KR102099388B1 - 안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 방법 및 장치 - Google Patents

안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 방법 및 장치 Download PDF

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안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 방법이 개시된다. N개의 실제 안테나가 일렬로 등간격 d 로 이격 배치된 ULA 안테나에서, i 번째(단, i는 1이상의 자연수)부터 (N-2+i)번째까지의 안테나들을 통해 받은 수신신호들의 위상과 (N-1+i)번째 안테나로 받은 수신신호의 위상 간의 관계를 나타내는 변환행렬을 구한다. 구해진 변환행렬을 (i+1)번째부터 (N-1+i)번째까지의 안테나들을 통해 받은 수신신호들의 위상에 해당하는 값에 곱해서 새로운 (N+i)번째 가상 안테나를 통해 수신한 가상 수신신호의 위상을 생성한다. i번째부터 (N-1+i)번째까지의 안테나들을 통해 받은 수신신호들의 크기들의 평균을 구해 상기 (N+i) 번째 가상 안테나를 통해 수신한 상기 가상 수신신호의 크기 성분을 구한다. 변환행렬, 가상 수신신호의 위상 성분과 크기 성분을 구하는 것을 가상 안테나의 개수 i를 하나씩 증가시키면서 미리 설정된 문턱값(M)과 같아질 때까지 반복적으로 수행한다. 구한 가상의 수신신호와 실제 안테나로 받은 수신신호를 함께 DOA 추정 알고리즘의 입력으로 사용하여 레이더 수신신호의 DOA를 산출한다.

Description

안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 방법 및 장치 {Method of estimating direction of arrival of radar signal based on antenna array extrapolation and apparatus for the same}
본 발명은 레이더 수신 신호의 도착방향(direction of arrival: DOA) 추정 기술에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 균일 선형 배열(uniform linear array: ULA) 안테나를 기반으로 외삽법(extrapolation)을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 성능 향상을 위한 방법과 이를 위한 장치에 관한 것이다.
자율 주행 차량 시스템에서 가장 중요한 문제 중 하나는 사람의 안전이다. 예기치 않은 자동차 사고를 예방하기 위해 카메라, 무선 탐지 및 거리 측정 (radio detection and ranging: RADAR) 및 광 탐지 및 거리 측정 (light detection and ranging: LIDAR)과 같은 많은 센서가 자율 차량에 사용되고 있다. 다양한 타겟 감지 센서들 중에서 악천후에 사용될 수 있는 레이더가 널리 연구되고 있다.
예를 들어, 레이더 시스템으로부터 전방으로 2대의 차량이 서로 인접하여 거의 같은 거리만큼 이격되어 있는 경우를 고려한다. 레이더 시스템은 전방의 차량이 1대가 아닌 2대가 존재한다고 인식할 수 있어야 한다. 타겟들의 속도 및 거리(range)가 비슷한 경우, 복수의 타겟을 구분하기 위해 타겟의 DOA을 정확하게 추정하는 것이 중요하다.
그간 최소한의 안테나 및 최소한의 안테나 간격을 이용해서 최대한의 DOA 추정 성능을 내기 위해 많은 기법들이 개발되어 왔다. 각도 추정 알고리즘에는 다중 신호 분류 (multiple signal classification: MUSIC) 알고리즘, 회전 불변 기법을 통한 신호 파라미터의 추정(estimation of signal parameters via rotational invariance technique: ESPRIT) 알고리즘과 같은 고해상도 DOA 추정 알고리즘 등이 있다. 또한 최근 몇 년 동안에는 MUSIC 알고리즘보다 신호 대 잡음비(SNR)의 영향을 덜 받는 바틀렛(Bartlett) 알고리즘이 관심을 받고 많이 사용되고 있다. MUSIC 알고리즘은 계산량이 많고, 타겟의 갯수를 미리 알아야 하고, 신호 대 잡음비(Signal to Noise Ratio, 이하 SNR)에 영향을 많이 받는다. 이러한 단점이 적은 Bartlett 알고리즘이 차량용 DOA 추정 알고리즘으로 많이 사용되고 있다. 하지만, 두 개 이상의 타겟이 가까운 곳에 인접해 있을 때, 기존의 도착방향 추정 알고리즘(Bartlett, MUSIC) 등을 사용해서는 분리하지 못하였다.
레이더의 수신신호 도착방향 측정 시 분해능을 높이기 위해서는 안테나 수를 늘리는 것이 좋다. 하지만 실제의 물리적 안테나의 수를 늘리면 그것들이 차지하는 공간이 넓어지는 문제가 있다. 실제 안테나 수를 늘리는 대신 그것을 이용한 가상의 안테나를 만들어 전체 안테나 수가 늘어난 효과를 얻을 수 있다. 기존의 방법은 늘릴 수 있는 가상 안테나의 개수가 실제 안테나 수에 영향을 받는 방식이어서 한계가 있었다. 또한, DOA 추정 성능이 엄청나게 향상되지는 않기 때문에 큰 애퍼쳐 사이즈(aperture size)를 가지는 안테나 배열을 사용해야 한다. 이에 따라 그레이팅 로브(grating lobe)가 발생하는 문제가 있었다.
본 발명은 ULA 안테나에 대한 안테나 어레이 외삽을 이용하여 인접한 타겟들의 분해능을 향상시키기 위한 레이더 수신신호의 도착방향 추정방법을 제공하기 위한 것이다.
본 발명은 ULA 안테나에서 적은 안테나 수와 작은 안테나 애퍼쳐 사이즈를 사용하여 시야각(field of view: FOV) 범위 내에서 그레이팅 로브가 생성되는 것을 막아 레이더 수신신호의 도착방향 분해능을 향상시킬 수 있는 도착방향 추정방법을 제공하기 위한 것이다.
또한, 본 발명은 이러한 도착방향 추정방법을 실행하기 위한 장치를 제공하기 위한 것이다.
상기 목적을 달성하기 위한 실시예들에 따른 안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 방법은, N개의 실제 안테나가 일렬로 등간격(d )으로 이격 배치된 ULA 안테나에서, i 번째(단, i는 1이상의 자연수)부터 (N-2+i)번째까지의 안테나들을 통해 받은 수신신호들의 위상과 (N-1+i)번째 안테나로 받은 수신신호의 위상 간의 관계를 나타내는 변환행렬(Transformation Matrix)을 구하는 단계와, 구해진 변환행렬을 (i+1)번째부터 (N-1+i)번째까지의 안테나들을 통해 받은 수신신호들의 위상에 해당하는 값에 곱해서 새로운 (N+i)번째 가상 안테나를 통해 수신한 가상 수신신호의 위상을 생성하는 단계와, i번째부터 (N-1+i)번째까지의 안테나들을 통해 받은 수신신호들의 크기들의 평균을 구해 상기 (N+i) 번째 가상 안테나를 통해 수신한 상기 가상 수신신호의 크기 성분을 구하는 단계를 포함한다. 또한, 도착방향 추정 방법은 또한 상기 변환행렬을 구하는 단계와, 상기 가상 수신신호의 위상을 생성하는 단계와, 상기 가상 수신신호의 크기 성분을 구하는 단계를 가상 안테나의 개수 i를 하나씩 증가시키면서 상기 개수 i가 미리 설정된 문턱값(M)과 같아질 때까지 반복적으로(recursively) 수행하는 단계를 포함한다.
상기 도착방향 추정 방법의 일 실시예에 있어서, 상기 문턱값(M)은 적어도 신호 대 잡음 비(SNR) 및 상기 안테나들의 간격을 고려하여, 1 이상 3N 이하의 범위에서 정해질 수 있다.
상기 도착방향 추정 방법의 일 실시예에 있어서, 상기 문턱값(M)과 같은 개수의 가상의 수신신호와 상기 N개의 실제 안테나로 직접 받은 수신신호를 함께 이용하여 소정의 DOA 추정 알고리즘을 수행함으로써 DOA를 산출하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 도착방향 추정 방법의 일 실시예에 있어서, 상기 소정의 DOA 추정 알고리즘은 바틀렛 알고리즘일 수 있다.
상기 도착방향 추정 방법의 일 실시예에 있어서, 상기 안테나 간격(d)은 상기 수신신호의 파장(λ)보다 크지 않는 것일 수 있다.
상기 도착방향 추정 방법의 일 실시예에 있어서, 상기 변환행렬은 상기 수신신호들 간의 관계에 기초하여 선형 최소 제곱 (Linear Least Square: LLS) 방법을 사용하여 구해질 수 있다.
상기 도착방향 추정 방법의 일 실시예에 있어서, 전방의 타겟으로부터 반사되어 되돌아오는 시간 도메인의 무선신호를 N개의 실제 안테나가 수신하는 단계; 수신된 시간 도메인의 무선신호를 주파수 도메인의 신호로 변환하는 단계; 및 변환된 주파수 도메인의 신호 중 비트 주파수에 해당하는 신호를 시간 도메인의 신호로 변환하는 단계를 더 포함할 수 있다. 또한, 상기 변환행렬을 구하는 데 이용되는 신호는 비트 주파수에 해당하는 신호에 대응하는 시간 도메인 신호일 수 있다.
상기 도착방향 추정 방법의 일 실시예에 있어서, 상기 '주파수 도메인의 신호로 변환하는 단계'는, 상기 '수신된 시간 도메인의 무선신호를' 힐버트 변환을 이용하여 복소수 신호 형태로 변환하는 단계; 상기 복소수 신호에 대하여 푸리에변환을 수행하는 주파수 도메인의 신호로 변환하는 단계; 및 변환된 주파수 도메인의 신호를 캘리브레이션 하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 도착방향 추정 방법의 일 실시예에 있어서, 상기 '비트 주파수에 해당하는 신호를 시간 도메인의 신호로 변환하는 단계'는, 변환된 주파수 도메인의 신호 중에서 비트 주파수에 해당하는 신호를 추출하는 단계; 및 추출한 비트 주파수에 해당하는 신호를 역 푸리에변환하여 시간 도메인의 신호로 변환하는 단계를 포함할 수 있다.
한편, 상기 목적을 달성하기 위한 실시예들에 따른 안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정장치는 ULA 안테나, 패스밴드부, 그리고 데이터 처리부를 포함한다. 상기 ULA 안테나는 전방으로 송출된 레이더 신호가 반사되어 되돌아오는 레이더 신호를 수신하는 N개의 실제 안테나를 포함하며, 상기 N개의 실제 안테나는 일렬로 등간격 (d)으로 이격 배치된다. 상기 패스밴드부는 상기 ULA 안테나를 통해 수신된 수신신호의 중간주파수 신호를 추출하여 디지털 신호로 변환한다. 상기 데이터 처리부는 상기 패스밴드부로부터 제공되는 디지털 형태의 수신신호를 이용하여, i 번째(단, i는 1이상의 자연수)부터 (N-2+i)번째까지의 안테나들을 통해 받은 수신신호들의 위상과 (N-1+i)번째 안테나로 받은 수신신호의 위상 간의 관계를 나타내는 변환행렬(Transformation Matrix)을 구하는 기능; 구해진 변환행렬을 (i+1)번째부터 (N-1+i)번째까지의 안테나들을 통해 받은 수신신호들의 위상에 해당하는 값에 곱해서 새로운 (N+i)번째 가상 안테나를 통해 수신한 가상 수신신호의 위상을 생성하는 기능; i번째부터 (N-1+i)번째까지의 안테나들을 통해 받은 수신신호들의 크기들의 평균을 구해 상기 (N+i) 번째 가상 안테나를 통해 수신한 상기 가상 수신신호의 크기 성분을 구하는 기능; 및 상기 변환행렬을 구하는 것과, 상기 가상 수신신호의 위상을 생성하는 것과, 상기 가상 수신신호의 크기 성분을 구하는 것을 가상 안테나의 개수 i를 하나씩 증가시키면서 상기 개수 i가 미리 설정된 문턱값(M)과 같아질 때까지 반복적으로(recursively) 수행하는 기능을 포함한다.
상기 도착방향 추정장치의 일 실시예에 있어서, 상기 문턱값(M)은 적어도 신호 대 잡음 비(SNR) 및 상기 안테나들의 간격을 고려하여 1 이상 3N 이하의 범위에서 정해질 수 있다.
상기 도착방향 추정장치의 일 실시예에 있어서, 상기 데이터 처리부는 상기 문턱값(M)과 같은 개수의 가상의 수신신호와 상기 N개의 실제 안테나로 직접 받은 수신신호를 함께 이용하여 소정의 DOA 추정 알고리즘을 수행함으로써 DOA를 산출하는 기능을 더 포함할 수 있다.
상기 도착방향 추정장치의 일 실시예에 있어서, 상기 변환행렬은 상기 수신신호들 간의 관계에 기초하여 선형 최소 제곱 (Linear Least Square: LLS) 방법을 사용하여 구할 수 있다.
상기 도착방향 추정장치의 일 실시예에 있어서, 상기 N개의 실제 안테나들의 안테나 간격(d)은 상기 수신신호의 파장(λ)보다 크지 않는 것일 수 있다.
본 발명은 타겟으로부터 반사되어 돌아오는 실제 수신신호들 간의 관계에 기초한 외삽법(extrapolation)을 통해 가상의 안테나를 만든다. 본 발명에 의하면, 로그-영역에서 선형 예측 안테나 어레이 외삽을 이용하여 가상으로 생성할 수 있는 안테나의 개수를 많이 늘릴 수 있다. 많은 수의 가상 안테나를 실제 안테나와 함께 이용하여, 생성되는 빔의 메인 로브(main lobe)를 샤프하게(sharply) 만들 수 있다. 샤프한 메인 로브를 만들 수 있으므로, 가까이 인접한 복수의 타겟들을 구분해 낼 수 있는 능력이 크게 향상될 수 있다. 본 발명에 따른 방법은 적은 수의 안테나를 사용하는 경우에도 많은 안테나가 있을 때와 같은 효과를 낼 수 있다. 본 발명에 따르면, 기존의 외삽법과는 달리 가상 안테나의 수를 실제의 물리적 안테나 수의 적어도 3배 이상으로 증가시킬 수 있다. 본 발명은 선형 예측 확장을 이용하여 가상 안테나 수를 많이 늘릴 수 있고, 그에 따라 분해능 향상 정도도 더욱 커진다.
본 발명에 의하면, 작은 안테나 애퍼쳐 크기(antenna aperture size)를 사용할 수 있다. 그에 따라, 시야각 (FOV) 범위 내에서 그레이팅 로브가 생성되는 것을 방지할 수 있다. 이런 점 때문에, 본 발명은 안테나 애퍼쳐 크기가 작은 경우에도 상당히 높은 분해능을 가질 수 있게 해준다. 달리 말하면, 본 발명은 종래 기술에 비해 같은 사이즈를 갖는 안테나를 사용하였을 때, 더 좋은 DOA 추정 성능을 제공할 수 있다. 나아가, 안테나가 차지하는 공간을 크게 줄일 수 있고, 더 적은 안테나를 사용하는 것이 가능해짐에 따라 시스템을 구성하는 데 드는 비용도 크게 절감할 수 있다. 그레이팅 로브가 생기지 않기 때문에 그레이팅 로브 (grating lobe)가 실제 타겟으로 오판되는 경우가 생기지 않는다. 즉, 제한된 안테나 구경 크기에서 좁은 빔 폭과 낮은 사이드 로브와 낮은 그레이팅 로브를 동시에 가지므로, 고해상도를 실현할 수 있다.
본 발명은 자율주행 차량용 레이더에 적용할 수 있다. 향상된 분해능을 통해 전방에 근접해 있는 복수 대의 차량들을 한 대로 오인하지 않고 실제 차량 대수만큼 정확하게 인식할 수 있게 해준다. 이에 의해 정확한 전방 감시가 가능하고 차량 충돌 사고 등을 효과적으로 예방할 수 있다.
도 1은 N개의 안테나가 ULA의 형태로 배열된 ULA 안테나의 무선신호 수신을 도시한다.
도 2는 본 발명에 따른 방법을 실시하기 위한 시스템의 구성을 예시한다.
도 3은 본 발명에 따른 방법에 기초한 수신신호의 DOA의 추정 절차를 나타내는 흐름도이다.
도 4는 도 3의 흐름도의 단계 S200의 구체적인 실행 절차를 나타낸다.
도 5는 도 3의 흐름도의 단계 S300의 구체적인 실행 절차를 나타낸다.
도 6은 도 3의 흐름도의 단계 S400의 구체적인 실행 절차를 나타낸다.
도 7은 도 2의 시스템의 DSP에서 본 발명에 따른 방법에 기초한 수신신호의 DOA 추정을 위한 연산과정을 도시한다.
도 8은 본 발명에 따른 가상 안테나를 이용한 가상 안테나 수신신호를 증가시키는 방법을 개념적으로 도시한다.
도 9는 4개의 실제 안테나로 구성된 ULA 수신 안테나에서 본 발명의 실시예에 따른 방법으로 가상 수신신호를 생성하는 과정을 도시적으로 보여준다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 DOA 추정방법을 구현한 차량용 레이더 시스템이 전방의 2대의 차량을 인식하는 상황을 나타낸다.
도 11은 실제의 안테나 배열과 가상 안테나를 이용한 확장 배열 각각에 대한 바틀렛 의사 스펙트럼(Bartlett pseudospectrum)을 예시한다.
이하에서는 첨부한 도면을 참조하면서 본 발명의 실시예에 관해 구체적으로 설명한다.
도 1은 N개의 동일한 안테나가 일렬로 등간격 d 로 이격 배치된 ULA 안테나(100)에서 전방의 타겟으로부터 반사되어 되돌아오는 무선신호를 수신하는 것을 나타낸다. 이와 같은 ULA 안테나(100)에서, 수신신호
Figure 112018045167196-pat00001
는 다음과 같이 표현 될 수 있다.
Figure 112018045167196-pat00002
......(1)
여기서,
Figure 112018045167196-pat00003
는 수신신호 벡터이고,
Figure 112018045167196-pat00004
는 전치 연산자를 나타낸다. 또한, N은 안테나의 수를 나타내고, t는 t번째 시간 샘플을 나타낸다.
Figure 112018045167196-pat00005
는 스티어링 행렬(steering matrix)이다. L은 타겟의 개수이다. 스티어링 행렬은 다음과 같이 주어진 스티어링 벡터
Figure 112018045167196-pat00006
로 구성된다.
Figure 112018045167196-pat00007
......(2)
여기서, i는 1, 2, ..., L이다. λ는 안테나의 수신신호의 파장이고, di는 첫 번째 안테나에서 i 번째 안테나까지의 거리를 나타낸다.
Figure 112018045167196-pat00008
는 i번째 타겟의 DOA(즉, ULA 안테나(100)의 연장선과 직각을 이루는 직선과 각 안테나로 수신되는 입사 신호 벡터가 이루는 각)를 나타낸다. 본 발명의 실시예에서는 ULA 안테나(100)가 사용되기 때문에
Figure 112018045167196-pat00009
이고, 여기서 d 는 안테나 간격이다.
Figure 112018045167196-pat00010
는 시간 t에서의 L x 1 입사신호 벡터를 나타낸다.
Figure 112018045167196-pat00011
는 시간 t에서 N x 1 제로 평균 백색 가우시안 잡음 벡터(zero mean white Gaussian noise vector)를 나타낸다.
ULA 안테나(100)에 수신되는 수신신호의 자기상관 행렬(autocorrelation matrix)은 다음과 같이 추정될 수 있다.
Figure 112018045167196-pat00012
......(3)
여기서,
Figure 112018045167196-pat00013
는 기대값(Expectation)을 나타내고,
Figure 112018045167196-pat00014
는 수신신호
Figure 112018045167196-pat00015
의 상관행렬(correlation matrix)을 나타내며,
Figure 112018045167196-pat00016
는 공액 전치 연산자(conjugate transpose operation)를 나타낸다. 만약 신호 처리가 에르고드적(ergodic)인 경우, 즉 상당한 기간이 지난 후 하나의 체계가 최초의 상태와 거의 비슷한 상태로 돌아가는 조건 하에 있는 경우, 앙상블 평균(ensemble average)은 시간 평균으로 표현할 수 있다. 그러므로 시간 평균을 사용하여 다음과 같이 자기상관 행렬
Figure 112018045167196-pat00017
를 계산할 수 있다.
Figure 112018045167196-pat00018
......(4)
여기서, K 는 시간 샘플의 개수이다.
한편, 바틀렛 알고리즘(Bartlett Algorithm)의 목표는 가중치 벡터를 결정하는 것이다. 그 가중치 벡터는 잡음의 크기를 일정하게 유지하면서 수신된 신호의 전력을 최대화하기 위한 것이다. 어레이 출력은 수신신호에 가중치 벡터 w 를 곱한 값으로 표현될 수 있다.
Figure 112018045167196-pat00019
......(5)
여기서, w 는 N x 1 가중치 벡터이고, y(t)는 수신신호의 가중 출력(weighted output)이다. 각도 θ 방향을 따라 수신신호가 ULA 안테나(100)로 입사되면, 가중치 벡터(weighting vector)는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112018045167196-pat00020
......(6)
여기서, P(θ)는 바틀렛 알고리즘의 출력 파워 스펙트럼을 나타낸다.
Figure 112018045167196-pat00021
Figure 112018045167196-pat00022
이고,
Figure 112018045167196-pat00023
은 잡음 분산을 나타낸다. 신호 성분과 잡음 성분이 상호 연관되어 있지 않으므로,
Figure 112018045167196-pat00024
은 상기 식에서 생략될 수 있다. 잡음 성분의 크기를 일정하게 유지하기 위해,
Figure 112018045167196-pat00025
로 설정할 수 있다. 따라서 식 (6)의 해는 다음과 같다.
Figure 112018045167196-pat00026
......(7)
바틀렛 알고리즘의 출력 파워 스펙트럼은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112018045167196-pat00027
......(8)
P(θ)는 타겟이 위치해 있는 각도에서 최대값이므로, 타겟의 DOA가 추정될 수 있다.
도 2는 본 발명에 따른 방법을 실시하기 위한 ULA 안테나 기반 레이더 시스템(10)의 예시적인 구성을 나타낸다.
도 2를 참조하면, 이 레이더 시스템(10)은 ULA 수신 안테나(60)와 ULA 송신 안테나(70)에 연결된 무선통신 모듈(RF module)(20), 그리고 패스밴드부(30), 데이터 처리부(40)를 포함할 수 있다. 데이터 처리부(40)는 예컨대 디지털신호처리부(Digital Signal Processor: DSP, 40) 또는 마이크로프로세서, 마이크로컴퓨터, CPU 등과 같은 데이터 처리장치로 구현될 수 있다. 이하에서는 데이터 처리부(40)가 DSP(40)로 구성된 것으로 하여 설명한다. 또한, 레이더 시스템(10)은 DSP(40)에 연결되는 사용자 인터페이스(User Interface, 50)를 더 포함할 수 있다.
ULA 수신 안테나(60)와 ULA 송신 안테나(70)는 각각 복수의 안테나를 포함할 수 있다. 특히, ULA 수신 안테나(60)는 복수의 안테나가 등간격으로 일렬로 배치된 ULA 형태의 안테나 배열을 가질 수 있다. 송신 안테나(70)를 통해 송출된 무선주파수 레이더 신호가 전방의 타겟에서 반사되어 되돌아오는 레이더 신호를 ULA 수신 안테나(60)가 수신할 수 있다.
예시적인 실시예에 따르면, 무선통신모듈(20)은 저잡음 증폭기(Low-Noise Amplifier: LNA)(22), 파형발생기(Waveform Generator, 24), 발진기(26), 그리고 펄스 증폭기(Pulse Amplifier: PA, 28)를 포함할 수 있다.
저잡음 증폭기(LNA)(22)는 수신 안테나(60)에 연결되어 그 수신 안테나(60)가 잡은 미약한 신호를 증폭시킬 수 있다. 파형발생기(24)는 디지털 신호 처리부(40)가 제공하는 디지털 출력신호에 기초하여 소정의 아날로그 파형을 갖는 신호를 생성할 수 있다. 발진기(26)는 파형발생기(24)가 생성한 신호를 무선 송출하기 위해 무선주파수(RF) 신호로 변환할 수 있다. 발진기(26)는 예컨대 전압제어발진기(Voltage Controlled Oscillator: VCO)로 구성될 수 있다. 전력증폭기(PA, 28)는 발진기(26)에서 출력되는 신호를 송출에 필요한 출력으로 증폭하여 송신 안테나(70)에 제공할 수 있다.
패스밴드부(30)는 주파수 믹서(Frequency Mixer, 32)와, 저역통과필터(Low-Pass Filter: LPF, 34), 그리고 아날로그-디지털 변환기(Analog-to-Digital Converter: A/D 변환기, 36)를 포함할 수 있다.
주파수 믹서(32)는 저잡음 증폭기(22)에서 출력되는 수신신호와 발진기(26)에서 출력되는 발진신호를 혼합할 수 있다. 주파수 믹서(32)의 출력신호는 그 두 신호의 주파수 성분을 혼합한 주파수 성분을 가질 수 있다. 저역통과필터(LPF, 34)는 이 주파수 믹서(32)의 출력신호에 포함된 상기 수신신호와 상기 발진신호의 합 주파수를 제거하여 중간주파수(IF)의 신호출력을 추출할 수 있다. A/D 변환기(36)는 LPF(34)를 통해 얻어지는 중간주파수 신호를 디지털 신호로 변환할 수 있다. 이렇게 변환된 디지털 신호는 DSP(40)에 제공될 수 있다.
DSP(40)는 패스밴드부(30)에서 제공되는 디지털 중간주파수 신호를 이하에서 설명하는 방법에 따라 처리하여 DOA를 추정할 수 있다. 또한, 타겟 검출을 위해 전방으로 송출할 신호를 생성하여 RF 모듈(20)에 제공할 수 있다.
사용자 인터페이스(UI, 50)는 DSP(40)의 처리 결과를 사용자가 알 수 있도록 표시하거나 또는 사용자의 지시를 DSP(40)에 전달할 수 있다.
본 발명에 따른 수신신호의 DOA 추정방법의 알고리즘은 컴퓨터 프로그램으로 구현될 수 있다. 그 프로그램은 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체 또는 DSP(40) 내부의 메모리 등과 같은 데이터 저장수단에 저장될 수 있다. 그리고 DSP(40)는 그 데이터 저장수단에 저장된 컴퓨터 프로그램을 불러와서 실행할 수 있다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 수신신호의 DOA 추정방법을 나타내는 흐름도이다. 도 7은 도 2의 레이더 시스템(10)의 DSP(40)에서 본 발명의 실시예에 따른 DOA 추정을 위한 연산과정을 도시한다. 이하에서 설명하는 DOA 추정방법은 프로그램으로 구현하여 DSP(40)에 내장시킬 수 있다.
도 3과 도 7을 도 2와 함께 참조하면, 레이더 시스템(10)에서, DSP(40)가 제공하는 디지털 신호에 기초하여 RF 모듈(20)이 무선신호를 만들어 송신 안테나(70)를 통해 무선신호를 송출할 수 있다. 송출된 무선신호는 전방에 있는 타겟에 부딪혀 반사될 수 있다. 반사된 무선신호는 ULA 수신 안테나(60)를 통해 수신될 수 있다(S100 단계).
ULA 수신 안테나(60)에 수신된 수신신호는 시간 도메인의 신호이다. 이를 주파수 도메인의 신호로 변환할 수 있다(S200 단계). 도 4의 흐름도는 도 3에 도시된 흐름도의 단계 S200의 구체적인 실행 절차를 나타낸다. 이를 참조하면, 패스밴드부(30)가 제공하는 시간 도메인의 신호는 DSP(40)에서 힐버트 변환(Hilbert Transform) 알고리즘을 이용하여 복소수 신호 형태로 변환될 수 있다(S210 단계). 그 변환된 복소수 신호를 주파수 도메인의 신호로 변환할 수 있다(S220 단계). 이 변환은 예컨대 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT) 알고리즘을 이용하여 수행할 수 있다. 변환된 주파수 도메인 신호에 대하여 캘리브레이션 처리를 할 수 있다(S230 단계).
주파수 도메인으로 변환된 신호 중에서 비트 주파수(beat frequency)에 해당하는 신호를 시간 도메인의 신호로 다시 변환할 수 있다(S300 단계). 도 5의 흐름도는 S300 단계의 구체적인 실행절차를 나타낸다. 이를 참조하면, 푸리에 변환을 통해 얻어진 주파수 도메인 신호에서 비트 주파수 신호를 추출할 수 있다(S310 단계). 그 추출된 비트 주파수 신호에 대하여 역 패스트 푸리에 변환(IFFT)을 수행하여 그 비트 주파수 신호를 시간 도메인의 신호로 변환할 수 있다(S320 단계).
이런 변환을 통해 시간 도메인 신호가 얻어지면, 그 변환된 시간 도메인 신호를 이용하여 가상의 안테나를 통해 수신되는 가상의 수신신호를 생성할 수 있다(S400 단계).
원하는 개수의 가상 안테나를 통해 수신되는 가상 수신신호를 얻은 다음에는, 그 가상 수신신호와 실제의 물리적 안테나를 통해 수신된 신호를 함께 이용하여 DOA 추정을 위한 알고리즘을 수행할 수 있다(S500 단계).
도 6은 본 발명의 실시예에 따라 가상의 수신신호를 생성하는 S400 단계의 실행절차를 좀 더 구체적으로 나타낸 흐름도이다. 도 8은 ULA 수신 안테나(60)가 ULA 형태로 배치된 N개의 실제 안테나로 구성되는 경우, 그 N개의 실제 안테나의 수신신호를 이용하여 외삽법으로 가상 안테나를 늘려가면서 그 가상 안테나들의 수신신호를 생성하는 본 발명의 방법을 개념적으로 도시한다. 이 도면들을 더 참조하면서 가상의 수신신호를 만들어내는 처리(S400 단계)를 좀 더 구체적으로 설명한다.
ULA 수신 안테나(60)를 구성하는 실제 안테나가 N개라고 가정한다. N개의 ULA 안테나가 있는 경우, N 번째 안테나의 수신신호
Figure 112018045167196-pat00028
와 다른 안테나의 수신신호
Figure 112018045167196-pat00029
의 관계를 이용하여 제1 안테나로부터 Nd 만큼 떨어진 N+1 번째 안테나의 수신신호를 예측할 수 있다.
처음에는 가상 안테나의 개수 또는 이를 통해 받는 수신신호의 개수 i를 1로 설정한다(S410 단계).
그런 다음, 가상의 수신신호를 만들어내기 위해 사용할 변환행렬(Transformation Matrix)을 구하는 단계(S420)를 수행할 수 있다. 이 단계(S420)에서는, i번째부터 (N-2+i)번째까지의 (N-1)개의 안테나로 받은 수신신호의 '위상'과, (N-1+i)번째 안테나로 받은 수신신호의 '위상' 간의 관계를 나타내는 변환행렬을 구할 수 있다. 즉, 변환행렬은 i번째부터 (N-2+i)번째까지의 (N-1)개의 안테나로 받은 수신신호의 '위상'에 가중치를 곱해서 (N-1+i)번째 안테나로 받은 수신신호의 '위상'을 만들어주는 행렬일 수 있다. 여기서 구하고자 하는 변환행렬은 수신신호의 크기와 위상 전체에 관한 변환행렬이 아니라 위상에만 한정된 변환행렬이라는 점에 특징이 있다. N개의 수신신호들이 일정한 위상 차이를 가지고 수신 안테나(60)에 입사된다는 가정하는 경우, 가상 수신신호를 구하기 위해 전체 수신신호의 위상 성분과 크기 성분을 모두 이용하면 크기 성분을 맞춰주는 과정에서 위상 성분에 변형이 생길 수 있다. 하지만, 수신신호들의 크기 성분을 제외하고 위상 성분들의 관계만을 이용하여 변환행렬을 구하면 위상 성분의 변형을 최소화할 수 있다.
N개의 ULA 안테나 중에서 i번째 안테나를 통해 수신되는 수신신호
Figure 112018045167196-pat00030
는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112018045167196-pat00031
......(9)
여기서,
Figure 112018045167196-pat00032
는 i번째 수신신호
Figure 112018045167196-pat00033
의 노름 벡터(norm vector)이고,
Figure 112018045167196-pat00034
는 i번째 수신신호
Figure 112018045167196-pat00035
의 위상 성분을 나타낸다.
예컨대, i = 1일 때, 변환행렬은 1번째부터 N-1번째까지의 안테나를 통해 받은 수신신호들의 위상
Figure 112018045167196-pat00036
과 맨 마지막의 N번째 안테나를 통해 받은 수신신호의 위상
Figure 112018045167196-pat00037
간의 선형관계를 나타낼 수 있다. 그 선형관계를 이용하면, 1번째 안테나로부터 제1 방향(예컨대, 오른쪽)으로 dN 만큼 떨어져 있는 N+1번째 가상 안테나를 통해 수신되는 가상 수신신호를 예측할 수 있다.
맨 마지막의 N번째 안테나를 통해 받은 수신신호의 위상
Figure 112018045167196-pat00038
은 1번째부터 N-1번째까지의 안테나를 통해 받은 수신신호들의 위상
Figure 112018045167196-pat00039
과 구하고자 하는 변환행렬
Figure 112018045167196-pat00040
을 이용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112018045167196-pat00041
......(10)
여기서,
Figure 112018045167196-pat00042
이고
Figure 112018045167196-pat00043
는 (N-1)x1 변환행렬을 벡터 형태로 나타낸 것이다.
1번째부터 (N-1)번째까지의 수신신호들의 위상과 N번째 수신신호의 위상을 사용하여 변환벡터
Figure 112018045167196-pat00044
를 아래 식과 같이 얻을 수 있다.
Figure 112018045167196-pat00045
은 N번째 수신신호의 위상φN과 최대한 유사하다.
Figure 112018045167196-pat00046
......(11)
여기서,
Figure 112018045167196-pat00047
이다. 식 (11)에서 φN과
Figure 112018045167196-pat00048
사이의 차이의 노름을 최소화하는 변환행렬
Figure 112018045167196-pat00049
를 얻을 수 있다. 변환행렬은 선형 최소 제곱 (Linear Least Square: LLS) 방법을 사용하여 구할 수 있다. 그 선형 최소 제곱법을 사용하면 변환행렬
Figure 112018045167196-pat00050
는 다음과 같이 주어질 수 있다.
Figure 112018045167196-pat00051
......(12)
이렇게 변환행렬
Figure 112018045167196-pat00052
이 일단 계산되면 동일한 레이더 스캔 내에서 외삽 신호들을 생성하기 위해 반복적으로 사용될 수 있기 때문에, 종래의 외삽 방법들과 비교하여 계산 복잡성의 측면에서 매우 효율적이다.
다음으로, S420 단계에서 구한 변환행렬을 이용하여 새로운 가상 안테나로 수신한 가상 수신신호의 위상 성분을 구할 수 있다(S430 단계). 즉, 구해진 변환행렬을 (i+1)번째부터 (N-1+i)번째까지의 안테나로 받은 수신신호의 위상에 해당하는 값에 곱해서 (N+i)번째에 해당하는 새로운 가상 안테나로 수신한 가상 수신신호의 위상 φN+1을 생성할 수 있다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 로그-도메인 기반의 가상 안테나의 선형 예측 외삽 방법을 개념적으로 도시한다. 도 8을 참조하면, 가상 안테나(60-2)를 실제 안테나(60-1)에 외삽하는 형태로 생성하고, 그 가상 안테나(60-2)를 통해 수신되는 가상 수신신호의 위상을 생성할 수 있다.
일반화하여 i = p일 때, 즉, (N + p)번째 가상 안테나가 있다고 가정하면, 그 가상 안테나에서 수신되는 가상 수신신호의 위상은 다음 식 (13)과 같이 예측될 수 있다. 식 (13)을 이용하여 구한
Figure 112018045167196-pat00053
의 값은 ULA 수신 안테나(60)에서 (N+p)번째 안테나 위치에서 생성되는 외삽된 신호의 추정된 위상이다.
Figure 112018045167196-pat00054
......(13)
여기서,
Figure 112018045167196-pat00055
......(14)
위에서 설명한 변환행렬 추출 방법을 사용함으로써, N+1번째 가상 안테나를 통해 수신되는 가상 수신신호
Figure 112018045167196-pat00056
의 위상
Figure 112018045167196-pat00057
부터 N+p번째 가상 안테나(60-2)를 통해 수신되는 가상 수신신호
Figure 112018045167196-pat00058
의 위상
Figure 112018045167196-pat00059
까지를 순차적으로 만들어낼 수 있다.
가상 수신신호의 위상을 구하는 것과는 별도로, 가상 수신신호의 크기 성분도 구한다(S440 단계). 즉, i번째부터 (N-1+i)번째까지의 안테나로 받은 수신신호들의 크기 성분의 산술평균값 또는 기하평균값을 산출할 수 있다. 그리고 그 산출된 산술평균값 또는 기하평균값을 (N+i)번째 안테나로 받은 가상 수신신호의 크기 성분으로 구할 수 있다. 가상의 (N+i)번째 수신신호의 크기 성분
Figure 112018045167196-pat00060
은 예컨대 아래 식을 이용하여 구할 수도 있다.
Figure 112018045167196-pat00061
......(15)
(N+i)번째의 안테나(또는 i번째 가상 안테나)로 수신되는 가상 수신신호는 위와 같은 과정을 통해 얻어진 위상 성분과 크기 성분을 갖는 신호로 생성될 수 있다(S450 단계).
이렇게 i = 1일 때의 가상 수신신호를 생성한 후, 생성된 가상 안테나의 개수 또는 가상 수신신호의 개수(i)를 미리 정해둔 값(M)과 비교할 수 있다(S460 단계).
생성된 가상 수신신호의 개수(i)가 미리 정해둔 값(M)보다 작으면, 가상 수신신호의 개수(i)의 값을 1만큼 증가시킬 수 있다(S470 단계). 즉, i = 2가 된다. 그런 다음, 변환행렬을 구하는 단계(S420 단계)로 리턴하여, 단계 S420, S4430, S440, S450을 수행할 수 있다. 즉, 변경된 가상 수신신호의 개수(i=2)를 적용한 변환행렬을 구하고, 구해진 변환행렬을 이용하여 (N+2)번째의 수신신호의 위상 성분을 구할 수 있다(S430 단계). 그리고 (N+2)번째의 수신신호의 크기 성분도 구하여(S440 단계), (N+2)번째의 수신신호를 생성할 수 있다.
이들 단계 S470, S420, S430, S440, S450을 가상 수신신호의 개수(i)가 상기 미리 정해둔 값(M)과 같을 때까지 반복적으로 수행할 수 있다. 가상 수신신호의 개수(i)가 상기 미리 정해둔 문턱값(M)과 같게 되면, 실제 안테나(60-1)를 통해 수신한 실제 수신신호와 S400단계에서 구한 가상 안테나(60-2)를 통해 수신한 가상 수신신호들을 이용하여 DOA 추정 알고리즘을 수행하는 단계 S500으로 리턴할 수 있다.
본 발명에 따르면, 변환행렬은 수신신호들 간의 관계를 이용하여 직접 구할 수 있으므로, 기존의 방법보다 가상 안테나의 수를 더 많이 생성할 수 있다. 최대 가상 안테나(또는 이를 통해 받는 가상의 수신신호)의 개수 즉, 상기 문턱값(M)은 DOA 분해능의 성능 개선이 가능한 최대의 가상 안테나 개수로 정해질 수 있다. 상기 문턱값(M)은 실제 사용 환경에서의 신호 대 잡음 비(SNR), ULA 수신 안테나(60)를 구성하는 안테나들의 간격(d) 등을 고려하여 DOA 분해능의 개선이 가능한 정도까지의 값으로 정해질 수 있다. 타겟의 위치를 추정하는 성능은 외삽법에 의해 생성된 안테나 개수가 증가함에 따라 변한다. 그 성능은 평균 제곱근 오차 (root-mean-square error: RMSE)를 사용하여 분석될 수 있다. 두 타겟을 분리할 수 없기 때문에 처음에는 해상도가 좋지 않고 RMSE가 높다. 그러나 선형적으로 예측된 확장에 의해 생성된 안테나의 수가 증가함에 따라, RMSE는 점차적으로 감소하고, 어떤 순간부터 특정 범위 내에서 포화가 관측되는 것을 알 수 있다. 시뮬레이션에 의하면, 가상 안테나의 개수(i)가 1부터 3N까지는 그 값이 증가함에 따라 DOA의 분해능도 함께 향상됨을 확인할 수 있다. 하지만, 가상 안테나의 개수(i)가 3N보다 커지면, DOA 분해능의 향상 정도는 크게 줄어드는 반면 처리해야 할 계산량은 크게 늘어나는 문제가 있다. 가상 안테나의 개수와 계산량은 트레이드오프 관계에 있으므로, 이를 고려하여 상기 문턱값(M)의 최대치를 적절하게 정할 필요가 있다. 이런 관점에서, 상기 문턱값(M)은 1 이상 3N 이하의 범위에서 정해지는 것이 바람직하다.
도 9는 4개의 실제 안테나로 구성된 ULA 수신 안테나에서 본 발명의 실시예에 따른 방법으로 가상 수신신호를 생성하는 과정을 도시적으로 보여준다.
도 9를 참조하면, 첫 번째부터 세 번째까지의 3개의 안테나로 수신된 수신신호 x1, x2, x3의 위상과 맨 마지막의 안테나로 수신된 수신신호 x4 의 위상 간의 관계를 나타내는 변환행렬을 구한다. 즉, 도 9의 (A)와 같이 1, 2, 3번 안테나의 수신신호의 위상에 가중치를 곱해서 4번 안테나의 수신신호의 위상을 만들어주는 변환행렬
Figure 112018045167196-pat00062
를 구할 수 있다. 그런 다음, 구한 변환행렬
Figure 112018045167196-pat00063
를 2, 3, 4번 안테나로 수신한 수신신호 x2, x3, x4의 위상에 곱하여 가상의 5번 안테나의 수신신호의 위상 성분 φ5을 구할 수 있다. 또한, 수신신호 x1, x2, x3, x4의 크기 성분을 산술평균하거나 기하 평균한 값을 가상의 5번 안테나의 수신신호의 크기 성분 a5로 구할 수 있다. 이렇게 하여 5번째 수신신호(또는 1번째 가상 수신신호)를 생성할 수 있다.
6번째 수신신호(또는 2번째 가상 수신신호)를 생성하기 위해, 도 9의 (B)에 도시된 것과 같이, 2, 3, 4번 안테나의 수신신호 x2, x3, x4의 위상에 가중치를 곱해서 5번 안테나의 수신신호 x5의 위상을 만들어주는 변환행렬
Figure 112018045167196-pat00064
를 구한다. 구한 변환행렬
Figure 112018045167196-pat00065
를 3, 4, 5번 안테나로 수신한 수신신호 x3, x4, x5의 위상에 곱하여 가상의 6번 안테나의 수신신호의 위상 성분 φ6을 구할 수 있다. 또한, 수신신호 x1, x2, x3, x4, x5의 크기 성분을 산술평균하거나 기하 평균한 값을 가상의 6번 안테나의 수신신호의 크기 성분 a6으로 구할 수 있다. 이렇게 하여 6번째 수신신호(또는 1번째 가상 수신신호)를 생성할 수 있다.
계속해서, 도 9의 (C)에 도시된 것처럼, 3,4,5 안테나의 수신신호의 위상과 6번째 수신신호의 위상을 이용하여 위와 동일한 방법으로 변환행렬
Figure 112018045167196-pat00066
를 구할 수 있다. 이를 이용하여 7번째 수신신호(또는 3번째 가상 수신신호)의 위상 성분을 구할 수 있다. 그 7번째 수신신호의 크기 성분도 위와 같은 방법으로 구할 수 있다.
이런 식으로 가상 수신신호의 개수(i)가 미리 설정해둔 문턱값(M)과 같아질 때까지 그 i 값을 1씩 증가시키면서 변환행렬을 구하고, 구해진 변환행렬을 이용하여 새로운 가상 수신신호를 계속 생성할 수 있다. 도 9의 (D)에 도시된 것처럼 M개의 가상 안테나는 그 절반이 실제 안테나의 좌측에 배치되고, 나머지 절반이 실제 안테나의 우측에 배치될 수도 있다. 물론, 실제 안테나의 좌측과 우측에 배치하는 가상 안테나의 개수를 다르게 할 수도 있다. 이와 달리, 상기 가상 안테나는 실제 안테나의 좌측에만 또는 우측에만 배치할 수도 있다.
단계 S400을 수행하여 M개의 원하는 가상 수신신호를 생성한 다음에는, N 개의 실제 안테나에 의해 수신된 수신신호와 이들 신호를 이용하여 생성한 M개의 가상 수신신호들을 입력신호로 하여 DOA 추정 알고리즘을 수행할 수 있다(S500 단계). 단계 S500에서, DOA 추정용 알고리즘은 기존에 알려진 알고리즘들을 이용할 수 있다. 대표적으로는 예컨대 공지된 바틀렛 알고리즘이거나 또는 다른 공지 알고리즘 또는 장래에 개발될 수도 있는 새로운 DOA 추정 알고리즘일 수 있다.
이상에서 설명한 수신신호의 DOA 추정 방법은 타겟 검출용 레이더 시스템(10)에 응용하여 수신신호의 DOA를 고해상도로 추정할 수 있다. 도 10은 레이더 시스템(10)이 차량(100)에 적용되어 전방의 2대의 차량(200a, 200b)을 인식하는 상황을 나타낸다. 도 11은 실제 안테나를 통해 수신된 수신신호만을 이용하는 경우의 종래의 바틀렛 알고리즘을 이용한 DOA 추정('케이스 1')과, 그 수신신호 뿐만 아니라 본 발명에 실시예에 따라 외삽된 가상 안테나로 수신한 가상 수신신호를 더 이용하는 경우의 바틀렛 알고리즘에 따른 DOA 추정('케이스 2')의 시뮬레이션 결과를 보여준다. 도 11의 그래프에서, 가로축은 수신신호의 도착방향(도래각)을 나타내고 세로축은 정규화된 바틀렛 의사 스펙트럼(Bartlett pseudospectrum)을 나타낸다. 시뮬레이션에서 실제 안테나 수는 4개인 ULA 안테나를 사용하였다. 모든 시뮬레이션에서 SNR은 10dB로 설정되고, 안테나 간격 (d)은 1.8λ로 설정하여 시뮬레이션을 수행하였다. 두 개의 검은 점선은 두 개의 타겟의 위치를 나타낸다. 레이더 시스템(10)에서 전방에 존재하는 두 대의 타겟 차량(200a, 200b)의 각도는 각각 예컨대 (θ1, θ2) = (-2˚, 5˚) 이고, 외삽된 가상 안테나의 수 (M)는 4개로 하였다.
2대의 차량(200a, 200b)이 레이더 시스템(10)으로부터 실질적으로 같은 거리에 서로 인접해 있는 경우를 고려한다. 케이스 1의 경우, 종래의 레이더 시스템은 분해능이 좋지 못하여 전방에 타겟 차량이 2대(200a, 200b)를 구별하지 못하고 1 대(200c)가 존재한다고 오인하게 된다(도 10의 (b) 및 도 11의 파란색 실선 그래프 참조). 안테나 간격이 큰 ULA 안테나 배열(예를 들어 안테나 간격 d=2λ인 경우)을 사용하면, 타겟 차량을 구분하는 분해능(resolution)은 좋아질 수 있다. 하지만, 그레이팅 로브가 발생하여 또 다른 문제가 생긴다.
이에 비해, 본 발명에 따른 상기 케이스 2의 경우, 레이더 시스템(10)은 DOA 분해능이 크게 향상되어 전방의 인접한 2대의 차량(200a, 200b)을 각각 별개의 타겟 차량으로 인식할 수 있다(도 10의 (A) 및 도 11의 삼각형 연결 실선 그래프 참조). 안테나 간격이 크지 않더라도 (예를 들어 안테나 간격 d=0.8λ인 경우), 우수한 DOA 분해능을 제공할 수 있다. 예컨대 도 11에서 1.8λ 외삽된 배열을 갖는 타겟들의 추정 각도는 (-2.2˚, 3.7˚)이다. 본 발명에 따른 DOA 추정방법은 ULA 안테나 배열의 안테나 간격 d가 안테나의 수신신호의 파장 λ보다 크지 않은 값으로 정해져도 그레이팅 로브를 발생시키지 않으면서 타겟에 대한 분해능도 향상시킬 수 있는 장점을 갖는다. 본 발명에 따른 DOA 추정방법은 ULA 수신안테나(60)가 1.0λ보다 작은 안테나 간격을 가지더라도, 각도 분해능이 1.0λ보다 큰 안테나 간격을 사용하는 종래의 바틀렛 알고리즘보다 높다. 그레이팅 로브가 생기지 않으면서 타겟들을 구분해낼 수 있는 장점이 있다.
이상에서 설명한 본 발명에 따른 수신신호의 DOA 추정방법은 컴퓨팅 장치에서 실행될 수 있는 프로그램으로 구현할 수 있다. 예컨대 그 프로그램은 컴퓨터 가독형(computer-readable) 기록 매체에 저장될 수 있다. 그 기록 매체는 불휘발성 기록매체일 수 있다.그 프로그램은 DSP(40)에 내장하여 실행할 수도 있다.
이상에서 설명된 레이더 시스템(10)은 하드웨어 구성요소, 소프트웨어 구성요소, 및/또는 하드웨어 구성요소 및 소프트웨어 구성요소의 조합으로 구현될 수 있다. 실시예에 따른 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 실시예를 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다.
이상과 같이 실시예들이 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 상기의 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 예를 들어, 설명된 기술들이 설명된 방법과 다른 순서로 수행되거나, 및/또는 설명된 시스템, 구조, 장치, 회로 등의 구성요소들이 설명된 방법과 다른 형태로 결합 또는 조합되거나, 다른 구성요소 또는 균등물에 의하여 대치되거나 치환되더라도 적절한 결과가 달성될 수 있다. 그러므로 다른 구현들, 다른 실시예들 및 청구범위와 균등한 것들도 후술하는 청구범위의 범위에 속한다.
본 발명은 전방의 타겟을 인식하는 레이더 시스템에 적용될 수 있다. 예를 들어, 차량용 레이더 시스템에 적용하면 효과적이다.
10: ULA 안테나 기반 레이더 시스템 20: 무선통신모듈
22: 저잡음 증폭기(LNA)
24: 파형 발생기(Waveform Generator) 26: 전압제어발진기(VCO)
28: 전력 증폭기(PA) 30: 패스밴드부
32: 주파수 믹서 34: 저역통과필터(LPF)
36: AD변환기 40: 디지털 신호 처리기(DSP)
60: ULA 수신 안테나 70: ULA 송신 안테나

Claims (14)

  1. N개의 실제 안테나가 일렬로 등간격(d)으로 이격 배치된 ULA 안테나에서, 전방의 타겟으로부터 반사되어 되돌아오는 시간 도메인의 무선신호를 상기 N개의 실제 안테나가 수신하는 단계;
    수신된 시간 도메인의 무선신호를 주파수 도메인의 신호로 변환하는 단계;
    변환된 주파수 도메인의 신호 중 비트 주파수에 해당하는 신호를 시간 도메인의 신호로 변환하는 단계;
    시간 도메인으로 변환된 신호를 이용하여, i 번째(단, i는 1이상의 자연수)부터 (N-2+i)번째까지의 안테나들을 통해 받은 수신신호들의 위상과 (N-1+i)번째 안테나로 받은 수신신호의 위상 간의 관계를 나타내는 변환행렬(Transformation Matrix)을 구하는 단계;
    구해진 변환행렬을 (i+1)번째부터 (N-1+i)번째까지의 안테나들을 통해 받은 수신신호들의 위상에 해당하는 값에 곱해서 새로운 (N+i)번째 가상 안테나를 통해 수신한 가상 수신신호의 위상을 생성하는 단계;
    i번째부터 (N-1+i)번째까지의 안테나들을 통해 받은 수신신호들의 크기들의 평균을 구해 상기 (N+i) 번째 가상 안테나를 통해 수신한 상기 가상 수신신호의 크기 성분을 구하는 단계; 및
    상기 변환행렬을 구하는 단계와, 상기 가상 수신신호의 위상을 생성하는 단계와, 상기 가상 수신신호의 크기 성분을 구하는 단계를 가상 안테나의 개수 i를 하나씩 증가시키면서 상기 개수 i가 미리 설정된 문턱값(M)과 같아질 때까지 반복적으로(recursively) 수행하는 단계를 포함하고,
    상기 변환행렬을 구하는 데 이용되는 신호는 비트 주파수에 해당하는 신호에 대응하는 시간 도메인 신호인 것을 특징으로 하는 안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 문턱값(M)은 적어도 신호 대 잡음 비(SNR) 및 상기 안테나들의 간격을 고려하여 1 이상 3N 이하의 범위에서 정해지는 것을 특징으로 하는 안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 문턱값(M)과 같은 개수의 가상의 수신신호와 상기 N개의 실제 안테나로 직접 받은 수신신호를 함께 이용하여 소정의 DOA 추정 알고리즘을 수행함으로써 DOA를 산출하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 소정의 DOA 추정 알고리즘은 바틀렛 알고리즘인 것을 특징으로 하는 안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 방법.
  5. 제1항에 있어서, 상기 안테나 간격(d)은 상기 수신신호의 파장(λ)보다 크지 않는 것을 특징으로 하는 안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 방법.
  6. 제1항에 있어서, 상기 변환행렬은 상기 수신신호들 간의 관계에 기초하여 선형 최소 제곱 (Linear Least Square: LLS) 방법을 사용하여 구하는 것을 특징으로 하는 안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 방법.
  7. 삭제
  8. 제1항에 있어서, 상기 '주파수 도메인의 신호로 변환하는 단계'는,
    상기 '수신된 시간 도메인의 무선신호를' 힐버트 변환을 이용하여 복소수 신호 형태로 변환하는 단계; 상기 복소수 신호에 대하여 푸리에변환을 수행하는 주파수 도메인의 신호로 변환하는 단계; 및 변환된 주파수 도메인의 신호를 캘리브레이션 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 방법.
  9. 제1항에 있어서, 상기 '비트 주파수에 해당하는 신호를 시간 도메인의 신호로 변환하는 단계'는,
    변환된 주파수 도메인의 신호 중에서 비트 주파수에 해당하는 신호를 추출하는 단계; 및 추출한 비트 주파수에 해당하는 신호를 역 푸리에변환하여 시간 도메인의 신호로 변환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 방법.
  10. 전방으로 송출된 레이더 신호가 반사되어 되돌아오는 레이더 신호를 수신하는 N개의 실제 안테나를 포함하며, 상기 N개의 실제 안테나는 일렬로 등간격(d)으로 이격 배치된 ULA 안테나;
    상기 ULA 안테나의 상기 N개의 실제 안테나를 통해 수신된 수신신호의 중간주파수 신호를 추출하여 디지털 신호로 변환하는 패스밴드부; 및
    상기 패스밴드부로부터 제공되는 시간 도메인의 디지털 형태의 수신신호를 주파수 도메인의 신호로 변환하는 기능; 변환된 주파수 도메인의 신호 중 비트 주파수에 해당하는 신호를 시간 도메인의 신호로 변환하는 기능; 시간 도메인으로 변환된 신호를 이용하여, i 번째(단, i는 1이상의 자연수)부터 (N-2+i)번째까지의 안테나들을 통해 받은 수신신호들의 위상과 (N-1+i)번째 안테나로 받은 수신신호의 위상 간의 관계를 나타내는 변환행렬(Transformation Matrix)을 구하는 기능; 구해진 변환행렬을 (i+1)번째부터 (N-1+i)번째까지의 안테나들을 통해 받은 수신신호들의 위상에 해당하는 값에 곱해서 새로운 (N+i)번째 가상 안테나를 통해 수신한 가상 수신신호의 위상을 생성하는 기능; i번째부터 (N-1+i)번째까지의 안테나들을 통해 받은 수신신호들의 크기들의 평균을 구해 상기 (N+i) 번째 가상 안테나를 통해 수신한 상기 가상 수신신호의 크기 성분을 구하는 기능; 및 상기 변환행렬을 구하는 것과, 상기 가상 수신신호의 위상을 생성하는 것과, 상기 가상 수신신호의 크기 성분을 구하는 것을 가상 안테나의 개수 i를 하나씩 증가시키면서 상기 개수 i가 미리 설정된 문턱값(M)과 같아질 때까지 반복적으로(recursively) 수행하는 기능을 포함하는 데이터 처리부를 구비하고,
    상기 변환행렬을 구하는 데 이용되는 신호는 비트 주파수에 해당하는 신호에 대응하는 시간 도메인 신호인 것을 특징으로 하는 안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 장치.
  11. 제10항에 있어서, 상기 문턱값(M)은 적어도 신호 대 잡음 비(SNR) 및 상기 안테나들의 간격을 고려하여 1 이상 3N 이하의 범위에서 정해지는 것을 특징으로 하는 안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 장치.
  12. 제10항에 있어서, 상기 데이터 처리부는 상기 문턱값(M)과 같은 개수의 가상의 수신신호와 상기 N개의 실제 안테나로 직접 받은 수신신호를 함께 이용하여 소정의 DOA 추정 알고리즘을 수행함으로써 DOA를 산출하는 기능을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 장치.
  13. 제10항에 있어서, 상기 변환행렬은 상기 수신신호들 간의 관계에 기초하여 선형 최소 제곱 (Linear Least Square: LLS) 방법을 사용하여 구하는 것을 특징으로 하는 안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정 장치.
  14. 제10항에 있어서, 상기 N개의 실제 안테나들의 안테나 간격(d)은 상기 수신신호의 파장(λ)보다 크지 않는 것을 특징으로 하는 안테나 어레이 외삽을 이용한 레이더 수신신호의 도착방향 추정장치.
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