KR102090880B1 - Fmcw 레이더에서의 누설 신호 감쇄 방법 및 그 레이더 시스템 - Google Patents

Abstract

FMCW 레이더에서의 누설 신호 감쇄 방법 및 그 레이더 시스템이 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따른 누설 신호 감쇄 방법은 레이더 시스템에서의 누설 신호 감쇄 방법에 있어서, 상기 누설 신호의 위상 노이즈를 정류점에 집중시키는 단계; 및 상기 위상 노이즈의 정류점 집중에 기초하여 상기 위상 노이즈를 감쇄시키는 단계를 포함한다.

Description

FMCW 레이더에서의 누설 신호 감쇄 방법 및 그 레이더 시스템{RADAR SYSTEM AND METHOD FOR MITIGATING LEAKAGE SIGNAL IN FMCW RADAR}

본 발명은 FMCW(Frequency Modulated Continuous Wave)레이더에서 누설 신호(Leakage Signal)를 감쇄시키는 기술에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 누설 신호를 감쇄시켜 표적 신호의 SNR(Signal to Noise Ratio)을 개선시킬 수 있는 누설 신호 감쇄 방법 및 그 레이더 시스템에 관한 것이다.

FMCW(Frequency Modulated Continuous Wave) 레이더는 단순한 정지 표적 탐지뿐만 아니라, 이동 표적 탐지, 레벨계, 고도계, 생체 신호 탐지, 기상 예측 및 분석, 영상 탐지 등의 다양한 목적으로 사용되어 왔다. FMCW 레이더는 비용, 최대 송신 전력, 그리고 최소 탐지 거리의 측면에서 펄스 레이더에 비해 우수하다. 하지만 FMCW 레이더에는 송신기에서 수신기로 누설 되는 신호가 여러 악영향을 미치는 문제가 있다. 이 누설 신호가 초래하는 대표적인 현상으로, 최종적으로 얻어지는 전력 스펙트럼(Power Spectrum) 결과에서 주파수 도메인 전반에 걸쳐 노이즈 층(Noise Floor)을 올림으로써 표적 신호들의 SNR(Signal to Noise Ratio)을 심각하게 낮추는 현상이 있다. 이 때, 주파수 전반에 걸쳐 올라가는 노이즈 층의 원인은 누설 신호의 위상 노이즈(Phase Noise)이다. 따라서, 누설 신호 자체가 커지거나 누설 신호의 위상 노이즈가 좋지 않을수록 표적 신호들의 SNR이 저하된다. 이를 해결 하고자 누설 신호를 감쇄하기 위해서는, 누설 신호 자체를 약화시키거나, 위상 노이즈를 감쇄하는 기술이 필요하다.

종래 기술로는 먼저 RF단(RF Stage)에서 기저단에 이르기까지 큰 폐루프(Closed Loop)를 형성하는 방법이 있다. 폐루프 내에 송신 신호를 덜어올 수 있는 분할용 커플러(Coupler)를 두고, 누설 신호의 진폭 및 위상 정보에 대한 에러 벡터를 어댑티브(adaptive)하게 추출해 여기에 보상해줌으로써, 결국 누설 신호와 반대되는 위상을 만들어 내어 합성용 커플러로 누설 신호와 합하여 누설 신호 자체를 감쇄한다. 하지만 상기와 같은 폐루프를 구성하기 위해 추가적으로 많은 부품이 필요하며, 이에 따른 추가 비용이 발생한다.

또 다른 종래 방법으로는, IF단(IF Stage)에서 누설 신호의 비트 신호(Beat Signal)와 상관성이 높은 신호를 생성하여 이를 누설 신호의 비트 신호에서 빼줌으로써 누설 신호 자체를 감쇄하는 방법이 있다. 해당 방법은 상관성이 높은 신호를 생성하기 위해 지연 블록과 증폭 블록의 역할을 할 수 있는 부품들로 가상의 온칩(on-chip) 표적을 만들 수 있는 채널을 만들고, 누설 신호의 비트 신호에 대한 위상 노이즈의 상관 관계 특징(Correlation Characteristics)을 분석함으로써 생성한 위상 노이즈를 on-chip 표적을 위한 채널에서 반영하여, 최종적으로 상기 언급한 누설 신호의 비트 신호와 상관성이 높은 신호를 생성하는 것이 특징이다. 하지만 이 방법 역시 추가적인 채널을 구성하기 위해 추가 부품, 즉 추가 비용이 발생한다.

본 발명의 실시예들은, 누설 신호의 위상 노이즈를 감쇄하여 스펙트럼 전반에 걸친 노이즈 층을 낮춤으로써 누설 신호를 감쇄시키고 이를 통해 표적 신호의 SNR을 개선시킬 수 있는 누설 신호 감쇄 방법 및 그 레이더 시스템을 제공한다.

본 발명의 일 실시예에 따른 누설 신호 감쇄 방법은 레이더 시스템에서의 누설 신호 감쇄 방법에 있어서, 상기 누설 신호의 위상 노이즈를 정류점에 집중시키는 단계; 및 상기 위상 노이즈의 정류점 집중에 기초하여 상기 위상 노이즈를 감쇄시키는 단계를 포함한다.

상기 집중시키는 단계는 상기 누설 신호의 위상 노이즈를 코사인 함수의 정류점에 집중시키는 정류점 집중 기법을 이용하여 상기 위상 노이즈를 정류점에 집중시킬 수 있다.

상기 집중시키는 단계는 비트 신호들이 중간 반송 주파수(IF carrier frequency)를 포함하여 상기 중간 반송 주파수를 미리 설정된 주파수로 설정하고, 나이퀴스트 샘플링(Nyquist Sampling Theorem)에 기초하여 미리 설정된 오버샘플링 주파수로 오버샘플링함으로써, 상기 위상 노이즈를 정류점에 집중시킬 수 있다.

상기 집중시키는 단계는 상기 오버샘플링으로 샘플링된 비트 신호들에 대하여, 영 메우기(Zero Padding)를 동반한 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT)을 수행한 후 크기 응답(Magnitude response)의 형태로 스펙트럼을 구하고, 피크 검색(peak searching)으로 비트 신호로의 누설 신호의 인덱스를 찾는 단계; 상기 누설 신호의 인덱스에 기초하여 상기 누설 신호의 비트 주파수 값을 추출하는 단계; 상기 누설 신호의 인덱스에 기초하여 상기 누설 신호의 위상 값을 추출하는 단계; 상기 비트 주파수 값과 상기 위상 값에 기초하여 디지털 수치 제어 발진기(NCO)를 생성하는 단계; 및 상기 오버샘플링으로 샘플링된 비트 신호들과 상기 디지털 수치 제어 발진기를 곱하여 상기 누설 신호의 비트 주파수와 위상을 제거하는 하향 변환을 수행하는 단계를 포함한다.

본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 시스템은 누설 신호를 감쇄시키기 위한 레이더 시스템에 있어서, 상기 누설 신호의 위상 노이즈를 정류점에 집중시키는 제1 수단; 및 상기 위상 노이즈의 정류점 집중에 기초하여 상기 위상 노이즈를 감쇄시키는 제2 수단를 포함한다.

상기 제1 수단은 상기 누설 신호의 위상 노이즈를 코사인 함수의 정류점에 집중시키는 정류점 집중 기법을 이용하여 상기 위상 노이즈를 정류점에 집중시킬 수 있다.

상기 제1 수단은 비트 신호들이 중간 반송 주파수(IF carrier frequency)를 포함하여 상기 중간 반송 주파수를 미리 설정된 주파수로 설정하고, 나이퀴스트 샘플링(Nyquist Sampling Theorem)에 기초하여 미리 설정된 오버샘플링 주파수로 오버샘플링함으로써, 상기 위상 노이즈를 정류점에 집중시킬 수 있다.

상기 제1 수단은 상기 오버샘플링으로 샘플링된 비트 신호들에 대하여, 영 메우기(Zero Padding)를 동반한 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT)을 수행한 후 크기 응답(Magnitude response)의 형태로 스펙트럼을 구하고, 피크 검색(peak searching)으로 비트 신호로의 누설 신호의 인덱스를 찾으며, 상기 누설 신호의 인덱스에 기초하여 상기 누설 신호의 비트 주파수 값을 추출하고, 상기 누설 신호의 인덱스에 기초하여 상기 누설 신호의 위상 값을 추출하며, 상기 비트 주파수 값과 상기 위상 값에 기초하여 디지털 수치 제어 발진기(NCO)를 생성하고, 상기 오버샘플링으로 샘플링된 비트 신호들과 상기 디지털 수치 제어 발진기를 곱하여 상기 누설 신호의 비트 주파수와 위상을 제거하는 하향 변환을 수행할 수 있다.

본 발명의 다른 일 실시예에 따른 레이더 시스템은 비트 신호로서의 누설 신호의 비트 주파수와 위상을 제거하는 레이더 시스템에 있어서, 송신 RF단; 수신 RF단; 송신 IF단; 수신 IF단; ADC; 및 누설 신호 감쇄단을 포함하고, 상기 ADC는 상기 수신 IF 단에서의 비트 신호를 미리 설정된 오버샘플링 주파수로 오버샘플링하며, 상기 누설 신호 감쇄단은 상기 비트 신호로서의 누설 신호의 비트 주파수 값과 위상 값을 추출하고, 상기 추출된 비트 주파수 값과 위상 값을 갖는 디지털 수치 제어 발진기(NCO)를 생성하여 상기 오버샘플링된 비트 신호들과 곱하여 최종 하향 변환을 수행한다.

상기 누설 신호 감쇄단은 상기 오버샘플링으로 샘플링된 비트 신호들에 대하여, 영 메우기(Zero Padding)를 동반한 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT)을 수행한 후 크기 응답(Magnitude response)의 형태로 스펙트럼을 구하고, 피크 검색(peak searching)으로 비트 신호로의 누설 신호의 인덱스를 찾으며, 상기 누설 신호의 인덱스에 기초하여 상기 누설 신호의 비트 주파수 값을 추출하고, 상기 누설 신호의 인덱스에 기초하여 상기 누설 신호의 위상 값을 추출하며, 상기 비트 주파수 값과 상기 위상 값에 기초하여 상기 디지털 수치 제어 발진기를 생성하고, 상기 오버샘플링으로 샘플링된 비트 신호들과 상기 디지털 수치 제어 발진기를 곱하여 상기 누설 신호의 비트 주파수와 위상을 제거하는 하향 변환을 수행할 수 있다.

본 발명의 실시예들에 따르면, 누설 신호의 위상 노이즈를 감쇄하여 스펙트럼 전반에 걸친 노이즈 층을 낮춤으로써 누설 신호를 감쇄시키고 이를 통해 표적 신호의 SNR을 개선시킬 수 있다.

즉, 본 발명의 실시예들에 따르면, 전력 스펙트럼에서 노이즈 층이 주파수 전반에 걸쳐 상당히 낮아지며, 표적 신호들의 SNR이 향상될 수 있다. 이러한 본 발명은 전략적 주파수 계획과 오버샘플링 그리고 디지털 신호 처리만으로 구현될 수 있어 추가적인 부품을 필요로 하지 않기 때문에 추가 비용이 발생하지 않으며, 종래 기술들과 비교했을 때 구현의 복잡성 대비 누설 신호 감쇄 정도가 우수하다.

본 발명의 실시예들에 따르면, 레이더 시스템의 내부 지연으로 인한 거리 오차도 보정할 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 FMCW 레이더 시스템에 대한 구성을 나타낸 것이다.
도 2는 도 1에 도시된 누설 신호 감쇄단에 대한 일 실시예의 구성을 나타낸 것이다.
도 3은 정류점 집중 기법의 개념을 설명하기 위한 일 예시도를 나타낸 것이다.
도 4는 정류점 집중 기법의 구현 과정을 전력 스펙트럼으로 보여주는 일 예시도를 나타낸 것이다.
도 5는 누설 신호만 존재하는 상황에서 정류점 집중 기법 적용 여부에 따른 평균 전력 스펙트럼 결과에 대한 일 예시도를 나타낸 것이다.
도 6은 누설 신호와 더불어 표적들이 존재하는 상황에서 정류점 집중 기법 적용 여부에 따른 실시간 전력 스펙트럼 결과에 대한 일 예시도를 나타낸 것이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 누설 신호 감쇄 방법에 대한 동작 흐름도를 나타낸 것이다.

본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나, 본 발명은 이하에서 개시되는 실시예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형 태로 구현될 것이며, 단지 본 실시예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하며, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다.

본 명세서에서 사용된 용어는 실시예들을 설명하기 위한 것이며, 본 발명을 제한하고자 하는 것은 아니다. 본 명세서에서, 단수형은 문구에서 특별히 언급하지 않는 한 복수형도 포함한다. 명세서에서 사용되는 "포함한다(comprises)" 및/또는 "포함하는(comprising)"은 언급된 구성요소, 단계, 동작 및/또는 소자는 하나 이상 의 다른 구성요소, 단계, 동작 및/또는 소자의 존재 또는 추가를 배제하지 않는다.

다른 정의가 없다면, 본 명세서에서 사용되는 모든 용어(기술 및 과학적 용어를 포함)는 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 공통적으로 이해될 수 있는 의미로 사용될 수 있을 것이다. 또한, 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 용어들은 명백하게 특별히 정의되어 있지 않는 한 이상적으로 또는 과도하게 해석되지 않는다.

이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예들을 보다 상세하게 설명하고자 한다. 도면 상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조 부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.

일반적으로 표적 신호보다 훨씬 큰 누설 신호가 수신기에서 여러 블록을 거치고 ADC(Analog to Digital Converter)로 입력되기 직전의 위상 노이즈가 최종 전력 스펙트럼 결과에서의 노이즈 층을 지배한다.

본 발명의 실시예들은, 누설 신호의 위상 노이즈를 감쇄하여 스펙트럼 전반에 걸친 노이즈 층을 낮춤으로써 누설 신호 감쇄시키고 이를 통해 표적 신호의 SNR을 개선시키는 것을 그 요지로 한다.

여기서, 본 발명은 정류점 집중 기법(Stationary Point Concentration Technique, SPC 기법)을 이용하여 누설 신호의 위상 노이즈를 감쇄시킬 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 FMCW 레이더 시스템에 대한 구성을 나타낸 것으로, 정류점 집중 기법이 적용된 FMCW 레이더 시스템에 대한 구성을 나타낸 것이다.

도 1을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 레이더 시스템(1000)은 송신부(1100)와 수신부(1200)를 포함한다.

송신부(1100)의 신호 생성단(1110)(또는 신호 생성부)에서 생성된 선형 주파수 변조(Linear Frequency Modulation, LFM) 신호가 증폭기(Amplifier), 필터(Filter), 혼합기(Mixer), 국부 발진기(Local Oscillator, LO), 격리기(Isolator) 등을 포함하는 송신 IF단(1120)을 거쳐 분배기(Splitter)(1130)에 의해 나뉘어 진다. 분배기(1130)에 의해 나눠진 두 개의 출력 중에서 하나는 송신 RF단(1140)으로 입력되고, 다른 하나는 기준(reference) FMCW 신호로, 수신부(1200) 내 비트 신호 생성용 혼합기(1230)로 입력된다.

이 때, 비트 신호 생성용 혼합기(1230)의 LO포트에서 기준 FMCW 신호는 아래 <수학식 1>과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 1]

여기서, A _S 와 f _TX 는 기준 FMCW 신호의 진폭과 시작 주파수를 의미하고,

는 기울기를 의미하며, BW와 T는 Sweep 대역폭과 Sweep 주기를 의미하고,

와

는 위상과 위상 노이즈를 의미할 수 있다.

분배기(1130)로부터 비트 신호 생성용 혼합기(1230)의 LO포트까지의 지연인

는 다른 지연들과 함께 RF포트에서 고려된다. 분배기(Splitter)(1130)의 출력 중 다른 하나는 케이블, 국부 발진기, 혼합기, 필터, 격리기, 전력 증폭기 등을 포함하는 송신 RF단(1140)을 거쳐 RF 대역으로 최종 상향 변환(Up-conversion)되고 송신 안테나(1150)을 통해 방사된다.

따라서, 분배기(1130)에서부터 송신 안테나(1150)로 방사되기까지

만큼 지연된다. 이렇게 방사된 전자기파(Electromagnetic Wave)는 수신 안테나(1210)로 바로 누설되며, 여러 표적 예를 들어, k개의 표적에 반사되어 다시 돌아오기까지 왕복 시간 지연(Round Trip Delay)인

만큼 지연된 전자기파들과 함께 수신부(1200)의 수신 안테나(1210)에 의해 수신된다.

수신 안테나(1210)로 수신된 신호들은 저 잡음 증폭기(LNA), 격리기, 국부 발진기, 혼합기, 필터, 케이블 등을 포함하는 수신 RF단(1220)을 거쳐 IF 대역으로 하향 변환(Down-conversion)되고 비트 신호 생성용 혼합기(1230)의 RF포트로 입력된다. 수신 안테나(1210)에서부터 비트 신호 생성용 혼합기(1230)의 RF포트로 입력되기까지 수신된 신호들은

만큼 지연된다.

따라서, 비트 신호 생성용 혼합기(1230)의 RF포트로 입력되는 수신 신호들은 상기 수학식 1을 고려할 때 아래 <수학식 2>와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 2]

여기서,

은 수신된 LFM 신호들의 위상을 의미하고, A _L

, A _T,k ,

및

는 각각 누설된 LFM 신호의 진폭, 표적들에 의해 반사된 LFM 신호들의 진폭, 누설된 LFM 신호의 위상 노이즈와 표적들에 의해 반사된 LFM 신호들의 위상 노이즈를 의미하며, f _RX 는 하향 변환 후의 수신된 LFM 신호들의 시작 주파수를 의미하고,

는 총 내부 지연을 의미할 수 있다.

총 내부 지연

은 아래 <수학식 3>과 같이 나타낼 수 있으며, 누설된 LFM 신호의 위상 노이즈

과 표적들에 의해 반사된 LFM 신호들의 위상 노이즈

는 아래 <수학식 4>와 <수학식 5>와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 3]

[수학식 4]

[수학식 5]

비트 신호 생성용 혼합기(1230)는 상기 수학식 1과 수학식 2를 곱하여 IF 포트로 비트 신호를 출력한다. 삼각함수 곱의 결과물 중 합의 항은 쉽게 여과될 수 있으므로, 이를 무시하고 차의 항만 고려하면 비트 신호는 아래 <수학식 6>과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 6]

IF 비트 신호로서의 누설 신호의 위상 노이즈와 표적들의 신호들의 위상 노이즈인

와

는 각각 아래 <수학식 7>, <수학식 8>과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 7]

[수학식 8]

상기 수학식 6을 보면, 결국 누설 신호가 비트 신호가 될 때 비트 주파수(f _{beat leakage} )는 총 내부 지연(

)에서 비롯됨을 알 수 있다. 그리고 일반적인 FMCW 레이더의 경우 f _TX = f _RX 로 두어, 비트 신호가 IF 반송 주파수를 갖지 않게 하거나, IF 반송 주파수를 갖게 한다고 하더라도 아래 <수학식 9>와 같이 국부 발진기를 혼합하여(Mixing) IF 반송 주파수(f_{IF carrier})를 제거한다.

[수학식 9]

여기서, A _LO ,

그리고

는 각각 수신 IF단(1240)에 존재할 수 있는 국부 발진기의 진폭, 위상, 그리고 위상 노이즈를 의미할 수 있다.

따라서, 본 발명을 적용하지 않는 일반적인 FMCW 레이더의 경우 데이터 처리를 위한 최종적인 신호의 형태는 아래 <수학식 10>과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 10]

여기서,

,

,

,

,

과

를 의미할 수 있다.

상기 수학식 10을 통해 알 수 있듯이, 결국 총 내부 지연(

)에서 비롯된 비트 주파수(f _{beat leakage} )가 표적들에 인한 지연(

)에서 비롯한 실제 비트 주파수(f _{beat targets,k} )에 더해져 표적 신호들의 비트 주파수에 오프셋을 유발하는 것을 알 수 있다. 이는 후에 데이터 처리단(1262)에서 표적들의 거리를 산출할 때, 거리 오차의 원인이 된다.

삼각함수의 덧셈 정리에 따라 상기 수학식 10에서 표현된 누설 신호는 아래 <수학식 11>로 변환될 수 있다.

[수학식 11]

일반적으로, 위상 노이즈는 1보다는 훨씬 작기 때문에 상기 수학식 11은 아래 <수학식 12>와 같이 근사될 수 있다.

[수학식 12]

상기 수학식 12에서 표현된 바와 같이, 일반적으로 노이즈 층에 지배적인 영향을 미치는 항은 뒤에 표시된 두번째 항으로, 이 두번째 항을 보면 누설 신호의 위상 노이즈는 f _{beat leakage} 로 상향 변환되어 전압이나 전류 노이즈로써 작용하는 것을 알 수 있다. 보통 A _leakage 가 A _{targets ,k} 보다 훨씬 크기 때문에 결국 큰 누설 신호와 그 위상 노이즈는 최종 전력 스펙트럼에서 노이즈 층을 주파수 전반에 걸쳐 올리게 한다.

본 발명에서 제공하는 정류점 집중 기법의 개념은 상기 수학식 9부터 일반적인 방법과 수학적인 차이를 보일 수 있다. 일반적인 FMCW 레이더에서는 IF 반송 주파수(f _{IF carrier} )만을 제거하지만, 정류점 집중 기법은 IF 반송 주파수(f _{IF carrier} )뿐만 아니라, 총 내부 지연(

)에서 비롯된 비트 주파수(f _{beat leakage} ), 그리고 IF단에서 비트 신호로서의 누설 신호의 위상(

)까지 제거한다. 즉, 정류점 집중 기법에서 상기 수학식 9와 같은 아날로그적인 국부 발진기를 사용한다면 아래 <수학식 13>과 같은 국부 발진기를 적용하는 것이다.

[수학식 13]

따라서, 정류점 집중 기법을 적용하면 상기 수학식 10과 다르게 아래 <수학식 14>가 나올 수 있다.

[수학식 14]

여기서,

를 의미할 수 있다.

즉, 상기 수학식 12에서 확인할 수 있었던 노이즈 층에 지배적인 영향을 미치던 항은 정류점 집중 기법에 의해 상기 수학식 14에서 사라지게 되며, 만약 상기 수학식 12에서 적용했던 근사를 상기 수학식 14에도 적용하게 되면 누설 신호는 A _leakage 의 단순한 dc 값만 남게 된다.

도 3은 정류점 집중 기법의 개념을 설명하기 위한 일 예시도를 나타낸 것으로, 근사를 취하지 않은 실제 상황을 고려한 정류점 집중 기법을 도 3을 통해 해석할 수 있다.

일반적인 방법의 경우인 상기 수학식 10에서의 누설 신호 항은 그 위상 노이즈가 도 3의 검정색 실선으로 그려진 그래프에서 가장 민감한 점들(Maximum slope points, Most sensitive points)을 포함한 모든 점에서 떨리게 된다. 반면에, 본 발명을 적용하면 상기 수학식 14에서의 누설 신호 항은 그 위상 노이즈가 도 3의 검정색 실선으로 그려진 그래프에서 오직 표시된 정류점(Stationary point, Most insensitive point)에 집중되어 떨리게 된다. 따라서, 본 발명이 적용되면 전압 혹은 전류로 나타나는 위상 노이즈의 크기가 일반적인 방법에 비해 훨씬 줄어들게 되며 이에 따라 노이즈 층도 훨씬 줄어들어 결국 표적 신호들의 SNR을 대폭 향상시킬 수 있게 된다.

또한, 상기 수학식 14의 표적 신호들과 관련된 항을 보면, 정류점 집중 기법으로 인해 표적 신호들에 오프셋 주파수로 존재하던 총 내부 지연(

)에서 비롯된 비트 주파수(f _{beat leakage} )가 제거되고, 오직 표적들에 인한 지연(

)에서 비롯한 실제 비트 주파수(f _{beat targets,k} )만 남아있는 것을 알 수 있다. 따라서, 레이더 시스템 내부 지연 보상, 즉 거리 오차 보상이 추가적인 효과로써 작용된다.

본 발명에 적용된 정류점 집중 기법들의 효과들은 도 5와 도 6을 통해 확인할 수 있다. 정류점 집중 기법을 실제로 구현하기 위해 도 1에 도시된 FMCW 레이더 시스템은 도 2와 도 4를 통해 설명되는 전략적 주파수 계획과 오버샘플링이 적용될 수 있다.

도 2는 도 1에 도시된 누설 신호 감쇄단에 대한 일 실시예의 구성을 나타낸 것이고, 도 4는 정류점 집중 기법의 구현 과정을 전력 스펙트럼으로 보여주는 일 예시도를 나타낸 것이다.

도 1, 도 2 및 도 4를 통해 정류점 집중 기법을 구현하는 방법을 설명하면 다음과 같다. 본 발명에서는 ADC로 비트 신호들(Beat Signals)을 샘플링 할 때, 나이퀴스트 샘플링 정리(Nyquist Sampling Theorem)에 따른 최소 필요 샘플링 주파수(F _S )에 적당한 양의 유리수 값인 상수(Q)를 곱하여 오버샘플링 주파수(QF _S )로 샘플링한다. 즉, ADC(1250)의 샘플링 주파수를 QF _S 로 설정한다. 전략적 주파수 계획이란 비트 신호들에 IF 반송 주파수(IF Carrier Frequency, f _{IF carrier} )를 포함하게 하며, 이 IF 반송 주파수(f _{IF carrier} )가

가 되도록 FMCW 레이더 시스템을 설계하는 것을 일컫는다. 이 때, N은 0 또는 자연수일 수있다. ADC(1250)의 아날로그적인 대역폭에 따라, N이 1 이상이어도 언더샘플링(Undersampling)의 효과를 통해 결국 N이 0일 때의 스펙트럼 상황이 되도록 할 수 있다. 이러한 전략적 주파수 계획을 통해 FMCW 레이더를 설계함으로써, 오버샘플링한 비트 신호들을 이후에 디지털 수치 제어 발진기(NCO; Numerically Controlled Oscillator)와 최종 곱 연산(Multiplication) 할 때 결과로 나오는 원하지 않는(Undesired) 항들인 합의 항들(Sum-terms)을 원하는(Desired) 항들인 차의 항들(Difference-terms)로부터 최대한 멀리 떨어뜨릴 수 있다. 또한, 원하지 않는(Undesired) 항들인 합의 항들(Sum-terms)을 주파수 도메인에 중앙에 놓이게 하므로 설계자가 원한다면 디지털 저역 통과 필터(Digital low pass filter)를 통해 확실하게 제거해 줄 수 있다.

도 4는 대표적인 예로 N이 0일 때의 상황을 나타낸 것으로, 도 4에 도시된 바와 같이, 상기 설명한 원하지 않는(Undesired) 항들인 합의 항들(Sum-terms)을 주파수 도메인 중앙에 두며, 원하는(Desired) 항들인 차의 항들(Difference-terms)로부터 최대한 떨어뜨릴 수 있음을 확인할 수 있다.

상기 언급한 전략적 주파수 계획은 크게 두 가지 방법으로 실현될 수 있다. 하나는 IF 반송 주파수(f _{IF carrier} )가

가 되도록 송신 RF단(1140)과 수신 RF단(1220) 내의 국부 발진기들의 주파수를 조절하는 방법으로, 이 방법은 송신 IF단(1120)이나 수신 IF단(1240)에 국부 발진기를 필요로 하지 않는다. 또 다른 방법은 원래 레이더 구성 부품들을 모두 쓰는 방법으로, IF 반송 주파수(f _{IF carrier} )가

가 되도록 송신 RF단(1140)과 수신 RF단(1220), 그리고 송신 IF단(1120)과 수신 IF단(1240)의 국부 발진기들의 주파수를 모두 조절하는 방법이다. IF 반송 주파수(f _{IF carrier} )가

가 되게 한 후 증폭기, 필터를 포함하고 있는 수신 IF단(1240)을 거치면 비트 신호들을 아래 <수학식 15>와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 15]

여기서

와

는 각각 수신 IF단(1240)까지 거친 후의 비트 신호로서의 누설 신호와 표적 신호들의 진폭을 의미할 수 있다.

이 y(t)가 ADC(1250)를 거쳐 QF _S 의 샘플링 주파수로 오버샘플링 되면 상기 수학식 15의 비트 신호들은 아래 <수학식 16>과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 16]

여기서, T _S /Q = 1/ QF _S 를 의미하며, 이는 샘플링 시간 간격을 의미할 수 있다.

y[n]은 디지털 신호 처리단(1260)으로 입력되며, 누설 신호 감쇄단(1261)을 거치고, 데이터 처리단(1262)에서 레이더 목적에 맞는 신호 처리를 거치게 된다.

누설 신호 감쇄단(1261)에 대해 도 2를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 도 2에 도시된 바와 같이 누설 신호의 큰 전력은 문제점이지만, 누설 신호의 주파수 및 위상 정보를 추출(210)할 때, 이러한 문제점을 오히려 유용하게 이용할 수 있다.

에 충분한 영 메우기(Zero Padding)를 동반한 NFFT

-point 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform)을 통해 Y[k]를 구한 후 크기 응답(Magnitude response)의 형태로 스펙트럼을 구하고,

의 범위에서 피크 검색(peak searching)으로 IF단에서의 비트 신호로서의 누설 신호의 인덱스(k _{IF leakage} )를 찾아낸다(211).

이 때, NFFT는 실제 샘플 수와 삽입된 영(Zero-pads) 수의 합을 의미할 수 있다.

IF 반송 주파수(f_{IF carrier})가 결국

의 위치에 놓이게 되고, 일반적으로 총 내부 지연(

)에서 비롯된 누설 신호의 비트 주파수(

)는 IF 반송 주파수(f_{IF carrier}) 보다 훨씬 작기 때문에 IF단에서 누설 신호의 전체 비트 주파수(

)에 해당하는 인덱스(index)는

내에 존재하게 된다. 또한, 누설 신호의 크기가 제일 크기 때문에 피크 검색 과정을 통해

를 찾을 수 있다. 그리고 212에 도시된 수학식에 찾아낸

을 대입함으로써, IF단에서 누설 신호의 전체 비트 주파수 값(

)을 추출하고,

의 위상 응답(Phase response)에

를 대입함으로써, 위상 값(

)을 추출한다(213). 212와 213에 의해 추출된 IF단에서 누설 신호의 전체 비트 주파수 값(

)과 위상 값(

)을 이용하여 비트 주파수 값(

)과 위상 값(

)을 갖는 디지털 NCO를 생성한다(220). 이 때, 생성된 디지털 NCO는 아래 <수학식 17>과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 17]

생성된 디지털 NCO를 상기 y[n]과 곱함(230)으로써 최종 하향 변환을 실현하고, 나온 결과 항들 중 원하는(Desired) 항들인 차의 항들(Difference-terms)만 고려하면 혼합기(230)에 의해 최종적으로 출력되는 z[n]은 아래 <수학식 18>과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 18]

여기서,

를 의미할 수 있다.

상술한 바와 같이, 본 발명은 정류점 집중 기법을 통해 누설 신호의 위상 노이즈가 코사인 함수에서 정의역이 0일 때의 위상 점, 즉 정류점에 집중되며 전압 또는 전류 노이즈로서 나타나는 위상 노이즈의 크기가 대폭 작아진다.

도 5는 누설 신호만 존재하는 상황에서 정류점 집중 기법 적용 여부에 따른 평균 전력 스펙트럼 결과에 대한 일 예시도를 나타낸 것으로, 도 1의 레이더 시스템을 실제로 구축하여 표적 없이 누설 신호만 존재하는 상황에서 진행한 실험에 대한 결과의 일 예시도를 나타낸 것이다.

여기서, 도 5는 정류점 집중 기법을 적용하지 않았을 때의 평균 전력 스펙트럼(Without SPC technique)과 정류점 집중 기법을 적용했을 때의 평균 전력 스펙트럼(With SPC technique)을 비교한 것이며, 명확한 비교를 위해 100개 전력 스펙트럼 결과들의 평균을 취하여 노이즈 분산 정도를 낮춘 것이다.

도 5에 도시된 바와 같이, 정류점 집중 기법을 적용하지 않았을 때의 전력 스펙트럼에서 좋지 않은 노이즈 층이 비트 신호로써의 누설 신호의 위상 노이즈 때문임을 증명하기 위해 스펙트럼 분석기로 실제 위상 노이즈를 측정(10번 측정 후 평균)하여 그 결과 그래프(Measured Phase noise)를 오버랩(Overlap) 하였으며, 정류점 집중 기법을 적용하지 않았을 때의 평균 전력 스펙트럼과 실제 위상 노이즈의 그래프가 일치하는 것으로 보아, 정류점 집중 기법을 적용하지 않았을 때의 전력 스펙트럼에서 좋지 않은 노이즈 층이 비트 신호로써의 누설 신호의 위상 노이즈 때문임을 알 수 있다. 그리고 정류점 집중 기법을 적용했을 때의 평균 전력 스펙트럼에서의 노이즈 층이 정류점 집중 기법을 적용하지 않았을 때의 평균 전력 스펙트럼에서의 노이즈 층보다 주파수 전반에 걸쳐 또는 거리 도메인 전반에 걸쳐 상당히 낮음을 알 수 있다.

이를 통해 알 수 있듯이, 본 발명의 실시예에 따른 FMCW 레이더 시스템은 정류점 집중 기법을 적용함으로써, 추가적인 부품을 필요로 하지 않고 누설 신호를 감쇄시킬 수 있다.

도 6은 누설 신호와 더불어 표적들이 존재하는 상황에서 정류점 집중 기법 적용 여부에 따른 실시간 전력 스펙트럼 결과에 대한 일 예시도를 나타낸 것으로, 보통 실시간 표적 탐지 상황에서는 스펙트럼에 평균을 취하지 않으므로, 누설 신호와 함께 표적들이 존재하는 상황에서 1개의 스펙트럼 결과로만 비교한 것이며, DJI 사의 최신 기종의 드론들인 Spark와 Inspire I을 표적으로 사용하여 비교한 것을 나타낸 것이다.

도 6의 경우는 표적들을 의도적으로 안테나 방사패턴의 주 축으로부터 비스듬한 방향에 둠으로써, 신호가 약하게 들어왔을 때도 본 발명이 잘 적용되는 지를 테스트 한 것이며, 드론의 GPS기능을 이용하여 DJI Spark와 Inspire 1을 각각 안테나로부터 96.93 m, 129.24 m 떨어진 위치에 띄운 상태이다.

도 6에 도시된 정류점 집중 기법을 적용하지 않았을 때의 스펙트럼(도 6a)과 정류점 집중 기법을 적용했을 때의 스펙트럼(도 6b) 그리고 정류점 집중 기법을 적용하지 않았을 때의 스펙트럼과 정류점 집중 기법을 적용했을 때의 스펙트럼을 함께 비교한 스펙트럼(도 6c)을 통해 알 수 있듯이, 정류점 집중 기법을 적용하지 않았을 때와 적용했을 때 모두 표적 신호들의 크기는 그대로인 반면, 노이즈 층은 정류점 집중 기법을 적용했을 때의 스펙트럼에서 훨씬 더 낮은 모습을 보이는 것을 알 수 있다. 즉, 본 발명에 따른 레이더 시스템은 정류점 집중 기법을 적용함으로써, 누설 신호를 감쇄시켜 SNR을 상당히 개선시키는 것을 알 수 있다.

또한, 도 6a 내지 6c에서는 총 내부 지연(

)에서 비롯된 거리 오차의 보정 효과를 검증할 수 있다. 도 6c를 보면 정류점 집중 기법을 적용했을 때의 스펙트럼이 정류점 집중 기법을 적용하지 않았을 때의 스펙트럼보다 조금 왼쪽으로 이동된 것을 확인할 수 있다. 이는 정류점 집중 기법으로 인해 일반적인 방법에서는 일종의 오프셋 주파수로 존재하던 총 내부 지연(

)에서 비롯된 비트 주파수(

)가 제거되었기 때문이다.

따라서, 비트 신호로써의 표적 신호들에서는 오직 표적들에 인한 지연(

)에서 비롯한 실제 비트 주파수(

)만 남게 되어 거리 오차의 보정이 이루어진다. 도 6b를 보면 측정된 표적의 거리 값들이 상기 언급한 실제 표적들의 위치와 거의 같음을 확인할 수 있다.

이와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 FMCW 레이더 시스템은 정류점 집중 기법을 적용하여 누설 신호의 위상 노이즈를 감쇄시키고, 이를 통해 스펙트럼 전반에 걸친 노이즈 층을 낮춤으로써 누설 신호를 감쇄시키고, 표적 신호의 SNR을 개선시킬 수 있다.

또한, 본 발명의 실시예에 따른 FMCW 레이더 시스템은 전략적 주파수 계획과 오버샘플링 그리고 디지털 신호 처리만으로 구현될 수 있기 때문에 추가적인 부품을 필요로 하고 따라서 추가 비용이 발생하지 않는다.

또한, 본 발명의 실시예에 따른 FMCW 레이더 시스템은 레이더 시스템의 내부 지연으로 인한 거리 오차도 보정할 수 있다.

상술한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 FMCW 레이더 시스템은 비트 신호들이 중간 반송 주파수(IF carrier frequency)를 포함하여 중간 반송 주파수를 미리 설정된 주파수로 설정하고, 나이퀴스트 샘플링(Nyquist Sampling Theorem)에 기초하여 미리 설정된 오버샘플링 주파수로 오버샘플링함으로써, 누설 신호의 위상 노이즈를 정류점에 효과적으로 집중시킬 수 있는 상태로 만들고, 정류점 집중 기법을 이용하여 누설 신호의 위상 노이즈를 정류점에 집중시킴으로써, 누설 신호를 감쇄시키고, 표적 신호의 SNR을 개선시킬 수 있다.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 누설 신호 감쇄 방법에 대한 동작 흐름도를 나타낸 것이다.

도 7을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 FMCW 레이더 시스템에서의 누설 신호 감쇄 방법은 누설 신호의 위상 노이즈를 정류점에 집중시킨다(S710).

여기서, 단계 S710은 정류점 집중 기법을 이용하여 누설 신호의 위상 노이즈를 코사인 함수의 정류점에 집중시킴으로써, 전압 또는 전류 노이즈로 나타나는 위상 노이즈를 크기를 대폭 낮출 수 있으며, 정류점 집중 기법을 구현하기 위하여 전략적 주파수 계획과 오버샘플링을 이용할 수 있다.

예를 들어, 단계 S710은 비트 신호들에 IF 반송 주파수(IF Carrier Frequency,

)를 포함하게 하며, 이 IF 반송 주파수가

가 되도록 전략적 주파수 계획을 세우고, 비트 신호들을 나이퀴스트 샘플링 정리(Nyquist Sampling Theorem)에 따른 최소 필요 샘플링 주파수(

)에 적당한 양의 유리수 값인 상수(

)를 곱하여 오버샘플링 주파수(

)로 샘플링함으로써, 누설 신호의 위상 노이즈를 코사인 함수의 정류점에 집중시킬 수 있다.

단계 S710은 오버샘플링 이후, 충분한 영 메우기(Zero Padding)를 동반한 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform)을 통해 크기 응답(Magnitude response)의 형태로 스펙트럼을 구하고, 부분적인 피크 검색으로 누설 신호의 인덱스를 찾아내며, 찾아낸 인덱스로 누설 신호의 비트 주파수 값(Beat frequency)과 위상 값(Constant phase)을 추출해 내며, 이 비트 주파수 값과 위상 값을 갖는 디지털 NCO(Numerically Controlled Oscillator)를 생성하여 오버샘플링된 비트 신호들과 곱함으로써, 최종 하향 변환을 수행하고, 이를 통해 누설 신호의 위상 노이즈를 감쇄시킬 수 있다. 즉, 단계 S720은 누설 신호의 위상 노이즈가 코사인 함수에서 정의역이 0일 때의 함숫값, 즉 정류점에 집중되며 전압 또는 전류 노이즈로 나타나는 위상 노이즈의 크기가 대폭 작아지고, 따라서 표적 신호의 SNR을 개선시킬 수 있다.

단계 S710에 의해 정류점에 집중된 위상 노이즈에 기초하여 누설 신호의 위상 노이즈를 감쇄시킴으로써, 누설 신호를 감쇄시켜 표적 신호의 SNR을 개선시킨다(S720).

비록, 도 7의 방법에서 그 설명이 생략되었더라도, 도 7을 구성하는 각 단계는 도 1 내지 도 6에서 설명한 모든 내용을 포함할 수 있으며, 이는 이 기술 분야에 종사하는 당업자에게 있어서 자명하다.

이상에서 설명된 시스템 또는 장치는 하드웨어 구성요소, 소프트웨어 구성요소, 및/또는 하드웨어 구성요소 및 소프트웨어 구성요소의 조합으로 구현될 수 있다. 예를 들어, 실시예들에서 설명된 시스템, 장치 및 구성요소는, 예를 들어, 프로세서, 컨트롤러, ALU(arithmetic logic unit), 디지털 신호 프로세서(digital signal processor), 마이크로컴퓨터, FPA(field programmable array), PLU(programmable logic unit), 마이크로프로세서, 또는 명령(instruction)을 실행하고 응답할 수 있는 다른 어떠한 장치와 같이, 하나 이상의 범용 컴퓨터 또는 특수 목적 컴퓨터를 이용하여 구현될 수 있다. 처리 장치는 운영 체제(OS) 및 상기 운영 체제 상에서 수행되는 하나 이상의 소프트웨어 애플리케이션을 수행할 수 있다. 또한, 처리 장치는 소프트웨어의 실행에 응답하여, 데이터를 접근, 저장, 조작, 처리 및 생성할 수도 있다. 이해의 편의를 위하여, 처리 장치는 하나가 사용되는 것으로 설명된 경우도 있지만, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는, 처리 장치가 복수 개의 처리 요소(processing element) 및/또는 복수 유형의 처리 요소를 포함할 수 있음을 알 수 있다. 예를 들어, 처리 장치는 복수 개의 프로세서 또는 하나의 프로세서 및 하나의 컨트롤러를 포함할 수 있다. 또한, 병렬 프로세서(parallel processor)와 같은, 다른 처리 구성(processing configuration)도 가능하다.

소프트웨어는 컴퓨터 프로그램(computer program), 코드(code), 명령(instruction), 또는 이들 중 하나 이상의 조합을 포함할 수 있으며, 원하는 대로 동작하도록 처리 장치를 구성하거나 독립적으로 또는 결합적으로(collectively) 처리 장치를 명령할 수 있다. 소프트웨어 및/또는 데이터는, 처리 장치에 의하여 해석되거나 처리 장치에 명령 또는 데이터를 제공하기 위하여, 어떤 유형의 기계, 구성요소(component), 물리적 장치, 가상 장치(virtual equipment), 컴퓨터 저장 매체 또는 장치, 또는 전송되는 신호 파(signal wave)에 영구적으로, 또는 일시적으로 구체화(embody)될 수 있다. 소프트웨어는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템 상에 분산되어서, 분산된 방법으로 저장되거나 실행될 수도 있다. 소프트웨어 및 데이터는 하나 이상의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체에 저장될 수 있다.

실시예들에 따른 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 실시예를 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 상기된 하드웨어 장치는 실시예의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.

이상과 같이 실시예들이 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 상기의 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 예를 들어, 설명된 기술들이 설명된 방법과 다른 순서로 수행되거나, 및/또는 설명된 시스템, 구조, 장치, 회로 등의 구성요소들이 설명된 방법과 다른 형태로 결합 또는 조합되거나, 다른 구성요소 또는 균등물에 의하여 대치되거나 치환되더라도 적절한 결과가 달성될 수 있다.

그러므로, 다른 구현들, 다른 실시예들 및 특허청구범위와 균등한 것들도 후술하는 특허청구범위의 범위에 속한다.

Claims (10)

1. 레이더 시스템에서의 누설 신호 감쇄 방법에 있어서,
   상기 누설 신호의 위상 노이즈를 정류점에 집중시키는 단계; 및
   상기 위상 노이즈의 정류점 집중에 기초하여 상기 위상 노이즈를 감쇄시키는 단계
   를 포함하는 누설 신호 감쇄 방법.
   
2. 제1항에 있어서,
   상기 집중시키는 단계는
   상기 누설 신호의 위상 노이즈를 코사인 함수의 정류점에 집중시키는 정류점 집중 기법을 이용하여 상기 위상 노이즈를 정류점에 집중시키는 것을 특징으로 하는 누설 신호 감쇄 방법.
   
3. 제1항에 있어서,
   상기 집중시키는 단계는
   비트 신호들이 중간 반송 주파수(IF carrier frequency)를 포함하여 상기 중간 반송 주파수를 미리 설정된 주파수로 설정하고, 나이퀴스트 샘플링(Nyquist Sampling Theorem)에 기초하여 미리 설정된 오버샘플링 주파수로 오버샘플링함으로써, 상기 위상 노이즈를 정류점에 집중시키는 것을 특징으로 하는 누설 신호 감쇄 방법.
   
4. 제3항에 있어서,
   상기 집중시키는 단계는
   상기 오버샘플링으로 샘플링된 비트 신호들에 대하여, 영 메우기(Zero Padding)를 동반한 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT)을 수행한 후 크기 응답(Magnitude response)의 형태로 스펙트럼을 구하고, 피크 검색(peak searching)으로 비트 신호로의 누설 신호의 인덱스를 찾는 단계;
   상기 누설 신호의 인덱스에 기초하여 상기 누설 신호의 비트 주파수 값을 추출하는 단계;
   상기 누설 신호의 인덱스에 기초하여 상기 누설 신호의 위상 값을 추출하는 단계;
   상기 비트 주파수 값과 상기 위상 값에 기초하여 디지털 수치 제어 발진기(NCO)를 생성하는 단계; 및
   상기 오버샘플링으로 샘플링된 비트 신호들과 상기 디지털 수치 제어 발진기를 곱하여 상기 누설 신호의 비트 주파수와 위상을 제거하는 하향 변환을 수행하는 단계
   를 포함하는 것을 특징으로 하는 누설 신호 감쇄 방법.
   
5. 누설 신호를 감쇄시키기 위한 레이더 시스템에 있어서,
   상기 누설 신호의 위상 노이즈를 정류점에 집중시키는 제1 수단; 및
   상기 위상 노이즈의 정류점 집중에 기초하여 상기 위상 노이즈를 감쇄시키는 제2 수단
   를 포함하는 레이더 시스템.
   
6. 제5항에 있어서,
   상기 제1 수단은
   상기 누설 신호의 위상 노이즈를 코사인 함수의 정류점에 집중시키는 정류점 집중 기법을 이용하여 상기 위상 노이즈를 정류점에 집중시키는 것을 특징으로 하는 레이더 시스템.
   
7. 제5항에 있어서,
   상기 제1 수단은
   비트 신호들이 중간 반송 주파수(IF carrier frequency)를 포함하여 상기 중간 반송 주파수를 미리 설정된 주파수로 설정하고, 나이퀴스트 샘플링(Nyquist Sampling Theorem)에 기초하여 미리 설정된 오버샘플링 주파수로 오버샘플링함으로써, 상기 위상 노이즈를 정류점에 집중시키는 것을 특징으로 하는 레이더 시스템.
   
8. 제7항에 있어서,
   상기 제1 수단은
   상기 오버샘플링으로 샘플링된 비트 신호들에 대하여, 영 메우기(Zero Padding)를 동반한 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT)을 수행한 후 크기 응답(Magnitude response)의 형태로 스펙트럼을 구하고, 피크 검색(peak searching)으로 비트 신호로의 누설 신호의 인덱스를 찾으며,
   상기 누설 신호의 인덱스에 기초하여 상기 누설 신호의 비트 주파수 값을 추출하고, 상기 누설 신호의 인덱스에 기초하여 상기 누설 신호의 위상 값을 추출하며,
   상기 비트 주파수 값과 상기 위상 값에 기초하여 디지털 수치 제어 발진기(NCO)를 생성하고, 상기 오버샘플링으로 샘플링된 비트 신호들과 상기 디지털 수치 제어 발진기를 곱하여 상기 누설 신호의 비트 주파수와 위상을 제거하는 하향 변환을 수행하는 것을 특징으로 하는 레이더 시스템.
   
9. 비트 신호로서의 누설 신호의 비트 주파수와 위상을 제거하는 레이더 시스템에 있어서,
   송신 RF단;
   수신 RF단;
   송신 IF단;
   수신 IF단;
   ADC; 및
   누설 신호 감쇄단
   을 포함하고,
   상기 ADC는
   상기 수신 IF 단에서의 비트 신호를 미리 설정된 오버샘플링 주파수로 오버샘플링하며,
   상기 누설 신호 감쇄단은
   상기 비트 신호로서의 누설 신호의 비트 주파수 값과 위상 값을 추출하고, 상기 추출된 비트 주파수 값과 위상 값을 갖는 디지털 수치 제어 발진기(NCO)를 생성하여 상기 오버샘플링된 비트 신호들과 곱하여 최종 하향 변환을 수행하는 레이더 시스템.
   
10. 제9항에 있어서,
    상기 누설 신호 감쇄단은
    상기 오버샘플링으로 샘플링된 비트 신호들에 대하여, 영 메우기(Zero Padding)를 동반한 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT)을 수행한 후 크기 응답(Magnitude response)의 형태로 스펙트럼을 구하고, 피크 검색(peak searching)으로 비트 신호로의 누설 신호의 인덱스를 찾으며,
    상기 누설 신호의 인덱스에 기초하여 상기 누설 신호의 비트 주파수 값을 추출하고, 상기 누설 신호의 인덱스에 기초하여 상기 누설 신호의 위상 값을 추출하며,
    상기 비트 주파수 값과 상기 위상 값에 기초하여 상기 디지털 수치 제어 발진기를 생성하고, 상기 오버샘플링으로 샘플링된 비트 신호들과 상기 디지털 수치 제어 발진기를 곱하여 상기 누설 신호의 비트 주파수와 위상을 제거하는 하향 변환을 수행하는
    것을 특징으로 하는 레이더 시스템.
    

Images