WO2021047844A1 - Radar-verfahren sowie radar-system - Google Patents

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WO2021047844A1
WO2021047844A1 PCT/EP2020/072497 EP2020072497W WO2021047844A1 WO 2021047844 A1 WO2021047844 A1 WO 2021047844A1 EP 2020072497 W EP2020072497 W EP 2020072497W WO 2021047844 A1 WO2021047844 A1 WO 2021047844A1
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radar
signal
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PCT/EP2020/072497
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Peter Gulden
Martin Vossiek
Michael GOTTINGER
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Symeo Gmbh
Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg
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    • G01S7/4017—Means for monitoring or calibrating of parts of a radar system of HF systems

Definitions

  • the invention relates to a radar method and a radar system, in particular a primary radar method and primary radar system.
  • Radar systems in particular radar systems with distributed radar units without a shared common high-frequency carrier signal for sending and receiving, are known in principle. These spatially distributed arrangements can, for. B. as a localization system or radio location system for estimating the position of the other or at least one further active radar unit, for recording or recognizing the surroundings, i.e. passive objects, people, etc.,
  • a passive radar target (commonly referred to as a passive radar target) or for remote sensing or earth observation.
  • Known arrangements include at least two spatially separated, non-coherent transceiver units (NKSE, hereinafter used synonymously with station “S”, or synonymously referred to as radar unit), each of which contains its own local oscillator as a clock source.
  • NKSE non-coherent transceiver units
  • S station
  • radar unit each of which contains its own local oscillator as a clock source.
  • the following description is based on [Pat2] or .
  • [Pat3] according to which data that have been scanned by an analog-to-digital converter (ADC) after a mixing process are transmitted from one unit to the other (assuming at least two radar units) and any errors in the synchronization be compensated.
  • ADC analog-to-digital converter
  • Radio location using radar technology differs from environment recognition and remote sensing in that the transmission parameters of a single line of sight ("line-of-sight" - LOS) are preferably determined Buildings, very large, as at least one other active radar unit sends and the received power drops by 1 / r 2 at a certain distance r.
  • the aim of the environment detection and radar remote sensing is the detection of passive radar targets, which reflect the emitted electromagnetic waves
  • the object is achieved by a radar method, in particular a primary radar method, in which at least one first and at least one second, in particular spatially separate, transmitting and receiving unit send and receive signals simultaneously or in a temporally overlapping manner a respective comparison signal, in particular mixed signals, etc., received and transmitted by the respective transmitting and receiving unit.
  • a radar method in particular a primary radar method, in which at least one first and at least one second, in particular spatially separate, transmitting and receiving unit send and receive signals simultaneously or in a temporally overlapping manner a respective comparison signal, in particular mixed signals, etc., received and transmitted by the respective transmitting and receiving unit.
  • a phase correction being formed for each of a plurality of sample values preferably a phase correction value for each of a plurality of sample values (or for each point in time /) from the comparison signals is formed, in particular in such a way that, preferably by a mathematical operation, a measure for a phase difference per sample value between the at least two signals and is formed.
  • a phase correction value function is formed which maps a phase correction value for each of the plurality of sampled values (or for each signal instant t).
  • the accuracy of the estimation of the disturbance variables is increased by including the complete channel impulse response, that is to say the entire available information of the scanned signals.
  • the function of the method can, if necessary, be guaranteed independently of a target distribution or a channel impulse response, which is particularly advantageous in the case of several targets or strong multipath propagation.
  • the method is relatively computationally efficient and simple, since no prior information is required and no preselection / detection of targets has to be carried out.
  • the method can be based on the method according to DE 10 2014 104 273 A.
  • a radar method is implemented in which
  • a first signal is generated in a first, in particular non-coherent, transceiver unit and transmitted, in particular broadcast, via a path,
  • a first signal is generated in a further, in particular second, in particular non-coherent, transceiver unit and sent, in particular broadcast, via the path,
  • a comparison signal is formed in the first transceiver unit from its first signal and from such a first signal received by the further transceiver unit via the path, and
  • a further comparison signal is formed from its first signal and from such a first signal received by the first transceiver unit via the path,
  • the further comparison signal being transmitted, in particular communicated, from the further transceiver unit to the first transceiver unit.
  • a corresponding path is in particular an air interface via which the respective signals or comparison signals (mixed signals) can be sent or transmitted and received by means of antennas.
  • Signals assigned to a corresponding transceiver unit and the associated further calculations, evaluations or other process steps, in particular the formation of the respective comparison signal (preferably mixed signal), can be carried out in the (respective) transceiver unit and / or in a (possibly physically independent, optionally spatially separated) evaluation device (evaluation unit) which is connected (communicating) with the (respective) transceiver unit.
  • the (respective) transceiver unit can be designed as an arrangement of, in particular, one or more antennas with a few (few) signal-generating or signal-processing components, while further components (for example signal comparison units or an evaluation device) connect the evaluation unit as structurally independent components to such an arrangement can be connected).
  • further components for example signal comparison units or an evaluation device
  • the evaluation unit as structurally independent components to such an arrangement can be connected.
  • components can, as far as technically feasible, be designed as hardware from processing components and / or implemented as signal or data processing steps executed in whole or in part in a processor.
  • a signal received and transmitted by the respective transmitting and receiving unit is to be understood in particular as a signal that is transmitted from the respective (e.g. first) transmitting / receiving unit to another (e.g. second transmitting / receiving unit), wherein the corresponding received signal is preferably the signal originating from the other (e.g. second) transceiver unit.
  • a first mixed signal is preferably in the first transmission Receiving unit formed.
  • a second comparison signal, in particular a mixed signal, is preferably used in the second transmission Receiving unit formed.
  • a phase correction is preferably formed for each of a multiplicity of sample values which are assigned to the corresponding comparison signal.
  • a multiplicity of sampled values can possibly be understood to mean a subset of all sampled values (of a corresponding signal) become.
  • a multiplicity of sample values can preferably be directly successive sample values which in particular form a subset of the sample values.
  • the plurality preferably corresponds to at least 50%, more preferably at least 90%, even more preferably at least 99% of all of the sample values.
  • a phase correction is particularly preferably carried out for all sampled values.
  • a radar method is proposed, with a multiplication of the one signal in order to form a phase correction value function with the conjugate complexes of the other signal is carried out and / or the two signals are represented according to magnitude and phase and the phases of the two signals are subtracted from each other for each sample or for each point in time t.
  • the multiplication in the time domain can alternatively be implemented by convolution in the frequency domain.
  • a radar method is proposed, the phase correction value function to correct at least one of the sampled time signals (etc.) is used, preferably in such a way that an expression is formed from the phase correction value function, preferably a function of complex numbers with constant amplitude and the phase Yiit), this expression then with the time signal (etc.) is multiplied and so one or more phase-corrected signal (s) (etc.) (cf. in particular equation (13)).
  • the signals (transmission and reception signals) being linear frequency-modulated signals (e.g. FMCW and / or LFM).
  • a radar method is proposed, the at least two transmitting and receiving units having visual contact with one another.
  • a radar method wherein the at least two transmitting and receiving units are configured for remote earth sensing and / or are mounted on, in particular separate, flying objects, preferably satellite (s) and / or aircraft (s).
  • a radar method wherein a phase error is estimated with baseband signals from at least one receiving channel and compensated for in at least one further receiving channel.
  • a radar method is proposed, with at least one transmitting and receiving unit, preferably at least two and / or all of the transmitting and receiving units, using a (respective) antenna element for the common transmission and reception.
  • a radar system in particular a primary radar system, preferably for performing the method according to one of the preceding claims, comprising at least two, in particular spatially separate, transmitting and receiving units that are configured at the same time or overlapping in time Send and receive signals, at least one Evaluation unit of the radar system, preferably each of the at least two transmitting and receiving units (S1, S2), in particular each, is / are configured, a comparison signal, preferably mixed signal, from a signal sent and received by the respective transmitting and receiving unit to form, wherein a phase correction is formed for each of a plurality of sample values, preferably a phase correction value for each of a plurality of sample values (or for each corresponding point in time t) from the comparison signals or is formed, in particular such that, preferably by a mathematical operation, a measure of the phase difference per sample between the at least two signals and is formed.
  • the evaluation unit is configured to multiply the to form the phase correction value function a signal perform with the conjugate complexes of the other signal and / or the two signals and to represent by amount and phase and the phases of the two Subtract signals from each other for each sample or for each time t.
  • the evaluation unit (evaluation device) can form a physical unit or can be distributed over several physically independent sub-units (for example distributed over the several transmitting and receiving units).
  • the radar system is preferably configured to implement the above method.
  • the evaluation unit can be configured accordingly to carry out the method steps, in particular computing steps, mentioned in the above method.
  • An analog-to-digital converter can preferably be used to sample the respective comparison signal.
  • the above-mentioned object is also achieved in particular by using a radar method of the above type and / or a radar system of the above type for radio location with at least two distributed transmitting and receiving units, which preferably have visual contact with one another, in particular for precise localization, preferably for measuring distances and / or displacements and / or speeds.
  • the above-mentioned object is also achieved in particular by using a radar method of the above type and / or a radar system of the above type for environment recognition with at least two distributed transmitting and receiving units, which are also preferably used for the detection of objects in the environment, in particular in road traffic or in airspace surveillance.
  • the above-mentioned object is also achieved in particular by using a radar method of the above type and / or a radar system of the above type for remote sensing with at least two distributed transmitting and receiving units, in particular for remote sensing of the earth, which are preferably carried out on separate satellites and / or aircraft are attached.
  • the above-mentioned object is also achieved in particular by using a radar method of the above type and / or a radar system of the above type to reduce a requirement for signal generation, e.g. by means of a phase-locked loop (PLL) or direct digital synthesis (DDS).
  • a radar method of the above type and / or a radar system of the above type to reduce a requirement for signal generation, e.g. by means of a phase-locked loop (PLL) or direct digital synthesis (DDS).
  • PLL phase-locked loop
  • DDS direct digital synthesis
  • FIG. 1 shows two transceiver units communicating with one another and (passive) radar targets
  • FIG. 2 shows a further illustration of two transmitter / receiver units according to the invention
  • FIGS. 3 and 4 shows an illustration of signals according to FIGS. 3 and 4 after a Fourier transformation
  • FIGS. 3 and 4 shows an exemplary illustration of a phase disturbance in the signals according to FIGS. 3 and 4;
  • FIG 8 shows an improved phase noise suppression of the respective signals from FIGS. 3 and 4 including compensation.
  • FIG. 1 shows a block diagram with a distributed radar system for surrounding area detection, which comprises two spatially separated radar units (transmitting and receiving units).
  • the radar units preferably each have at least one common channel for the simultaneous transmission and reception of signals (TRX1 / 2), that is to say in particular via an antenna element which is used for both purposes.
  • the separation of the transmitted and received signals at the common antenna is carried out here using a transmission mixer (Ml / 2) as an example. Alternatively, this can also be done via a suitable coupling structure or a circulator.
  • At least one radar unit can have further channels for sending and / or receiving.
  • each radar unit preferably has its own clock source (LO1 / 2), its own phase-locked loop for generating a high-frequency signal (PLL1 / 2) and an analog-to-digital converter
  • ADC1 / 2 for sampling the down-mixed signals and which are preferably to be further processed advantageously according to the invention.
  • the subscript k indicates the number of the FMCW (frequency modulated continuous wave) chirp, where z. B. either only rising or falling ramps or alternating both rising and falling ramps can be used as a chirp sequence [1].
  • z. B either only rising or falling ramps or alternating both rising and falling ramps can be used as a chirp sequence [1].
  • Zl-3 three passive radar targets (Zl-3) are shown, the respective
  • a system for radio location with two radar units is shown by way of example in FIG. 2, it being possible for the hardware components to be identical to those in FIG. 1.
  • a direct transmission path i.e. a line of sight (LOS)
  • LOS line of sight
  • the radar units are located in the vicinity of a reflective wall, which can be the case, for example, for localization in buildings. Therefore there is a second signal path due to the multipath propagation.
  • each station preferably has an antenna which is used for transmitting and receiving at the same time.
  • the transmission channel is preferably the same in both directions, so it behaves reciprocally.
  • FMCW or LFM linear frequency modulation
  • a transmission channel (cf. FIGS. 1 and 2), in particular an air transmission path, can be passed through the channel impulse response describe, where (complex number space) and (real Number space) specify the complex amplitude and the transit time over the signal path.
  • S (t) denotes the Dirac distribution.
  • the signal duration of a chirp is sufficiently short (e.g. less than 10 ms, preferably less than 1 ms and / or more than 10 ms, preferably more than 100 ms), so the amplitude and the transit time during this time are not relevant Subject to change due to movement of radar targets or radar units. If a signal s TX (f) is transmitted over this channel, the received signal results from the convolution
  • the linear operator * denotes the convolution in one dimension.
  • the facts shown in (2) indicate that the same signal is sent via M signal paths and received with a time shift and attenuated.
  • a mathematical model for the beat signals can be found after the mixing process. These can be used for station 1 and 2 as The variables that occur are described below.
  • the transit time or the distance to radar targets can be calculated using the beat frequency / "(in the so-called” fast time ") and the speed from several FMCW chirps (Chirp-Sequence Radar) using the phase shift (in the so-called” slow-time "). In systems with multiple receiving antennas, it is Using this phase value, it is also possible to determine the angle of incidence of an electromagnetic wave. A total of K FMCW chirps are sent and the chirp number is indicated by k.
  • the phase noise (including non-linearities) from stations 1 and 2 is determined by the random variables and shown and the unknown starting phases of the local oscillators over
  • phase change that typically occurs (described via the power density spectrum) can therefore be assumed to be identical in terms of amount in both mixed signals. It applies
  • the received random sequence is, to a good approximation, independent of the distance between the targets, since the transit time difference is small compared to the duration of an FMCW chirp.
  • the approximation used by breaking off a Taylor expansion in the linear term In practice, this can be ensured, for example, by means of signal sources with sufficiently low phase noise.
  • the signals in (3) and (4) with the relationship in (6) can be used as being represented.
  • the interference component can be compensated for and the dynamic range of the useful signals can be increased through a linear operation in the time or frequency domain (here through an addition).
  • This method is shown by way of example with the signals from FIG. 3 in FIG. 4, as a result of which a phase noise suppression of approximately 15 dB can be achieved.
  • This step can also be applied in several dimensions, which is shown in FIG. 5 for the estimation of distance and speed. The improvement that can be achieved depends primarily on how well the small-signal approximation in (6) was adhered to.
  • the property from (5) is first applied to the time signals in (3) and (4), which leads to leads, where is used for a simplified representation.
  • Gain in level compared to white noise. Division by 2 can lead to phase jumps in the slow-time, whereby a suitable method for correction is explained in [1]. If signal sources with comparatively high phase noise are used, this operation can also be used in slow-time. The result of this estimation is shown by way of example in FIG. 6, the different colors being able to be assigned to the 64 chirps.
  • the correction with the values from (12) can be done by multiplying can be calculated, with the resulting signals from both stations being identical if the estimate can be assumed to be ideal.
  • the result of this method is shown graphically in FIG. 7 (one-dimensional) and FIG. 8 (two-dimensional) and the resulting improvement in the dynamic range is approximately 40 dB.
  • the interference that occurs is (quasi) identical in all receiving channels, since the difference in transit time is very small.
  • the disturbance preferably via a channel with a common antenna for transmitting and Received, determined and the correction applied to the time signals of all channels.
  • a Fourier transformation is preferably carried out in the fast-time, from which the beat spectra are derived result, where F ⁇ represents a Fourier transform.
  • window functions can be used before the Fourier transformation. This is not included here, as the calculation can be carried out independently of it.
  • the position of the maxima in (14) and (15) is only slightly influenced by phase noise, which is why approximately applies.
  • the start phases can also be carried out by multiplying the above signals in
  • Frequency range can be determined if no correction is to be made in the fast-time.
  • the method described above can be used for a highly accurate localization system (with an accuracy in the range of 10 mm or better; or 1 mm or better) which benefits from the improved phase noise suppression due to the high signal level. Furthermore, a shift or the exact distance can be done by measuring the signal phase with significantly higher accuracy. In addition, the accuracy of a possible speed estimation is improved.
  • An extension of the radar units by several reception channels according to [2] is favored with the method described above for multi-channel systems for radio location.
  • This method can also be used for distributed MIMO (multiple-input multiple-output) radars for the detection of passive radar targets (e.g. in the automotive sector or for airspace surveillance).
  • distributed MIMO multiple-input multiple-output
  • These systems can be operated coherently, which provides additional information, such as bistatic or multistatic speed, different observation perspectives, a vectorial speed estimation, height information by means of interferometry or the improvement of the resolution and accuracy of an angle measurement.
  • the quality of an image of the surroundings can be improved by means of synthetic aperture radar (SAR) by observing it from several perspectives.
  • SAR synthetic aperture radar
  • distributed SAR systems for remote sensing e.g. the earth's surface
  • at least two satellites [3].
  • at least one satellite sends out signals which are reflected on passive radar targets and received by the same satellite and at least one other satellite.
  • high-precision clock sources are preferred for this application.
  • the present invention can advantageously be used to the effect that an FMCW signal is transmitted simultaneously between the satellites and is used to "illuminate" a corresponding area (eg a defined area of the earth's surface). This can be done, for example, via an antenna with a suitable directional characteristic or preferably via two antennas each with a suitable upstream coupling structure.
  • the separation of the respective signals by suitable offsets in time or frequency is described in [1]. Due to the greatly differing transit times, the signals that are transmitted directly and reflected by objects are separated in the The phase curve of the directly transmitted signal can be used to determine the correction range. These correction values can be used to correct phase disturbances in the signal that is used for bistatic or multistatic earth observation.
  • phase correction value function per sample for each point in time /
  • time signals in such a way that a mathematical operation a measure for the phase difference per sample value between the at least 2 signals and is formed 2
  • phase correction value function either a multiplication of one signal with the conjugate complex of the other signal is carried out or the two signals are represented according to magnitude and phase and the phases of the two signals are subtracted from one another for each sample or for each time t.
  • Device for radio location with at least two distributed radar units, which preferably have visual contact with one another, for precise localization, that is to say the measurement of distances and / or displacements and / or speeds.
  • Device for environment recognition with at least two distributed radar units, which are used to detect objects in the environment, in particular in road traffic or in air surveillance.
  • Device with at least two distributed radar units for remote sensing, in particular for remote sensing of the earth, which are preferably mounted on separate satellites and / or aircraft.
  • Device which uses an antenna element for joint transmission and reception in at least one radar unit.
  • Device which is used to reduce the requirement for signal generation, e.g. by means of a phase locked loop (PLL) or direct digital synthesis (DDS).
  • PLL phase locked loop
  • DDS direct digital synthesis

Abstract

Radar-Verfahren, insbesondere Primär-Radar-Verfahren, bei dem mindestens eine erste und mindestens eine zweite, insbesondere räumlich voneinander getrennte, Sende- und Empfangseinheit (S1, S2) gleichzeitig oder zeitlich überlappend Signale senden und empfangen, wobei aus einem von der jeweiligen Sende- und Empfangseinheit empfangenen und gesendeten Signal ein jeweiliges Vergleichssignal, insbesondere Mischsignale S1 k,mix(t) bzw. S2 k,mix(t) gebildet wird, wobei eine Phasenkorrektur für jeden einer Vielzahl von Abtastwerten gebildet wird, vorzugsweise ein Phasenkorrekturwert für jeden einer Vielzahl von Abtastwerten aus den Vergleichssignalen S1 k,mix(t) bzw. S2 k,mix(t) gebildet wird, insbesondere derart, dass, vorzugsweise durch eine mathematische Operation, ein Maß für eine Phasendifferenz pro Abtastwert zwischen den zumindest zwei Signalen S1 k,mix(t) und S2 k,mix(t) gebildet wird.

Description

Radar-Verfahren sowie Radar-System.
Beschreibung
Die Erfindung betrifft ein Radar-Verfahren sowie ein Radar-System, insbesondere ein Primär-Radar- Verfahren sowie Primär-Radar-System.
Radar-Systeme, insbesondere Radar-Systeme mit verteilten Radareinheiten ohne verteiltes gemeinsames hochfrequentes Trägersignal zum Senden und Empfangen sind grundsätzlich bekannt. Diese räumlich verteilten Anordnungen können z. B. als Lokalisierungssystem bzw. Funkortungssystem zur Schätzung der Position der anderen oder mindestens einer weiteren aktiven Radareinheit, zur Erfassung bzw. Erkennung des Umfelds, also von passiven Objekten, Personen, etc.,
(allgemein als passives Radarziel bezeichnet) oder zur Fernerkundung bzw. Erdbeobachtung verwendet werden.
Ohne weitere Schritte ist es mit einer solchen Anordnung jedoch grundsätzlich nicht möglich, eine kohärente Messung durchzuführen, also Information zu verwenden, welche von der Phasenlage der gemessenen Signale abhängt. Diese Information erlaubt beispielsweise die Schätzung einer Geschwindigkeit, einer genauen Position oder eines Winkels mit den Phasenwerten aller Radareinheiten. Ferner ist der Einfluss von Phasenrauschen aufgrund der inkohärenten Lokaloszillatoren wesentlich höher als bei homodynen Radarsystemen, wodurch die Genauigkeit einer Abstandsmessung deutlich verschlechtert wird.
Bekannte Anordnungen umfassen mindestens zwei räumlich getrennte, nicht-kohärenten Sende-Empfangseinheiten (NKSE, nachfolgend gleichbedeutend mit Station „S" verwendet, oder gleichbedeutend als Radareinheit bezeichnet), die jeweils einen eigenen Lokaloszillator als Taktquelle enthalten. Folgende Beschreibung beruht auf [Pat2] bzw. [Pat3], wonach Daten, welche nach einem Mischvorgang von einem analog-zu- digital-Wandler (ADC) abgetastet wurden, von einer zur anderen Einheit (es wird hierbei von mindestens zwei Radareinheiten ausgegangen) übertragen werden und auftretende Fehler in der Synchronisation kompensiert werden.
Hierzu können unterschiedliche Schritte in der Signalverarbeitung durchgeführt werden, je nachdem ob die Taktrate beider Lokaloszillatoren vorher angeglichen wurde, oder eine gewisse Drift vorliegt [1]. Hierbei senden und empfangen beide Einheiten zur gleichen Zeit über den gleichen (oder einen annähernd gleichen), reziproken (oder quasi reziproken) Funkkanal im Vollduplexverfahren, weswegen der Einfluss von Störgrößen (Phasenrauschen, Nichtlinearitäten, zeitlicher Offset und unbekannte Startphasen) der abgetasteten Basisbandsignale stark korreliert ist [Pat2] und [Pat3], bzw. entgegengesetzte Auswirkung hat und korrigiert werden kann [Patl].
Die Funkortung mittels Radartechnik unterscheidet sich von der Umfelderkennung und der Fernerkundung darin, dass vorzugsweise die Übertragungsparameter einer einzigen Sichtverbindung („line-of-sight" - LOS) ermittelt werden. Der zu erwartende Signalpegel ist insbesondere bei geringen Abständen, z. B. in Gebäuden, sehr groß, da mindestens eine weitere aktive Radareinheit sendet und die empfangene Leistung bei einem bestimmten Abstand r mit 1/r2 abfällt. Das Ziel der Umfelderkennung und Radarfernerkundung ist die Erkennung von passiven Radarzielen, welche die ausgesendeten elektromagnetischen Wellen reflektieren. Die
Abstandsabhängigkeit der Leistung wird hierbei über beschrieben. Allgemein kann keine vereinfachende Annahme über die Zielverteilung, die Zielanzahl oder den erwarteten Signalpegel getroffen werden. Dieser Zusammenhang kann mathematisch über die Kanalimpulsantwort dargestellt werden.
Die in [Pat2] beschriebene Multiplikation der abgetasteten Signale führt theoretisch zu einer vollständigen Phasenrauschunterdrückung, sofern nur ein einzelnes bzw. nur ein sehr dominantes Ziel vorliegt. Eher nachteilig ist hierbei jedoch eine Faltung aller Zielantworten im Spektralbereich, was eine praktische Verwendung mitunter ausschließt. In [Patl] und [Pat3-5] wird eine Kleinsignalnäherung zur Beschreibung des Phasenrauschens verwendet, was insbesondere bei hohen Signalpegeln nicht immer zutreffend ist. Weitergehend kann die beschriebene lineare Verrechnung problematisch sein, sobald verteilte Antennenarrays nach [Pat4] oder [Pat5] verwendet werden und mehrere Ziele unter unterschiedlichen Winkeln auftreten, was ein gängiger Fall in vielen praktischen Anwendungen ist. Aufgrund der winkelabhängigen Phasenverschiebung kann hierdurch eine Auslöschung auftrete n und die Zieldetektion erschwert bzw. verhindert werden. Ferner kann z. B. bei Sicherheitsfunktionen im Straßenverkehr oder bei der Fernerkundung nicht angenommen werden, dass eine Korrektur der Störgrößen über einen isolierten Signalpfad (also über ein im Winkel und Abstand isoliertes Punktziel) möglich ist.
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine möglichst gute Qualität von nutzbaren Signalen (insbesondere einer Unterdrückung von Phasenrauschen und Nichtlinearitäten) zu erreichen, wobei das entsprechende Radar-Verfahren bzw. Radar-System möglichst effizient und vielseitig ersetzbar sein soll.
Diese Aufgabe wird insbesondere durch die Merkmale gemäß Anspruch 1 gelöst.
Insbesondere wird die Aufgabe gelöst durch ein Radar-Verfahren, insbesondere Primär-Radar-Verfahren, bei dem mindestens eine erste und mindestens eine zweite, insbesondere räumlich voneinander getrennte, Sende- und Empfangseinheit, gleichzeitig oder zeitlich überlappend Signale senden und empfangen, wobei aus einem von der jeweiligen Sende- und Empfangseinheit empfangenen und gesendeten Signal ein jeweiliges Vergleichssignal, insbesondere Mischsignale usw.
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(vorzugsweise s
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in der ersten Sende- und Empfangseinheit und/oder in der zweiten Sende- und Empfangseinheit) gebildet
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werden, wobei eine Phasenkorrektur für jeden einer Vielzahl von Abtastwerten gebildet wird, vorzugsweise ein Phasenkorrekturwert für jeden einer Vielzahl von Abtastwerten (bzw. für jeden Zeitpunkt /) aus den Vergleichssignalen
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gebildet wird, insbesondere derart, dass, vorzugsweise durch eine mathematische Operation, ein Maß für eine Phasendifferenz pro Abtastwert zwischen den zumindest zwei Signalen und gebildet wird.
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Besonders bevorzugt wird eine Phasenkorrekturwertfunktion gebildet, die einen Phasenkorrekturwert für jeden der Vielzahl von Abtastwerten (bzw. für jeden Signalzeitpunkt t) abbildet.
Die nachfolgend beschriebene Methode zur Schätzung und Unterdrückung von Phasenrauschen bei verteilten Radareinheiten ist insbes. aus einem oder mehreren der folgenden Gründe gegenüber dem Stand der Technik und insbes. gegenüber [Patl-5] vorteilhaft:
Die Genauigkeit der Schätzung der Störgrößen wird durch Einbezug der kompletten Kanalimpulsantwort, also der gesamten verfügbaren Information der abgetasteten Signale, erhöht.
Da es sich um ein vergleichsweise genaues Verfahren handelt, ist die erreichbare Verbesserung der Qualität der Nutzsignale, also die Unterdrückung von Phasenrauschen und Nichtlinearitäten, höher.
Die Funktion des Verfahrens kann ggf. unabhängig von einer Zielverteilung bzw.einer Kanalimpulsantwort gewährleistet werden, was besonders bei mehreren Zielen oder starker Mehrwegeausbreitung vorteilhaft ist.
Das Verfahren ist vergleichsweise recheneffizient und einfach, da keine Vorinformation nötig ist, bzw. keine Vorauswahl/Detektion von Zielen durchgeführt werden muss.
Die Verwendung von Mehrkanalradaren wird begünstigt, da der Einfluss von Phasenrauschen auf allen Kanälen identisch ist und mit den berechneten Korrekturwerten kompensiert werden kann.
Konkret kann das Verfahren auf dem Verfahren gemäß DE 10 2014 104 273 A beruhen. Insbesondere wird ein Radar-Verfahren realisiert, bei dem
- in einer ersten, insbesondere nicht-kohärenten, Sende-Empfangseinheit ein erstes Signal erzeugt und über einen Pfad gesendet, insbesondere ausgestrahlt wird,
- in einer weiteren, insbesondere zweiten, insbesondere nicht-kohärenten, Sende-Empfangseinheit ein erstes Signal erzeugt und über den Pfad gesendet, insbesondere ausgestrahlt wird,
- in der ersten Sende-Empfangseinheit ein Vergleichssignal aus deren erstem Signal und aus einem solchen von der weiteren Sende- Empfangseinheit über den Pfad empfangenen ersten Signal gebildet wird und
- in der weiteren Sende-Empfangseinheit ein weiteres Vergleichssignal aus deren erstem Signal und aus einem solchen von der ersten Sende- Empfangseinheit über den Pfad empfangenen ersten Signal gebildet wird,
- wobei das weitere Vergleichssignal von der weiteren Sende- Empfangseinheit zu der ersten Sende-Empfangseinheit übertragen, insbesondere kommuniziert wird.
Ein entsprechender Pfad ist insbesondere eine Luftschnittstelle, über die die jeweiligen Signale bzw. Vergleichssignale (Mischsignale) mittels Antennen gesendet bzw. übertragen und empfangen werden können.
Einer entsprechenden Sende-Empfangseinheit zugeordnete Signale und die damit verbundenen weiteren Berechnungen, Auswertungen oder sonstigen Verfahrensschritte, insbesondere die Bildung des jeweiligen Vergleichssignals (vorzugsweise Mischsignals), kann in der (jeweiligen) Sende-Empfangseinheit durchgeführt werden und/oder in einer (ggf. körperlich eigenständigen, optional räumlich getrennten) Auswerteeinrichtung (Auswerteeinheit), die mit der (jeweiligen) Sende- Empfangseinheit (kommunizierend) verbunden ist.
Beispielsweise kann die (jeweilige) Sende-Empfangseinheit als eine Anordnung aus insbesondere einer oder mehreren Antennen mit einigen (wenigen) signalerzeugenden oder signalverarbeitenden Komponenten ausgebildet sein, während weitere Komponenten (beispielsweise Signalvergleichseinheiten oder eine Auswerteeinrichtung die zur Auswerteeinheit als konstruktiv eigenständige Komponenten an eine solche Anordnung angeschlossen sein können). Soweit Komponenten eingesetzt werden, können diese, soweit technisch realisierbar, als Hardware aus verarbeitenden Komponenten ausgebildet sein und/oder als ganze oder teilweise in einem Prozessor ausgeführte Signal- bzw. Datenverarbeitungsschritte umgesetzt werden.
Unter einem von der jeweiligen Sende- und Empfangseinheit empfangenen und gesendeten Signal ist insbesondere ein Signal zu verstehen, das von der jeweiligen (z. B. ersten) Sende-Empfangseinheit zu einer anderen (z. B. zweiten Sende-Empfangseinheit) gesendet wird, wobei es sich vorzugsweise bei dem entsprechenden empfangenen Signal um das von der anderen (z. B. zweiten) Sende-Empfangseinheit stammende Signal handelt. Ein erstes Mischsignal wird vorzugsweise in der ersten Sende-
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Empfangseinheit gebildet. Ein zweites Vergleichssignal, insbesondere Mischsignal wird vorzugsweise in der zweiten Sende-
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Empfangseinheit gebildet.
Vorzugsweise wird eine Phasenkorrektur für jeden einer Vielzahl von Abtastwerten, die dem entsprechenden Vergleichssignal zugeordnet sind, gebildet. Unter einer Vielzahl von Abtastwerten kann ggfs, eine Untermenge aller Abtastwerte (eines entsprechenden Signals) verstanden werden. Vorzugsweise kann es sich bei einer Vielzahl von Abtastwerten um unmittelbar aufeinanderfolgende Abtastwerte handeln, die insbesondere eine Untermenge der Abtastwerte bilden. Die Vielzahl entspricht vorzugsweise mindestens 50 %, weiter vorzugsweise mindestens 90 %, noch weiter vorzugsweise mindestens 99 % sämtlicher Abtastwerte. Besonders bevorzugt wird eine Phasenkorrektur für sämtliche Abtastwerte durchgeführt.
In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Radar-Verfahren vorgeschlagen, wobei zur Bildung einer Phasenkorrekturwertfunktion eine Multiplikation des einen Signales
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mit dem konjugiert Komplexen des jeweils anderen Signals
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durchgeführt wird und/oder die beiden Signale
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nach Betrag und Phase dargestellt werden und die Phasen der beiden Signal für jeden Abtastwert bzw. für jeden Zeitpunkt t voneinander abgezogen werden. Die Multiplikation im Zeitbereich kann alternativ durch eine Faltung im Frequenzbereich umgesetzt werden.
In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Radar-Verfahren vorgeschlagen, wobei die Phasenkorrekturwertfunktion
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zur Korrektur zumindest eines der abgetasteten Zeitsignale
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(etc.) verwendet wird und zwar vorzugsweise derart, dass aus der Phasenkorrekturwertfunktion ein Ausdruck gebildet wird, vorzugsweise eine Funktion komplexer Zahlen mit konstanter Amplitude und der Phase Yiit), wobei dieser Ausdruck dann mit dem Zeitsignal
Figure imgf000010_0008
(etc.) multipliziert wird und so ein oder mehrere phasenkorrigierte Signal(e)
Figure imgf000010_0005
(etc.) gebildet werden (vgl. insbesondere Gleichung (13)). In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Radar-Verfahren vorgeschlagen, wobei die Signale (Sende- und Empfangssignale) linear frequenzmodulierte Signale (z. B. FMCW und/oder LFM) sind.
In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Radar-Verfahren vorgeschlagen, wobei die mindestens zwei Sende- und Empfangseinheiten zueinander Sichtkontakt haben.
In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Radar-Verfahren vorgeschlagen, wobei die mindestens zwei Sende- und Empfangseinheiten zur Erdfernerkundung konfiguriert sind und/oder auf, insbesondere separaten, Flugobjekten, vorzugsweise Satellit(en) und/oder Flugzeug(en), angebracht sind.
In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Radar-Verfahren vorgeschlagen, wobei ein Phasenfehler mit Basisbandsignalen von zumindest einem Empfangskanal geschätzt und bei zumindest einem weiteren Empfangskanal kompensiert wird.
In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Radar-Verfahren vorgeschlagen, wobei zumindest eine Sende- und Empfangseinheit, vorzugsweise mindestens zwei und/oder sämtliche Sende- und Empfangseinheiten, ein (jeweiliges) Antennenelement für das gemeinsame Senden und Empfangen verwendet.
Die obengenannte Aufgabe wird weiterhin insbesondere gelöst durch ein Radar-System insbesondere Primär-Radar-System, vorzugsweise zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend mindestens zwei, insbesondere räumlich getrennte, Sende- und Empfangseinheiten, die konfiguriert sind gleichzeitig oder zeitlich überlappend Signale zu senden und zu empfangen, wobei mindestens eine Auswerteeinheit des Radar-Systems, vorzugsweise jede der zumindest zwei Sende- und Empfangseinheiten (Sl, S2), insbesondere jeweils, konfiguriert ist/sind, ein Vergleichssignal, vorzugsweise Mischsignal, aus einem von der jeweiligen Sende- und Empfangseinheit gesendeten und empfangenen Signal
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zu bilden, wobei eine Phasenkorrektur für jeden einer Vielzahl von Abtastwerten gebildet wird, vorzugsweise ein Phasenkorrekturwert für jeden einer Vielzahl von Abtastwerten (bzw. für jeden entsprechenden Zeitpunkt t) aus den Vergleichssignalen
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bzw. gebildet wird, insbesondere derart, dass, vorzugsweise durch
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eine mathematische Operation, ein Maß für die Phasendifferenz pro Abtastwert zwischen den zumindest zwei Signalen
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und gebildet wird.
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In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Auswerteeinheit konfiguriert, zur Bildung der Phasenkorrekturwertfunktion eine Multiplikation des
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einen Signales
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mit dem konjugiert Komplexen des jeweils anderen Signals durchzuführen und/oder die beiden Signale
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und
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nach Betrag und Phase darzustellen und die Phasen der beiden
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Signale für jeden Abtastwert bzw. für jeden Zeitpunkt t voneinander abzuziehen.
Die Auswerteeinheit (Auswerteeinrichtung) kann eine körperliche Einheit bilden oder sich über mehrere körperlich eigenständige Unter-Einheiten verteilen (beispielsweise sich auf die mehreren Sende- und Empfangseinheiten verteilen).
Das Radar-System ist vorzugsweise konfiguriert, das obige Verfahren auszubilden. Insbesondere kann die Auswerteeinheit entsprechend konfiguriert sein, die im obigen Verfahren genannten Verfahrens-, insbesondere Rechenschritte, durchzuführen. Zum Abtasten des jeweiligen Vergleichssignals kann vorzugsweise ein Analog-zu-Digital-Wandler zum Einsatz kommen.
Die obengenannte Aufgabe wird weiterhin insbesondere gelöst durch eine Verwendung eines Radar-Verfahrens der obigen Art und/oder eines Radar- Systems der obigen Art, zur Funkortung mit mindestens zwei verteilten Sende- und Empfangseinheiten, welche zueinander bevorzugt Sichtkontakt haben, insbesondere zur präzisen Lokalisierung, vorzugsweise zur Messung von Abständen und/oder Verschiebungen und/oder Geschwindigkeiten.
Die obengenannte Aufgabe wird weiterhin insbesondere gelöst durch eine Verwendung eines Radar-Verfahrens der obigen Art und/oder eines Radar- Systems der obigen Art, zur Umfelderkennung mit mindestens zwei verteilten Sende- und Empfangseinheiten, welche weiter vorzugsweise zur Detektion von Objekten in der Umgebung, insbesondere im Straßenverkehr oder in der Luftraumüberwachung, verwendet werden.
Die obengenannte Aufgabe wird weiterhin insbesondere gelöst durch eine Verwendung eines Radar-Verfahrens der obigen Art und/oder eines Radar- Systems der obigen Art, zur Fernerkundung mit mindestens zwei verteilten Sende- und Empfangseinheiten, insbesondere zur Erdfernerkundung, welche bevorzugt auf separaten Satelliten und/oder Flugzeugen angebracht sind.
Die obengenannte Aufgabe wird weiterhin insbesondere gelöst durch eine Verwendung eines Radar-Verfahrens der obigen Art und/oder eines Radar- Systems der obigen Art, zur Reduzierung einer Anforderung an eine Signalerzeugung, z.B. mittels Phasenregelschleife (PLL) oder direkter digitaler Synthese (DDS).
Weitere Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen. Die Erfindung wird nachfolgend auch hinsichtlich weiterer Aspekte bzw. Merkmale anhand der beigefügten Figuren beschrieben. Hierbei zeigen:
Fig. 1 zwei miteinander kommunizierende Sende-Empfangseinheiten sowie (passive) Radarziele;
Fig. 2 eine weitere Darstellung von zwei erfindungsgemäßen Sende- Empfangseinheiten;
Fig. 3 eine exemplarische Darstellung von Beat-Signalen;
Fig. 4 eine Darstellung einer Superposition von Beat-Signalen der Sende-Empfangseinheiten;
Fig. 5 eine Darstellung von Signalen nach Fig. 3 und 4 nach einer Fourier-Transformation;
Fig. 6 eine exemplarische Darstellung einer Phasenstörung der Signale gemäß den Fig. 3 und 4;
Fig. 7 Beat-Signale nach Schätzung einer Phasenstörung pro Abtastwert;
Fig. 8 Darstellung einer verbesserten Phasenrauschunterdrückung der jeweiligen Signale aus Fig. 3 und 4 einschließlich Kompensation.
Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild mit einem verteilten Radarsystem zur Umfelderfassung, welches zwei räumlich getrennte Radareinheiten (Sende- und Empfangseinheiten) umfasst. Die Radareinheiten verfügen vorzugsweise jeweils zumindest über einen gemeinsamen Kanal zum gleichzeitigen Senden und Empfangen von Signalen (TRX1/2), also insbesondere über ein Antennenelement, welches für beide Zwecke verwendet wird.
Die Trennung von Sende- und Empfangssignal an der gemeinsamen Antenne wird hier exemplarisch über einen Transmissionsmischer (Ml/2) durchgeführt. Alternativ kann dies auch über eine geeignete Koppelstruktur oder einen Zirkulator erfolgen.
Weiterhin kann zumindest eine Radareinheit über weitere Kanäle zum Senden und/oder Empfangen verfügen.
Ferner verfügt jede Radareinheit vorzugsweise über eine eigene Taktquelle (LOl/2), eine eigene Phasenregelschleife zum Erzeugen eines hochfrequenten Signals (PLL1/2) und einen analog-zu-digital-Wandler
(ADC1/2) zum Abtasten der heruntergemischten Signale
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und
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welche vorzugsweise erfindungsgemäß vorteilhaft weiterverarbeitet werden sollen.
Das Subskript k gibt die Nummer des FMCW (frequency modulated continuous wave) Chirps an, wobei z. B. entweder nur steigende oder fallende Rampen oder abwechselnd sowohl steigende als auch fallende Rampen als Chirp-Sequenz verwendet werden können [1]. Exemplarisch sind drei passive Radarziele (Zl-3) dargestellt, wobei die jeweilige
Signallaufzeit durch
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und der Dämpfungsfaktor durch angegeben
Figure imgf000015_0004
werden können.
Ein System zur Funkortung mit zwei Radareinheiten ist exemplarisch in Fig. 2 dargestellt, wobei die Hardwarekomponenten identisch mit denen in Fig. 1 sein können. Hier existiert ein direkter Übertragungsweg, also eine Sichtverbindung (LOS), zwischen beiden Radareinheiten, welche in der Regel den stärksten Übertragungspfad darstellt und die relevanten Informationen (z. B. Abstand voneinander und Geschwindigkeit zueinander) liefert. Im vorliegenden Beispiel befinden sich die Radareinheiten in der Nähe einer reflektierenden Wand, was beispielsweise bei der Lokalisierung in Gebäuden der Fall sein kann. Daher existiert ein zweiter Signalpfad, bedingt durch die Mehrwegeausbreitung. Auch hier wäre eine Erweiterung der Radareinheiten, z. B. um mehrere Empfangskanäle, möglich. Dies hätte beispielsweise den Vorteil, dass die empfangene Leistung größer wird, dass störende Mehrwegeausbreitung unterdrückt werden kann, und/oder dass zusätzlich Azimut- und/oder Elevationswinkel für eine 2D oder 3D Lokalisierung geschätzt werden können.
Ohne Beschränkung der Allgemeinheit wird die Modellierung für zwei Radareinheiten (Sende- und Empfangseinheiten) durchgeführt, wobei bei mehr als zwei Radareinheiten eine analoge Berechnung paarweise erfolgen kann. Vorzugsweise verfügt jede Station über eine Antenne, welche gleichzeitig zum Senden und Empfangen verwendet wird.
Der Übertragungskanal ist vorzugsweise in beiden Richtungen gleich, verhält sich also reziprok.
Vorteilhaft für diese Erfindung ist die Modulation der Sende- und Empfangssignale mittels linearer Frequenzmodulation, bezeichnet als FMCW oder LFM (linear frequency modulation). Dies ist aufgrund der geringen Anforderung an die Hardwarekomponenten und der einfachen Zuordnung Signalanteilen (z.B. Trennung der Signale von verschiedenen Radareinheiten) im Spektrum vorteilhaft.
Allgemein lässt sich ein Übertragungskanal (vgl. Fig. 1 und 2), insbesondere eine Luftübertragungsstrecke, durch die Kanalimpulsantwort
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beschreiben, wobei (komplexer Zahlenraum) und (reeller
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Zahlenraum) die komplexe Amplitude und die Laufzeit über den Signalpfad angeben. Der Ausdruck S(t) bezeichnet die Diracdistribution.
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Vereinfachend wird angenommen, dass die Signaldauer eines Chirps hinreichend kurz ist (z.B. weniger als 10 ms, vorzugsweise weniger als 1 ms und/oder mehr als 10 ms, vorzugsweise mehr als 100 ms), also die Amplitude und die Laufzeit während dieser Zeit keiner relevanten Änderung durch Bewegung von Radarzielen oder Radareinheiten unterliegen. Wird also ein Signal sTX(f) über diesen Kanal übertragen, ergibt sich das empfangene Signal über die Faltung
Figure imgf000017_0001
Der lineare Operator * bezeichnet die Faltung in einer Dimension. Der in (2) dargestellte Sachverhalt gibt an, dass das gleiche Signal über M Signalpfade gesendet und zeitverschoben sowie gedämpft empfangen wird.
Unter Anwendung des Signalmodells aus [1] mit (2), nach einer hierin beschriebenen Vorkorrektur der Störgrößen, lässt sich ein mathematisches Modell für die Beatsignale nach dem Mischvorgang finden. Diese können für Station 1 und 2 als
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modelliert werden, wobei die auftretenden Variablen im Folgenden beschrieben werden. Die Laufzeit bzw. der Abstand zu Radarzielen kann über die Beatfrequenz /„, berechnet werden (in der sog. „fast-time") und die Geschwindigkeit aus mehreren FMCW Chirps (Chirp-Sequence Radar) über die Phasenverschiebung (in der sog. „slow-time"). Bei Systemen mit mehreren Empfangsantennen ist es über diesen Phasenwert auch möglich, den Einfallswinkel einer elektromagnetischen Welle zu bestimmen. Insgesamt werden K FMCW Chirps gesendet und die Chirpnummer wird mit k angegeben. Das Phasenrauschen (auch Nichtlinearitäten) von Station 1 und 2 wird über die Zufällsvariablen
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und dargestellt und die unbekannten Startphasen der Lokaloszillatoren
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über
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Wie aus [1], bzw. [Patl] oder [Pat3] bekannt ist, werden die Beatsignale der beiden Stationen durch Störungen annähernd gleich, bzw. mit gegensätzlichem Vorzeichen, beeinflusst. Der Einfluss von Phasenrauschen in der fast-time ist also in hohem Maße korreliert, da die Laufzeit (oft weniger als sehr kurz ist.
Figure imgf000018_0004
Die typischerweise auftretende Phasenänderung (beschrieben über das Leistungsdichtespektrum) kann daher in beiden Mischsignalen als betragsmäßig identisch angenommen werden. Es gilt
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Ferner ist die empfangene Zufallsfolge in guter Näherung unabhängig vom Abstand der Ziele, da die Laufzeitdifferenz klein gegenüber der Dauer eines FMCW Chirps ist. Gemäß dem Stand der Technik wird die Näherung
Figure imgf000018_0002
durch Abbruch einer Taylorentwicklung beim linearen Glied verwendet. Praktisch kann dies z.B. über Signalquellen mit hinreichend niedrigem Phasenrauschen sichergestellt werden.
Nach der Schätzung und Korrektur der unbekannten Startphasen nach [Pat3] können die Signale in (3) und (4) mit dem Zusammenhang in (6) als
Figure imgf000018_0001
Figure imgf000019_0001
dargestellt werden. Durch eine lineare Operation im Zeit- oder Frequenzbereich (hier durch eine Addition) kann der Störanteil kompensiert und der Dynamikbereich der Nutzsignale vergrößert werden.
Beispielhaft ist dieses Verfahren mit den Signalen aus Fig. 3 in Fig. 4 dargestellt, wodurch eine Phasenrauschunterdrückung von etwa 15 dB erreicht werden kann. Dieser Schritt kann auch in mehreren Dimensionen angewendet werden, was in Fig. 5 für die Schätzung von Abstand und Geschwindigkeit gezeigt wird. Die erreichbare Verbesserung hängt vorwiegend davon ab, wie gut die Kleinsignalnäherung in (6) eingehalten wurde.
Für eine Verbesserung der Phasenrauschunterdrückung wird zunächst die Eigenschaft aus (5) auf die Zeitsignale in (3) und (4) angewendet, was zu
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führt, wobei für eine vereinfachte Darstellung verwendet wird.
Figure imgf000019_0003
Hieran wird ersichtlich, dass alle Signalpfade des Übertragungskanals gleichermaßen durch die Störgrößen beeinflusst werden, welche vor dem Summenzeichen stehen. Der deterministische Anteil der Signale in (9) und (10) wurde der Übersicht halber als
Figure imgf000019_0004
bezeichnet und ist identisch in beiden Radarstationen. Erfindungsgemäß ist an dieser Stelle eine direkte Schätzung der Störgrößen (d.h. Phasenfehler) pro Abtastwert (für jeden Zeitpunkt t) für jeden FMCW Chirp aus den Zeitsignalen über die Operation
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wodurch eine Phasenkorrekturwertfunktion (d.h. ein Phasenkorrekturwert pro Abtastwert bzw. für jeden Signalzeitpunkt gebildet wird. Die Operation arg{·}
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liefert das Argument einer komplexen Zahl. Hierbei wird durch ein hoher
Figure imgf000020_0002
Pegelgewinn gegenüber weißem Rauschen erreicht. Die Division durch 2 kann zu Phasensprüngen in der slow-time führen, wobei eine geeignete Methode zur Korrektur in [1] erklärt wird. Werden Signalquellen mit vergleichsweise hohem Phasenrauschen verwendet, kann diese Operation auch in der slow-time verwendet werden. Beispielhaft wird das Ergebnis dieser Schätzung in Fig. 6 dargestellt, wobei die unterschiedlichen Farben den 64 Chirps zugeordnet werden können.
Die Korrektur mit den Werten aus (12) kann über die Multiplikation
Figure imgf000020_0003
berechnet werden, wobei die resultierenden Signale beider Stationen identisch sind, falls die Schätzung als ideal angenommen werden kann. Das Ergebnis dieser Methode ist grafisch in Fig. 7 (eindimensional) und Fig. 8 (zweidimensional) dargestellt und die resultierende Verbesserung des Dynamikbereichs beträgt ca. 40 dB.
Bei Mehrkanalradaren ist die auftretende Störung in allen Empfangskanälen (quasi) identisch, da der Laufzeitunterschied sehr gering ist. Mittels (12) kann die Störung, bevorzugt über einen Kanal mit gemeinsamer Antenne zum Senden und Empfangen, ermittelt und die Korrektur auf die Zeitsignale aller Kanäle angewendet werden.
Soll alternativ nur die unbekannte Startphase ermittelt werden, wird vorzugsweise eine Fouriertransformation in der fast-time durchgeführt, woraus die Beatspektren
Figure imgf000021_0001
resultieren, wobei F {·} eine Fouriertransformation darstellt.
Weiterhin kann eine Anwendung von Fensterfunktionen vor der Fouriertransformation erfolgen. Diese wird hier nicht miteinbezogen, da die Berechnung unabhängig davon durchgeführt werden kann. Die Position der Maxima in (14) und (15) wird durch Phasenrauschen nur schwach beeinflusst, weshalb
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näherungsweise gilt. Anstelle der Multiplikation im Zeitbereich können die Startphasen auch über eine Multiplikation der vorstehenden Signale im
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Frequenzbereich bestimmt werden, falls keine Korrektur in der fast-time durchgeführt werden soll. Das oben beschriebene Verfahren kann für ein hochgenaues Lokalisierungssystem (mit einer Genauigkeit im Bereich von 10 mm oder besser; oder 1 mm oder besser) verwendet werden, welches aufgrund des hohen Signalpegels von der verbesserten Phasenrauschunterdrückung profitiert. Ferner kann eine Verschiebung oder der genaue Abstand durch Messung der Signalphase mit wesentlich höherer Genauigkeit geschehen. Zusätzlich wird die Genauigkeit einer möglichen Geschwindigkeitsschätzung verbessert. Eine Erweiterung der Radareinheiten um mehrere Empfangskanäle nach [2] wird mit dem oben beschriebenen Verfahren für Mehrkanalsysteme zur Funkortung begünstigt.
Ebenfalls kann dieses Verfahren für verteilte MIMO (multiple-input multiple- output) Radare zur Detektion von passiven Radarzielen (z.B. im Automobilbereich oder zur Luftraumüberwachung) eingesetzt werden. Diese Systeme können kohärent betrieben werden, was zusätzliche Informationen liefert, wie bistatische oder multistatische Geschwindigkeit, unterschiedliche Beobachtungsperspektiven, eine vektorielle Geschwindigkeitsschätzung, eine Höheninformation mittels Interferometrie oder die Verbesserung von Auflösung und Genauigkeit einer Winkelmessung. Weitergehend kann die Qualität eines Bilds der Umgebung mittels synthetischem Aperturradar (SAR) durch eine Beobachtung aus mehreren Perspektiven verbessert werden. Mit der vorliegenden verbesserten Schätzung der Phasenstörung kann dies unabhängig vom beobachteten Szenario geschehen und eine Unterdrückung dieser Phasenstörung auf alle Kanäle angewendet werden.
Typischerweise verwenden verteilte SAR Systeme zur Fernerkundung, z.B. der Erdoberfläche, zumindest zwei Satelliten [3]. Hierbei sendet zumindest ein Satellit Signale aus, welche an passiven Radarzielen reflektiert werden und von dem selben Satellit und mindestens einem weiteren Satelliten empfangen werden. Aufgrund der separaten Sender und Empfänger werden bei dieser Anwendung bevorzugt hochgenaue Taktquellen eingesetzt. Zusätzlich erfolgt vorzugsweise ein regelmäßiger Phasenabgleich über ein dediziertes Synchronisationssignal, welches zwischen den Satelliten transmittiert wird.
Die vorliegende Erfindung kann vorteilhaft dahingehend verwendet werden, dass ein FMCW Signal zeitgleich sowohl zwischen den Satelliten übertragen wird und zur „Beleuchtung" eines entsprechenden Gebiets (z.B. eines definierten Bereichs der Erdoberfläche) verwendet wird. Dies kann beispielsweise über eine Antenne mit geeigneter Richtcharakteristik geschehen oder bevorzugt über jeweils zwei Antennen mit geeigneter vorgeschalteter Koppelstruktur. Die Trennung der jeweiligen Signale durch geeignete Offsets in Zeit oder Frequenz wird in [1] beschrieben. Aufgrund der stark unterschiedlichen Laufzeit ist eine Trennung der Signale, welche direkt übertragen und von Objekten reflektiert werden, im Beatspektrum möglich. Anhand des Phasenverlaufs des direkt übertragenen Signals können Korrekturweite ermittelt werden. Mit diesen Korrekturwerten können Phasenstörungen des Signals korrigiert werden, welches zur bistatischen oder multistatischen Erdbeobachtung verwendet wird.
Zusammenfassung von eigenständigen und weiterbildenden Aspekten der Erfindung:
1) Verfahren bei dem mindestens zwei räumlich getrennte Sende- und Empfangseinheiten gleichzeitig Signale senden und empfangen und ggf. mischen, wobei in jeder der zumindest zwei Sende- und Empfangseinheiten jeweils ein Signal, in der Sende- und Empfangseinheit 1 bzw in der Sende-
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Figure imgf000023_0005
und Empfangseinheit 2 usw. gebildet wird dadurch gekennzeichnet, dass eine Phasenkorrekturwertfunktion
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pro Abtastwert (für jeden Zeitpunkt /) aus den Zeitsignalen derart gebildet wird, dass durch eine
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mathematische Operation ein Maß für die Phasendifferenz pro Abtastwert zwischen den zumindest 2 Signalen und gebildet wird
Figure imgf000023_0004
2) Verfahren nach Aspekt 1) wobei zur Bildung dieser Phasenkorrekturwertfunktion vorzugsweise
Figure imgf000024_0006
entweder eine Multiplikation des einen Signales mit dem konjugiert komplexen des jeweils anderen Signals durchgeführt wird oder aber die beiden Signal nach Betrag und Phase dargestellt werden und die Phasen der beiden Signal für jeden Abtastwert bzw. für jeden Zeitpunkt t voneinander abgezogen werden.
3) Verfahren nach 1) bei dem die Phasenkorrekturwertfunktion
Figure imgf000024_0005
zur Korrektur zumindest eines der abgetasteten Zeitsignale
Figure imgf000024_0004
etc. verwendet wird und zwar vorzugsweise derart, dass aus der Phasenkorrekturwertfunktion ein Ausdruck gebildet wird, vorzugsweise eine Funktion komplexer Zahlen mit
Figure imgf000024_0007
konstanter Amplitude und der Phase wobei dieser Ausdruck dann mit dem
Figure imgf000024_0003
Zeitsignal etc. multipliziert wird und so ein oder mehrere
Figure imgf000024_0001
phasenkorrigierte Singale s etc. gebildet werden (vgl. Gleichung
Figure imgf000024_0002
13))
4) Verfahren und Vorrichtung nach 1) mit Verwendung von linear frequenzmodulierten (FMCW/LFM) Sende- und Empfangssignalen.
5) Vorrichtung nach 1) zur Funkortung mit mindestens zwei verteilten Radareinheiten, welche zueinander bevorzugt Sichtkontakt haben, zur präzisen Lokalisierung, also die Messung von Abständen und/oder Verschiebungen und/oder Geschwindigkeiten.
6) Vorrichtung nach 1) zur Umfelderkennung mit mindestens zwei verteilten Radareinheiten, welche zur Detektion von Objekten in der Umgebung, insbesondere im Straßenverkehr oder in der Luftraumüberwachung, verwendet werden. 7) Vorrichtung nach 1) mit mindestens zwei verteilten Radareinheiten zur Fernerkundung, insbesondere zur Erdfernerkundung, welche bevorzugt auf separaten Satelliten und/oder Flugzeugen angebracht sind.
8) Vorrichtung und Verfahren nach 1) für verteilte Radareinheiten mit einem Antennenarray, bestehend aus mehreren Empfangsantennen, bei dem der Phasenfehler mit den Basisbandsignalen von zumindest einem Empfangskanal geschätzt und bei zumindest einem weiteren Empfangskanal kompensiert wird.
9) Vorrichtung nach 1) welche bei zumindest einer Radareinheit ein Antennenelement für das gemeinsame Senden und Empfangen verwendet.
10) Vorrichtung nach 1) welche dazu verwendet wird, die Anforderung an die Signalerzeugung, z.B. mittels Phasenregelschleife (PLL) oder direkter digitaler Synthese (DDS), zu reduzieren.
Zitierte Patentliteratur:
[Patl] WO 2010/019975 Al.
[Pat2] DE 10 2014 104 273 Al.
[Pat3] WO 2017/118621 Al.
[Pat4] WO 2018/158281 Al.
[Pat5] WO 2018/158173 Al. Weitere zitierte Literatur:
[1] M. Göttinger, F. Kirsch, P. Gulden, and M. Vossiek, "Coherent Full-Duplex Double-Sided Two-Way Ranging and Velocity Measurement Between Separate Incoherent Radio Units," IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 67, no. 5, pp. 2045-2061, 2019.
[2] R. Feger, C. Pfeffer, W. Scheiblhofer, C. M. Schmid, M. J. Lang, and A. Stelzer, "A 77-GHz Cooperative Radar System Based on Multi-Channel FMCW Stations for Local Positioning Applications," IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 61, no. 1, pp. 676-684, 2013.
[3] G. Krieger et al., "TanDEM-X: A Satellite Formation for High-Resolution Radar Interferometry," IEEE Trans. Geosci. Remote Sens., vol. 45, no. 11, pp. 3317- 3341, 2007.

Claims

Ansprüche
1. Radar-Verfahren, insbesondere Primär-Radar-Verfahren, bei dem mindestens eine erste und mindestens eine zweite, insbesondere räumlich voneinander getrennte, Sende- und Empfangseinheit (Sl, S2) gleichzeitig oder zeitlich überlappend Signale senden und empfangen, wobei aus einem von der jeweiligen Sende- und Empfangseinheit empfangenen und gesendeten Signal ein jeweiliges Vergleichssignal, insbesondere Mischsignale gebildet wird,
Figure imgf000027_0003
wobei eine Phasenkorrektur für jeden einer Vielzahl von Abtastwerten gebildet wird, vorzugsweise ein Phasenkorrekturwert für jeden einer Vielzahl von Abtastwerten aus den Vergleichssignalen bzw.
Figure imgf000027_0002
gebildet wird, insbesondere derart, dass, vorzugsweise durch
Figure imgf000027_0001
eine mathematische Operation, ein Maß für eine Phasendifferenz pro
Abtastwert zwischen den zumindest zwei Signalen gebildet wird.
Figure imgf000028_0001
2. Radar-Verfahren nach Anspruch 1, wobei zur Bildung der Phasenkorrekturwertfunktion eine
Figure imgf000028_0002
Multiplikation des einen Signales
Figure imgf000028_0005
mit dem konjugiert Komplexen des jeweils anderen Signals
Figure imgf000028_0004
durchgeführt wird und/oder die beiden Signale nach Betrag und Phase dargestellt
Figure imgf000028_0003
werden und die Phasen der beiden Signal für jeden Abtastwert bzw. für jeden Zeitpunkt t voneinander abgezogen werden.
3. Radar-Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei aus den Phasenkorrekturwerten eine Phasenkorrekturwertfunktion gebildet wird und vorzugsweise zur Korrektur zumindest eines der
Figure imgf000028_0011
abgetasteten Vergleichssignale verwendet wird und
Figure imgf000028_0006
zwar weiter vorzugsweise derart, dass aus der Phasenkorrekturwertfunktion
Figure imgf000028_0007
ein Ausdruck gebildet wird, vorzugsweise eine Funktion komplexer Zahlen mit konstanter Amplitude und der Phase
Figure imgf000028_0008
wobei dieser Ausdruck dann mit dem Vergleichssignal multipliziert wird und so ein oder
Figure imgf000028_0009
mehrere phasenkorrigierte Singal(e) gebildet werden.
Figure imgf000028_0010
4. Radar-Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Signale linear frequenzmodulierte Signale, z. B. FMCW und/oder LFM, sind.
5. Radar-Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die mindestens zwei Sende- und Empfangseinheiten (Sl, S2) zueinander Sichtkontakt haben.
6. Radar-Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die mindestens zwei Sende- und Empfangseinheiten (Sl, S2) zur
Erdfernerkundung konfiguriert sind und/oder auf, insbesondere separaten, Flugobjekten, vorzugsweise Satellit(en) und/oder Flugzeug(en), angebracht sind.
7. Radar-Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein Phasenfehler mit Basisbandsignalen von zumindest einem Empfangskanal geschätzt und bei zumindest einem weiteren Empfangskanal kompensiert wird.
8. Radar-Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei zumindest eine Sende- und Empfangseinheit, vorzugsweise mindestens zwei und/oder sämtliche Sende- und Empfangseinheiten, ein Antennenelement für das gemeinsame Senden und Empfangen verwendet.
9. Radar-System, insbesondere Primär-Radar-System, vorzugsweise zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend mindestens zwei, insbesondere räumlich getrennte, Sende- und Empfangseinheiten (Sl, S2), die konfiguriert sind gleichzeitig oder zeitlich überlappend Signale zu senden und zu empfangen, wobei mindestens eine Auswerteeinheit des Radar- Systems, vorzugsweise jede der zumindest zwei Sende- und Empfangseinheiten (Sl, S2), insbesondere jeweils, konfiguriert ist/sind, ein Vergleichssignal, vorzugsweise Mischsignal, aus einem von der jeweiligen Sende- und Empfangseinheit gesendeten und empfangenen Signal bzw. zu bilden,
Figure imgf000029_0004
Figure imgf000029_0005
wobei eine Phasenkorrektur für jeden einer Vielzahl von Abtastwerten gebildet wird, vorzugsweise ein Phasenkorrekturwert für jeden einer Vielzahl von Abtastwerten aus den Vergleichssignalen bzw.
Figure imgf000029_0002
gebildet wird, insbesondere derart, dass, vorzugsweise durch
Figure imgf000029_0003
eine mathematische Operation, ein Maß für die Phasendifferenz pro Abtastwert zwischen den zumindest zwei Signalen gebildet wird.
Figure imgf000029_0001
10. Radar-System nach Anspruch 9, wobei die Auswerteeinheit konfiguriert ist, zur Bildung der Phasenkorrekturwertfunktion eine Multiplikation des einen Signales mit dem konjugiert Komplexen des jeweils anderen Signals durchzuführen und/oder die beiden Signale und
Figure imgf000030_0001
nach Betrag und Phase darzustellen und die Phasen der beiden Signal für jeden Abtastwert bzw. für jeden Zeitpunkt t voneinander abzuziehen.
11. Verwendung eines Radar-Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 8 und/oder eines Radar-System nach Anspruch 9 oder 10, zur Funkortung mit mindestens zwei verteilten Sende- und Empfangseinheiten, welche zueinander bevorzugt Sichtkontakt haben, insbesondere zur präzisen Lokalisierung, also vorzugsweise zur Messung von Abständen und/oder Verschiebungen und/oder Geschwindigkeiten.
12. Verwendung eines Radar-Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 8 und/oder eines Radar-System nach Anspruch 9 oder 10, zur Umfelderkennung mit mindestens zwei verteilten Sende- und Empfangseinheiten, welche weiter vorzugsweise zur Detektion von Objekten in der Umgebung, insbesondere im Straßenverkehr oder in der Luftraumüberwachung, verwendet werden.
13. Verwendung eines Radar-Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 8 und/oder eines Radar-System nach Anspruch 9 oder 10, zur Fernerkundung mit mindestens zwei verteilten Sende- und Empfangseinheiten, insbesondere zur Erdfernerkundung, welche bevorzugt auf separaten Satelliten und/oder Flugzeugen angebracht sind.
14. Verwendung eines Radar-Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 8 und/oder eines Radar-System nach Anspruch 9 oder 10, zur Reduzierung einer Anforderung an eine Signalerzeugung, z.B. mittels Phasenregelschleife (PLL) oder direkter digitaler Synthese (DOS).
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