JP5419447B2 - 下層大気のソーダよる観測 - Google Patents

Description

本出願は、２００５年６月２０日及び２００５年６月２３日にそれぞれ出願された豪州仮特許出願第２００５９０３２３６号及び第２００５９０３３５３号に基づく優先権を主張する。
本発明は、下層大気において観測を行うためのソーダ（音波観測）方法及び装置に関し、特に、後方散乱エコーが送信機の近くに配置された受信機によって検出される「モノスタティック」システムに適用可能である。しかし、幾つかの実施形態においては、本発明は、前方散乱エコーが送信機から離して配置された受信機によって検出される（距離は観測範囲に関連する）「バイスタティック」システムにも適用可能である。

本技術分野においては、モノスタティック及びバイスタティックという用語がより狭く使用されていることを見出すことができる。そのような使用法では、「モノスタティック」は、（レーダーでは一般的な様に）同一のアンテナが送信と受信に使用されるシステムを示し、「バイスタティック」は、送信アンテナと受信アンテナが分離しているシステムに使われる。この狭い使用法は、「送信中受信（listen-while-sending）」技術が採用されるソーダにおいては役にたたず、本明細書では使用しない。

本明細書では、ソーダ観測で使用される問い合わせ（interrogation）即ちチャープに対して、便利な簡潔な言い方として「チャープ」という用語を使用する。このチャープは、音響信号であって、受信した音響信号の戻りエコー成分の抽出を容易にするように適合された方法で符号化又は変調されたものである。

我々の以前の特許文献１、並びに我々の以前の特許文献２、３及び４においては、ソーダでは信号対雑音（ｓ／ｎ）比が低いという中心的問題を、（ｉ）長いチャープ、（ｉｉ）送信が受信と重なる「送信中受信」技術、及び（ｉｉｉ）チャープの符号化を利用して受信信号からエコーデータを抽出するための整合フィルタリングを用いて対処している。本特許及びこれらの出願での従来技術の議論は、本明細書の一部を構成するものとしてここに援用する。

本発明の情況では、「長い」問い合わせ（即ち、送信）パルスは、関心のある最初のエコーが受信される前に終わることのないものとし、これは、送信中受信技術にとって必要ことである。絶対的な条件においては、帯域幅が３〜１０ｋＨｚの１００ｍｓから数十秒のチャープが好ましい。我々の送信中受信技術の大きな利点は、（ｉ）長いチャープの使用により非常に大きな処理ゲインが可能になること、（ｉｉ）短いパルスに関連する高いピークパワーの必要性を無くすことができること、（ｉｉｉ）送信後受信型ソーダの観測距離及びパワーの制限を除去できることである。我々は、送信中受信はバイスタティックソーダにおいて完全に使用可能であることを発見した。何故なら、低ピーク送信パワー、高ダイナミックレンジ受信機マイク、受信機の直接信号からの良好な音響シールド及び高いシステム処理ゲインの組合せにより、直接信号の「後で」エコーを容易に検出できるからである。（直接信号は、大気からの反射を伴うことなく送信機と受信機の間で直接送信されるものである。）
米国特許第６７５５０８０号明細書 国際特許出願ＰＣＴ／ＡＵ２００２／０１１２９ 国際特許出願ＰＣＴ／ＡＵ２００４／００１７５ 国際特許出願ＰＣＴ／ＡＵ２００４／００２４２

我々の以前の特許出願には、複数の整合された受信機の出力を選択的に組み合わせることによって不要な信号成分を実質的に除去する技術などその他の有利なソーダ技術、及び抽出したエコーデータを処理して気象学者や航空管制官に有用な情報を発生する独特の方法が開示されている。我々の以前の特許出願は、フーリエ（即ち、周波数領域）整合フィルタ技術の使用に限定されるものではないが、提供された実際的な例はそのような技術を示していた。何故なら、（ｉ）時間領域整合フィルタ法を実施すると計算に対する要求が厳しくなり、長いチャープを使用した場合、可視表示を即時に発生させるには実際的ではなく、また（ｉｉ）それらは、ドップラエコー成分が重要な場合、計算効率の高いフーリエ法に比べて劣っていることが分かったからである。

我々は、バイスタティックシステム及びモノスタティックシステムの両方において、過剰な計算パワーを用いることなく受信信号の適切な時間領域整合フィルタ処理を実施できることを発見して驚いている。また、我々は、特に、より困難なモノスタティックシステムにおいて他の２要因がこれを容易にすることを発見した。第１は、送信機−受信機対の配置と位置合わせに注意を払うことであり、第２は、帯域幅の狭いチャープを使用することである。これらは、時間領域整合フィルタリングをＦＭ（周波数変調）又はＤＭ（デジタル変調）チャープと共に用いた場合、受信信号からのドップラ成分の回収を大幅に改善できるようである。実際に、これらの要因は、符号化チャープとフーリエ領域整合フィルタリングを使用したソーダシステムも改善できる。

一様相によれば、本発明は、送信中受信ソーダにおいて受信ソーダ信号の時間領域整合フィルタリングを採用している。好ましくは、整合フィルタリングは、振幅及び位相エコー情報を発生するために複素技術（即ち、実及び直交値を使用する技術）を採用しているが、エコー振幅情報のみで適切な場合には、非複素処理を採用することもできる。複素処理を採用する場合、タイムスタンプを付けた受信信号の複素共役と送信信号の複素共役との相互相関をとり、信号ノイズを減衰させると共にエコー信号成分を強めることができる。このエコー信号成分は、我々の従前の特許出願で教示されているように、気象学者に価値のある出力を提供するために有用に処理できるエコー位相及び振幅データを導出するために用いられる。タイムサンプルを付けた送信信号又は受信信号は、識別性を高めるために相関をとる前に畳み込みを行ってもよい。実際には、畳み込みフィルタと非畳み込みフィルタの両方を設け、得られた結果を比較して選択するようにしてもよい。これは、戻り信号が重要なドップラ成分を含んでいる場合に有利である。

我々は、必須ではないが、複素受信信号共役を作る前又は後にフーリエ技術を用いて、受信信号に対してバンドパスフィルタリング、又は少なくともローパスフィルタリングを行うことが望ましいことを発見した。その様なフィルタリングは前に行うことが効率的であるが、実及び直交共役受信機データストリームを別個にフィルタリングするのが好ましいことを発見した。

他の様相によれば、本発明は、必須ではないが、好ましくは５００Ｈｚ未満の狭帯域チャープ及び、送信及び受信信号の時間領域相関付けを含む。この組み合わせには有用な相乗効果があるようである。しかし、チャープ持続時間に関する問題は、我々の従前の特許出願で議論した内容から変化していないようである。即ち、一方では、パルスの持続時間とｓ／ｎとの間に重要なトレードオフが存在するが、他方では、計算負荷（システム速度が所定値である場合）は殆ど影響を受けないようである。

デジタル変調（ＤＭ）であるか周波数変調（ＦＭ）であるかに関わらず、チャープは、必須ではないが、中心周波数に対する帯域幅の比が０．３５未満、好ましくは０．２５未満、最も好ましくは０．２未満である。我々は、０．０４を大きく下回るのは好ましくないことを発見した。従って、中心周波数に対するチャープの帯域幅の最適な比は０．０４と０．２０の間、好ましくは、０．０５と０．０１の間となる。我々は、これらの範囲のチャープを「ナローチャープ」と呼ぶ。チャープの帯域幅はその比が０．０５未満に減少されているため、システムの分解能は急激に悪化し始め、チャープの中心周波数に対する帯域幅の比が０．０２の場合、分解能は著しく悪化する。これが、チャープ帯域幅の実際の下限を決める。

ナローチャープを時間領域コリレータに基づく整合フィルタリングと組み合わせたときの利点は驚くべきものである。何故なら、（ｉ）直感とは反対に、従来効率的であると見られていた帯域幅よりもはるかに少ないサイクル数の（即ち、明らかに情報が少ない）問い合わせ信号を用いてより良好な分離が期待でき、また（ｉｉ）科学文献は、ソーダシステムの性能は、広い範囲においてパルス帯域幅と殆ど無関係であることを示唆していないからである。我々は、この驚くべき現象を時間をかけて調査し、現在では、それは、上で述べたばかりの整合フィルタ処理のタイプに都合が良いと思われる方法で戻りエコーの位相コヒーレンスに影響を与える大気の固有の特徴に関連すると考えている。この推測の科学的根拠を以下に示すが、説明が正しいか否かによって、ソーダにナローチャープを使用することによって提供される利点の発見の有効性に影響を与えることはなく、請求の範囲又は上で概説した発明の範囲に影響を与えることもない。単純なリニアＦＭ送信チャープ（例えば、周波数が時間と共に直線的に上昇又は下降するチャープ）を使用できると考えられるが、本発明の他の様相では、受信信号の整合フィルタ処理に適したチャープを発生するために音響キャリヤ信号の非線形変調を含む。この状況において特に興味が深いものは、時間領域でのパルス圧縮及び整合フィルタ処理に適した、帯域幅を制限したノンリニアチャープである。例えば、帯域幅が数百Ｈｚのチャープは、受信時にパルス圧縮を行い、我々の従前の特許出願において実用的であると考えられていたよりも遥かに低いサンプリングレート（少ないデータポイント）で、時間領域相関付け技術を利用して整合フィルタリングを行うことを可能にする方法で位相シフトキーイング（変調）できる。これにより、現在入手可能なパーソナルコンピュータ（ＰＣ）を用いてのエコーデータのリアルタイム処理が完全に可能になる。その様な非直線的に変調されたチャープには、特に、パルス圧縮特性を示すＤＭチャープがあり、その一般的な原理は公知である。

我々の従前の特許にも開示されているように、複数の受信機を中央の送信機の周囲に等距離で配置し、各受信機が本質的に同じ直接信号を受信するが、異なるエコー信号を受信するようにできる。これにより、受信信号を加算したりそれらの差を求めたりして、直接信号を減衰させ、エコー信号の選択された成分を強調することができる。便利な配置は、送信機の周囲のコンパスの基点に配置された４台の受信機を採用することであり、送信機は鉛直方向を向き、各受信機は、対応する基準コンパス軸に沿って所定の角度で傾けられている。これにより、風速及びウインドシアー（wind-shear）の計算を大幅に単純化できる。

しかし、別の様相によれば、本発明は、特に送信機と受信機が単一の皿状反射板を共用している場合、我々の従前の特許出願において開示した複数の受信機を有する構成の性能は、受信機及び送信機のサイドローブの影響によって損なわれることに気が付いたことに基づいている。我々は、各受信機に個別の皿状反射板を用いた場合であっても、受信機及び／又は送信機のサイドローブがシステムの性能を著しく低下させることがあることを発見した。本発明の本様相によれば、複数の送信機と複数の受信機が対を成すように配置され、各対においては、対応する送信機と受信機が本質的に同じ軸に沿った向きとなっており、それらの主要なアンテナローブは一致する。さらに、４対の送信機−受信機対が採用されることが好ましく（必須ではない）、各対は互いに異なる基準コンパス軸上に配置されており、各対の軸は対応するコンパス軸に沿って垂直方向に対して傾斜しており、反対側にある送信機−受信機対の軸は互いに反対方向に傾斜している。

風速及びウインドシアーなどの鉛直成分の測定を支援するために鉛直軸を有する５番目の送信機−受信機対を採用してもよい。便利なことに、この５番目の送信機−受信機対は、他の４対の送信機−受信機対の円形アレーの中心に配置することができる。

各対の送信機と受信機は独自の別個の皿状反射板を備え、各対の２枚の皿状反射板をある程度離間させて（好ましくは、周囲のバッフルによって）互いに音響的に隔離し、（ｉ）音響変換器に関連して所望の主アンテナローブを作りだし、（ｉｉ）対応する送信機と受信機との間での直接信号伝達を効果的に減衰させることが極めて望ましい。これにより、アレーの他の送信機の各々からの直接信号も各受信機によって検出される前に著しく減衰することも保証される。

アレーの送信機−受信機対は個々に順番に作動させてもよく、一度にまとめて作動させてもよく、２対以上を組み合わせて同時に作動させてもよい。一度に一対を作動させる場合、他の送信機によって発生された直接又はエコー信号が活性状態にある単一の受信機によって検出されることがないという利点があるが、システムのサイクル時間が５倍に増加する。我々は、直接信号の適切な受動的減衰、送信及び受信ビームの閉じ込め、及び指向角の広がりを確保した場合、全ての送信機及び受信機を同時に作動させることは極めて実現可能性が高いことを発見した。指向角の広がりを大きくすると、１台の送信機からのエコーが、その対以外の受信機によって検出される可能性を少なくできるが、システムの精度が悪化する。何故なら、受信機が空の広く分離された部分に向けられることになるからである。従って、システムコヒーレンスの観点から、全ての送信機及び受信機の指向角を強固に束ねる、即ち、数度の円錐内に入るようにすると共に、直接信号及び不要なエコーによる干渉を減少させる何らかの実際的対策を講じることが好ましい。最適な円錐角度は、システムの観測距離及び目的に従って変化するが、円錐角度は一般に観測距離に対して反比例的に変化するであろう。比較的大きな円錐角度（例えば、１０度を超える角度）は、ロングレンジシステムには不適切であろう。何故なら、アレーの異なる受信機が、互いに数百メートル離間した空の部分を調べることになるからである。

既に述べたように、送信／受信機のアンテナサイドローブの影響を最小とするために、各ベクトル（鉛直を含む）のために個別の送信機−受信機対を採用することが極めて有利である。これらの利点は、受信信号の相相関を維持するのを効果的に助ける狭帯域幅の使用、及び注意深く最適化された（減少された）サンプル数の使用によって更に高められる。これらの利点は、リニアＦＭチャープとフーリエ整合フィルタ技術を採用した場合でも、ＤＭチャープと時間領域整合フィルタ／相関技術を採用した場合でも存在する。

本発明の特徴を記載したが、以下、添付の図面を参照して特定の実施形態について記載する。しかし、当業者であれば、特許請求の範囲に定義された本発明の範囲内において、選択された実施形態に多くの変更及び変形を加え得ることは分かるであろう。

選択された実施形態の送信機−受信機アレー１０が図１Ａと図１Ｂの概略平面図及び立面図に示されている。図１Ｂの鉛直寸法は大きく圧縮されている。アレー１０は、星状に配置された５対の送信機−受信機ユニットを含み、一対がコンパスの各基点にあり、一対が中心にある。周囲のユニット対は均等に離間されているため、１１で示される円の上に位置していると考えることができる。そのような円の上に２対、３対、４対又はそれ以上の送信機−受信機対を配置できることが分かるであろう。送信機ユニットが文字Ｔで示され、受信機ユニットが文字Ｒで示されている。添え字のｎ、ｓ、ｅ及びｗは、各送信機及び受信機が配置されたコンパス点及びそれらが鉛直方向から傾斜された方向を示す。添え字ｖは、鉛直方向上側を向く中央の送信機ユニット（Ｔｖ）及び受信機ユニット（Ｒｖ）を示す。

本実施形態の各送信機／受信機ユニットは、頂部においてのみ開口する高品質音響バッフル１６内に設けられた上方を向く皿状音響反射板１４の上方に配置された中央変換器１２を有している。バッフル１６は、アンテナのサイドローブを抑制すると共に、送信機ユニットと他の受信機との間の直接（水平及び地上）信号を大きく減衰させる。便利なことに、各送信機／受信機変換器１２は、拡声器（送信機変換器）及びマイク（受信機変換器）の両方として機能し得る呼出しホーンユニットによって構成されている。そのような呼出しホーンは、通常音響圧縮ドライバを備え、日本のトーアから入手可能である（例えば、モデルＳＣ−６１０／ＳＣ、ＳＣ−６１５／ＳＣ及びＳＣ−６３０）。これらのホーンにはそれら独自の反射ホーンが付いてくるので、皿状反射板１４の代わりにこれらを使用することが可能である。しかし、本実施形態では、強力な強く焦点を絞った主即ち中央アンテナ信号ローブが必要であるため、変換器ユニット１２のホーン及び前述のバッフル１６に加えて直径が約１．８ｍの皿状反射板１４が使用されている。

図１Ｂは、図１Ａの断面Ｂ−Ｂに沿って見た図１Ａのアレー１０の概略前面図であり、東側送信機／受信機対、鉛直送信機／受信機対及び西側送信機／受信機対の主要なアンテナローブを示す。主即ち中央ローブが、関連するアンテナのサイドローブと対比させて太線で示されている。地表が１８で示されている。（寸法の制限のため、主ローブの重なりの程度を適正に描くことはできず、選択されたサイドローブのみを見ることができる。）東側、鉛直及び西側送信機の主ローブがＴｅｍ、Ｔｖｍ及びＴｗｍで示され、それらの対応するサイドローブがＴｅｓ、Ｔｖｓ及びＴｗｓで示されている。受信機の主ローブとサイドローブが対応する方法で示されている。（なお、鉛直送信機Ｔｖ及び鉛直受信機Ｒｖは破線で示されている。何故なら、図１Ａの断面線Ｂ−Ｂは実際にはそれらを通過していないからである。）

アレー１０は空港近くの約１ｋｍに亘る短観測距離の大気観測用であるため、北側、南側、東側及び西側送信機−受信機対は、円１１に対して半径方向外側へ、且つ鉛直に対して約８度の角度でそれらの対応するコンパス方向へ傾けられている。５度から１０度の傾斜が通常である。変換器、反射板の大きさ、バッフルの品質、及びユニットの送信機と受信機の間の間隔を適切に選ぶことにより、各送信機／受信機ユニットの主ローブ（メインローブ）の狭角は約±５度となっている。なお、±３度から±１０度の範囲が通常であるが、±５度が好ましい。これにより、ユニットの送信機／受信機の主ローブは、何れかのユニットのサイドローブが他のユニットの主ローブに大きく進入することなく、その幅の少なくとも９０％において実質的に一致する。これにより、戻りエコー中のドップラ情報の検出可能性と質を大幅に向上できることが分かった。送信機サイドローブを介して伝達された直接信号又は受信機サイドローブを介して返されたエコー信号は、ドップラ情報の質を低下させることが分かった。

ソーダシステムのためのアンテナアレーは、４個の傾斜した受信機の中央に鉛直方向を向いた単一の送信機を有するアレー、特に、受信機変換器が共通の皿状反射板を共用している場合に比べて性能が優れていることが分かった。しかし、実施形態のアレー１０はより多くの送信機ユニットを必要とし、そのため、特に、サイクル（アップデート）時間を最短にするのが望ましいために全ての送信機を同時に動作させる場合、受信機を複数の直接信号から音響的に遮蔽することに対してより大きな配慮が払われる。本実施形態のアレーでは、全ての送信機が同時に動作して同一のチャープを送出し、全ての受信機が、各送信チャープに対して同じ受信期間の間作動される。

例えば、図１Ａ及び図１Ｂの鉛直送信機−受信機対Ｔｖ及びＲｖを動作させるための信号処理システムの例を以下説明する。図２のシステムは、リニア周波数変調チャープを時間領域整合フィルタリング用のチャープとして採用しており、図５のシステムは、デジタル的に変調したチャープ、及び時間領域整合フィルタリングと周波数領域整合フィルタリングの両方を採用している。これらのシステムは、鉛直送信機−受信機対に関してのみ説明するが、図示のシステムは、各送信機−受信機対にのために完全に同じものを設けることができる。この場合、各対のために個別のＰＣが使用され、全ての出力を集めて表示するためにマスターＰＣが設けられる。各対に接続されたＰＣは、通常、性能をチェックするために対応する受信機によって検出されたエコーを表示できる。

図２の信号処理システムは、その全体が３０で示されており、時間領域整合フィルタ３２を採用している。この時間領域整合フィルタ３２は、受信信号を処理し、ＰＣ３８上での操作及び図形形式での表示のために、分離した振幅及び位相成分をサンプルストリームとしてライン３４及び３６に提供する。鉛直送信機ユニットＴｖ（ここでは、４０で示されている）は、３７秒の期間に亘って、１３００Ｈｚから１６００Ｈｚまで直線的に増加する音響音の形態のリニア周波数変調音響チャープ４２を発生する。これは、３００Ｈｚの公称帯域幅、即ち中央キャリヤ音の約２０％を表す。一般に、数ワットの音響パワーで十分である。１キロの範囲が対象である場合、３７秒のエコーの全体が１ｋｍの高さから戻る時間があることを保証するために全体で４３秒の受信時間が必要とされるであろう。即ち、受信機は、チャープ送信の３７秒全体に加え戻りエコーのために更に６秒の間受信することが必要となるであろう。

送信機ユニット４０は、ライン４４上のアナログ電気信号によって駆動される。この信号は、グラフ４６で示される波形を有し、電圧制御発振器４８によって発生される。この電圧制御発振器４８には、ＰＣ３８から得た入力ライン５１上の上昇する直流電圧（グラフ５０で示されている）が供給されている。

鉛直送信機−受信機対の鉛直受信機ユニットＲｖ（ここでは５２で示されている）は、大気から戻ったチャープ４２のかすかなエコー信号（矢印５４で示す）を、送信機４０からの大きな直接音響信号及び外部環境ノイズ（両方をまとめて大きな矢印５６で示す）と共に検出する。４３秒の期間に得られた組み合わせ電気アナログ受信信号がライン５８上に出力され、プリプロセッサ５９において複素デジタル信号（即ち、同相及び直交成分Ｉ及びＱを備える信号）に変換され、整合フィルタ３２へ入力される。アナログ受信信号は最初にＡ／Ｄ（アナログからデジタル）変換器６０を通される。この変換器は、ライン６２上で知らされるチャープ４２の送信開始時に始まる４３秒の期間に亘って、入力された受信信号を９６ｋ／ｓでデジタル化する。ライン６４上のデジタル化された出力を、３７秒のチャープ期間の間に得たＮサンプルと、６秒の追加の受信時間の間に得たＭサンプルとから構成されるものとみなすのが便利である。したがって、本実施形態では、各チャープから発生された３．５５２ｘ１０⁶個であるＮ個のサンプルと５．７６ｘ１０⁵個であるＭ個のサンプルが存在する。このデジタル受信信号は、その後、図２に示す回路即ちシステムの残りの部分を構成するデジタル信号プロセッサにおいて操作される。

以下、図２に加え図３を参照する。ライン６４上のＮ＋Ｍサンプルストリームは、整合フィルタ３２での使用のために複素形式（即ち、実部及び虚部成分（通常はＩ及びＱとして示される）を有する形式）に変換する必要があるため、それはデジタル余弦マルチプライヤ６６とデジタル正弦マルチプライヤ６８に送られ、基準発振器７０及びＡ／Ｄ変換器７１（Ａ／Ｄ変換器５８と同期して９６ｋＨｚで動作する）から得た１７００Ｈｚ基準信号のデジタル余弦及び正弦バージョンを用いて乗算（アナログの表現では混合）される（サンプルを対応するサンプルによって）。各マルチプライヤは上側及び下側のサイドバンド成分を発生するが後者のみが必要であるため、マルチプライヤ６６及び６８の出力は、フィルタ７２及び７４によりローパスフィルタリング処理され、出力ストリームは整合フィルタ３２内のコリレータプロセス８０に通じるライン７６及び７８上にＩ及びＱ出力ストリーム（各々がＮ＋Ｍ個のサンプルから成る）を発生する。実際には、検出された受信信号の周波数範囲が１３００〜１６００Ｈｚから、４００〜１００Ｈｚの範囲へデジタル形式で且つ分離した同相及び直交成分にダウンコンバートされる。

ミキサ／マルチプライヤ６６又は６８の動作が図３のグラフによって示されているが、図３の軸は一定の縮尺ではない。図３（ａ）のグラフは、送信チャープ４２と戻りエコー５４の周波数の時間に対する変化を示す。４３秒の受信期間の終了後もエコーは引き続き受信されているが、それらは切り捨てられることが分かるであろう。（簡単のために、そのような切り捨てられたエコーは図３のグラフ（ｂ）及び（ｃ）には示されていないが、いずれにせよ、それらは相関プロセスによって殆ど排除される。）図３（ｂ）の中央のグラフは、ライン６４上の検出信号（直接信号５６を含む）及び発振器７０からの１７００Ｈｚ基準信号を示す。マルチプライヤ６６又は６８の効果は、図示のように上側及び下側のサイドバンドを作ることである。グラフ３（ｃ）は、上側サイドバンド（ここでは破線で示されている）を含む５００Ｈｚより上の全ての信号を除去するローパスフィルタ７２の効果を図式的に示す。

実際には、整合フィルタ３２は、２組の複素信号（前述のようにプリプロセッサ５９を介して、又入力７６及び７８を介して受信信号から導出したＮ＋Ｎ個の値の内の１個と、ライン４４上の電気チャープ信号から導出した入力８２及び８４上のＮ値の内の他のもの）の間の相関をとる。しかしながら、実際には、この場合、入力８２及び８４は同一であり、Ｉ及びＱ入力７６及び７８との対形成を強調するために２本のライン上に示されている。入力８２及び８４は以下のようにして得られる。ライン４４上のチャープ信号がライン８６を介してＡ／Ｄ変換器８８を通され、そしてマルチプライヤ９０内で、ライン９２上の１７００Ｈｚ信号入力と混合され、積（product）の下側サイドバンドがローパスフィルタ９４によって選択され、２個の同一の入力８２及び８４として出力される。これらの入力の各々は、４００から１００Ｈｚの間のＮ個の値を有し、ミキサ９０は、ミキサ６６、６８と同様に信号を変換する。

以下の時間領域整合フィルタ３２の相関機能の動作の説明においては、図２と共に図９を参照する。この機能は、コリレータ９６によって行われる。このコリレータは、Ｎ個の遅延即ちタイムシフトの各々において、ライン７６及び７８上のＩ及びＱ入力についての４００〜１００ＨｚのＮ＋Ｍ個の値の各々に対して、対応する入力ライン８２及び８４上の４００〜１００Ｈｚチャープ基準信号のＮ個の値を用いて、ＭｘＮの複素乗算及び総計演算を行う。Ｎ個の遅延即ちタイムシフトは、時間領域整合フィルタ３２のプロセス９８によって発生される。

時間領域整合フィルタ３２は、Ｍ個の振幅及び位相出力値をライン３４及び３６上に出力し、これらの出力値から種々の大気パラメータを導出できる。これらは、（我々の以前の特許出願の幾つかの実施形態において示されたように）周波数領域処理によって発生されたものと微妙に違い、特定の状況においては好ましいことが分かった。或るサンプルの位相成分は、先行のサンプルからの増分位相シフトを示すため、通常は、その位相サンプルストリームをＰＣ３８によって行われる「アンラップ機能」に付し、或る高度における相対垂直風速を示す累積相出力を発生する。この相対風速は、既知の地表近傍の風速をその地表近傍の高度において示された相対速度に対してオフセットすることによって絶対値にすることができる。ＰＣ３８による位相及び振幅出力に対する更なる操作により、我々の以前の特許出願によって教示したように、風速、温度、湿度及びその他の重要な大気パラメータを高度と共に図形表示することができる。

図４は、符号化ＤＭチャープをＦＭチャープの代わりに使用した第２実施形態のシステム２００を概略的に示す。この実施形態の信号プロセッサ手段は、受信信号プリプロセッサ２０５と共に、（信号処理の相補的或いは代替モードを提供するために）周波数領域整合フィルタ２０２と時間領域整合フィルタ２０４の両方を採用している。前述したように、両方のタイプの整合フィルタの出力を比較するのは非常に有利であることを見出した。何故なら、それらは、異なる大気条件において異なる結果を生み出すからである。

本実施形態では、鉛直送信機ユニットＴｖ（図４では２０８として示されている）によって送信されるチャープ２０６は、１３０２Ｈｚのデジタル的に変調されたＢＰＳＫ（ニ相位相変調）キャリヤ音であり、最適な公称帯域幅がその２０％であるとすると、帯域幅が２６０Ｈｚであることが示唆される。しかし、その−６ｄＢ点において帯域幅が２６０ＨｚであるＤＭ信号は、スペクトルの最初のヌルポイントにおける全体的な即ち動作帯域幅が２６０／０．７＝３７１Ｈｚであることを必要とする。３７２Ｈｚ（±１８６Ｈｚ）の帯域幅は、ビットレートが３７２／２＝１８６／ｓの変調デジタル信号によって発生される。ＢＰＳＫを用いることにより、１３０２Ｈｚのキャリヤの位相が、図５に示すように、７サイクル毎に二値データに従って変更される。これにより、上に示した帯域幅に適合するデジタル的に変調された信号が提供される。図６のリニアフィードバックシフトレジスタを用いて容易に発生できる最大長シーケンスを使用することによって、相関特性が非常に良好なデジタルコードが発生される。この１３段のシフトレジスタ（図６）を用いることにより、Ｎ＝（２Λ１３）−１＝８１９１ビットの最大長シーケンスが発生され、単純な平衡変調器を用いて１３０２Ｈｚのキャリヤを変調するのに用いることができ、これにより、８１９１／１８６＝４４．０３８秒の送信時間を提供できる。観測距離が１ｋｍの場合、総受信機受信時間は、４４．０３８＋２＊（１０００／３３３）＝５０秒となる。ＢＰＳＫ ＤＭチャープの周波数スペクトルが図７のグラフによって示されており、ローパスフィルタリングの効果が図８に示されている。

図４に戻ると、上記の平衡変調器が２１０で示されており、発振器２１４から得た１３０２Ｈｚキャリヤがライン２１２を介して変調器２１０に入力されており、ニ値基準波形がライン２１６を介して変調器２１０に入力されている。直接信号２１８とエコー信号２２０が鉛直受信機ユニットＲｖ（ここでは２２２で示されている）によって検出されるとともに状態が整えられ、この実施形態では、ライン２２４を介してプリプロセッサ２０５に送られる。このプリプロセッサは、殆どアナログデバイスとして動作する。ライン２２４上の入力信号がアナログの正弦及び余弦マルチプライヤ２２６及び２２８に送られ、これらのマルチプライヤ２２６及び２２８は、発振器２１４からの１３０２Ｈｚキャリヤもライン２１２を介して受け取る。マルチプライヤ２２６及び２２８の出力は４４０Ｈｚアナログフィルタ２３０及び２３２内においてローパスフィルタリング処理に付され、その後Ａ／Ｄ変換器２３４及び２３６を通され、これにより、デジタルのＱ及びＩビットストリームが発生され、ライン２３８及び２４０を介して時間領域整合フィルタ２０２及び周波数領域整合フィルタ２０４に入力される。なお、マルチプライヤ２２６、２２８及びフィルタ２３０、２３２は、ライン２２４上の受信信号を０〜１８６Ｈｚ（最初のヌル）（図８参照）にダウンコンバートし、フィルタは、他のノイズやキャリヤプロダクトを除去するものである。この段階はアナログで示されているが、デジタル的に行うこともできる。しかし、キャリヤ周波数が高くなるため、サンプリングレートは高くなるであろう。そして、フィルタからのローパス信号は、毎秒３７２サンプルの速度でサンプリングできるが、これはＡ／Ｄ変換器２３４及び２３６にそのレートでクロック信号を供給することによって行われる。クロッキング信号は、１／３．５分周器２４２から得られるが、この分周器にはライン２１２から信号が供給され、ライン２４４に３７２ｐ／ｓのサンプリングクロックレートが出力される。

デジタルのＩ及びＱサンプルストリーム値は、チャープのＩ及びＱイメージとして働く、入力２５４及び２５６上の送信信号の２個の同一のイメージとの相関のために、タイムシフト（可変遅れ）プロセス２５２を介して時間領域整合フィルタ２０２内のコリレータプロセス２５０に送られる。入力２５４及び２５６は以下のようにして導出される。ライン２１６上の基準ニ値波形のビットレート（１８６／ｓ）が３７２ビット／ｓに倍増され、信号プリプロセッサ２０５内のＡ／Ｄ変換器２３４及び２３６のビットレートと整合される。両Ａ／Ｄ変換器は０から３７２へと前進方向にカウントする。この方向は、ライン２３８及び２４０上のＩ及びＱ入力（マルチプライヤ２２６、２２８及びそれぞれのローパスフィルタ２３０、２３２の動作の結果反転されている）と整合させるために（３７２から０にカウントするために）反転させなければならない。従って、入力２５２及び２５４は、これを行う変換器２６０に送られ、この出力がコリレータ２５０への入力２５４及び２５６となる。

コリレータ２５０は、図２のシステムのコリレータ９６と本質的に同様に動作する。従って、入力２３８及び２４０上の複素受信信号イメージのＩ及びＱ成分の各々は、プロセス２５２において（１−Ｎ）回連続的にタイムシフト、即ち遅延され、コリレータ２５０は、（第１実施形態のコリレータ９６と同様に）シフト・乗算・加算プロセス（図９参照）によって動作し、このプロセスは、２＊Ｍ＊Ｎ回行われる。本実施形態では、Ｎ＝８１９１＋１ビット（０充填文字）。Ｍについての値は、観測距離が１ｋｍの場合に必要とされる追加受信時間（６秒）によって設定されるため、Ｍは６＊１８６＝１１１６サンプルとなる。したがって、コリレータの総動作回数は、２＊８１９２＊１１１６＝１８．２８５ｘ１０⁶となる。これは、リアルタイムに近い結果を発生するために最新式のＰＣが行うことができる相関の許容回数である。

受信信号が効果的にダウンサンプリングされているため、時間領域整合フィルタは非常に迅速に動作する。何故なら、サンプルの数が少ないためである。このサンプルレートは、通常の風の範囲に対しては適切であるが、風速が高い場合には、ピーク風速によりサンプル間隔の間に２ｐｉを超える位相シフトが生じないことを保証するためにサンプルレートを増加させる必要があるであろう。しかし、サンプルレートを増加させると、処理時間が長くなる。

次に、整合フィルタ２０４における周波数領域処理の動作について説明するが、図４に加え図１０を参照する。ライン２５２及び２５４上の基準二値波形の「前方方向計数」３７２ｂ／ｓのイメージがプロセス２５７によって作られ、マルチプライヤ２６４におけるフーリエ（周波数）領域でのライン２３８及び２４０上に入力されたＩ及びＱ受信サンプルストリームとの複素乗算のために高速フーリエ変換（ＦＦＴ）プロセス２６２に送られる。しかし、これらの受信サンプルストリームの長さはＮ＋Ｍサンプルであるので、最初に、受信（Ｉ及びＱ）サンプルと同じ個数（Ｎ＋Ｍ）のサンプルをＦＦＴ２６２の出力２６６及び２６８に提供するために、入力２５８及び２６０上の入力された送信信号ストリームのＭ個のサンプルに零を付加する必要がある。ライン２３８及び２４０上のサンプルストリームは、周波数領域整合フィルタ２０４内のＦＦＴプロセス２７０においてフーリエ変換され、出力された変換済サンプルストリームは、ライン２７２及び２７４を介して複素フーリエ領域マルチプライヤ２６４に送られ、このマルチプライヤから、プロセス２８０による逆高速フーリエ変換のためにライン２７６及び２７８上に「実部」及び「虚部」周波数領域積が出力される。このプロセス２８０は逆高速フーリエ変換を行って時間領域に再変換し、この変換されたものが振幅及び位相出力としてライン２８２及び２８４上に出力される。

送信機２０８と受信機２２２は、図１Ａ及び図１Ｂの中央のもの（Ｔｖ及びＲｖ）であるため、振幅出力２８２は、高度に対する反射異常の変化を示し、位相出力２８４は、高度に対するドップラ成分（即ち、鉛直風速）を示す（Ｍａｔｌａｂにおいて利用できるようなアンラップ機能を用いて位相出力をアンラップした場合）。なお、サンプル番号は高度に一致されている。得られた鉛直風速が図１１に描かれている。

図１Ａ及び図１Ｂの受信機ユニットのアレー全体が採用される場合、反対側の受信機ユニットの位相及び振幅出力は、対向するユニットの方向における水平風速を示すために差を求めることができる。これを行うための技術は、我々の従前の特許出願に開示されている。

本発明の利点を有する多くの実施形態を説明したが、特許請求の範囲に定義された本発明の範囲から逸脱することなく、他の多くの実施形態を考えることができ、またそれらの実施形態に多くの変更を加え得ることは分かるであろう。

例えば、第２の実施形態においてデジタルフロントエンドを使用でき、或いは第１の実施形態においてアナログフロントエンドを使用できる。信号処理負荷が目的に対して過剰であると見なされる場合には、チャープ受信機においてサンプルを低減するか（アナログフロントエンドが使用される場合）、或いはオールデジタルシステムにおいてデジタル信号のサンプルを低減することができる。これは、例えば、各４番目のサンプル値をとり、実効サンプルレートを毎秒９６０００から２４０００へ減少させることによって行われる。この効率的動作は、風速におけるエラーと位相のエイリアシング（aliasing）が生じる可能性がある飛行機の伴流渦（wake vortex）モニタリングなど、風速が高い場合には好ましくない。

図１Ａは第１の実施形態の大気音響観測装置を構成する５対の送信機−受信機対のアレーを示す概略平面図であり、図１Ｂは図１Ａの中心線Ｂ−Ｂに沿うアレーの概略側面図であるが、図１Ａ及び図１Ｂは一定の縮尺比で描かれていない。 図１Ａは第１の実施形態の大気音響観測装置を構成する５対の送信機−受信機対のアレーを示す概略平面図であり、図１Ｂは図１Ａの中心線Ｂ−Ｂに沿うアレーの概略側面図であるが、図１Ａ及び図１Ｂは一定の縮尺比で描かれていない。 図１Ａ及び図１Ｂのアレーの鉛直送信機−受信機対及びリニアＦＭチャープと共に使用するのが好適なシステムの第１の実施形態を含む時間領域整合フィルタ信号処理システムのブロック図である。 整合フィルタ内での処理の前に行われる受信信号の前処理における選択されたステップを概略的に示す３種類のグラフ（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）である。 図１Ａ及び図１Ｂのアレーの鉛直送信機−受信機対と共に使用するのが好適な、デジタル的に符号化されたチャープを使用すると共に時間領域整合フィルタとフーリエ領域整合フィルタの両方を採用した信号処理システムの第２の実施形態を示すブロック図である ニ相位相変調（ＢＰＳＫ）変調を示す２種のグラフ（ａ）及び（ｂ）で、グラフ（ａ）はニ値デジタル信号の一部を示し、グラフ（ｂ）はアナログ送信ＤＭチャープ信号の対応する部分を示す。 パルス圧縮特性を示すＤＭチャープの発生に使用するための最大長のＢＰＳＫパルス圧縮コードを発生する一方法を示す図である。 図６のＤＭチャープの周波数スペクトルを示すグラフである。 ダウンコンバージョン後のＤＭチャープを示す図７と同様のグラフであり、ローパスフィルタリングの効果も示されている。 図２及び図４のシステムの時間領域整合フィルタリングコリレータの動作を示す図である。 図４のシステムのフーリエ領域整合フィルタリングの動作を示す図である。 時間領域整合フィルタの出力を使用して図４のシステムから得られる、高度による鉛直風速の変化を示すグラフである。

Claims (18)

1. 所定の高度範囲に亘って大気パラメータについての情報を発生するためのソーダシステムであって、
   少なくとも３対の周囲送信機−受信機対が円上に実質的に等距離で配置され、且つ各周囲送信機−受信機対の送信機と受信機は、鉛直方向に対して所定の角度で円に対して半径方向外側に傾けられており、
   各送信機−受信機対の送信機及び受信機は、音響変換器、音響反射板及び周囲のバッフルを有し、各送信機−受信機対のサイドローブが他の送信機−受信機対のメインローブに大きく進入することなく、各送信機−受信機対のメインローブの幅の少なくとも９０％において実質的に一致するように前記音響変換器、音響反射板及び周囲のバッフルが配置され、
   各送信機−受信機対に信号処理手段が接続し、
   この信号処理手段が、少なくとも送信機−受信機対の１台の送信機に、持続時間が少なくとも１００ｍｓの符号化音響チャープを大気中に送信させ、そして
   前記符号化音響チャープの送信の間及びその後の所定の時間間隔の間に一対の送信機−受信機対の受信機によって受信された信号を処理して、前記大気パラメータを示す情報を高度に関連して得て、且つ
   前記信号処理手段は、符号化音響チャープの符号化を参照して受信信号を処理するように適合された整合フィルタを含み、且つ
   前記チャープはデジタル変調によって符号化されるように適合されているソーダシステム。
2. 前記チャープは二相位相変調によって符号化される、請求項１に記載のソーダシステム。
3. 鉛直に対する前記角度は１０度未満である、請求項１又は２に記載のソーダシステム。
4. 円の中心の近傍に中央送信機−受信機対が配置されており、
   前記中央対の送信機及び受信機は実質的に鉛直方向に向けられ、
   前記中央対の送信機及び受信機の各々は、音響変換器、音響反射板及び周囲のバッフルを有し、中央対の送信機及び受信機のサイドローブが他の送信機及び受信機のメインローブに大きく進入することなく、中央対の送信機及び受信機のメインローブの幅の少なくとも９０％において実質的に一致するように前記音響変換器、音響反射板及び周囲のバッフルが配置される、請求項１から３の何れかに記載のソーダシステム。
5. 前記信号処理手段は、複数の前記送信機に同時に送信を行わせると共に、それぞれの送信機−受信機対の受信機によって同時に受信された信号を処理するように動作可能である、請求項１から４の何れかに記載のソーダシステム。
6. 各送信機−受信機対は、送信機は支配的な中央送信アンテナローブを有し、受信機は支配的な中央受信アンテナローブを有し、前記送信機ローブと前記受信機ローブは実質的に観測距離全体に亘って互いに重なっていることを特徴とする、請求項１から５の何れかに記載のソーダシステム。
7. 前記アンテナローブの各々は外側上方に広がり、対応する受信機又は送信機の近傍において１０度以下の挟角を確定する、請求項６に記載のソーダシステム。
8. 前記チャープの持続時間は少なくとも１０秒である、請求項１から７の何れかに記載のソーダシステム。
9. 前記チャープの中心周波数に対する帯域幅の比は０．３５未満である、請求項１から８の何れかに記載のソーダシステム。
10. 前記チャープの中心周波数に対する帯域幅の比は０．０４と０．２の間である、請求項１から９の何れかに記載のソーダシステム。
11. 前記チャープの帯域幅は５００Ｈｚ未満である、請求項１から１０の何れかに記載のソーダシステム。
12. 前記信号処理手段は、
    前記送信機−受信機対の内の一つの対の送信機によって送信されたチャープを処理して送信信号イメージを発生し、
    前記一つの送信機−受信機対の受信機によって受信された信号を処理して受信信号イメージを発生し、
    前記送信信号イメージと前記受信信号イメージとを相関させて前記情報を導出するように適合されている、請求項１から１１の何れかに記載のソーダシステム。
13. 前記送信信号イメージは前記チャープをデジタル形式に変換することによって発生されたデジタルサンプルのストリームであり、
    前記受信信号イメージは前記受信信号をデジタル形式に変換することによって発生されたデジタルサンプルのストリームであり、
    前記信号処理手段は、
    前記受信信号イメージを複素形式に変換し、これによりデジタルサンプルの分離した同相及び直交ストリームを変換後受信信号イメージとして作り出し、
    前記送信信号イメージと前記変換後受信信号イメージとの間で時間領域においてシフト乗算総和相関付け（shift-multiply-sum correlation）を行い、これにより、前記音響エコーの振幅の高度に対する変化に関する情報を含む第一の出力と、前記音響エコーの位相又はドップラ成分の高度に対する変化に関する情報を含む第二の出力とを発生するように適合されている、請求項１２に記載のソーダシステム。
14. 前記送信信号イメージは前記チャープをデジタル形式に変換することによって発生されたデジタルサンプルのストリームであり、
    前記受信信号イメージは前記受信信号をデジタル形式に変換することによって発生されたデジタルサンプルのストリームであり、
    前記信号処理手段は、
    前記送信信号イメージに対してフーリエ変換を行い、それを変換後送信信号イメージとして周波数領域に変換し、
    前記受信信号イメージを複素形式に変換し、これによりデジタルサンプルの分離した同相及び直交ストリームを変換後受信信号イメージとして作り出し、
    前記変換後受信信号イメージに対してフーリエ変換を行い、
    周波数領域において相関付けを行って周波数領域相関を発生し、
    前記周波数領域相関に対して逆フーリエ変換を行ってそれを時間領域に変換し、これにより、前記音響エコーの振幅の高度に対する変化に関する情報を含む第一の出力と、前記音響エコーの位相又はドップラ成分の高度に対する変化に関する情報を含む第二の出力とを発生するように適合されている、請求項１２に記載のソーダシステム。
15. 前記送信信号イメージはチャープの持続時間に対応するＮ個のサンプルを含み、
    前記受信信号イメージはチャープの持続時間に対応するＮ個のサンプル及び前記時間間隔に対応する追加のＭ個のサンプルを含み、
    前記第一及び第二の出力はＭ個のサンプルのものである、請求項１３又は１４に記載のソーダシステム。
16. 前記ソーダシステムはバイスタティックソーダシステムを含む、請求項１〜１５の何れかに記載のソーダシステム。
17. 所定の高度範囲に亘って大気パラメータについての情報を発生するための装置であって、
    複数の送信機−受信機対が円上に実質的に等距離で配置されると共に地面から支持されるように適合されており、
    各周囲送信機−受信機対の送信機及び受信機は、鉛直方向に対して１０度未満の角度で円に対して半径方向外側に傾けられており、
    中央送信機−受信機対が円の中心の近傍に実質的に鉛直方向に配置されており、
    各送信機−受信機対の送信機及び受信機は、音響変換器、音響反射板及び周囲のバッフルを有し、中央送信機−受信機対のサイドローブが周囲送信機−受信機対のメインローブに大きく進入することなく、中央送信機−受信機対のメインローブの幅の少なくとも９０％において実質的に一致するように前記音響変換器、音響反射板及び周囲のバッフルが配置され、
    各送信機−受信機対に信号処理手段が接続し、この信号処理手段が
    少なくとも送信機−受信機対の１台の送信機に、持続時間が少なくとも１００ｍｓの符号化音響チャープを大気中に送信させ、そして
    前記符号化音響チャープの送信の間及びその後の所定の時間間隔の間に一対の送信機−受信機対の受信機によって受信された信号を処理して、前記大気パラメータを示す情報を高度に関連して得て、且つ
    前記信号処理手段は、符号化音響チャープの符号化を参照して受信信号を処理するように適合された整合フィルタを含み、且つ
    前記チャープはデジタル変調によって符号化されるように適合されている装置。
18. 前記チャープは二相位相変調によって符号化される、請求項１７に記載の装置。

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