JP7363678B2 - レーダ装置 - Google Patents
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Description
本開示は、レーダ装置に関する。
レーダ装置が受信する受信信号に干渉信号が混入することがある。干渉信号が重畳した振幅デジタル信号をFFT(Fast Fourier Transform)すると、FFTスペクトラムのノイズフロアが上昇して、ターゲット信号がノイズフロアに埋もれて検出できないことがある。
非特許文献1は、FFT処理前の振幅デジタル信号と閾値とを比較し、閾値よりも振幅が大きい振幅デジタル信号を干渉信号として除去している。これにより、FFTスペクトラムにおけるノイズフロアの上昇を抑制している。
A Novel Iterative Inter-Radar Interference Reduction Scheme for Densely Deployed Automotive FMCW Radars (IRS2018)
上記閾値を、ターゲットの振幅デジタル信号の振幅よりも小さい値に設定した場合、ターゲット信号がひずみ、FFTスペクトラムにおいて高調波が発生する。
本開示は、適切な閾値を設定して、振幅デジタル信号から干渉信号を除去することが可能なレーダ装置を提供することを目的とする。
本開示は、適切な閾値を設定して、振幅デジタル信号から干渉信号を除去することが可能なレーダ装置を提供することを目的とする。
本開示の1つの局面のレーダ装置は、送信アンテナ(30)と、受信アンテナ(40)と、信号取得部(10,S10)と、干渉除去部(10,S30)と、スペクトラム取得部(10,S40)と、ターゲット抽出部(10,S80)と、第1閾値算出部(10,S100)と、を備える。送信アンテナは、処理サイクル毎に、送信波を送信するように構成される。受信アンテナは、送信波が反射されて生じた反射波を受信するように構成される。信号取得部は、受信アンテナにより受信された反射波に応じた振幅信号を取得するように構成される。干渉除去部は、信号取得部により取得された振幅信号から第1閾値の大きさを超えた振幅を有する信号を除去して、振幅信号を更新するように構成される。スペクトラム取得部は、振幅信号をフーリエ変換して、周波数スペクトラムを取得するように構成される。ターゲット抽出部は、スペクトラム取得部により取得された周波数スペクトラムから、設定された第2閾値を超える少なくとも1つのターゲット成分を抽出するように構成される。第1閾値算出部は、ターゲット抽出部により抽出された少なくとも1つのターゲット成分を用いて、第1閾値を算出するように構成される。
本開示の1つの局面のレーダ装置によれば、周波数スペクトラムから、第2閾値を超える少なくとも1つのターゲット成分が抽出される。振幅信号においては、干渉信号は局所的な時間帯に混入する。そのため、振幅信号において、第1閾値を適切に設定して、振幅信号からターゲット信号を抽出することは比較的容易ではない。一方で、周波数スペクトラムにおいては、干渉信号の電力は周波数全体に亘って分散し、ターゲット信号の電力はある固有のビート周波数に集中する。そのため、周波数スペクトラムにおいて、第2閾値を適切に設定して、ターゲット信号を周波数スペクトラムから抽出することは比較的容易である。よって、上記レーダ装置では、周波数スペクトラムからターゲット成分を抽出する。抽出したターゲット成分から、振幅信号に含まれるターゲット信号の振幅が推定できる。すなわち、抽出したターゲット成分から、ターゲット信号の振幅に応じた適切な第1閾値を算出できる。したがって、適切に設定された第1閾値を用いて、振幅信号から干渉信号を除去することができる。
以下、図面を参照しながら、本開示を実施するための形態を説明する。
(第1実施形態)
<1-1.構成>
まず、第1実施形態に係るレーダ装置100の構成について、図1を参照して説明する。レーダ装置100は、Frequency Modulated Continuous Wave(以下、FMCW)方式のレーダ装置である。図2に示すように、レーダ装置100は、車両70の前方のバンパにおける車幅方向の中央に搭載されている。
(第1実施形態)
<1-1.構成>
まず、第1実施形態に係るレーダ装置100の構成について、図1を参照して説明する。レーダ装置100は、Frequency Modulated Continuous Wave(以下、FMCW)方式のレーダ装置である。図2に示すように、レーダ装置100は、車両70の前方のバンパにおける車幅方向の中央に搭載されている。
レーダ装置100は、処理装置10と、傾斜波発生器20と、送信アンテナ30と、受信アンテナ40と、K個の混合器50と、アナログデジタル変換器(以下、ADC)60と、を備える。
処理装置10は、CPU11,ROM12,RAM13、及びI/O等を備えるマイクロコンピュータを中心に構成されている。処理装置10は、送信信号の周波数を設定する周波数制御信号を生成して、生成した周波数制御信号を傾斜波発生器20へ送信する。傾斜波発生器20は、処理装置10から受信した周波数制御信号に従ってレーダ信号を生成し、生成したレーダ信号を送信アンテナ30へ送信する。また、傾斜波発生器20は、生成したレーダ信号をK個の混合器50のそれぞれへ供給する。
送信アンテナ30は、傾斜波発生器20から受信したレーダ信号に従ってチャープ変調した送信波を放射する。具体的には、図3において実線で示すように、送信アンテナ30は、変調時間Tcにおいて、周波数がfcからfc+Fまで単調変化する送信波を、処理サイクルごとに繰り返し送信する。
受信アンテナ40は、所定方向に配列されたK個(Kは2以上の整数)の受信アンテナ素子41を含む。各受信アンテナ素子41は、レーダ波がターゲットで反射されて生じた反射波を受信して、反射信号を対応する混合器50へ供給する。
K個の混合器50は、1個の受信アンテナ素子41に対して1個ずつ設けられている。各混合器50は、傾斜波発生器20から供給されたレーダ信号と、受信アンテナ素子41から供給された反射信号とを混合して、レーダ信号と反射信号との周波数の差分を周波数成分とするビート信号を生成する。レーダ信号と反射信号との周波数の差分は、ビート周波数に相当する。各混合器50は、生成したビート信号をADC60へ送信する。
ADC60は、K個の混合器50から送信されたKチャンネルのビート信号を、それぞれサンプリングして、振幅デジタル信号(以下、AD信号)を生成し、生成したKチャンネルのAD信号を処理装置10へ送信する。詳しくは、ADC60は、傾斜波発生器20とクロック同期しており、処理サイクルごとに、送信波の送信開始から決まった一定の時間オフセットした後にビート信号のサンプリングを開始し、一定の時間区間をサンプリングする。
処理装置10は、ADC60から取り込んだKチャンネル分のAD信号について、周波数解析等の信号処理を実行する。処理装置10は、CPU11がROM12等の非遷移的実体的記録媒体に格納されたプログラムコードをロードして実行することにより、信号取得部、干渉除去部、ターゲット抽出部、第1閾値算出部、上昇判定部、ピーク抽出部及び変換部の機能を実現する。これらの機能を実現する手法は、ソフトウェアに限るものではなく、その一部又は全部の機能を、論理回路やアナログ回路等を組み合わせたハードウェアを用いて実現してもよい。
<1-2.干渉信号の除去>
次に、干渉信号の除去について、図2~図9を参照して説明する。図2に示すように、車両70の近くに、他車両80が存在する状況下では、干渉が生じることがある。他車両80は、車両70と同様に、前方のバンパの中央にレーダ装置200が搭載されている。レーダ装置200は、レーダ装置100と同種のレーダ装置でもよいし、異なるレーダ装置でもよい。歩行者90は、レーダ装置100による検出対象、すなわちレーダ装置100のターゲットである。
次に、干渉信号の除去について、図2~図9を参照して説明する。図2に示すように、車両70の近くに、他車両80が存在する状況下では、干渉が生じることがある。他車両80は、車両70と同様に、前方のバンパの中央にレーダ装置200が搭載されている。レーダ装置200は、レーダ装置100と同種のレーダ装置でもよいし、異なるレーダ装置でもよい。歩行者90は、レーダ装置100による検出対象、すなわちレーダ装置100のターゲットである。
レーダ装置100は、送信波を送信し、歩行者90からの反射波を受信する。送信波が歩行者90により反射して生じる。また、レーダ装置100は、レーダ装置200から送信された送信波も受信する。レーダ装置200から送信された送信波は、ターゲットからの反射波に対して干渉波として作用する。
図3に示すように、レーダ装置200からの干渉波は、レーダ装置100からの送信波と同じ傾きでないことが多く、干渉波の周波数が送信波の周波数と交わる期間は限定される。そのため、図4に示すように、反射波に干渉波が重畳する期間は、干渉波の周波数が送信波の周波数と交わる比較的狭い期間となる。ターゲットからの反射波は、レーダ装置100とターゲット間の往復分の距離の減衰を受ける。一方、干渉波は、レーダ装置200とレーダ装置100間の片道分の距離の減衰を受ける。したがって、図4に示すように、干渉波に基づいたAD信号(以下、干渉AD信号と称する)の振幅は、ターゲットからの反射波に基づいたAD信号(以下、ターゲットAD信号と称する)の振幅よりも相当に大きくなる。
干渉AD信号とターゲットAD信号を含むAD信号を高速フーリエ変換(以下、FFT)すると、干渉AD信号に基づいた干渉成分と、ターゲットAD信号に基づいたターゲット成分とを含むFFT信号が算出される。図4に示すように、干渉成分は、周波数全域に亘って電力が分散する。一方、ターゲット成分は、ビート周波数に電力が集中する。
その結果、図5に示すように、干渉信号の電力が大きいと、FFTスペクトラムにおいてあたかもノイズフロアが上昇したかのように、周波数全域に亘りノイズ電力が上昇し、ターゲット成分がノイズに埋もれてしまい検出できなくなる。
したがって、FFT処理前のAD信号から干渉AD信号を取り除き、FFTスペクトラムにおけるノイズフロアの上昇を抑制する手法が提案されている。具体的には、上記手法では、AD信号の振幅と第1閾値とを比較し、第1閾値を超えた振幅を有するAD信号を干渉AD信号と判定して除去する。
図6に示すように、第1閾値をターゲットAD信号の振幅値よりも大きな値に設定した場合は、図7に示すように、ターゲット成分が適切に算出される。しかしながら、第1閾値を過度に大きな値に設定すると、AD信号から干渉AD信号を除去できなくなる。
一方、図8に示すように、第1閾値をターゲットAD信号の振幅値よりも小さな値に設定した場合、干渉AD信号とともにターゲットAD信号の一部も除去され、ターゲットAD信号がひずむ。その結果、図9に示すように、ターゲット成分には高調波成分が含まれる。
したがって、第1閾値をターゲットAD信号の振幅に応じて適切に設定できるとよい。しかしながら、AD信号からターゲットAD信号の振幅を推定するためには、1処理サイクル分のAD信号をメモリに保存する必要がある。通常、1処理サイクル分のAD信号はメモリに保存されないため、メモリの容量を増加させる必要性が生じる。一方、通常、FFT処理後のFFT信号はメモリに保存される。そのため、FFT信号を用いてターゲットAS信号の振幅を推定すれば、メモリを増加させる必要がない。
したがって、本実施形態では、FFT信号から少なくとも1つのターゲット成分を抽出し、抽出した少なくとも1つのターゲット成分を用いて、第1閾値を設定する。すなわち、抽出した少なくとも1つのターゲット成分と対応するターゲットAD信号の振幅値を推定し、推定したターゲットAD信号の振幅値に基づいて第1閾値を設定する。第1閾値の設定の詳細は後述する。
<1-3.信号処理>
次に、処理装置10が実行する信号処理について、図10のフローチャートを参照して説明する。処理装置10は、所定の周期で本処理を繰り返し実行する。
次に、処理装置10が実行する信号処理について、図10のフローチャートを参照して説明する。処理装置10は、所定の周期で本処理を繰り返し実行する。
まず、S10では、ADC60からKチャンネル分のAD信号を取得する。
続いて、S20では、前回の処理サイクルにおいて干渉判定フラグがオンに設定されているか否か判定する。本実施形態では、後述するように、FFT信号に基づいて干渉の有無を判定する。そのため、前回の処理サイクルにおける判定結果を用いる。干渉状況は、連続する処理サイクル間で急激に変化しないと考え得る。S20において、干渉判定フラグがオンに設定されていると判定した場合は、S30の処理へ進む。
続いて、S20では、前回の処理サイクルにおいて干渉判定フラグがオンに設定されているか否か判定する。本実施形態では、後述するように、FFT信号に基づいて干渉の有無を判定する。そのため、前回の処理サイクルにおける判定結果を用いる。干渉状況は、連続する処理サイクル間で急激に変化しないと考え得る。S20において、干渉判定フラグがオンに設定されていると判定した場合は、S30の処理へ進む。
S30では、前回の処理サイクルにおいて設定された第1閾値を用いてAD信号から干渉AD信号を除去する。第1閾値は正の値である。具体的には、次の式(1)で示すように、AD信号に含まれる各サンプリング信号の振幅値と第1閾値の大きさとを比較し、第1閾値の大きさを超えた振幅を有するサンプリング信号を除去する。ここで、mはサンプル番号、nは各処理サイクルにおいて送信される複数のチャープ波のうちの何番目のチャープ波かを示すチャープ番号、chは0~K-1の受信チャンネル番号、ad(m,n,ch)はAD信号、Th1(ch)は第1閾値、ad_rej(m,n,ch)は干渉除去後の更新したAD信号を示す。第1閾値Th1(ch)は、後述する処理において受信チャンネル毎に設定される。
さらに、式(1)で示すように、AD信号において、第1閾値Th1(ch)の大きさを超えた振幅を有するサンプリング信号の代わりに、第1閾値Th1(ch)の大きさの振幅を有するサンプリング信号を加えて、AD信号を更新する。すなわち、AD信号において、振幅が第1閾値Th1(1)よりも大きい期間では振幅を第1閾値Th1(ch)にクリッピングし、振幅が第1閾値Th1(ch)よりも小さい期間では振幅を第1閾値Th1(ch)×(-1)にクリッピングする。その後、S40の処理へ進む。
あるいは、式(2)で示すように、AD信号に含まれる各サンプリング信号の振幅値と第1閾値Th1(ch)の大きさとを比較し、第1閾値Th1(ch)の大きさを超えた振幅を有するサンプリング信号を除去する。さらに、式(2)で示すように、AD信号において、第1閾値Th1(ch)の大きさを超えた振幅を有するサンプリング信号の代わりに、振幅値が0のサンプリング信号を加える。すなわち、AD信号において、振幅の大きさが第1閾値Th1(ch)よりも大きい期間を0で埋める。
なお、0埋めは、クリッピングよりも干渉抑圧効果が大きいが、誤ってターゲットAD信号を除去した場合に、高調波成分が大きくなる。よって、干渉抑圧効果と高調波成分の抑制のどちらを重視するかに応じて、0埋めとクリッピングのいずれかを適宜選択するとよい。
一方、S20において、干渉判定フラグがオフに設定されていると判定した場合は、S30の処理を飛ばして、S40の処理へ進む。干渉がない環境下で、不要な干渉除去処理を実行して、ターゲットAD信号をひずませる可能性を低下させる。
S40では、受信チャンネル毎に、AD信号をFFT処理して、FFT信号を算出する。S30において干渉除去処理を実行した場合は、S30において更新したAD信号に対してFFT処理を実行する。また、S30において干渉除去処理を実行していない場合は、S10において取得したAD信号に対してFFT処理を実行する。具体的には、次の式(3)を用いて、AD信号を2次元フーリエ変換する。S30において干渉除去処理を実行していない場合は、式(3)におけるad_rej(m,n,ch)は、ad(m,n,ch)とする。pは0~M-1の距離ビン番号、qは0~N-1の速度ビン番号、fft(p,q,ch)はFFT信号、wind(m,n)は窓関数を示す。M、Nは2以上の整数である。
続いて、S50では、干渉判定を実行する。具体的には、次の式(4)~(7)を用いて、ノイズ電力の上昇があるか否かを判定する。まず、式(4)を用いて、受信チャンネル分のFFT信号fft(p,q,ch)の合計電力pow_ch_sum(p,q)を算出する。
次に、式(5)を用いて、算出した合計電力pow_ch_sum(p,q)のメディアン平均電力pow_medianを算出する。
次に、今回の処理サイクル以前のX1処理サイクルにおけるメディアン平均電力pow_medianの最小電力pow_min_holdを算出する。X1は例えば100とする。最小電力pow_min_holdは、レーダ装置100の熱雑音、詳しくは、受信アンテナ40から処理装置10までの受信経路における熱雑音に相当する。干渉は毎処理サイクルで必ず観測されるとは限らないため、長期間の処理サイクルにおけるメディアン平均電力pow_medianの中には、干渉が重畳していないメディアン平均電力pow_medianが含まれる。干渉が重畳していないメディアン平均電力pow_medianは、干渉が重畳しているメディアン平均電力pow_medianよりも小さい。よって、長期間の処理サイクルにおけるメディアン平均電力pow_medianの中から最小電力pow_min_holdを選択することにより、レーダ装置100の熱雑音を算出できる。
次に、干渉判定オン条件及び干渉判定オフ条件判定のどちらが成立するか判定する。具体的には、今回の処理サイクル以前のX2処理サイクル中にY回、式(6)を満たす場合に、干渉判定オン条件が成立すると判定する。X2は例えば10、Yは例えば5であり、pow_threは、例えば10dBである。
すなわち、X2処理サイクル中にY回以上、メディアン平均電力pow_medianと最小電力pow_min_holdとの差分がpow_threよりも大きい場合に、干渉判定オン条件が成立すると判定する。ひいては、干渉によるノイズ電力の上昇があると判定する。干渉判定オン条件が成立すると判定した場合、S60の処理へ進み、干渉判定フラグをオンに設定して、S80の処理へ進む。
また、今回の処理サイクル以前にX3処理サイクル連続で、式(7)を満たす場合に、干渉判定オフ条件が成立すると判定する。X3は例えば5である。すなわち、X3処理サイクル異常連続で、メディアン平均電力pow_medianと最小電力pow_min_holdとの差分が、pow_thre未満の場合に、干渉判定オフ条件が成立する。ひいては、干渉によるノイズ電力の上昇が無いと判定する。干渉判定オフ条件が成立すると判定した場合、S70の処理へ進み、干渉判定フラグをオフに設定して、S80の処理へ進む。
続いて、S80では、受信チャンネル毎に、S40において算出したFFTスペクトラムから少なくとも1つのターゲット成分を抽出し、抽出した各ターゲット成分からピーク成分を抽出する。具体的には、次の式(8)を用いて、FFTスペクトラムから、ターゲット成分として、合計電力pow_ch_sum(p,q)が第2閾値Th2よりも大きい距離ビン番号p及び速度ビン番号qの組を探索する。すなわち、式(8)を満たすビン(p,q)の組を探索する。第2閾値Th2は、例えば、メディアン平均電力pow_medianに所定値を加算して算出する。所定値は例えば5dBとする。
干渉AD信号は短い期間に観測されることが多いため、干渉AD信号に対応する干渉成分は、FFTスペクトラムの全周波数域に亘って広く分布する。そのため、FFTスペクトラムにおいて、干渉成分が第2閾値Th2を超えることはほぼない。また、干渉成分が第2閾値を超えたとしても、干渉成分のうちの一部の電力が第2閾値を超えるだけなので、後述するターゲットAD信号の振幅の推定に大きな影響を与えない。
一方、ターゲットAD信号に対応するターゲット成分は、FFTスペクトラムのビート周波数付近にのみ分布する。そのため、ターゲット成分の電力は第2閾値Th2を超える。したがって、AD信号からターゲットAD信号を分離するよりも、FFT信号からターゲット成分を分離する方が精度が良い。
続いて、次の式(9)を用いて、抽出した各ターゲット成分であるビン(p,q)の組から電力が極大となるビン(p,q)の組をピーク成分として探索する。すなわち、次の式(9)のすべてを満たすビン(p,q)の組を探索する。
なお、S80におけるピーク抽出処理は、一般的なレーダ装置の信号処理の一部であり、干渉除去のために追加する処理ではない。そのため、ピーク抽出処理の実行により、処理時間が増加することはない。
続いて、S90では、受信チャンネル毎に、ターゲットAD信号の振幅値を推定する。具体的には、次の式(10)を用いて、加算信号に対応するAD信号の振幅値を、振幅推定値amp_est(ch)として算出する。加算信号は、S80において抽出された複数のピーク成分のFFT信号を同位相で重ね合せた信号である。振幅推定値amp_est(ch)の初期値は0にし、S80において抽出したピークの数だけ、amp_est(ch)を更新する。図11に示すように、例えば、PK1,PK2,PK3の3個のピークが抽出された場合には、振幅推定値amp_est(ch)を3回更新する。p_peak,q_peakは、式(8)及び式(9)を満たす速度ビン番号及び距離ビン番号を示す。
図12に示すように、ターゲットAD信号が、第1AD信号S1と第2AD信号S2とから構成されている場合、第1AD信号S1の山と第2AD信号S2の山とが重なったときに、ターゲットAD信号の振幅値が最大になる。すなわち、ターゲット成分に含まれる複数のピーク成分を同位相で重ね合せた加算信号に対応するAD信号の振幅値は、ターゲットAD信号が取り得る最大の振幅値に相当する。S90では、ターゲットAD信号が取り得る最大の振幅値として、振幅推定値amp_est(ch)を算出する。
続いて、S100では、式(11)に示すように、受信チャンネル毎に、S90において算出した振幅推定値amp_est(ch)に係数coefを乗算して、第1閾値Th(ch)を算出する。係数coefは1以上の値である。係数coefの値を大きくするほど、干渉抑圧効果は小さくなるが、誤ってターゲット信号を除去する可能性が低くなる。係数coefの値は、1以上で適宜設定するとよい。
続いて、S110では、S80において抽出したピーク成分を用いて、車両70の走行を支援するための処理を実行する。具体的には、ターゲットの方位推定、トラッキング、クラスタリングなどの処理を実行する。以上で、本処理を終了する。
<1-4.効果>
以上説明した第1実施形態によれば、以下の効果が得られる。
(1)FFTスペクトラムから、第2閾値Th2を超える少なくとも1つのターゲット成分が抽出される。そして、抽出したターゲット成分から、ターゲットAD信号の振幅値が推定される。さらに、推定された振幅値から第1閾値Th1(ch)が算出される。さらに、算出された第1閾値Th1(ch)を用いて、AD信号から干渉AD信号が除去される。したがって、適切に設定した第1閾値Th1(ch)を用いて、AD信号から干渉AD信号を除去することができる。
以上説明した第1実施形態によれば、以下の効果が得られる。
(1)FFTスペクトラムから、第2閾値Th2を超える少なくとも1つのターゲット成分が抽出される。そして、抽出したターゲット成分から、ターゲットAD信号の振幅値が推定される。さらに、推定された振幅値から第1閾値Th1(ch)が算出される。さらに、算出された第1閾値Th1(ch)を用いて、AD信号から干渉AD信号が除去される。したがって、適切に設定した第1閾値Th1(ch)を用いて、AD信号から干渉AD信号を除去することができる。
(2)今回の処理サイクルにおいて算出した第1閾値Th1(ch)を用いて干渉信号を除去する場合、AD信号をメモリに保存しておく必要がある。そして、今回の処理サイクルにおいて、第1閾値Th1(ch)を算出した後に、メモリに保存したAD信号から干渉信号を除去し、干渉信号を除去したAD信号から再度FFTスペクトルを算出する必要がある。そのため、必要なメモリ容量が増加するとともに、各処理サイクルの処理時間が増加する。これに対して、前回の処理サイクルにおいて算出された第1閾値Th1(ch)を用いることにより、必要なメモリ容量を抑制することができるとともに、各処理サイクルの処理時間を抑制することができる。
(3)各処理サイクルにおいてノイズ電力の上昇の有無が判定され、ノイズ電力の上昇有りと判定された場合に限って、AD信号から干渉AD信号を除去する処理が実行される。これにより、ターゲットAD信号をひずませるリスクを低下させることができる。
(4)前回の処理サイクルにおいてノイズ電力の上昇有りと判定された場合に、AD信号から干渉AD信号を除去する処理を実行することにより、各処処理サイクルにおける処理時間を抑制することができる。
(5)干渉信号の除去においてクリッピングを実行することにより、誤ってターゲットAD信号を除去した場合に、高調波成分を抑制することができる。
(6)複数のピーク成分を同位相で重ね合せることにより、AD信号の振幅値としてなり得る最大振幅値を、振幅推定値amp_est(ch)として算出できる。そして、算出したに振幅推定値amp_est(ch)基づいて第1閾値Th1(ch)を算出することにより、誤ってターゲットAD信号を除去することを抑制できる。
(6)複数のピーク成分を同位相で重ね合せることにより、AD信号の振幅値としてなり得る最大振幅値を、振幅推定値amp_est(ch)として算出できる。そして、算出したに振幅推定値amp_est(ch)基づいて第1閾値Th1(ch)を算出することにより、誤ってターゲットAD信号を除去することを抑制できる。
(第2実施形態)
<2-1.第1実施形態との相違点>
第2実施形態は、基本的な構成は第1実施形態と同様であるため、共通する構成については説明を省略し、相違点を中心に説明する。なお、第1実施形態と同じ符号は、同一の構成を示すものであって、先行する説明を参照する。
<2-1.第1実施形態との相違点>
第2実施形態は、基本的な構成は第1実施形態と同様であるため、共通する構成については説明を省略し、相違点を中心に説明する。なお、第1実施形態と同じ符号は、同一の構成を示すものであって、先行する説明を参照する。
前述した第1実施形態では、S90において、処理装置10は、複数のピーク成分からターゲットAD信号の振幅値を推定した。これに対し、第2実施形態では、S90において、処理装置10は、複数のピーク成分だけでなく、複数のターゲット成分に含まれるすべてのFFT信号を用いてターゲットAD信号の振幅値を推定する点で、第1実施形態と相違する。
<2-2.ターゲットAD信号の振幅推定>
次に、第2実施形態において、処理装置10が実行するターゲットAD信号の振幅値の推定処理について説明する。第2実施形態では、式(12)を用いて、式(8)を満たす複数のビン(p,q)の組におけるFFT信号、すなわち、複数のターゲット成分に含まれる各FFT信号を、同位相で重ね合せた加算信号に対応するAD信号の振幅値を、振幅推定値amp_est(ch)として算出する。振幅推定値amp_est(ch)の初期値は0にし、式(8)を満たすビンの組(p,q)の数だけ、振幅推定値amp_est(ch)を更新する。p_above,q_aboveは、式(8)を満たす速度ビン番号及び距離ビン番号を示す。
次に、第2実施形態において、処理装置10が実行するターゲットAD信号の振幅値の推定処理について説明する。第2実施形態では、式(12)を用いて、式(8)を満たす複数のビン(p,q)の組におけるFFT信号、すなわち、複数のターゲット成分に含まれる各FFT信号を、同位相で重ね合せた加算信号に対応するAD信号の振幅値を、振幅推定値amp_est(ch)として算出する。振幅推定値amp_est(ch)の初期値は0にし、式(8)を満たすビンの組(p,q)の数だけ、振幅推定値amp_est(ch)を更新する。p_above,q_aboveは、式(8)を満たす速度ビン番号及び距離ビン番号を示す。
図13に示すように、ターゲット成分に9組のビンBin1~Bin9が含まれている場合には、振幅推定値amp_est(ch)を9回更新する。9組のビンBin1~Bin9には、ピークに相当する3組のビンBin3,Bin7,Bin9が含まれている。
<2-3.効果>
以上説明した第2実施形態によれば、前述した第1実施形態の効果(1)~(6)と同様の効果を奏する。
以上説明した第2実施形態によれば、前述した第1実施形態の効果(1)~(6)と同様の効果を奏する。
(第3実施形態)
<3-1.第1実施形態との相違点>
第3実施形態は、基本的な構成は第1実施形態と同様であるため、共通する構成については説明を省略し、相違点を中心に説明する。なお、第1実施形態と同じ符号は、同一の構成を示すものであって、先行する説明を参照する。
<3-1.第1実施形態との相違点>
第3実施形態は、基本的な構成は第1実施形態と同様であるため、共通する構成については説明を省略し、相違点を中心に説明する。なお、第1実施形態と同じ符号は、同一の構成を示すものであって、先行する説明を参照する。
前述した第1実施形態では、S90において、処理装置10は、複数のピーク成分を同位相で重ね合せた加算信号に基づいて、ターゲットAD信号が取り得る最大の振幅値に相当する振幅推定値amp_est(ch)を算出した。これに対して、第3実施形態では、S90において、処理装置10は、ターゲットAD信号が単一の周波数信号であることを仮定して、振幅推定値amp_est(ch)を算出する点で、第1実施形態と相違する。
<3-2.ターゲットAD信号の振幅推定>
次に、第3実施形態において、処理装置10が実行するターゲットAD信号の振幅値の推定処理について説明する。第3実施形態では、受信チャンネル毎に、式(13)を用いて、式(8)を満たすビンの組(p,q)における電力値を加算して、加算電力値pow_est(ch)を算出する。加算電力値pow_est(ch)の初期値は0にし、式(8)を満たすビンの組(p,q)の数だけ、加算電力値pow_est(ch)を更新する。
次に、第3実施形態において、処理装置10が実行するターゲットAD信号の振幅値の推定処理について説明する。第3実施形態では、受信チャンネル毎に、式(13)を用いて、式(8)を満たすビンの組(p,q)における電力値を加算して、加算電力値pow_est(ch)を算出する。加算電力値pow_est(ch)の初期値は0にし、式(8)を満たすビンの組(p,q)の数だけ、加算電力値pow_est(ch)を更新する。
次に、ターゲットAD信号が単一周波数信号であると仮定して、式(14)を用いて、加算電力値pow_est(ch)と等価な単一周波数のAD信号の振幅値を、振幅推定値amp_est(ch)として算出する。
第1実施形態では、振幅推定値amp_est(ch)として、すべてのピーク成分の位相が一致した場合におけるターゲットAD信号の振幅値を推定する。また、第2実施形態では、振幅推定値amp_est(ch)として、ターゲット成分に含まれるすべてのFFT信号の位相が一致した場合におけるターゲットAD信号の振幅値を推定する。そのため、第1及び第2実施形態では、振幅推定値amp_est(ch)が、実際のターゲットAD信号の振幅値よりも大きくなることが多い。
一方、第3実施形態では、ターゲットAD信号が単一周波数信号であることを仮定して、加算電力値pow_est(ch)と等価な単一周波数のAD信号の振幅値を、振幅推定値amp_est(ch)として算出する。レーダ装置100により観測される複数の反射波のうち、1つの反射信号が他の反射信号に比べて十分に大きい場合には、ターゲットAD信号が単一周波数信号であるという仮定が成り立つ。そして、一般に、レーダ装置100が受信する反射信号は、複数の反射信号のうちの1つの反射信号が大きく、他の反射信号が小さいという特徴を有する。上記仮定が成り立つ場合、第3実施形態における振幅推定値amp_est(ch)は、第1及び第2実施形態における振幅推定値amp_est(ch)よりも推定精度が高くなる。
<3-3.効果>
以上説明した第3実施形態によれば、前述した第1実施形態の効果(1)~(5)に加えて、以下の効果を奏する。
以上説明した第3実施形態によれば、前述した第1実施形態の効果(1)~(5)に加えて、以下の効果を奏する。
(7)レーダ装置100により観測される複数の反射信号のうち、1つの反射信号が他の反射信号に比べて十分に大きい場合には、ターゲットAD信号が単一周波数信号であることを仮定して、精度良くターゲットAD信号の振幅を推定することができる。ひいては、精度の良い第1閾値Th1(ch)を設定することができる。
(第4実施形態)
<4-1.第1実施形態との相違点>
第4実施形態は、基本的な構成は第1実施形態と同様であるため、共通する構成については説明を省略し、相違点を中心に説明する。なお、第1実施形態と同じ符号は、同一の構成を示すものであって、先行する説明を参照する。
<4-1.第1実施形態との相違点>
第4実施形態は、基本的な構成は第1実施形態と同様であるため、共通する構成については説明を省略し、相違点を中心に説明する。なお、第1実施形態と同じ符号は、同一の構成を示すものであって、先行する説明を参照する。
前述した第1実施形態では、S90において、複数のピーク成分を同位相で重ね合せた加算信号に基づいて、振幅推定値amp_est(ch)を算出した。これに対し、第4実施形態では、S90において、ターゲット成分に含まれるすべてのFFT信号を逆フーリエ変換して、振幅推定値amp_est(ch)を算出する点で、第1実施形態と相違する。
<4-2.ターゲットAD信号の振幅推定>
次に、第4実施形態において、処理装置10が実行するターゲットAD信号の振幅値の推定処理について説明する。第4実施形態では、受信チャンネル毎に、式(15)を用いて、FFTスペクトラムからターゲット成分を抽出した抽出信号fft_above(p,q,ch)を生成する。抽出信号fft_above(p,q,ch)は、各受信チャンネルにおいて、FFT信号の合計電力値が第2閾値Th2を超えるビンの組(p,q)におけるFFT信号の値はそのままにし、FFT信号の値が第2閾値Th2以下であるビンの組(p,q)におけるFFT信号の値を0にした信号に相当する。すなわち、図14に点線で示すように、各ターゲット成分から第2閾値Th2を超えるFFT信号を抽出する。
次に、第4実施形態において、処理装置10が実行するターゲットAD信号の振幅値の推定処理について説明する。第4実施形態では、受信チャンネル毎に、式(15)を用いて、FFTスペクトラムからターゲット成分を抽出した抽出信号fft_above(p,q,ch)を生成する。抽出信号fft_above(p,q,ch)は、各受信チャンネルにおいて、FFT信号の合計電力値が第2閾値Th2を超えるビンの組(p,q)におけるFFT信号の値はそのままにし、FFT信号の値が第2閾値Th2以下であるビンの組(p,q)におけるFFT信号の値を0にした信号に相当する。すなわち、図14に点線で示すように、各ターゲット成分から第2閾値Th2を超えるFFT信号を抽出する。
続いて、式(16)を用いて、生成した抽出信号fft_above(p,q,ch)を逆フーリエ変換して、逆フーリエ信号ad_above(m,n,ch)を算出する。図15に示すように、逆フーリエ信号ad_above(m,n,ch)は、干渉AD信号が除去されたAD信号に相当する。
さらに、式(17)に示すように、逆フーリエ信号ad_above(m,n,ch)のうち、m,nについての最大値を、各受信チャンネルにおける振幅推定値amp_est(ch)として算出する。
第4実施形態における振幅推定値amp_est(ch)の算出は、第1~第3実施形態における振幅推定値amp_est(ch)の算出と比べて、処理時間が大きくなる。しかしながら、第4実施形態では、第1及び第2実施形態のようにすべてのFFT信号が同位相であることを仮定していない。また、第4実施形態では、第3実施形態のように複数の反射信号のうちの1つの反射信号が大きく、他の反射信号が小さいということを仮定していない。よって、第4実施形態における振幅推定値amp_est(ch)は、第1~第3実施形態における振幅推定値amp_est(ch)よりも、推定精度が高くなる。
<4-3.効果>
以上説明した第4実施形態によれば、前述した第1実施形態の効果(1)~(5)に加えて、以下の効果を奏する。
以上説明した第4実施形態によれば、前述した第1実施形態の効果(1)~(5)に加えて、以下の効果を奏する。
(8)複数のターゲット成分に含まれるFFT信号を抽出して逆フーリエ変換することにより、AD信号から干渉AD信号が除外されたターゲットAD信号が算出される。算出されたターゲットAD信号のうちの最大値に基づいて、高精度に第1閾値Th1(ch)を算出することができる。
(他の実施形態)
以上、本開示を実施するための形態について説明したが、本開示は上述の実施形態に限定されることなく、種々変形して実施することができる。
以上、本開示を実施するための形態について説明したが、本開示は上述の実施形態に限定されることなく、種々変形して実施することができる。
(a)本開示に記載のレーダ装置100及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載のレーダ装置100及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載のレーダ装置100及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されてもよい。レーダ装置100に含まれる各部の機能を実現する手法には、必ずしもソフトウェアが含まれている必要はなく、その全部の機能が、一つあるいは複数のハードウェアを用いて実現されてもよい。
(b)上記実施形態における1つの構成要素が有する複数の機能を、複数の構成要素によって実現したり、1つの構成要素が有する1つの機能を、複数の構成要素によって実現したりしてもよい。また、複数の構成要素が有する複数の機能を、1つの構成要素によって実現したり、複数の構成要素によって実現される1つの機能を、1つの構成要素によって実現したりしてもよい。また、上記実施形態の構成の一部を省略してもよい。また、上記実施形態の構成の少なくとも一部を、他の上記実施形態の構成に対して付加又は置換してもよい。
(c)上述したレーダ装置の他、当該レーダ装置を構成要素とするシステム、当該レーダ装置としてコンピュータを機能させるためのプログラム、このプログラムを記録した半導体メモリ等の非遷移的実態的記録媒体、干渉除去方法など、種々の形態で本開示を実現することもできる。
10…処理装置、30…送信アンテナ、40…受信アンテナ、100…レーダ装置。
Claims (9)
- 処理サイクル毎に、送信波を送信するように構成された送信アンテナ(30)と、
前記送信波が反射されて生じた反射波を受信するように構成された受信アンテナ(40)と、
前記受信アンテナにより受信された前記反射波に応じた振幅信号を取得するように構成された信号取得部(10,S10)と、
前記信号取得部により取得された前記振幅信号から第1閾値の大きさを超えた振幅を有する信号を除去して、前記振幅信号を更新するように構成された干渉除去部(10,S30)と、
前記振幅信号をフーリエ変換して、周波数スペクトラムを取得するように構成されたスペクトラム取得部(10,S40)と、
前記スペクトラム取得部により取得された前記周波数スペクトラムから、設定された第2閾値を超える少なくとも1つのターゲット成分を抽出するように構成されたターゲット抽出部(10,S80)と、
前記ターゲット抽出部により抽出された前記少なくとも1つのターゲット成分を用いて、前記第1閾値を算出するように構成された第1閾値算出部(10,S100)と、を備える、
レーダ装置。 - 前記干渉除去部は、今回の処理サイクルよりも前の処理サイクルにおいて、前記第1閾値算出部により算出された前記第1閾値を用いるように構成されている、
請求項1に記載のレーダ装置。 - 前記スペクトラム取得部により取得された前記周波数スペクトラムにおけるノイズ電力の上昇の有無を判定するように構成された上昇判定部(10,S50)を更に備え、
前記干渉除去部は、前記上昇判定部によりノイズ電力の上昇有りと判定された場合に、前記振幅信号を更新するように構成されている、
請求項1又は2に記載のレーダ装置。 - 前記干渉除去部は、前回の処理サイクルにおいて前記上昇判定部によりノイズ電力の上昇有りと判定された場合に、前記振幅信号を更新するように構成されている、
請求項3に記載のレーダ装置。 - 前記干渉除去部は、前記振幅信号において、前記第1閾値を超えた振幅を有する信号の代わりに、前記第1閾値の大きさの振幅を有する信号で置き換えるように構成されている、
請求項1~4のいずれか1項に記載のレーダ装置。 - 前記ターゲット抽出部により抽出された前記少なくとも1つのターゲット成分から少なくとも1つのピーク成分を抽出するように構成されたピーク抽出部(10,S80)を更に備え、
前記第1閾値算出部は、前記ピーク抽出部により抽出された前記少なくとも1つのピーク成分を同位相で重ね合せた加算信号に基づいて、前記第1閾値を算出するように構成されている、
請求項1~5のいずれか1項に記載のレーダ装置。 - 前記第1閾値算出部は、前記ターゲット抽出部により抽出された前記少なくとも1つのターゲット成分を同位相で重ね合せた加算信号に基づいて、前記第1閾値を算出するように構成されている、
請求項1~5のいずれか1項に記載のレーダ装置。 - 前記第1閾値算出部は、前記ターゲット抽出部により抽出された前記少なくとも1つのターゲット成分の合計電力に基づいて、前記第1閾値を算出するように構成されている、
請求項1~5のいずれか1項に記載のレーダ装置。 - 前記ターゲット抽出部により抽出された前記少なくとも1つのターゲット成分を逆フーリエ変換して逆フーリエ信号を算出するように構成された変換部(10,S100)を備え、
前記第1閾値算出部は、前記変換部により算出された逆フーリエ信号のうちの最大値に基づいて、前記第1閾値を算出するように構成されている、
請求項1~5のいずれか1項に記載のレーダ装置。
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小林 遼爾 ほか,ゼロ挿入補間干渉抑圧法を適用したFMCWレーダにおける検出誤り発生メカニズムと閾値設計に関する検討,電子情報通信学会技術研究報告,日本,一般社団法人電子情報通信学会,2018年08月23日,第118巻 第200号,Pages: 1-6,ISSN: 0913-5685 |
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