WO2007033967A1 - Monopulsradarsystem für kraftfahrzeuge - Google Patents

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WO2007033967A1
WO2007033967A1 PCT/EP2006/066517 EP2006066517W WO2007033967A1 WO 2007033967 A1 WO2007033967 A1 WO 2007033967A1 EP 2006066517 W EP2006066517 W EP 2006066517W WO 2007033967 A1 WO2007033967 A1 WO 2007033967A1
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radar system
receiver
antenna
signal
array
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PCT/EP2006/066517
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Maximilian Tschernitz
Thomas Zwick
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Continental Automotive Gmbh
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    • G01S13/93—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes
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    • G01S7/03—Details of HF subsystems specially adapted therefor, e.g. common to transmitter and receiver
    • G01S7/034—Duplexers
    • G01S7/036—Duplexers involving a transfer mixer

Definitions

  • the present invention relates to a method and a device according to the preamble of patent claim 1.
  • Radar systems typically measure the distance and / or speed to distant objects. In some cases additional information about the position of the remote object, in particular about its angular position (e.g., an angular deviation from a reference direction) is useful.
  • One possibility of determining the angular position of a distant object is the use of two receiving antennas EA1, EA2, which are separated from each other by a distance d, as shown in FIG.
  • the angular position ⁇ of an object can be calculated by
  • phase monopulse method where ⁇ is the phase difference at the location of the two receiving antennas EA1, EA2 of a signal reflected from the remote object. This method is usually called the phase monopulse method.
  • a small radar system for measuring the angular position of a distant object is made possible by the simultaneous use of the receiving antennas EA1, EA2 as transmitting antenna A, as shown in FIG.
  • phase monopulse system may be the ambiguity range of the angular position.
  • a phase shift of an angular position is uniquely assigned.
  • the uniqueness range is in between
  • ⁇ « max arcsin. Since the angle measurement accuracy is better with a larger distance of the phase monopulse receiving antennas, one selects radar systems with narrow opening angles distances greater than ⁇ / 2. However, this means that the uniqueness range is less than 180 ° and thus must be ensured by the directional diagram (two-way) that there is no wrong
  • the opening angle of the main beam must be narrow enough
  • the sidelobe suppression must be large enough.
  • the suppression (relative to the antenna gain in the main beam direction) outside the uniqueness range must be greater than the dynamic range required by the system.
  • the dynamic range is given by the difference in the backscatter of an extremely large target (e.g., trucks) and an extremely small target (e.g., motorcycle or pedestrian).
  • the uniqueness range is greater, the smaller the distance between the receiving antennas, in contrast to the requirement of a small opening angle of the beam, which requires large-area antennas.
  • the distance of the receiving antennas and the aperture sizes of the receiving antenna and the transmitting antenna are linked.
  • the distance of the receiving antennas can therefore not be chosen arbitrarily, i.
  • Uniqueness range and opening angle can not be optimized separately.
  • EP 0 713 581 B1 and DE 694 33 113 T2 describe a vehicle radar system for determining the deviation of a target object with respect to a reference azimuth.
  • an antenna with a pair is used Lobes.
  • the radiation lobes serve to transmit a transmission signal with a phase difference and to detect two Doppler signals at two spatially separated locations. From the two Doppler signals, a sum signal and a difference signal is formed.
  • the deviation with respect to the reference azimuth is determined by a comparison of the sum and difference signals, by quotient formation in the two lobes. To determine the sum and difference signals, the Doppler signals are superimposed.
  • the invention relates to a radar system for measuring the angular position of a distant object, comprising
  • a transmitter which is connected to the transmission of a transmission signal with the antenna
  • a first receiver connected to a first of the at least two receiving antennas for receiving a transmit signal reflected as a first receive signal from the remote object; a second receiver connected to a second one of the at least two receive antennas for receiving a transmit signal reflected as a second receive signal from the remote object.
  • the first receiver comprises a first means for determining a first phase of the first received signal and - the second receiver comprises a second means for determining a second phase of the second received signal, the angular position of a remote object can be reliably determined.
  • the radar system may include, for example, a microcontroller connected to the receiver.
  • the angular position can also be determined on the basis of the phase difference.
  • digital circuits such as microcontrollers, it is also possible, for example, to use analog circuits with operational amplifiers.
  • the fact that the first receiver and / or the second receiver is an IQ receiver is directly and easily measurable.
  • An IQ receiver consists of two mixers in which the input signal is mixed with the local oscillator signal in the baseband. In this case, the local oscillator signal is phase-shifted by 90 ° in one of the two mixers. This allows the measurement of the complex baseband signal, i. Amount and phase.
  • IQ receivers can be used in all radar systems, but are used in particular in pulse radar systems.
  • the first receiver and / or the second receiver comprises a mixer and the radar after the Continuous Wave (CW) o- the Frequency Modulated Continuous Wave (FMCW) principle, the phase of receive signals is directly and simply measurable after a Fourier transform of the receive signals.
  • CW Continuous Wave
  • FMCW Frequency Modulated Continuous Wave
  • the receiver can also be designed as an IF sampling receiver.
  • an IF sampling receiver the received signal is digitally sampled at an intermediate frequency.
  • the useful signal including carrier signal - and thus the phase - in the microcontroller available. Because the first receiver and / or the second receiver is an IF-sampling receiver, the phase of the received signals can be measured directly.
  • the antenna comprises an even number of similar receiving antennas, all receiving antennas can have an identical directional characteristic with simultaneously optimized transmission directivity.
  • the radar system comprises a control means which controls the antenna such that a directional characteristic optimized for the transmission signal or for the combined transceiver signal results, the side lobes can be considerably reduced, whereby false measurements of the angular position can be avoided.
  • the antenna is arranged on one side of a printed circuit board and that the drive means comprises printed conductors and splinters results in a drive means with a long service life, which can be implemented in a particularly simple, cost-effective manner.
  • the antenna comprises an array of patches and that an antenna If a captive antenna comprises a patch or a subarray of the array, a radar system that is particularly simple and inexpensive to produce results.
  • the array comprises a linear array and an aperture of the linear array in a central region of the array has a pronounced amplitude maximum, a directional radiation of the transmission signal can result, which has a high side-lobe attenuation.
  • transmission signals with a frequency over 20GHz can be generated by the radar system
  • radar systems of suitable size can be produced for road vehicles.
  • phase differences can be determined in pairs between the receivers. This allows more reliable information about the angular position can be obtained.
  • erroneous angular positions of remote objects or non-existent remote objects can be extracted by statistical methods, for example.
  • the antenna comprises more than 2 receiving antennas, to each of which a receiver having a means for detecting a phase of a received signal is connected, not only an angle measurement but also an angular resolution can be achieved. This means that several objects with different angles, but equally spaced, can be separated.
  • Figure 1 arrangement for determining the angular position of a distant object by means of two receiving antennas;
  • FIG. 2 shows an arrangement for determining the angular position of a remote object by means of an antenna designed as a transmitting antenna, which comprises two receiving antennas;
  • FIG. 3 block diagram of a radar system according to the invention
  • FIG. 4 block diagram of a radar system according to the invention
  • FIG. 5 block diagram of a radar system according to the invention
  • FIG. 6 block diagram of a radar system according to the invention.
  • FIG. 7 Antenna arrangement with patches on a front side of a printed circuit board of a radar system according to the invention.
  • FIG. 8 shows a circuit arrangement on a rear side of a printed circuit board of a radar system according to the invention
  • Figure 10 shows receive-receive radiation patterns of the radar system for the receive antennas described in Figures 7-9;
  • FIG. 11 Measuring arrangement for determining the directional characteristic of a radar system
  • FIG. 12 Aperture of a first simulated radar system
  • FIG. 13 Aperture occupancy of a second simulated radar system
  • FIG. 14 Directional characteristic of the first simulated radar system
  • FIG. 15 shows a directional characteristic of the second simulated radar system
  • FIG. 16 enlarged detail of the directional characteristic of the first simulated radar system
  • FIG. 17 shows an enlarged section of the directional characteristic of the second simulated radar system
  • FIG. 18 unambiguity diagram of the first simulated radar system
  • Figures 3-6 show circuit arrangements which are suitable for separating the received signals and the transmission signal.
  • FIG. 3 shows a block diagram of a radar system in a first exemplary embodiment.
  • An antenna A comprises two receiver antennas EA1, EA2.
  • the two receiving antennas EA1, EA2 are formed as patch arrays.
  • a transmitter Tx is connected via a splitter SP to two receiving antennas EA1, EA2 in such a way that a transmission signal can be sent via both receiving antennas EA1, EA2.
  • a symmetrical 3dB splitter SP is used to split the transmission signal.
  • a first IQ receiver RxI is for receiving the signal reflected as a first received signal from a remote object. Designals connected to a first of the two receiving antennas EAl.
  • the first IQ receiver RxI, the transmitter Tx and the first reception antenna EAl are each connected to a respective port of a circulator Z1.
  • a second IQ receiver Rx2 is connected to receive the transmission signal of the second reception antenna EA2 reflected as a second reception signal from the distant object.
  • the second IQ receiver Rx2, the transmitter Tx and the second reception antenna EA2 are each connected to one connection of a second circulator Z2.
  • the phases of the received signals can be determined directly at a fixed time by the two IQ receivers RxI, Rx2.
  • the two receivers RxI, Rx2 can be connected, for example, to a microcontroller, which calculates the phase difference and determines therefrom the angular position ⁇ .
  • the radar system shown in FIG. 3 enables an optimum signal-to-noise ratio and a loss-free separation of the transmitted signal and the received signals.
  • FIG. 4 shows a block diagram of a radar system in a second exemplary embodiment.
  • the circuit is analogous to the circuit shown in Figure 3 except for the circulators. Instead of the two circulators, however, two rat race couplers RRCl, RRC2 are used.
  • the solution based on rat-race couplers is less expensive than the solution based on circulators, but half the transmit power of the transmitter Tx is terminated in the termination term of the rat race couplers RRC1, RRC2.
  • this disadvantage can be compensated by an increased transmission power of the transmitter Tx and therefore does not adversely affect the dynamic range.
  • Rat race concept Therefore, in typical automotive radar systems, this results in an increased noise factor.
  • the rat race couplers RRC1, RRC2 can be replaced by standard couplers with a non-symmetrical coupling.
  • FIG. 5 shows a corresponding block diagram. This moves a portion of the loss in the receiver path into the sender path.
  • the third embodiment shown in FIG. 5 is comparable in terms of receiver sensitivity to the optimal signal-to-noise concept of FIG.
  • these connections can also be used as local oscillators LO for the receiver mixers, as illustrated in a fourth exemplary embodiment in FIG. 6 with double-balanced mixers DBM.
  • a double balanced mixer DBM is realized by means of another rat race coupler RRC and two diodes.
  • FIGS. 7 to 11 show an exemplary embodiment:
  • FIG. 7 shows a front side and FIG. 8 shows a rear side of a printed circuit board.
  • On the front there is an 8x16 array of 8x16 patches designed as an antenna.
  • the 8x16 array serves as a transmitting antenna and is divided into two 8x8 arrays, which serve as receiving antennas EA1, EA2.
  • On the rear side an HF circuit is arranged essentially in accordance with the HF circuit shown in FIG.
  • the antennas on the front and the RF circuit on the back are connected via Vias VIA.
  • the transmitting antenna in Figure 7 has an aperture of 120mm x
  • the individual patches PA are connected by means of a circuit which converts conductor tracks and splitter. summarizes interconnected so that an optimal overall timing diagram is achieved due to optimized control.
  • FIG. 9 shows an optimized control of the 8 ⁇ 16 array of the antenna arrangement (aperture allocation in relative power in dB) shown in FIG. 7 in the plane through the two center points of the transmission antennas EA1, EA2.
  • the antenna columns with negative index belong to EA1 and those with positive index to EA2.
  • the two transmit antennas are controlled by mirror symmetry.
  • the phases of all patches are identical. In this way, a vertical radiation can be achieved.
  • the outer columns have a lower aerodynamic stress than the columns in the middle. In this way, an optimized directional diagram can be achieved with regard to the opening angle and the secondary cone damping.
  • FIG. 10 shows the measured two-way directional diagrams (product of transmission line diagram with respective receiver directivity diagram) of the radar system described in FIGS. 7-9 for the two receiving antennas EA1, EA2 designed as 8x8 array.
  • the transmit antenna is the overall antenna, i. the antenna shown in Figure 7 and formed as 16x8 patch array with the Aperturbelegung shown in Figure 9.
  • the two 8x8 patch arrays serve as receive antennas EA1, EA2.
  • the radar system was rotated about an axis of rotation parallel to the columns in order to achieve the angular position ⁇ shown in FIG. 1 in degrees, while a corner reflector was used as a distant object for reflection of the transmission signal.
  • FIG. 10 Shown in FIG. 10 is the relative gain in dB as a function of the angular position ⁇ in degrees. With an aperture of 120 mm, very small side lobes, which are about 3OdB lower than the main lobe and an opening angle (10 dB beam width) of 12 degrees were achieved for the combined transmit-receive directional diagrams.
  • a radar system described in FIGS. 7-11 is suitable, inter alia, for road vehicles. If a printed circuit board on which the patch antenna array is arranged is fastened to a vehicle in such a way that the columns Spa des ⁇ xl ⁇ array are arranged perpendicular to the earth's surface, the result is a radar system with a particularly suitably directed directional characteristic.
  • the directional diagram shown in FIG. 10 then lies in the horizontal plane.
  • the amplitude distribution of the rows of the Patsch array can be optimized by the outer rows having a smaller aperture than the inner rows of the array. As a result, additionally increased side lobe damping and lower in undesired directions can be achieved.
  • FIGS. 12-19 show a comparison of two radar systems with two receiving antennas in simulations.
  • the simulations are based on the assumption of ideal linear arrays of point radiators. Both simulations are based on the same radar systems with the exception of the aperture.
  • the receiving antennas each comprise 8 spotlights.
  • FIGS. 12, 14, 16 and 18 illustrate a first radar system in which the two receiving antennas are optimally individually controlled in order to achieve optimum directional diagrams with large side lobe suppression for the receiving antennas.
  • FIG. 12 shows the control of the spot radiators of the first radar system in the form of the amplitude distribution of the entire 8 ⁇ 16 array over the 16 columns Spa of the 8 ⁇ 16 array in relative terms. ver performance rl.
  • FIG. 13 shows, analogously to this, the activation of the spotlights of the second radar system.
  • FIG. 14 shows a directional characteristic of the first radar system
  • FIG. 15 shows the directional characteristic for the second radar system, in each case for the transmitter Tx, the receiver Rx and the combined directional characteristic TRx for transmitter Tx and receiver Rx.
  • FIG. 16 shows an enlarged detail of the directional characteristic of -30 ° to + 30 ° of the first radar system
  • FIG. 17 shows the same detail for the second radar system.
  • the directional characteristic of the transmitting antenna has much smaller side lobes for the second radar system than for the first radar system, but the reception diagram is less optimal at first sight.
  • the two-way graph shows better characteristics for the second radar system.
  • the second radar system has a main lobe relative attenuation of the first side lobes of significantly more than 30 dB, while the relative attenuation of the first side lobes of the first radar system is not even 20 dB.
  • the advantage of the second radar system compared to the first radar system is particularly evident in a comparison of FIGS. 18 and 19.
  • the remote object was rotated around an axis parallel to the columns. Negative angular positions n ⁇ and positive angular positions p ⁇ were generated.
  • the phase difference ⁇ of the signals at the two receivers was also determined as a function of the angular position ⁇ .
  • the relative reflected signal intensity in dB against the phase difference ⁇ of the reflected signals is shown in FIG. 18 for the first radar system.
  • FIG. 19 shows the representation analogous to FIG. 18 for the second radar system.
  • different angular positions ⁇ of the removed object can result in identical phase differences ⁇ .
  • the angular position ⁇ can nevertheless be unambiguously determined.
  • the comparison of FIG. 18 with FIG. 19 clearly shows that, for the second radar system for a fixed phase shift, the differences from the strongest signal intensity to the second strongest signal intensity are considerably higher. In a range of -120 ° to + 120 ° for the phase shift, the difference for the first radar system is sometimes less than 20 dB. For the second radar system, the difference is more than 40 dB over substantially the entire range of -120 ° to + 120 °, which would be acceptable in a typical automotive radar. The second radar system is therefore much less prone to false angle measurements than the first radar system.
  • a transmitter which is connected to the transmission of a transmission signal with the antenna; a first receiver connected to a first of the at least two receiving antennas for receiving a transmit signal reflected as a first receive signal from the remote object;
  • a second receiver connected to a second one of the at least two receiving antennas for receiving a transmission signal reflected from the remote object as a second received signal, and - A means for determining a phase difference between the first received signal and the second received signal or one of the phase difference uniquely assignable characteristic, based on which the angular position of a remote object can be determined.
  • the radar system can be embodied, for example, as a CW or FMCW radar system, as a pulse radar system, as a pseudo-noise radar system or as a frequency-shift keying radar system.

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Abstract

Zur Messung der Winkellage (α) eines entfernten Objektes, wird ein Radarsystem (RS) vorgestellt, welches umfasst: - eine Antenne (A) mit mindestens zwei Empfangsantennen (EA1 , EA2) ; - einen Sender (Tx) , welcher zur Aussendung eines Sendesignals mit der Antenne (A) verbunden ist; - einen ersten Empfänger (Rx1) , welcher zum Empfangen eines als ein erstes Empfangssignal von dem entfernten Objekt reflektierten Sendesignals mit einer ersten der mindestens zwei Empfangsantennen (EA1, EA2) verbunden ist; - einen zweiten Empfänger (Rx2) , welcher zum Empfangen eines als ein zweites Empfangssignal von dem entfernten Objekt reflektierten Sendesignals mit einer zweiten der mindestens zwei Empfangsantennen (EAl, EA2) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass - der erste Empfänger (Rx1) ein erstes Mittel zur Ermittlung einer ersten Phase des ersten Empfangssignals umfasst und - der zweite Empfänger (Rx2) ein zweites Mittel zur Ermittlung einer zweiten Phase des zweiten Empfangssignals umfasst.

Description

MONOPULSRADARSYSTEM FÜR KRAFTFAHRZEUGE
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Radarsysteme messen typischerweise die Distanz und/oder die Geschwindigkeit zu entfernten Objekten. In manchen Fällen ist eine zusätzliche Information über die Position des entfernten Objektes, insbesondere über seine Winkellage (z.B. eine Winkelabweichung von einer Referenzrichtung) nützlich.
Eine Möglichkeit, die Winkellage eines entfernten Objektes zu ermitteln ist die Verwendung von zwei Empfangsantennen EAl, EA2 , welche um einen Abstand d voneinander entfernt sind, wie in Figur 1 dargestellt.
Beispielsweise kann aus der Phasendifferenz zweier Signale S, welche von den zwei Empfangsantennen EAl, EA2 empfangen wurden, die Winkellage α eines Objektes berechnet werden durch
. φ-λ a - arcsin
2π-d
wobei φ die Phasendifferenz am Ort der beiden Empfangsantennen EAl, EA2 eines von dem entfernten Objekt reflektierten Signals ist. Diese Methode wird normalerweise die Phasen- Monopulsmethode genannt.
Eine Schwierigkeit, die sich ergibt ist die Unterscheidung von Objekten, welche sich in gleichem Abstand, aber unterschiedlicher Winkellage zu dem Radarsystem befinden. Durch die Verwendung von mehr als zwei Empfangsantennen und mittels Digital Beam Forming kann man nicht nur eine Winkelmessung, sondern auch eine Winkelauflösung erreichen. Ziele mit unterschiedlicher Winkellage, aber gleichem Abstand können auf diese Weise unterschieden werden. In manchen Anwendungen, zum Beispiel für Straßenfahrzeuge, sind Radarsysteme notwendig, welche einen Radarstrahl mit einem kleinen Öffnungswinkel (z.B. von nur wenigen Grad) erzeugen. Da man bei Radaren immer davon ausgeht, dass die gesen- deten Signale an einem Punkt reflektiert und damit aus der gleichen Richtung in die gesendet wurde wieder empfangen werden, wird zur Charakterisierung des Sehfeldes immer das Produkt aus Sende- und Empfangs-Richtcharakteristik (Two-Way Charakteristik) heran gezogen. Der Öffnungswinkel einer An- tenne ist im Prinzip direkt von der Größe der Apertur der Antenne abhängig, d.h. schmale Strahlen benötigen eine große Antennenapertur .
Oft besteht gleichzeitig ein Bedürfnis nach möglichst kleinen Radarsystemen mit möglichst kleinen Antennenflächen. Dies ist zum Beispiel bei Radarsystemen für Straßenfahrzeuge der Fall, welche während der Fahrt andere Fahrzeuge oder Objekte orten, um den Fahrzeuglenker vor einer allfälligen Kollisionsgefahr zu warnen. Ein Grund dafür liegt in der beschränkten verfüg- baren Fläche an dem Fahrzeug, welche auch für andere Systeme Platz bieten muss. Ein kleines Radarsystem zur Messung der Winkellage eines entfernten Objektes wird ermöglicht durch die gleichzeitige Verwendung der Empfangsantennen EAl, EA2 als Sendeantenne A, wie in Figur 2 dargestellt.
Eine weitere Schwierigkeit für ein Phasen-Monopuls System kann der Uneindeutigkeitsbereich der Winkellage sein. Innerhalb des Eindeutigkeitsbereiches ist eine Phasenverschiebung einer Winkellage eineindeutig zugeordnet. Für den Fall eines Phasen-Monopulsempfängers mit einer Hauptstrahlrichtung senkrecht zur Achse durch die beiden Empfänger liegt der Eindeutigkeitsbereich zwischen
. λ amm = - arcsin
2 - d und
. λ «max = arcsin . Da die Winkelmessgenauigkeit bei größerem Abstand der Phasen- Monopuls-Empfangsantennen besser ist, wählt man bei Radarsystemen mit schmalen Öffnungswinkeln Abstände größer als λ/2. Dies führt allerdings dazu, dass der Eindeutigkeitsbereich kleiner als 180° ist und somit durch das Richtdiagramm (Two- Way) sicher gestellt werden muss, dass es zu keinen falschen
Winkelmessungen kommt. Um falsche Messungen der Winkellage α zu vermeiden, muss gewährleistet sein, dass die Empfangsantennen keine Signale aus dem Uneindeutigkeitsbereich regist- riert. Dazu muss das Produkt der Sende- und Empfangscharakteristik (Two_Way) folgende Eigenschaften aufweisen:
Der Öffnungswinkel des Hauptstrahls muss schmal genug sein
Die Nebenkeulenunterdrückung muss groß genug sein. Die Unterdrückung (bezogen auf Antennengewinn in Hauptstrahl - richtung) außerhalb des Eindeutigkeitsbereichs muss größer als der vom System benötigte Dynamikbereich sein. Im Straßenverkehr ist der Dynamikbereich beispielsweise durch den Unterschied der Rückstreuung eines extrem großen Zieles (z.B. Lastkraftwagen) und eines extrem kleines Zieles (z.B. Motorrad oder Fußgänger) gegeben.
Der Eindeutigkeitsbereich ist umso größer, je kleiner der Abstand zwischen den Empfangsantennen ist, dies im Gegensatz zu dem Erfordernis eines kleinen Öffnungswinkels des Strahls, welches großflächige Antennen erfordert. Für eine gleichzeitige Verwendung der Empfangsantennen als Sendeantenne sind der Abstand der Empfangsantennen und die Aperturgrössen von Empfangsantenne und Sendeantenne verknüpft . Der Abstand der Empfangsantennen kann daher nicht beliebig gewählt werden, d.h. Eindeutigkeitsbereich und Öffnungswinkel können nicht getrennt optimiert werden.
EP 0 713 581 Bl und DE 694 33 113 T2 beschreiben ein Fahr- zeugradarsystem zum Ermitteln der Abweichung eines Zielobjekts in Bezug auf ein Referenzazimut. Als Mittel zum Senden von Sendesignalen dient dabei eine Antenne mit einem Paar Strahlungskeulen. Die Strahlungskeulen dienen dazu, ein Sendesignal mit einer Phasendifferenz zu senden und an zwei räumlich getrennten Orten zwei Dopplersignale zu erfassen. Aus den zwei Dopplersignalen wird ein Summensignal und ein Differenzsignal gebildet. Die Abweichung in Bezug auf den Referenzazimut wird durch einen Vergleich der Summen- und Differenzsignale, durch Quotientenbildung in den beiden Strahlungskeulen ermittelt. Zur Ermittlung der Summen- und Differenzsignale werden die Dopplersignale überlagert. Ein Nach- teil dieser Lösung ist, dass die Amplituden der empfangenen Dopplersignale in den Strahlungskeulen in der Regel erheblichen Schwankungen ausgesetzt sind. Dies ist einerseits auf die unterschiedlichen zurückgelegten Wege zurückzuführen, andererseits aber auch auf Schwankungen, welche zwischen den Strahlungskeulen, z.B. aufgrund unterschiedlicher Temperaturen auftreten können.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, die Winkellage eines entfernten Objektes zuverlässig zu er- mittein.
Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Maßnahmen gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in weiteren Ansprüchen angegeben.
Die Erfindung betrifft ein Radarsystem zur Messung der Winkellage eines entfernten Objektes, umfassend
- eine Antenne mit mindestens zwei Empfangsantennen;
- einen Sender welcher zur Aussendung eines Sendesignals mit der Antenne verbunden ist;
- einen ersten Empfänger, welcher zum Empfangen eines als ein erstes Empfangssignal von dem entfernten Objekt reflektierten Sendesignals mit einer ersten der mindestens zwei Empfangsantennen verbunden ist; - einen zweiten Empfänger, welcher zum Empfangen eines als ein zweites Empfangssignal von dem entfernten Objekt reflektierten Sendesignals mit einer zweiten der mindestens zwei Empfangsantennen verbunden ist. Dadurch dass
- der erste Empfänger ein erstes Mittel zur Ermittlung einer ersten Phase des ersten Empfangssignals umfasst und - der zweite Empfänger ein zweites Mittel zur Ermittlung einer zweiten Phase des zweiten Empfangssignals umfasst, kann die Winkellage eines entfernten Objektes zuverlässig ermittelt werden.
Insbesondere haben für ein erfindungsgemäßes Radarsystem
Schwankungen der Amplituden keinen Einfluss bei der Ermittlung der Phasendifferenz der Empfangssignale. Zur Ermittlung der Phasendifferenz der ersten Phase und der zweiten Phase kann das Radarsystem beispielsweise einen an die Empfänger angeschlossenen MikroController umfassen. Im MikroController kann anhand der Phasendifferenz auch die Winkellage ermittelt werden. Alternativ zu digitalen Schaltkreisen wie Microcontrollern können beispielsweise auch analoge Schaltkreise mit Operationsverstärkern eingesetzt werden.
Die folgenden Vorteile können sich zusätzlich ergeben:
Dadurch, dass der erste Empfänger und/oder der zweite Empfänger ein IQ- Empfänger ist, ist die Phase von Empfangssignalen direkt und einfach messbar. Ein IQ-Empfänger besteht aus zwei Mischern in denen das Eingangssignal mit dem Lokaloszillatorsignal in das Basisband gemischt wird. In einem der beiden Mischer ist dabei das Lo- kaloszillatorsignal um 90° phasenverschoben. Dies ermöglicht die Messung des komplexen Basisbandsignals, d.h. Betrag und Phase. IQ-Empfänger können in allen Radarsystemen angewandt werden, kommen aber insbesondere in Pulsradarsystemen zum Einsatz .
Dadurch, dass der erste Empfänger und/oder der zweite Empfänger einen Mischer umfasst und das Radar nach dem Continuous Wave (CW) o- der Frequency Modulated Continuous Wave (FMCW) Prinzip arbeitet, ist die Phase von EmpfangsSignalen direkt und einfach nach einer Fourier-Transformation der EmpfangsSignale messbar.
Der Empfänger kann auch als IF-Sampling Empfänger ausgebildet sein. Bei einem IF-Sampling Empfänger wird das Empfangssignal bei einer Zwischenfrequenz digital abgetastet. Dadurch ist das Nutzsignal inklusive Trägersignal - und damit der Phase - im MikroController vorhanden. Dadurch, dass der erste Empfänger und/oder der zweite Empfänger ein IF-Sampling Empfänger ist, ist die Phase der Empfangssignale direkt messbar.
Dadurch, dass die Antenne eine gerade Anzahl von gleicharti- gen Empfangsantennen umfasst, können alle Empfangsantennen eine identische Richtcharakteristik aufweisen bei gleichzeitig optimierter Senderichtcharakteristik.
Dadurch, dass das Radarsystem ein Ansteuerungsmittel umfasst, welches die Antenne derart ansteuert, dass eine für das Sendesignal oder für das kombinierte Sende-Empfangssignal optimierte Richtcharakteristik resultiert, können die Nebenkeulen erheblich reduziert werden, wodurch falsche Messungen der Winkellage vermieden werden können.
Dadurch, dass die Antenne auf einer Seite einer Leiterplatte angeordnet ist und dass das Ansteuerungsmittel Leiterbahnen und Splitter umfasst, ergibt sich ein Ansteuerungsmittel mit einer hohen Lebensdauer, welches besonders einfach, kostengünstig implementiert werden kann.
Dadurch, dass die Antenne ein Array von Patches umfasst und dass eine Emp- fangsantenne einen Patch oder ein Teil-Array des Arrays um- fasst, ergibt sich eine besonders einfach und kostengünstig herstellbares Radarsystem.
Dadurch, dass das Array ein lineares Array umfasst und eine Aperturbelegung des linearen Arrays in einem mittleren Bereich des Arrays ein ausgeprägtes Amplitudenmaximum aufweist, kann sich eine gerichtete Abstrahlung des Sendesignals ergeben, welches eine hohe Nebenkeulendämpfung aufweist.
Dadurch dass durch das Radarsystem Sendesignale mit einer Frequenz über 20GHz erzeugbar sind, lassen sich für Straßenfahrzeuge Radarsysteme in geeigneter Größe herstellen.
Für mehr als zwei Empfangsantennen lassen sich Phasendiffe- renzen beispielsweise paarweise zwischen den Empfängern ermitteln. Dadurch können zuverlässigere Informationen über die Winkellage gewonnen werden. Insbesondere wenn sich mehrere entfernte Objekt in der Reichweite des Radarsensors befinden, können beispielsweise mit statistischen Methoden fehlerhafte Winkellagen von entfernten Objekten oder nicht vorhandene entfernte Objekte aussondiert werden.
Dadurch dass die Antenne mehr als 2 Empfangsantennen umfasst an welche je ein Empfänger mit einem Mittel zur Ermittlung einer Phase eines empfangenen Signals angeschlossen ist, kann nicht nur eine Winkelmessung, sondern auch eine Winkelauflösung erreicht werden. Dies bedeutet, dass mehrere Objekte mit unterschiedlichen Winkeln, aber in gleichem Abstand getrennt werden können.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung beispielsweise näher erläutert. Dabei zeigen: Figur 1 Anordnung zur Ermittlung der Winkellage eines entferntet Objektes mittels zweier Empfangsantennen;
Figur 2 Anordnung zur Ermittlung der Winkellage eines ent- ferntet Objektes mittels einer als Sendeantenne ausgebildeten Antenne, welche zwei Empfangsantennen umfasst ;
Figur 3 Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Radarsys- tems,-
Figur 4 Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Radarsystems ;
Figur 5 Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Radarsystems ;
Figur 6 Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Radarsystems ;
Figur 7 Antennenanordnung mit Patches auf einer Vorderseite einer Leiterplatte eines erfindungsgemässen Radarsystems ;
Figur 8 Schaltungsanordnung auf einer Rückseite einer Leiterplatte eines erfindungsgemässen Radarsystems;
Figur 9 Aperturbelegung für eine weitere Ausführungsform der in Figur 7 dargestellten Antennenanordnung;
Figur 10 Sende-Empfangs-Richtdiagramme des in den Figuren 7- 9 beschriebenen Radarsystems für die Empfangsantennen;
Figur 11 Messanordnung zur Ermittlung der Richtcharakteristik eines Radarsystems Figur 12 Aperturbelegung eines ersten simulierten Radarsystems
Figur 13 Aperturbelegung eines zweiten simulierten Radarsys- tems
Figur 14 Richtcharakteristik des ersten simulierten Radarsystems
Figur 15 eine Richtcharakteristik des zweiten simulierten Radarsystems
Figur 16 vergrösserter Ausschnitt der Richtcharakteristik des ersten simulierten Radarsystems
Figur 17 vergrösserter Ausschnitt der Richtcharakteristik des zweiten simulierten Radarsystems
Figur 18 Eindeutigkeitsdiagramm des ersten simulierten Ra- darsystems
Figur 19 Eindeutigkeitsdiagramm des zweiten simulierten Radarsystems
Die Figuren 3-6 zeigen Schaltungsanordnungen, welche geeignet sind um die Empfangssignale und das Sendesignal zu trennen.
Figur 3 zeigt ein Blockschaltbild eines Radarsystems in einem ersten Ausführungsbeispiel. Eine Antenne A umfasst zwei Emp- fangsantennen EAl, EA2. In einer bevorzugten Ausführungsform sind die zwei Empfangsantennen EAl, EA2 als Patcharrays ausgebildet. Ein Sender Tx ist über einen Splitter SP mit zwei Empfangsantennen EAl, EA2 derart verschaltet, dass ein Sendesignal über beide Empfangsantennen EAl, EA2 versendet werden kann. Im vorliegenden Beispiel wird zur Aufteilung des Sendesignals ein symmetrischer 3dB Splitter SP verwendet. Ein erster IQ-Empfänger RxI ist zum Empfangen des als ein erstes Empfangssignal von einem entfernten Objekt reflektierten Sen- designals mit einer ersten der zwei Empfangsantennen EAl verbunden. Um das Sendesignal von dem ersten Empfangssignal zu trennen, sind der erste IQ-Empfänger RxI, der Sender Tx und die erste Empfangsantenne EAl an je einem Anschluss eines Zirkulators Zl angeschlossen. Ein zweiter IQ-Empfänger Rx2 , ist zum Empfangen des als ein zweites Empfangssignal von dem entfernten Objekt reflektierten Sendesignals der zweiten Empfangsantenne EA2 verbunden. Um das Sendesignal von dem zweiten Empfangssignal zu trennen, sind der zweite IQ-Empfänger Rx2 , der Sender Tx und die zweite Empfangsantenne EA2 an je einem Anschluss eines zweiten Zirkulators Z2 angeschlossen. Die Phasen der Empfangssignale können zu einem festen Zeitpunkt von den beiden IQ-Empfängern RxI, Rx2 direkt ermittelt werden. Zur Ermittlung einer Winkellage des entfernten Objek- tes können die zwei Empfänger RxI, Rx2 beispielsweise an einen Microcontroller angeschlossen sein, welcher die Phasendifferenz berechnet und daraus die Winkellage α ermittelt.
Das in Figur 3 dargestellte Radarsystem ermöglicht dank der Verwendung von Zirkulatoren Zl, Z2 eine optimalen Rauschabstand und eine verlustfreie Trennung des Sendesignals und der Empfangssignale .
Figur 4 zeigt ein Blockschaltbild eines Radarsystems in einem zweiten Ausführungsbeispiel. Die Verschaltung ist bis auf die Zirkulatoren analog zu der in Figur 3 dargestellten Verschaltung. Anstelle der zwei Zirkulatoren werden jedoch zwei Rat- Race-Coupler RRCl, RRC2 verwendet. Die auf Rat-Race-Couplern basierende Lösung ist kostengünstiger als die auf Zirkulato- ren basierende Lösung, jedoch wird die halbe Sendeleistung des Senders Tx in der Terminierung term der Rat-Race-Coupler RRCl, RRC2 terminiert. Dieser Nachteil kann jedoch kompensiert werden durch eine erhöhte Sendeleistung des Senders Tx und beeinflusst daher den dynamischen Bereich nicht negativ. Im Empfängerpfad resultieren auch 3dB Verlust aufgrund des
Rat-Race-Konzeptes . In typischen Automobil -Radarsystemen resultiert dies daher in einem erhöhten Rauschfaktor. Um den reduzierten Rauschabstand zu kompensieren, können die Rat- Race-Coupler RRCl, RRC2 durch Standard-Koppler mit einer nicht-symmetrischen Kopplung ersetzt werden. Figur 5 zeigt ein entsprechendes Blockschaltbild. Dadurch wird ein Teil des Verlustes im Empfängerpfad in den Senderpfad verschoben.
Da nicht-ideale Zirkulatoren wie in dem in Figur 3 dargestellten Ausführungsbeispiel auch einen Einfügungsverlust aufweisen, ist das in Figur 5 dargestellte dritte Ausfüh- rungsbeispiel hinsichtlich der Empfängerempfindlichkeit vergleichbar mit dem bezüglich Rauschabstand optimalen Konzept von Figur 3.
Anstelle einer Verschwendung der Hälfte der Sendeleistung in den Terminierungen term in den Figuren 4 und 5, können diese Verbindungen auch als lokale Oszillatoren LO für die Empfängermixer verwendet werden, wie in einem vierten Ausführungsbeispiel in Figur 6 mit Double-Balanced Mischern DBM dargestellt. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel wird ein Double- Balanced Mischer DBM"mittels eines weiteren Rat-Race-Couplers RRC und zwei Dioden realisiert.
Die Figuren 7 bis 11 zeigen ein Ausführungsbeispiel:
Figur 7 zeigt eine Vorderseite und Figur 8 eine Rückseite einer Printplatte. Auf der Vorderseite ist ein als Antenne ausgebildetes 8xl6-Array aus 8x16 Patches angeordnet. Das 8x16- Array dient als Sendeantenne und ist unterteilt in zwei 8x8- Arrays, welche als Empfangsantennen EAl, EA2 dienen. Auf der Rückseite ist eine HF-Schaltung im Wesentlichen gemäß der in Figur 6 dargestellten HF-Schaltung angeordnet. Die Antennen auf der Vorderseite und die HF-Schaltung auf der Rückseite sind über Vias VIA miteinander verbunden.
Die Sendeantenne in Figur 7 weist eine Apertur von 120mm x
60mm auf, um einen schmalen horizontalen und vertikalen Öffnungswinkel zu erreichen. Die einzelnen Patches PA sind mittels einer Schaltung, welche Leiterbahnen und Splitter um- fasst derart verschaltet, dass aufgrund einer optimierten Ansteuerung ein optimales Gesamtrichtdiagramm erreicht wird.
Figur 9 zeigt eine optimierte Ansteuerung des 8xl6-Arrays der in Figur 7 dargestellten Antennenanordnung (Aperturbelegung in relativer Leistung in dB) in der Ebene durch die beiden Mittelpunkte der Sendeantennen EAl, EA2. Dabei gehören die Antennenspalten mit negativem Index zu EAl und die mit positivem Index zu EA2. Die beiden Sendeantennen sind spiegelsym- metrisch angesteuert. Die Phasen aller Patches sind identisch. Auf diese Weise kann eine senkrechte Abstrahlung erreicht werden. Die äußeren Spalten weisen eine geringere A- perturbelegung auf, als die Spalten in der Mitte. Auf diese Weise kann hinsichtlich des Öffnungswinkels und der Nebenkeu- lendämpfung ein optimiertes Richtdiagramm erreicht werden.
Figur 10 zeigt die gemessenen Two-Way Richtdiagramme (Produkt aus Senderichtdiagramm mit jeweiligem Empfängerrichtdiagramm) des in den Figuren 7-9 beschriebenen Radarsystems für die zwei als 8x8-Array ausgebildeten Empfangsantennen EAl, EA2.
Als Sendeantenne dient die Gesamtantenne, d.h. die in Figur 7 dargestellte und als 16x8 Patch-Array ausgebildete Antenne mit der in Figur 9 dargestellten Aperturbelegung. Als Empfangsantennen EAl, EA2 dienen die zwei 8x8 Patch-Arrays . Da- bei wurde wie in Figur 11 dargestellt, das Radarsystem um eine zu den Spalten parallele Drehachse rotiert, um die in Figur 1 dargestellte Winkellage α in Grad zu erzielen, während ein Eck-Reflektor als entferntes Objekt zur Reflexion des Sendesignals verwendet wurde.
Dargestellt in Figur 10 ist die relative Verstärkung in dB in Abhängigkeit von der Winkellage α in Grad. Mit einer Apertur von 120 mm wurden sehr geringe Nebenkeulen, welche um etwa 3OdB geringer sind als die Hauptkeule und einen Öffnungswin- kel (1OdB Strahlbreite) von 12 Grad erreicht für die kombinierten Sende-Empfangs Richtdiagramme. Ein in den Figuren 7-11 beschriebenes Radarsystem eignet sich unter anderem für Straßenfahrzeuge. Wird eine Printplatte, auf welcher das Patchantennenarray angeordnet ist derart an einem Fahrzeug befestigt, dass die Spalten Spa desδxlδ-Array senkrecht zur Erdoberfläche angeordnet sind, so ergibt sich ein Radarsystem mit einer besonders geeignet gerichteten Richtcharakteristik. Das in Figur 10 dargestellte Richtdiagramm liegt dann in der Horizontalen.
Analog zu den Spalten Spat eines Patsch Array kann zusätzlich die Amplitudenverteilung der Reihen des Patsch Array optimiert werden, indem die äußeren Reihen eine geringere Aperturbelegung aufweisen als die inneren Reihen des Array. Dadurch kann eine zusätzlich erhöhte Nebenkeulendämpfung und geringere in unerwünschte Richtungen erreicht werden.
Die Figuren 12 - 19 zeigen eine Gegenüberstellung von zwei Radarsystemen mit zwei Empfangsantennen in Simulationen. Die Simulationen beruhen auf der Annahme von idealen linearen Ar- rays aus Punktstrahlern. Beiden Simulationen liegen mit Ausnahme der Aperturbelegung die gleichen Radarsysteme zu Grunde. Die Empfangsantennen umfassen je 8 Punktstrahler. Die Sendeantenne (=Antenne) umfasst die zwei Empfangsantennen und ist ein regelmäßiges lineares Array aus 16 Punktstrahlern.
Die Figuren 12, 14, 16 und 18 stellen ein erstes Radarsystem dar, bei welchem die zwei Empfangsantennen einzeln optimal angesteuert werden, um für die Empfangsantennen optimale Richtdiagramme mit großer Nebenkeulenunterdrückung zu errei- chen. Die Figuren 13, 15, 17, 19 stellen ein zweites Radarsystem dar, welches ein Ansteuerungsmittel umfasst, welches die Antenne (=Sendeantenne) derart ansteuert, dass eine für das Sendesignal optimierte Richtcharakteristik mit großer Nebenkeulenunterdrückung resultiert .
Figur 12 zeigt die Ansteuerung der Punktstrahler des ersten Radarsystems in Form der Amplitudenverteilung des gesamten 8xl6-Array über die 16 Spalten Spa des 8xl6-Array in relati- ver Leistung rl . Figur 13 zeigt analog dazu die Ansteuerung der Punktstrahler des zweiten Radarsystems.
Figur 14 zeigt eine Richtcharakteristik des ersten Radarsys- tems, während Figur 15 die Richtcharakteristik für das zweite Radarsystem zeigt, jeweils für den Sender Tx, den Empfänger Rx und die kombinierte Richtcharakteristik TRx für Sender Tx und Empfänger Rx. Figur 16 zeigt einen vergrößerten Ausschnitt der Richtcharakteristik von -30° bis +30° des ersten Radarsystems, Figur 17 zeigt den selben Ausschnitt für das zweite Radarsystem.
Die Richtcharakteristik der Sendeantenne weist für das zweite Radarsystem viel geringere Nebenkeulen auf als für das erste Radarsystem, dafür wirkt das Empfangsdiagramm allerdings auf den ersten Blick weniger optimal. Das Gesamtdiagramm (two- way) zeigt aber bessere Eigenschaften für das zweite Radarsystem. Im Vergleich weist das zweite Radarsystem eine zur Hauptkeule relative Dämpfung der ersten Nebenkeulen von deut- lieh über 30 dB auf, während die relative Dämpfung der ersten Nebenkeulen des ersten Radarsystems nicht einmal 20 dB beträgt .
Der Vorteil des zweiten Radarsystems gegenüber dem ersten Ra- darsystem wird in einem Vergleich der Figuren 18 und 19 besonders offenbar. In der Simulation wurde dazu das entfernte Objekt um eine zu den Spalten parallele Achse rotiert. Dabei wurden negative Winkellagen nα und positive Winkellagen pα generiert. Zusätzlich zur Richtcharakteristik wurde auch die Phasendifferenz φ der Signale an den beiden Empfängern in Abhängigkeit der Winkellage α bestimmt. Für die reflektierten Signale ist in Figur 18 für das erste Radarsystem die relative reflektierte Signalintensität in dB gegen die Phasendifferenz φ der reflektierten Signale dargestellt. Figur 19 zeigt die zu Figur 18 analoge Darstellung für das zweite Radarsystem. Für beide Radarsysteme können unterschiedliche Winkellagen α des entfernten Objektes identische Phasendifferenzen φ zur Folge haben. Haben für die unterschiedlichen Winkellagen α die reflektierten Signale jedoch deutlich unterschiedliche Signalintensitäten (Unterschied größer als benötigter Dynamikbereich) , so kann die Winkellage α trotzdem eindeutig bestimmt werden. Der Vergleich von Figur 18 mit Figur 19 zeigt deutlich, dass für das zweite Radarsystem für eine feste Phasenverschiebung die Unterschiede von der stärksten Signalin- tensität zu der zweitstärksten Signalintensität erheblich höher sind. In einem Bereich von -120° bis +120° für die Phasenverschiebung beträgt der Unterschied für das erste Radarsystem zum Teil weniger als 20 dB. Für das zweite Radarsystem beträgt der Unterschied im Wesentlichen über den gesamten Be- reich von -120° bis+120° mehr als 40 dB, was in einem typischen Automobilradar akzeptierbar wäre. Das zweite Radarsystem ist daher wesentlich weniger anfällig auf falsche Winkelmessungen als das erste Radarsystem.
Die Vorteile eines Radarsystems, welches ein Ansteuerungsmit- tel umfasst, welches die Antenne derart ansteuert, dass eine für das Sendesignal oder für das kombinierte Sende- Empfangssignal optimierte Richtcharakteristik resultiert, wie das zum Beispiel für das in den Figuren 13, 15, 17 und 19 dargestellte Radarsystem der Fall ist, ergeben sich für alle Radarsysteme, welche umfassen
- eine Antenne mit mindestens zwei Empfangsantennen;
- einen Sender, welcher zur Aussendung eines Sendesignals mit der Antenne verbunden ist; - einen ersten Empfänger, welcher zum Empfangen eines als ein erstes Empfangssignal von dem entfernten Objekt reflektierten Sendesignals mit einem ersten der mindestens zwei Empfangsantennen verbunden ist;
- einen zweiten Empfänger, welcher zum Empfangen eines als ein zweites Empfangssignal von dem entfernten Objekt reflektierten Sendesignals mit einem zweiten der mindestens zwei Empfangsantennen verbunden ist und - ein Mittel zur Ermittlung einer Phasendifferenz zwischen dem ersten Empfangssignal und dem zweiten Empfangssignal oder einer der Phasendifferenz eindeutig zuordenbaren Kenngröße, anhand welcher sich die Winkellage eines entfernten Objektes ermitteln lässt.
In weiteren als nicht abschließende Aufzählung zu verstehenden Ausführungsformen kann das Radarsystem beispielsweise als CW- oder FMCW-Radarsystem, als Puls-Radarsystem, als Pseudo- Noise-Radarsystem oder als Frequency Shift Keying-Radarsystem ausgeführt sein.

Claims

Patentansprüche
1. Radarsystem (RS) zur Messung der Winkellage (α) eines entfernten Objektes, umfassend
- eine Antenne (A) mit mindestens zwei Empfangsantennen (EAl , EA2 ) ;
- einen Sender (Tx) , welcher zur Aussendung eines Sendesignals mit der Antenne (A) verbunden ist;
- einen ersten Empfänger (RxI) , welcher zum Empfangen eines als ein erstes Empfangssignal von dem entfernten Objekt re- flektierten Sendesignals mit einer ersten der mindestens zwei Empfangsantennen (EAl, EA2) verbunden ist;
- einen zweiten Empfänger (Rx2) , welcher zum Empfangen eines als ein zweites Empfangssignal von dem entfernten Objekt reflektierten Sendesignals mit einer zweiten der mindestens zwei Empf angsantennen (EAl, EA2) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass
- der erste Empfänger (RxI) ein erstes Mittel zur Ermittlung einer ersten Phase des ersten Empfangssignals umfasst und
- der zweite Empfänger (Rx2) ein zweites Mittel zur Ermitt- lung einer zweiten Phase des zweiten Empfangssignals umfasst.
2. RadarSystem (RS) nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, dass das der erste Empfänger (RxI) und/oder der zweite Empfänger (Rx2) einen Mischer umfasst und das Radarsystem nach dem Fre- quency Modulated Continuous Wave Prinzip betreibbar ist.
3. Radarsystem (RS) nach Anspruch 1 oder 2 dadurch gekennzeichnet, dass der erste Empfänger (RxI) und/oder der zweite Empfänger (Rx2) ein IQ-Empfänger ist.
4. RadarSystem (RS) nach einem der vorhergehenden Ansprüchen der Empfänger als IF-Sampling Empfänger ausgebildet ist.
5. Radar system (RS) nach einem der vorhergehenden Ansprüche dadurch gekennzeichnet, dass das Radarsystem (RS) ein Ansteuerungsmittel umfasst, welches die Antenne (A) derart ansteuert, dass eine für das Sendesignal oder für ein aus Sendesignal und Empfangssignal kombiniertes Sende-Empfangssignal optimierte Richtcharakteristik resultiert.
6. Radarsystem (RS) nach einem der vorhergehenden Ansprüche dadurch gekennzeichnet, dass die Antenne (A) eine gerade Anzahl von Empfangsantennen (EAl, EA2) umfasst.
7. Radarsystem (RS) nach einem der vorhergehenden Ansprüche dadurch gekennzeichnet, dass die Antenne auf einer Seite einer Leiterplatte angeordnet ist und dass das Ansteuerungsmittel Leiterbahnen und Splitter umfasst .
8. Radarsystem (RS) nach einem der vorhergehenden Ansprüche dadurch gekennzeichnet, dass die Antenne (A) ein Array von Patches umfasst und dass eine Empfangsantenne (EAl, EA2) einen Patch oder ein Teil -Array des Arrays umfasst.
9. Radarsystem nach Anspruch 8 dadurch gekennzeichnet, dass das Array ein lineares Array umfasst und eine Aperturbelegung des linearen Arrays auf der Achse durch die Empfängermittelpunkte in einem mittleren Bereich des Array ein ausgeprägtes Amplitudenmaximum aufweist.
10. Radarsystem (RS) nach einem der vorhergehenden Ansprüche dadurch gekennzeichnet, dass durch das Radarsystem (RS) Sendesignale mit einer Frequenz über 20GHz erzeugbar sind.
11. Radarsystem (RS) nach einem der vorhergehenden Ansprüche dadurch gekennzeichnet, dass die Antenne (A) mehr als 2 Empfangsantennen umfasst an welche je ein Empfänger mit einem Mittel zur Ermittlung einer Phase eines empfangenen Signals angeschlossen ist.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017126717A1 (ko) * 2016-01-20 2017-07-27 엘지전자 주식회사 Fdr 방식의 사용에 따른 자기간섭 신호를 제거하기 위한 방법 및 자기간섭 신호를 제거하기 위한 장치

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7511658B1 (en) * 2008-01-16 2009-03-31 Infineon Technologies Ag High-efficiency differential radar system
US7633429B1 (en) * 2009-01-22 2009-12-15 Bae Systems Controls Inc. Monopulse radar signal processing for rotorcraft brownout aid application
GB0902314D0 (en) * 2009-02-12 2009-04-01 Trw Ltd Antennas
US20110291874A1 (en) * 2010-06-01 2011-12-01 De Mersseman Bernard Vehicle radar system and method for detecting objects
JP2015172491A (ja) * 2014-03-11 2015-10-01 富士通テン株式会社 アンテナ、レーダ装置、および、車両制御システム
US9823343B2 (en) * 2015-02-27 2017-11-21 Ford Global Technologies, Llc Digital beamforming based resolution of out-of-path targets showing up as in-path due to grating lobes in array antenna radars
JP2017207476A (ja) * 2016-05-16 2017-11-24 日本電産エレシス株式会社 レーダシステム
WO2018156652A1 (en) 2017-02-23 2018-08-30 Richard Bishel Vehicle guidance system
US10551493B2 (en) * 2017-08-18 2020-02-04 GM Global Technology Operations LLC Widely spaced radar nodes with unambiguous beam pattern
US10921420B2 (en) * 2017-10-04 2021-02-16 Infineon Technologies Ag Dual-sided radar systems and methods of formation thereof

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0713581A1 (de) * 1993-08-04 1996-05-29 Vorad Safety Systems, Inc. Monopulse azimutradarsystem zur kraftfahrzeugortung
US5815112A (en) * 1995-12-05 1998-09-29 Denso Corporation Planar array antenna and phase-comparison monopulse radar system
US6317073B1 (en) * 1998-09-07 2001-11-13 Denso Corporation FM-CW radar system for measuring distance to and relative speed of a target
WO2005069905A2 (en) * 2004-01-16 2005-08-04 Ghz Tr Corporation Methods and apparatus for automotive radar sensors

Family Cites Families (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL286190A (de) * 1961-12-01
US3213453A (en) * 1963-05-07 1965-10-19 Gen Dynamics Corp Digital direction finder utilizing binary array
US3337866A (en) * 1965-10-05 1967-08-22 George L Gisonno Vehicle anti-collision apparatus
US3513471A (en) * 1967-10-26 1970-05-19 Westinghouse Electric Corp Angle sensing system
US3454944A (en) * 1968-03-13 1969-07-08 United Aircraft Corp Wide-angle interferometer radar
US3568189A (en) * 1969-03-11 1971-03-02 Joseph L Poirier Spectrum analysis radar system for angle determination
US3858205A (en) * 1972-10-06 1974-12-31 Sperry Rand Corp Base-band precollision sensor with time domain gating for preventing false responses
US3838424A (en) * 1973-02-20 1974-09-24 Singer Co Microwave interference pattern sensor
US4017854A (en) * 1975-08-21 1977-04-12 Sperry Rand Corporation Apparatus for angular measurement and beam forming with baseband radar systems
FR2350612A1 (fr) * 1976-05-07 1977-12-02 Trt Telecom Radio Electr Systeme de localisation d'un emetteur destine a fournir une information d'ecart angulaire
US4101902A (en) * 1976-11-10 1978-07-18 Thomson-Csf Electronic scanning antenna
US4150375A (en) * 1978-03-02 1979-04-17 Sperry Rand Corporation Interferometric protective system for vehicles
US4224618A (en) * 1978-12-11 1980-09-23 Sperry Corporation Radar system with a multiplicity of antenna beams for elevation coverage
US4305074A (en) * 1980-05-12 1981-12-08 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Electromagnetic detection apparatus
SE442348B (sv) * 1984-07-04 1985-12-16 Stiftelsen Inst Mikrovags Forfarande och anordning for bestemning av inbordes lege mellan tva objekt
US5017929A (en) * 1989-09-06 1991-05-21 Hughes Aircraft Company Angle of arrival measuring technique
US5334981A (en) * 1992-04-09 1994-08-02 Hughes Missile Systems Company Airborne metal detecting radar
FR2690252B1 (fr) * 1992-04-17 1994-05-27 Thomson Csf Procede et systeme de determination de la position et de l'orientation d'un mobile, et applications.
FR2690755B1 (fr) * 1992-04-30 1994-08-26 Thomson Csf Procédé et système de détection d'un ou plusieurs objets dans une zone angulaire, et applications.
JP2989428B2 (ja) * 1993-06-17 1999-12-13 本田技研工業株式会社 時分割型ｆｍレーダシステム
US5477230A (en) * 1994-06-30 1995-12-19 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force AOA application of digital channelized IFM receiver
JP3300558B2 (ja) * 1994-11-10 2002-07-08 本田技研工業株式会社 車載用マルチ・チャネルレーダー装置
US5684490A (en) * 1995-03-01 1997-11-04 The Ohio State University Highway vehicle guidance system
DE19526448A1 (de) * 1995-07-20 1997-01-30 Bosch Gmbh Robert Radarsystem, insbesondere Kraftfahrzeug-Radarsystem
JP3627389B2 (ja) * 1995-09-28 2005-03-09 株式会社デンソー レーダ装置
GB9602250D0 (en) * 1996-02-05 1996-04-03 Secr Defence Collision warning system
GB2328819A (en) * 1997-08-30 1999-03-03 Ford Motor Co Antenna cluster for vehicle collision warning system
JP3942722B2 (ja) * 1998-02-16 2007-07-11 本田技研工業株式会社 車載レーダ装置
DE10116188A1 (de) * 2001-03-31 2002-10-10 Bosch Gmbh Robert Verfahren zur Generierung und Auswertung von Radarpulsen sowie Radarsensor
US6628227B1 (en) * 2002-07-23 2003-09-30 Ford Global Technologies, Llc Method and apparatus for determining a target vehicle position from a source vehicle using a radar
DE10258367A1 (de) * 2002-12-12 2004-07-08 Daimlerchrysler Ag Mehrzielfähiges Verfahren und mehrzielfähige Sensorvorrichtung für die Abstands- und Winkelortung von Zielobjekten im Nahbereich

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0713581A1 (de) * 1993-08-04 1996-05-29 Vorad Safety Systems, Inc. Monopulse azimutradarsystem zur kraftfahrzeugortung
US5815112A (en) * 1995-12-05 1998-09-29 Denso Corporation Planar array antenna and phase-comparison monopulse radar system
US6317073B1 (en) * 1998-09-07 2001-11-13 Denso Corporation FM-CW radar system for measuring distance to and relative speed of a target
WO2005069905A2 (en) * 2004-01-16 2005-08-04 Ghz Tr Corporation Methods and apparatus for automotive radar sensors

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017126717A1 (ko) * 2016-01-20 2017-07-27 엘지전자 주식회사 Fdr 방식의 사용에 따른 자기간섭 신호를 제거하기 위한 방법 및 자기간섭 신호를 제거하기 위한 장치
US10720955B2 (en) 2016-01-20 2020-07-21 Lg Electronics Inc. Method for removing magnetic interference signal according to use of FDR scheme, and device for removing magnetic interference signal

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