく、添付した特許請求の範囲の精神および範囲によってのみ限定されることは当然のことと思われる。ここで引用した刊行物および引例は全て、その言及により全体が本願にも明示的に含まれるものとする。

自動車用前方監視センサ（ＦＬＳ）のブロック図である。 図１の自動ＦＬＳの好適な実施形態の詳細ブロック図である。 ＶＣＯ制御信号波形を示す図である。 図２のＦＬＳと共に用いる、代用線形化回路のブロック図である。 図２のディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）のブロック図である。 送信レンズ、送信アンテナ、受信レンズおよび受信アンテナを含む、ＦＬＳ筐体の好適な実施形態の等幅図である。 図６の図に対して９０°回転した、図６のＦＬＳ筐体を示す等幅図である。 図６の線６Ｂ−６Ｂに沿った、図６のＦＬＳ筐体の断面図を示す。 図６Ｂの線６Ｃ−６Ｃに沿った、図６ＢのＦＬＳ筐体の平面図である。 図６の線６Ｄ−６Ｄに沿った、図６のＦＬＳ筐体の断面図である。 図６Ｄの線６Ｅ−６Ｅに沿った、図６ＤのＦＬＳ筐体の平面図である。 ＦＬＳ筐体の代替実施形態を示す図である。 図２の受信アンテナの異なるビーム間隔を示す図である。 図２の受信アンテナの異なるビーム間隔を示す図である。 図２の受信アンテナの異なるビーム間隔を示す図である。 図２のＦＬＳによって受信された電磁エネルギ・リターンの例を示す図である。 図２のＦＬＳによって受信された電磁エネルギ・リターンの例を示す図である。 ＦＬＳの視野内において目標を検出し追跡する際に、図２のＤＳＰが実行する処理技法を示すフロー図である。 ＦＬＳの遮蔽を示す図である。

Claims (21)

1. 前方監視センサ（ＦＬＳ）において、
   （ａ）送信回路であって、
   ランプ・アップ部分およびランプ・ダウン部分の少なくとも１つを含むＶＣＯ制御信号を結合する入力ポートと、送信アンテナに結合するために送信ＲＦ信号を供給する出力ポートとを有する電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、
   前記送信ＲＦ信号に比例するフィードバック信号を結合する第１入力ポートと、固定周波数基準信号を結合する第２入力ポートと、前記フィードバック信号および前記固定周波数基準信号間の位相差および周波数差の内少なくとも１つに比例する誤差信号を供給する出力ポートとを有し、前記ＶＣＯ制御信号が前記誤差信号の関数であり、ランプ・アップ部分およびランプ・ダウン部分の内前記少なくとも１つが実質的に線形な傾斜を有する、線形化回路と、
   を含む前記送信回路を備えるＦＬＳ。
2. 請求項１記載のＦＬＳであって、更に、前記線形化回路の前記出力ポートと、前記ＶＣＯの前記入力ポートとの間に結合され、前記誤差信号を濾波して前記ＶＣＯ制御信号を供給するフィルタを備えるＦＬＳ。
3. 請求項１記載のＦＬＳにおいて、前記線形化回路が、
   （ｉ）前記フィードバック信号および制御信号に応答し、フィードバック信号の周波数を、制御信号によって確定される所定の値で分周して、分周信号を発生する分周器と、
   （ｉｉ）前記分周信号を結合する第１入力ポートと、前記固定周波数基準信号を結合する第２入力ポートと、前記誤差信号を供給する出力ポートとを有するミキサと、
   を備えるＦＬＳ。
4. 請求項３記載のＦＬＳであって、更に、
   （ｉ）前記ＦＬＳの動作モードを示す複数のコマンド信号を発生するディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）と、
   （ｉｉ）前記ＤＳＰからの前記複数のコマンド信号に応答し、前記制御信号を発生して前記分周器に結合するカウンタと、
   を備えるＦＬＳ。
5. 請求項１記載のＦＬＳであって、更に、前記送信ＲＦ信号に応答して、前記フィードバック信号を前記線形化回路に供給するカプラを備えるＦＬＳ。
6. 請求項５記載のＦＬＳであって、更に、前記カプラと前記線形化回路の前記第１入力ポートとの間に結合され、前記ＲＦ送信信号の周波数を、より低い中間周波数に変換して、前記フィードバック信号を発生するダウン・コンバータを備えるＦＬＳ。
7. 請求項１記載のＦＬＳにおいて、前記線形化回路は、
   （ｉ）前記フィードバック信号を結合する入力ポートと、前記送信ＲＦ信号の周波数に比例する周波数を有する周波数比例信号を供給する出力ポートとを有する干渉計と、
   （ｉｉ）前記周波数比例信号を結合する第１入力ポートと、前記固定周波数基準信号を結合する第２入力ポートと、前記誤差信号を供給する出力ポートとを有するミキサと、
   を備えるＦＬＳ。
8. 請求項７記載のＦＬＳにおいて、前記干渉計が表面弾性波（ＳＡＷ）遅延線を備える、ＦＬＳ。
9. 請求項１記載のＦＬＳにおいて、前記送信回路が、更に、ＲＦ信号を送信する送信アンテナを備え、前記ＦＬＳシステムが、更に、
   （ｂ）受信回路であって、
   （ｉ）ＲＦ信号を受信する受信アンテナと、
   （ｉｉ）前記受信アンテナが受信する前記ＲＦ信号に応答する入力ポートと、濾波ＲＦ信号を供給する出力ポートとを有するロー・ノイズ増幅器（ＬＮＡ）と、
   （ｉｉｉ）前記ＬＮＡの出力ポートに結合された入力ポートと、濾波した単側波帯信号を供給する出力ポートとを有する単側波帯発生器（ＳＳＢＧ）と、
   を備える受信回路と、
   を備えるＦＬＳ。
10. 請求項９記載のＦＬＳにおいて、前記ＳＳＢＧが、
    前記ＬＮＡの前記出力ポートに結合された入力ポートと、前記濾波ＲＦ信号の第１部分を供給する第１出力ポートと、前記濾波ＲＦ信号の第２部分を供給する第２出力ポートとを有し、前記濾波ＲＦ信号の前記第１および第２部分が実質的に等しいパワー・レベルを有する、パワー・デバイダと、
    前記パワー・デバイダの前記第１出力ポートに結合された入力ポートと、制御ポートと、出力ポートとを有する第１増幅器と、
    前記パワー・デバイダの前記第２出力ポートに結合された入力ポートと、第２入力ポートと、出力ポートとを有する第２増幅器と、
    前記第１増幅器の前記出力ポートに結合された第１入力ポートと、前記第２増幅器の前記出力ポートに結合された第２入力ポートと、前記濾波単側波帯信号を供給する第１出力ポートと、第２終端出力ポートとを有する直交カプラと、
    を備えるＦＬＳ。
11. 請求項１０記載のＦＬＳにおいて、前記第１増幅器の前記制御ポートが、第１所定位相を有する第１制御信号に応答し、前記第２増幅器の前記制御ポートが、前記第１制御信号に対して９０°位相がずれた第２所定位相を有する第２制御信号に応答する、ＦＬＳ。
12. 請求項９記載のＦＬＳにおいて、前記ＬＮＡおよび前記ＳＳＢＧの少なくとも１つがモノリシック・マイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）上に実装される、ＦＬＳ。
13. 請求項９記載のＦＬＳにおいて、前記受信回路が、更に、
    前記受信アンテナが受信した前記ＲＦ信号からのＲＦエネルギが入射するロットマン・レンズと、
    前記ロットマン・レンズからのＲＦエネルギを導く複数のフィード・ラインと、
    前記複数のフィード・ラインの対応するフィード・ラインに結合された複数のＲＦ入力ポートと、出力ポートと、制御信号に応答して前記複数のＲＦ入力ポート間で選択を行い前記出力ポートに結合する制御ポートと、を有するスイッチと、
    を備えるＦＬＳ。
14. 請求項９記載のＦＬＳにおいて、前記受信回路が、更に、前記濾波単側波帯信号を結合する第１入力ポートと、局部発振（ＬＯ）信号を結合する第２入力ポートと、中間周波数（ＩＦ）信号を供給する出力ポートとを有するダウン・コンバータを備える、ＦＬＳ。
15. 前方監視センサ（ＦＬＳ）において、
    （ａ）ＲＦ信号を送信する送信アンテナを備えた送信回路であって、前記送信アンテナが、互いに対して約１．１°離間され、約半ビーム幅だけ互いに重複する複数の放射ビームを発生する複数の放射エレメントを備える、送信回路と、
    （ｂ）ＲＦ信号を受信する受信アンテナを備える受信回路と、
    を備えるＦＬＳ。
16. 請求項１５記載のＦＬＳにおいて、前記ＦＬＳの視野が約１５．４°であり、前記送信アンテナが１３個のビームを備える、ＦＬＳ。
17. 請求項１５記載のＦＬＳにおいて、前記受信アンテナが、互いに対して約１．１°離間され、約半ビーム幅だけ互いに重複する複数の受信ビームを発生する複数の放射エレメントを備える、ＦＬＳ。
18. 請求項１７記載のＦＬＳにおいて、前記ＦＬＳの視野が約１５．４°であり、前記受信アンテナが１３個のビームを備える、ＦＬＳ。
19. 前方監視センサ（ＦＬＳ）の整合方法であって、
    送信アンテナに複数のビーム・パターンを供給するステップと、
    受信アンテナに複数のビーム・パターンを供給するステップと、
    前記送信アンテナの前記複数のビームの内所定のビームにより、所定のＲＦ信号を送信するステップと、
    前記受信アンテナの前記複数のビームの内所定のビームにより、前記送信ＲＦ信号からの反射を受信するステップと、
    前記受信ＲＦ信号を処理し、整合オフセット信号を発生するステップと、
    を含む方法。
20. 請求項１９記載の方法において、前記送信アンテナに供給するステップが、前記送信アンテナに、互いに対して離間した１３個のビームを約半ビーム幅で交差するように供給するステップを含み、前記送信アンテナの前記複数のビームの内前記所定のビームが、前記ビーム・パターンの中心線の対向する両側に位置し、前記中心線から約２０°離間されているビームである、方法。
21. 請求項１９記載の方法において、前記受信アンテナに供給するステップが、前記受信アンテナに１３個のビームを供給するステップを含み、前記受信アンテナ・ビームの内前記所定のアンテナ・ビームが、前記受信アンテナ・ビーム・パターンの中心線の対向する両側に位置し、前記中心線から約２０°離間されている、方法。

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