KR101953697B1

KR101953697B1 - 균일 선형 배열 안테나 기반의 가상 수신신호 생성을 이용한 도래각 추정 방법 및 장치

Info

Publication number: KR101953697B1
Application number: KR1020170044591A
Authority: KR
Inventors: 심헌교; 이성욱; 강석현; 김성철
Original assignee: 서울대학교산학협력단
Priority date: 2017-04-06
Filing date: 2017-04-06
Publication date: 2019-03-04
Also published as: KR20180113267A

Abstract

선형 예측 확장 기법을 적용하여 적은 수의 안테나로도 우수한 해상력을 갖는 향상된 도래각(DOA) 추정 방법과 장치가 개시된다. N개의 실제 안테나가 일렬로 등간격 d 로 이격 배치된 ULA 안테나에서, i번째부터 'N-2+i'번째까지의 안테나로 받은 수신신호들과 'N-1+i'번째 안테나로 받은 수신신호의 관계를 나타내는 변환 행렬을 구한다. 구해진 변환 행렬을 'i+1'번째부터 'N-1+i'번째까지의 안테나로 받은 수신신호들에 해당하는 값에 곱해서 'N+i'번째에 해당하는 새로운 가상안테나로 받은 가상 수신신호를 생성한다. 가상 안테나로 수신하는 신호의 개수 i를 하나씩 증가시키면서, 개수 i가 미리 설정된 개수 M에 이를 때까지 상기 변환행렬을 구하는 것과 상기 가상 수신신호를 생성하는 것을 반복적으로 수행한다. 미리 설정된 개수 M의 가상의 수신신호와 N개의 실제 안테나로 직접 받은 수신신호를 함께 이용하여 바틀렛 알고리즘과 같은 DOA 추정 알고리즘을 수행함으로써 DOA를 산출한다. 안테나 간격이 좁은 경우에도 사용될 수 있기 때문에 높은 해상도를 유지하면서 그레이팅 로브를 생성하지 않는 이점이 있다. 초기 섹터를 설정할 필요가 없다. 가상 안테나의 수를 실제 안테나 수의 3 배 이상으로 증가시킬 수 있다.

Description

균일 선형 배열 안테나 기반의 가상 수신신호 생성을 이용한 도래각 추정 방법 및 장치 {Method and apparatus for estimating direction of arrival using generation of virtual received signals based on uniform linear array antenna}

본 발명은 균일 선형 배열(uniform linear array: ULA) 안테나 관련 기술에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 ULA 안테나를 기반으로 가상의 수신신호를 생성하여 수신신호의 도래각(direction of arrival: DOA)을 추정하는 방법과 장치에 관한 것이다.

자율 주행 차량 시스템에서 가장 중요한 문제 중 하나는 사람의 안전이다. 예기치 않은 자동차 사고를 예방하기 위해 카메라, 무선 탐지 및 거리 측정 (radio detection and ranging: RADAR) 및 광 탐지 및 거리 측정 (light detection and ranging: LIDAR)과 같은 많은 센서가 자율 차량에 사용되고 있다. 다양한 표적 감지 센서들 중에서 악천후에 사용될 수 있는 레이더가 널리 연구되고 있다.

예를 들어, 전방에 2대의 차량이 레이더 센서로부터 같은 거리에 서로 인접해 있을 때, 레이더는 전방의 차량이 1대가 아닌 2대가 존재한다고 인식할 수 있어야 한다. 표적들의 속도 및 거리(range)가 비슷한 경우 여러 표적을 분리하기 위해 표적으로부터 수신되는 수신신호의 DOA을 정확하게 추정하는 것이 중요하다. 따라서 다중 신호 분류 (multiple signal classification: MUSIC) 알고리즘과 회전 불변 기법을 통한 신호 파라미터의 추정(estimation of signal parameters via rotational invariance technique: ESPRIT) 알고리즘과 같은 고해상도 수신신호 DOA 추정 알고리즘이 지난 수십 년 동안 연구되어 왔다. 또한 최근 몇 년 동안에는 MUSIC 알고리즘보다 신호 대 잡음비(SNR)의 영향을 덜 받는 바틀렛(Bartlett) 알고리즘이 관심을 받고 많이 사용되고 있다.

ULA 형태의 안테나를 사용하여 표적을 찾을 때, 정밀한 해상도와 높은 정확도를 얻기 위해서는 좁은 메인 빔 폭과 낮은 사이드 로브(lobe)가 요구된다. 안테나 어레이의 구경(aperture)이 넓은 경우, 메인 로브의 빔 폭은 좁다. 좁은 빔 폭은 밀접하게 인접한 표적들도 구별할 수 있게 해준다. 그러나 사이드 로브 (side lobes) 및 그레이팅 로브 (grating lobes)가 발생하여 표적의 위치를 결정하는 것을 방해 할 수 있다.

또한, 이 안테나 어레이의 넓은 구경은 너무 큰 공간을 차지한다.

이런 문제점들을 한꺼번에 해결하기 위해 여러 가지 방법들이 제안되었지만, 아직까지는 만족할만한 해결책으로 평가받지 못하고 있다.

레이더의 수신신호 도래각 측정 시 분해능을 높이기 위해서는 안테나 수를 늘리는 것이 좋다. 하지만 실제의 물리적 안테나의 수를 늘리면 그것들이 차지하는 공간이 넓어지는 문제가 있다. 실제 안테나 수를 늘리는 대신 그것을 이용한 가상의 안테나를 만들어 전체 안테나 수가 늘어난 효과를 얻을 수 있다. 기존의 방법은 늘릴 수 있는 가상 안테나의 개수가 실제 안테나 수에 영향을 받는 방식이어서 한계가 있었다.

본 발명은 ULA 안테나 환경에서 늘일 수 있는 가상 안테나의 개수를 종래기술에 비해 더 많게 하고, 제한된 안테나 구경 크기에서 좁은 빔 폭과 낮은 사이드 로브를 가지게 하고 그레이팅 로브를 발생시키지 않음으로써 수신신호 도래각 분해능을 더 향상시킬 수 있는 ULA 안테나 기반의 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 도래각 추정 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위한 실시예들에 따르면, ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 DOA 추정방법은, N개의 실제 안테나가 일렬로 등간격 d 로 이격 배치된 ULA 안테나에서, i번째부터 'N-2+i'번째까지의 안테나로 받은 수신신호들과 'N-1+i'번째 안테나로 받은 수신신호의 관계를 나타내는 변환 행렬을 구하는 단계; 구해진 변환 행렬을 'i+1'번째부터 'N-1+i'번째까지의 안테나로 받은 수신신호들에 해당하는 값에 곱해서 'N+i'번째에 해당하는 새로운 가상안테나로 받은 가상 수신신호를 생성하는 단계; 및 가상 안테나로 수신하는 신호의 개수 i를 하나씩 증가시키면서, 상기 개수 i가 미리 설정된 개수 M에 이를 때까지 상기 변환행렬을 구하는 단계와 상기 가상 수신신호를 생성하는 단계를 반복적으로(recursively) 수행하는 단계를 포함한다.

상기 수신신호 DOA 추정방법의 일 실시예에 있어서, 상기 미리 설정된 개수 M는 적어도 신호 대 잡음 비(SNR) 및 상기 안테나들의 간격을 고려하여 정하되, 수신신호 도래각(DOA) 분해능의 성능 향상이 이루어질 수 있는 최대의 가상 안테나 개수일 수 있다.

상기 수신신호 DOA 추정방법의 일 실시예에 있어서, 상기 미리 설정된 개수 M는 상기 실제 안테나 개수 N의 적어도 3배 이상일 수 있다.

상기 수신신호 DOA 추정방법의 일 실시예에 있어서, 상기 안테나 간격 d는 상기 수신신호의 파장 λ보다 크지 않는 것일 수 있다.

상기 수신신호 DOA 추정방법의 일 실시예에 있어서, 상기 변환 행렬은 수신신호들 간의 관계에 기초하여 선형 최소 제곱 (Linear Least Square: LLS) 방법을 사용하여 구할 수 있다.

상기 수신신호 DOA 추정방법의 일 실시예에 있어서, 전방의 표적으로부터 반사되어 되돌아오는 시간 도메인의 무선신호를 N개의 실제 안테나가 수신하는 단계; 수신된 시간 도메인의 무선신호를 주파수 도메인의 신호로 변환하는 단계; 및 변환된 주파수 도메인의 신호 중 비트 주파수에 해당하는 신호를 시간 도메인의 신호로 변환하는 단계를 더 포함할 수 있다. 또한, 상기 변환 행렬을 구하는 데 이용되는 신호는 비트 주파수에 해당하는 신호에 대응하는 시간 도메인 신호일 수 있다.

상기 수신신호 DOA 추정방법의 일 실시예에 있어서, 상기 '주파수 도메인의 신호로 변환하는 단계'는, 상기 '수신된 시간 도메인의 무선신호를' 힐버트 변환을 이용하여 복소수 신호 형태로 변환하는 단계; 상기 복소수 신호에 대하여 푸리에변환을 수행하는 주파수 도메인의 신호로 변환하는 단계; 및 변환된 주파수 도메인의 신호를 캘리브레이션 하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 수신신호 DOA 추정방법의 일 실시예에 있어서, 상기 '비트 주파수에 해당하는 신호를 시간 도메인의 신호로 변환하는 단계'는, 변환된 주파수 도메인의 신호 중에서 비트 주파수에 해당하는 신호를 추출하는 단계; 및 추출한 비트 주파수에 해당하는 신호를 역 푸리에변환하여 시간 도메인의 신호로 변환하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 수신신호 DOA 추정방법의 일 실시예에 있어서, 상기 미리 설정된 개수(M)의 가상의 수신신호와 상기 N개의 실제 안테나로 직접 받은 수신신호를 함께 이용하여 소정의 수신신호 DOA 추정 알고리즘을 수행함으로써 수신신호 DOA를 산출하는 단계를 더 포함할 수 있다.

상기 수신신호 DOA 추정방법의 일 실시예에 있어서, 상기 소정의 수신신호 DOA 추정 알고리즘은 바틀렛 알고리즘일 수 있다.

한편, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예들에 의하면, 일렬로 등간격 d 로 이격 배치되고 전방에서 입사되는 무선신호를 수신하는 N개의 실제 안테나를 포함하는 ULA 수신 안테나; 상기 ULA 수신 안테나의 각 안테나를 통해 수신된 N개의 수신신호로부터 소정의 신호를 추출하여 N개의 디지털 신호로 변환하는 수신부; 및 상기 수신부가 제공하는 상기 N개의 디지털 신호를 제공받아 가상 안테나를 통해 수신되는 미리 설정된 M개의 가상 수신신호를 생성하고, 생성된 상기 M개의 가상 수신신호와 상기 수신부가 제공하는 상기 N개의 디지털 신호를 함께 이용하여 수신신호 DOA 추정값을 산출하는 신호처리부를 포함하는 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 DOA 추정 장치가 제공된다. 상기 수신신호 DOA 추정 장치에 있어서, 상기 M개의 가상 수신신호는 (a) i번째부터 'N-2+i'번째까지의 안테나로 받은 수신신호들과 'N-1+i'번째 안테나로 받은 수신신호의 관계를 나타내는 변환행렬을 구하는 처리와, (b) 구해진 변환행렬을 'i+1'번째부터 'N-1+i'번째까지의 안테나로 받은 수신신호들에 해당하는 값에 곱해서 'N+i'번째에 해당하는 새로운 가상안테나로 받은 가상 수신신호를 생성하는 처리의 두 처리 (a)와 (b)를 가상 안테나로 수신하는 신호의 개수 i를 하나씩 증가시키면서, 상기 개수 i가 M에 이를 때까지 반복적으로(recursively) 수행하는 것에 의해 생성된다.

상기 수신신호 DOA 추정 장치의 일 실시예에 있어서, 상기 미리 설정된 개수 M은 상기 실제 안테나 개수 N의 적어도 3배 이상일 수 있다.

상기 수신신호 DOA 추정 장치의 일 실시예에 있어서, 상기 신호처리부는 수신신호들 간의 관계에 기초하여 선형 최소 제곱 (Linear Least Square: LLS) 방법을 사용하여 상기 변환 행렬을 구할 수 있다.

상기 수신신호 DOA 추정 장치의 일 실시예에 있어서, 상기 신호처리부는 (c) 전방의 표적으로부터 반사되어 되돌아오는 시간 도메인의 무선신호를 N개의 실제 안테나가 수신하는 처리, (d) 시간 도메인의 무선신호를 주파수 도메인의 신호로 변환하는 처리, 그리고 (e) 변환된 주파수 도메인의 수신신호 중 비트 주파수에 해당하는 신호를 시간 도메인의 신호로 변환하는 처리를 통해 상기 변환 행렬을 구하는 데 이용되는 신호를 만들어낼 수 있다.

상기 수신신호 DOA 추정 장치의 일 실시예에 있어서, 상기 신호처리부는, 상기 '주파수 도메인의 신호로 변환하는 처리'(d)를 위해, (f) 상기 '수신된 시간 도메인의 무선신호를' 힐버트 변환을 이용하여 복소수 신호 형태로 변환하는 처리, (g) 상기 복소수 신호에 대하여 푸리에변환을 수행하는 주파수 도메인의 신호로 변환하는 처리, 그리고 (h) 변환된 주파수 도메인의 신호를 캘리브레이션 하는 처리를 수행할 수 있다.

상기 수신신호 DOA 추정 장치의 일 실시예에 있어서, 상기 신호처리부는, 상기 '비트 주파수에 해당하는 신호를 시간 도메인의 신호로 변환하는 처리'(e)를 위해, (i) 변환된 주파수 도메인의 신호 중에서 비트 주파수에 해당하는 신호를 추출하는 처리, 그리고 (j) 추출한 비트 주파수에 해당하는 신호를 역 푸리에변환하여 시간 도메인의 신호로 변환하는 처리를 수행할 수 있다.

본 발명은 표적으로부터 반사되어 돌아오는 실제 수신신호들 간의 관계에 기초한 외삽법(extrapolation)을 통해 가상의 안테나를 만든다. 본 발명에 따른 변환 벡터를 이용한 개선된 수신신호 DOA 추정 기술은 안테나 개구 크기가 작은 경우에도 상당히 높은 분해능을 갖는다.

본 발명은 적은 수의 안테나를 사용하는 경우에도 많은 안테나가 있을 때와 같은 효과를 낼 수 있다. 본 발명에 따르면, 기존의 외삽법과는 달리 가상 안테나의 수를 실제의 물리적 안테나 수의 적어도 3배 이상으로 증가시킬 수 있다. 본 발명은 선형 예측 확장을 이용하여 가상 안테나 수를 많이 늘릴 수 있고, 그에 따라 분해능 향상 정도도 더욱 커진다.

또한, 본 발명은 수신신호 DOA 추정 시, 종래의 보간 방법과는 달리, 초기 검출대상 섹터를 설정할 필요가 없기 때문에 종래의 보간 방법보다 훨씬 간단하다.

본 발명은 안테나 간격이 좁은 경우에도 사용될 수 있기 때문에 높은 해상도를 유지하면서 그레이팅 로브(grating lobe)를 생성하지 않는 이점이 있다. 그레이팅 로브 가 생기지 않기 때문에 그레이팅 로브 (grating lobe)가 실제 표적으로 오판되는 경우가 생기지 않는다. 즉, 제한된 안테나 구경 크기에서 좁은 빔 폭과 낮은 사이드 로브와 낮은 그레이팅 로브를 동시에 가지므로, 고해상도를 실현할 수 있다.

본 발명은 자율주행 차량용 레이더에 적용할 수 있다. 향상된 분해능을 통해 전방에 근접해 있는 복수 대의 차량들을 한 대로 오인하지 않고 실제 차량 대수만큼 정확하게 인식할 수 있게 해준다. 이에 의해 정확한 전방 감시가 가능하고 차량 충돌 사고 등을 효과적으로 예방할 수 있다.

도 1은 N개의 안테나가 ULA의 형태로 배열된 ULA 안테나의 무선신호 수신을 도시한다.
도 2는 본 발명에 따른 방법을 실시하기 위한 시스템의 구성을 예시한다.
도 3은 본 발명에 따른 방법에 기초한 수신신호 DOA의 추정 절차를 나타내는 흐름도이다.
도 4는 도 3의 흐름도의 단계 S200의 구체적인 실행 절차를 나타낸다.
도 5는 도 3의 흐름도의 단계 S300의 구체적인 실행 절차를 나타낸다.
도 6은 도 3의 흐름도의 단계 S400의 구체적인 실행 절차를 나타낸다.
도 7은 도 2의 시스템의 DSP에서 본 발명에 따른 방법에 기초한 수신신호 DOA 추정을 위한 연산과정을 도시한다.
도 8은 본 발명에 따른 가상 안테나를 이용한 가상 안테나 수신신호를 증가시키는 방법을 개념적으로 도시한다.
도 8은 실제 안테나의 수신신호를 이용하여 가상 안테나의 수신신호를 산출하는 본 발명의 방법을 개념적으로 도시한다.
도 9는 본 발명의 알고리즘을 차량용 레이더 장치에 적용하여 전방의 2대의 차량을 인식하는 상황을 나타낸다.
도 10은 실제의 안테나 배열과 가상 안테나를 이용한 확장 배열 각각에 대한 바틀렛 의사 스펙트럼(Bartlett pseudospectrum)을 예시한다.
도 11의 (a)와 (b)는 레이더 장치의 검출대상 섹터가 [-5°, 5°]로 좁은 경우와 [-15°, 15°]로 넓은 경우 각각에 대하여 본 발명에 따른 알고리즘°으로 가상 안테나의 수신신호를 생성하여 바틀렛 알고리즘을 적용한 경우와, 종래의 보간법으로 가상 수신신호를 생성하여 바틀렛 알고리즘을 적용한 경우의 바틀렛 의사 스펙트럼을 나타낸다.
도 12는 본 발명에 따른 외삽 알고리즘에 의해 생성된 가상 안테나의 수의 변화에 따른 표적 위치의 추정 성능에 관한 평균 제곱근 오차(root mean square error: RMSE)의 변화를 나타내는 그래프이다.
도 13은 안테나 수의 증가에 따른 RMSE error의 변화를 나타내는 그래프이다.
도 14는 ULA 어레이에서 64 개의 안테나가 사용될 때 각 안테나에 대한 수신신호 강도를 도시한다.
도 15는 가상 안테나의 위치 변화 및 안테나 수의 증가에 따른 변환 벡터 u의 구성요소 값의 변화를 나타낸다.

이하에서는 첨부한 도면을 참조하면서 본 발명의 실시예에 관해 구체적으로 설명한다.

도 1은 N개의 안테나가 일렬로 등간격 d 로 이격 배치된 ULA 안테나에서 전방의 표적으로부터 반사되어 되돌아오는 무선신호를 수신하는 것을 나타낸다. 이와 같은 ULA 형태의 안테나에서, 수신신호

는 다음과 같이 표현 될 수 있다.

......(1)

여기서,

,

는 전치 연산자, N 은 안테나의 수를 나타낸다.

는 스티어링 행렬(steering matrix)이다. 스티어링 행렬은 다음과 같이 주어진 스티어링 벡터

로 구성된다.

......(2)

여기서, L은 표적의 수, λ는 안테나의 수신신호의 파장, d _i 는 첫 번째 안테나에서 i 번째 안테나까지의 거리, 본 발명의 실시예에서는 ULA가 사용되기 때문에

이고, 여기서 d 는 안테나 간격이다.

는 시간 t에서의 Lx1 입사 신호 벡터를 나타내며,

는 Nx1 제로 평균 백색 가우시안 잡음 벡터(zero mean white Gaussian noise vector)를 나타내고,

는 ULA 안테나 배열의 연장선과 직각을 이루는 직선과 각 안테나로 수신되는 입사 신호 벡터가 이루는 각을 나타낸다.

수신된 신호의 자기 상관 행렬(autocorrelation matrix)은 다음과 같이 추정 될 수 있다.

......(3)

여기서,

는 기대값(Expectation)을 나타내고,

는 수신신호

의 상관행렬을 나타내며,

는 공액 전치 연산(conjugate transpose operation)을 나타낸다. 만약 신호가 에르고드적(ergodic: 상당한 기간이 지난 후, 하나의 체계가 최초의 상태와 거의 비슷한 상태로 돌아가는 조건 하에 있는)인 경우, 앙상블 평균(ensemble average)은 시간 평균으로 표현할 수 있으므로 시간 평균을 사용하여 자기 상관 행렬

를 계산할 수 있다.

......(4)

여기서, K 는 시간 샘플의 개수이다.

한편, 바틀렛 알고리즘(Bartlett Algorithm)의 목표는 잡음의 크기를 일정하게 유지하면서 수신된 신호의 전력을 최대화하는 가중치 벡터를 결정하는 것이다. 어레이 출력은 수신신호에 가중치 벡터 w 를 곱한 값으로 표현 될 수 있다.

......(5)

여기서, w 는 Nx1 가중치 벡터이고, y(t)는 수신신호의 가중 출력이다. 각도 θ에서 오는 신호가 있으면 어레이 출력은 다음과 같이 표현될 수 있다.

......(6)

여기서

이고,

은 잡음 분산을 나타낸다. 잡음 성분의 크기를 일정하게 유지하기 위해,

로 설정한다. 따라서 식 (6)의 해는 다음과 같다.

......(7)

바틀렛 알고리즘의 출력 스펙트럼은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

......(8)

도 2는 본 발명에 따른 방법을 실시하기 위한 ULA 안테나 기반 레이더 시스템의 예시적인 구성을 나타낸다. 이 레이다 시스템(10)은 ULA 수신 안테나(60)에 연결된 수신부(30)와, ULA 송신 안테나(70)에 연결된 송신부(20), 그리고 송신부(20)와 수신부(30)에 연결된 디지털신호처리부(40)를 포함할 수 있다. 레이다 시스템(10)은 신호처리부(40)에 연결된 사용자 인터페이스(User Interface, 50)를 더 포함할 수 있다.

ULA 수신 안테나(60)와 ULA 송신 안테나(70)는 각각 다수의 안테나를 포함할 수 있다. 특히, ULA 수신 안테나(60)는 다수의 안테나가 등간격으로 일렬로 배치된 ULA 형태의 안테나 배열을 가질 수 있다. 송신 안테나(70)를 통해 송출된 무선주파수 신호가 전방의 표적에서 반사되어 되돌아오는 반사 신호를 ULA 수신 안테나(60)가 수신할 수 있다.

송신부(20)는 송신 안테나(70)를 통해 전방의 표적으로 레이더 신호를 무선으로 송출한다. 일 실시예에 따르면, 송신부(20)는 파형발생기(Waveform Generator, 24), 발진기(26), 전력증폭기(Power Amplifier: PA, 28)를 포함할 수 있다. 파형발생기(24)는 신호처리부(40)가 제공하는 디지털 송신신호에 기초하여 원하는 주기와 모양의 아날로그 파형을 갖는 신호를 생성할 수 있다. 예를 들어 신호발생기(24)는 삼각파형의 변조된 신호(삼각파)를 송신신호로서 발진기(26)에 제공할 수 있다. 발진기(26)는 파형발생기(24)가 생성한 송신신호를 무선 송출하기 위해 고주파수의 무선주파수(RF) 신호로 변환한다. 발진기(26)는 예를 들어 파형발생기(24)가 제공하는 송신신호의 주파수 변조를 수행할 수 있다. 또한, 발진기(26)는 그 변환된 RF 신호를 수신부(30)의 혼합기(34)에 참조신호로 제공할 수 있다. 전력 증폭기(28)는 발진기(26)에서 출력되는 RF 신호를 송출에 필요한 출력으로 증폭하여 송신 안테나(70)에 제공한다. 발진기(26)는 예컨대 전압제어발진기(Voltage Control Oscillator: VCO)로 구성될 수 있다.

수신부(30)는 송신 안테나(70)에서 송출된 후 전방의 표적에 부딪혀 반사되어 되돌아오는 RF 신호를 수신 안테나(60)를 통해 전달받는다. 수신부(30)는 그 RF 신호를 송신부(20)의 발진기(26)로부터 제공된 참조 신호를 기초로 하향 변환한 다음 디지털 신호로 변환하여 신호처리부(40)에 제공할 수 있다. 일 실시예에 따르면, 수신부(30)는 수신 안테나(60)를 구성하는 각 안테나마다 저잡음 증폭기(Low-Noise Amplifier: LNA)(32), 믹서(34), 그리고 아날로그-디지털 변환기(Analog-to-Digital Converter: ADC, 38)를 포함할 수 있다.

저잡음 증폭기(32)는 ULA 수신 안테나(60)의 대응 안테나에 연결되어 ULA 수신 안테나(60)가 잡은 미약한 수신신호를 증폭시킨다. 저잡음 증폭기(32)에 의해 증폭된 수신신호는 혼합기(34)에 제공된다. 혼합기(34)는 상기 증폭된 수신신호와 송신부(20)의 발진기(26)로부터 제공되는 상기 RF 신호 간의 주파수 차이에 기초하여 상기 수신신호를 하향 변환할 수 있다. 즉, 혼합기(34)에서는 상기 증폭된 수신신호와 송신부(20)의 발진기(26)로부터 제공되는 상기 RF 신호가 혼합되어, 그 두 신호 간의 주파수 차이가 산출되고, 그 산출된 차주파수를 주파수로 갖는 비트 신호(beat signal)가 얻어진다. 혼합기(34)에서 얻어지는 비트 신호는 ADC(38)에 의해 디지털 신호로 변환된다. 이렇게 얻어진 디지털 수신신호는 신호처리부(40)로 제공된다. 수신부(30)는 혼합기(34)에서 출력되는 상기 비트 신호에 포함된 저주파성분을 제거하기 위한 저역통과필터(Low-Pass Filter: LPF,36)를 더 포함할 수 있다.

일 실시예에 따르면, 신호처리부(40)는 송신부(20), 수신부(30), 사용자 인터페이스(50)의 전반적인 동작을 제어할 수 있다. 신호처리부(40)는 전방 표적으로부터 반사된 신호에 대응하는 디지털 정보를 수신부(30)로부터 제공받아 이하에서 설명하는 방법에 따라 연산 처리하여 전방 표적으로부터 수신되는 수신신호의 DOA를 추정한다. 또한, 신호처리부(40)는 발신 안테나(70)를 통해 표적으로 송출할 정보를 신호처리를 통해 생성하여 송신부(20)에 제공한다. 신호처리부(40)는 예를 들어 디지털 신호 처리기(Digital Signal Processor: DSP), 마이크로 컴퓨터 등으로 구현될 수 있다.

사용자 인터페이스(UI, 50)는 신호처리부(40)의 처리 결과를 표시하거나 또는 사용자의 지시를 신호처리부(40)에 전달한다.

도 2에 도시된 레이더 시스템(10)의 구성은 예시적인 것일 뿐이며, 무선신호의 변,복조 방식 등에 따라 다른 구성을 가질 수도 있음은 물론이다. 이 레이더 시스템(10)은 예를 들어 차량에 설치되어 차량용 레이더 장치로서 사용될 수 있다.

본 발명에 따른 가상 안테나 신호 생성방법은 프로그램으로 구현될 수 있다. 그 프로그램은 신호처리부(40)에 내장되어 그것에 의해 실행될 수 있다.

도 3은 본 발명에 따른 방법에 기초한 수신신호 DOA의 추정 절차를 나타내는 흐름도이다. 도 7은 도 2의 레이다 시스템(10)의 신호처리부(40)에서 본 발명에 따른 방법에 기초한 수신신호 DOA 추정을 위한 연산과정을 도시한다.

레이다 시스템(10)에서 본 발명에 따른 수신신호 DOA를 추정하는 방법을 개략적으로 설명한다. 레이다 시스템(10)에서, 신호처리부(40)가 제공하는 디지털 송신신호에 기초하여 송신부(20)가 RF 신호를 만들어 송신 안테나(70)를 통해 송출한다. 송신 안테나(70)가 표적으로 송출한 RF 신호는 전방의 표적에 부딪혀 반사된다. ULA 수신 안테나(60)의 각 안테나는 그 표적에 반사되어 되돌아오는 RF 신호를 수신하여 수신부(30)에 전달할 수 있다. 수신부(30)는, 앞에서 언급했듯이 각 안테나(60)가 받은 RF 신호와 발진기(26)로부터 제공되는 상기 RF 신호 간의 주파수 차이에 기초한 비트 신호(beat signal)를 생성한 다음, 그것을 디지털 신호로 변환하여 신호처리부(40)에 제공한다(S100 단계).

수신부(30)가 신호처리부(40)에 제공한 그 수신 신호는 시간 도메인의 신호이다. 이를 주파수 도메인의 신호로 변환한다(S200 단계). 도 4의 흐름도는 도 3에 도시된 흐름도의 단계 S200의 구체적인 실행 절차를 나타낸다. 이를 참조하여 설명하면, 수신부(30)가 제공하는 시간 도메인의 신호는 신호처리부(40)에서 예를 들어 힐버트 변환(Hilbert Transform) 알고리즘을 이용하여 복소수 신호 형태로 변환될 수 있다(S210 단계). 그런 다음 그 변환된 복소수 신호는 패스트 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT) 알고리즘을 이용하여 주파수 도메인의 신호로 변환될 수 있다(S220 단계). 변환된 주파수 도메인 신호에 대하여 캘리브레이션 처리를 할 수 있다(S230 단계).

주파수 도메인으로 변환된 신호 중에서 비트 주파수(beat frequency)에 해당하는 신호는 시간 도메인의 신호로 다시 변환될 수 있다(S300 단계). 도 5의 흐름도는 S300 단계의 구체적인 실행절차를 나타낸다. 이를 참조하면, 푸리에 변환을 통해 얻어진 주파수 도메인 신호에서 비트 주파수 신호를 추출한다(S310 단계). 그 추출된 비트 주파수 신호에 대하여 역 패스트 푸리에 변환(IFFT)을 수행하여 시간 도메인의 신호로 변환한다(S320 단계).

이렇게 하여 시간 도메인 신호가 얻어지면, 그 변환된 시간 도메인 신호를 이용하여 가상의 안테나를 통해 수신되는 가상의 수신신호를 생성한다(S400 단계).

원하는 개수의 가상 안테나의 가상 수신신호가 얻어지면, 그 가상 수신신호와 실제의 물리적 안테나를 통해 수신된 신호를 함께 이용하여 수신신호 DOA 추정을 위한 알고리즘을 수행한다(S500 단계).

본 발명은 예를 들어 바틀렛 알고리즘(Bartlett algorithm)의 해상도를 높이고 격자 로브와 사이드 로브의 레벨을 낮추기 위해 개선된 수신신호 DOA 추정 알고리즘을 제안한다. 기존의 배열 보간 알고리즘에서는 시야 범위를 나타내는 섹터를 설정해야 한다. 섹터 외부에 표적이 존재하면, 종래의 보간 알고리즘은 표적의 위치를 정확하게 추정할 수 없다. 또한 초기 섹터를 설정하려면 추가 단계를 수행해야 한다. 그러나 본 발명에 따른 방법은 섹터를 설정할 필요가 없다.

도 6의 흐름도는 가상의 수신신호를 생성하는 S400 단계의 실행절차를 좀 더 구체적으로 나타낸다. 도 8은 ULA 수신 안테나(60)가 ULA 형태로 배치된 4개의 실제 안테나로 구성되는 경우, 그 4개의 실제 안테나의 수신신호를 이용하여 가상 안테나를 늘려가면서 그 가상 안테나의 수신신호를 생성하는 본 발명의 방법을 개념적으로 도시한다. 이 도면들을 더 참조하면서 가상의 수신신호를 만들어내는 처리(S400 단계)를 좀 더 구체적으로 설명한다.

ULA 수신 안테나(60)를 구성하는 실제 안테나가 N개라고 가정한다(도 8은 N=4인 경우이다). 먼저, 가상 안테나를 통해 받는 수신신호의 개수 i를 하나씩 증가시켜가면서(S410 및 S450 단계), 그 생성되는 가상 안테나를 통해 받는 가상의 수신신호를 만들어내는 처리(S420 및 S430 단계)를 반복적으로(recursively) 수행한다. 이러한 가상의 수신신호를 생성하는 처리(S420 및 S430 단계)는 가상의 안테나의 개수 i가 미리 설정해둔 최대 가상 안테나(또는 이를 통해 받는 가상의 수신신호)의 개수 M과 같아질 때까지 반복 수행한다(S440 단계).

구체적으로 설명하면, 먼저 가상의 안테나의 개수 i에 1의 값을 부여한다(S410 단계). 가상의 수신신호를 만들어내기 위해, 첫 번째부터 (N-1)번째까지의 N-1개의 안테나로 받은 수신신호와, N번째 안테나로 받은 수신신호 간의 관계를 나타내는 변환 행렬(Transformation Matrix)을 구한다(i=1일 때의 S420 단계). 도 8의 (a)는 N=4인 경우 이를 예시하는데, 첫 번째부터 세 번째까지의 3개의 안테나로 수신된 신호 X₁, X₂, X₃와 맨 마지막의 네 번째 안테나로 수신된 신호 X₄ 간의 관계를 나타내는 변환 행렬 U₁을 구한다. 변환 행렬 U₁는 1, 2, 그리고 3번 안테나의 수신신호에 가중치를 곱해서 4번 안테나의 수신신호를 만들어주는 벡터로서, 아래 식을 이용하여 구할 수 있다.

......(9)

......(10)

구한 변환 행렬 U₁을 2번째부터 N번째까지의 N-1개의 안테나로 받은 수신신호에 해당하는 값에 곱하여 N+1번째에 해당하는 새로운 가상 수신신호를 만든다(i=1일 때의 S430 단계). 이 가상 수신신호는 새롭게 생성한 N+1번째의 안테나(이것은 첫 번째 가상 안테나임)를 통해 수신되는 가상 신호에 해당한다. 도 8의 (b)는 이를 예시하고 있다. 즉, 식 (11)로 나타낸 것처럼, 앞에서 구한 변환 행렬 U₁을 2, 3, 그리고 4번 안테나로 수신한 신호에 곱하여 5번째 안테나(즉, 첫 번째 가상 안테나)의 수신신호 X₅로 생성하는 것을 도시한다.

......(11)

이렇게 만들어지는 가상 안테나의 수신신호의 개수 i가 미리 설정된 최대 가상 안테나(또는 이를 통해 받는 가상의 수신신호)의 개수 M에 도달할 때까지, S420 단계와 S430 단계를 반복해서 수행한다. 여기서, 최대 가상 안테나(또는 이를 통해 받는 가상의 수신신호)의 개수 M은 본 발명의 방법을 적용하여 수신신호 DOA 분해능의 성능 개선이 가능한 최대의 가상 안테나(가상 수신신호) 개수로 정의할 수 있다. 이 M의 값은 실제 사용 환경에서의 SNR, ULA 안테나(60)를 구성하는 안테나들 간의 간격 등에 따라 가변적일 수 있다. 실제 테스트에 따르면, 가상 안테나의 개수 M은 실제 안테나의 개수의 대략 3배 이상일 수 있다.

도 8의 (c)는 앞에서와 같은 방법으로 X₂, X₃, X₄ 와 X₅ 간의 관계를 나타내는 변환 행렬 U₂를 구한 다음, X₃, X₄, X₅ 에 변환 행렬 U₂를 곱하여 i=2일 때의 새로운 가상의 수신신호 X₆을 생성하는 것을 개념적으로 도시한다. 도 8의 (c)에 도시된 것처럼, 앞에서와 같은 방법으로 5개의 수신신호 중 맨 마지막 신호 이전의 3개의 실제 안테나의 수신신호 X₂, X₃, X₄ 에 가중치를 곱해서 맨 마지막의 가상 안테나의 수신신호 X₅를 만들어주는 변환 행렬 U₂를 구한 다음, X₃, X₄, X₅ 에 변환 행렬 U₂를 곱하여 i=2일 때의 새로운 가상 안테나의 수신신호 X₆을 생성하는 것을 개념적으로 도시한다.

이와 같이 i 값을 1씩 증가시키면서 변환 행렬 U_i를 구하고, 그 구해진 변환 행렬 U_i를 이용하여 가상 수신신호를 생성하는 이와 같은 과정은 M개의 가상 수신신호가 만들어질 때까지 반복한다. 도 8의 (d)는 이를 예시한다. M개의 가상 신호를 받는 M개의 가상 안테나는 물리적인 실제 ULA 안테나(60)의 좌측과 우측에 각각 절반씩, 즉 M/2개씩 위치시킨 경우를 도시한다. 그 M개의 가상 안테나는 물리적인 실제 ULA 안테나(60)의 좌측이나 우측의 어느 한 쪽에만 위치하게 하거나, 또는 좌측과 우측에 배치되는 가상 안테나의 개수를 다르게 하는 것도 물론 가능하다.

가상 안테나를 늘려가면서 가상의 수신신호를 생성하는 본 발명의 방법을 수식을 이용하여 일반화시켜 설명하면 다음과 같다.

변환 행렬 U_i를 변환 벡터(transformation) u로 표시할 수도 있다. 변환 벡터 u는 선형 최소 제곱 (Linear Least Square: LLS) 방법을 사용하여 구할 수 있다. 그 변환 벡터는, 기존의 선형 예측 방법에서는, 수신신호의 상관 행렬을 이용하여 얻는다. 기존의 선형 예측 방법에서는 실제 안테나의 수의 최대 2 배의 가상 안테나 수를 생성할 수 있다.

그에 비해, 본 발명은 수신신호들 간의 관계를 이용하여 변환 벡터 u를 직접 계산하므로, 기존의 방법보다 가상 안테나의 수를 더 많이 생성할 수 있다. 적어도 실제 안테나 수의 3배 이상의 가상 안테나를 생성할 수 있다. N개의 ULA 안테나가 있는 경우, N 번째 안테나의 수신신호

와 다른 안테나의 수신신호

의 관계를 이용하여 제1 안테나로부터 Nd 만큼 떨어진 N+1 번째 안테나의 수신신호를 예측할 수 있다.

안테나 간격이 큰 배열 안테나를 쓰면, 전방에 비슷한 지점에 있는 복수 표적을 구분하는 분해능(해상도, resolution)은 좋아진다. 하지만, 안테나 간격이 0.5λ보다 큰 경우, 어느 정도 큰 사이드 로브가 생성된다. 안테나 간격이 1.0λ보다 큰 경우, 메인 로브의 크기와 유사한 크기를 갖는 일부 그레이팅 로브가 생성된다. 그레이팅 로브(grating lobe)는 중앙으로 가까워져 그것이 발생하면 메인 로브와 크기가 유사하기 때문에 그것을 표적과 구별하기가 어렵다.

그러나 본 발명에 따른 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성 방법을 이용하면 고해상도 빔을 형성 할 수 있다. ULA 안테나(60)의 안테나 간 간격이 1.0λ보다 짧은 경우에도 해상도는 1.0λ보다 큰 안테나 간격을 사용하는 기존의 Bartlett 알고리즘보다 높다. 그레이팅 로브가 생기지 않으면서 표적들을 구분해낼 수 있는 장점이 있다. 위의 설명에 기초하여 i 번째 추정 신호는 다음 방정식을 사용하여 얻을 수 있다.

......(12)

여기서,

는 (i+N-1) 번째 위치에 안테나가 있을 때 수신 될 것으로 예상되는 선형 예측 확장에 의해 생성된 (i-1) 번째 수신신호를 나타내고, 즉

는 이미 결정한 수신신호 벡터를 나타낸다.

......(13)

식 (13)에서 선형 최소제곱법을 사용하여

와

사이의 차이의 노름(norm)을 최소화하는 변환 벡터

를 얻는다. 이는 다음과 같이 주어진다.

......(14)

식 (14)에 의해 얻어진

를 사용하여 (i+N-1) 번째 안테나가 존재한다고 가정하면, 그 안테나로 들어오는 수신신호는 다음과 같이 예측 될 수 있다.

......(15)

위의 방법을 사용하여 i+N+1, i+N+2, ..., (N+M)번째 가상 안테나의 수신신호를 예측할 수 있다. M은 가상 안테나들의 개수이다.

는 실제 안테나가 있는 위치에서 생성된 신호이므로 더 정확한 신호

를 사용한다.

이와 같은 과정을 통해 원하는 개수의 가상 안테나의 수신신호가 얻어지면, 수신신호 DOA를 추정하는 알고리즘을 수행한다. 즉, N 개의 실제 안테나에 의해 수신된 신호 및 이들 신호에 의해 생성된 M 개의 추정된 수신신호를 사용하여 수신신호 DOA 추정 알고리즘을 수행한다. 수신신호 DOA 추정 알고리즘으로 사용할 수 있는 것은 예를 들어 공지된 바틀렛 알고리즘이거나 또는 다른 공지 알고리즘 또는 장래에 개발될 수도 있는 새로운 수신신호 DOA 추정 알고리즘일 수 있다.

본 발명에 따른 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성 방법은 표적 검출용 레이더 장치에 응용하여 수신신호 DOA를 고해상도로 추정할 수 있다. 도 9는 본 발명의 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성 알고리즘을 예컨대 자율주행 차량(100)용 레이더 장치(10)에 적용하여 전방의 2대의 차량(200a, 200c)을 인식하는 상황을 나타낸다. 도 10은 실제의 안테나 배열(안테나 간격 d = 0.8λ와 2.0λ)에 대한 기존의 보간법을 적용한 Bartlett 알고리즘을 적용한 경우(이하, '케이스 1'이라 함)의 바틀렛 의사 스펙트럼(Bartlett pseudospectrum)과, 실제의 안테나(안테나 간격 d =0.8λ)와 본 발명의 알고리즘(외삽법)에 따라 생성한 가상 안테나를 함께 이용한 확장 안테나 배열에 대한 바틀렛 알고리즘을 적용한 경우(이하, '케이스 2'라 함)의 의사 스펙트럼(Bartlett pseudospectrum)을 예시한다. 시뮬레이션에서 실제 안테나 수는 4개인 ULA 안테나를 사용하였다. 모든 시뮬레이션에서 SNR은 10dB로 설정되고, 검은 점선은 두 표적의 위치를 나타낸다. 레이더 장치(10)에서 두 대의 표적 차량(200a, 200b)까지의 사이각은 [-3°, 3.5°]이다. 가상 안테나의 수(M)는 16이다. 실제 안테나와 가상 안테나의 위치는 두 경우 모두 동일하다.

2대의 차량(200a, 200b)이 레이더 장치(10)로부터 실질적으로 같은 거리에 서로 인접해 있는 경우(두 표적까지의 사이각 β가 작은 상황)를 고려한다. 실제 안테나를 통해 수신되는 신호만을 가지고 바틀렛 알고리즘을 적용하는 종래의 레이더 장치는 분해능이 좋지 못하여 전방에 차량이 2대가 아닌 한 대가 존재한다고 오인하게 된다(도 9의 (b)와 도 10의 '300'번의 파란색 그래프 참조). 안테나 간격이 큰 ULA 안테나 배열(예를 들어 안테나 간격 d=2λ인 경우)을 사용하면, 차량을 구분하는 분해능(resolution)은 좋아지게 되지만 그레이팅 로브가 발생하여 또 다른 문제가 생긴다(도 10의 320번의 검은색 그래프 참조). 하지만, 본 발명의 알고리즘을 적용하여 가상 안테나의 수신신호를 더 이용하여 바틀렛 알고리즘을 적용하는 레이더 장치(10)는 안테나 간격이 크지 않는 ULA 안테나 배열(예를 들어 안테나 간격 d=0.8λ인 경우)을 사용하고서도 분해능이 크게 향상되어 전방의 2대의 차량(200a, 200b)을 각각 별개의 차량으로 인식할 수 있다(도 10의 310번의 빨간색 그래프 참조). 그러므로 본 발명의 알고리즘은 ULA 안테나 배열의 안테나 간격 d가 안테나의 수신신호의 파장 λ보다 크지 않은 값으로 정해져도 그레이팅 로브를 발생시키지 않으면서 표적에 대한 분해능도 향상시킬 수 있는 장점을 갖는다.

레이더 장치의 검출대상 섹터의 광협에 따라 수신신호 DOA 추정의 분해능에 차이가 있다. 도 11의 (a)는 레이더 장치의 검출대상 섹터가 [-5°, 5°]로 좁은 경우에 본 발명에 따른 알고리즘으로 가상 안테나의 수신신호를 생성하여 바틀렛 알고리즘을 적용한 경우와, 종래의 보간법으로 가상 수신신호를 생성하여 바트렛 알고리즘을 적용한 경우의 바틀렛 의사 스펙트럼을 나타낸다. 파란색 그래프(330)는 전자를 나타내고, 빨간색 그래프(340)는 후자를 나타낸다. 안테나 간격 d가 0.8λ이고, 실제 안테나 수 N은 4이고, 가상 안테나 수 M은 16으로 하였다. 실제 안테나와 가상 안테나의 위치는 두 경우 모두 같게 하였다. 검출대상 섹터의 범위가 좁아지면, 수신신호 DOA 추정 오차는 종래의 보간법을 적용한 경우가 본 발명의 방법을 적용한 경우에 비해 더 크다는 것을 보여준다.

도 11의 (b)는 레이더 장치의 검출대상 섹터가 [-15°, 15°]로 넓은 경우에 본 발명에 따른 알고리즘으로 가상 안테나의 수신신호를 생성하여 바틀렛 알고리즘을 적용한 경우와, 종래의 보간법으로 가상 수신신호를 생성하여 바트렛 알고리즘을 적용한 경우의 바틀렛 의사 스펙트럼을 나타낸다. 350번의 파란색 그래프가 전자의 경우에 해당하고, 360번의 빨간색 그래프가 후자의 경우에 해당한다. 종래의 보간법 알고리즘은 섹터가 넓어지면 본 발명의 알고리즘에 비해 각도 추정 성능이 크게 저하됨을 알 수 있다. 또한, 종래의 보간법 알고리즘은 섹터가 넓어지면 그레이팅 로브들이 발생하는 것을 볼 수 있다. 만약 표적이 해당 섹터 범위 내에 존재하지 않는다면, 성능은 더 나빠질 것이다.

한편, 가상의 안테나의 개수를 어느 정도 늘릴 수 있는지, 그리고 그 증가된 가상 안테나 개수의 타당성에 관해 설명한다. 표적의 위치를 추정하는 성능은 외삽법에 의해 생성된 안테나 개수가 증가함에 따라 변한다. 그 성능은 평균 제곱근 오차 (root-mean-square error: RMSE)를 사용하여 분석될 수 있다.

......(16)

N _s 는 시뮬레이션의 수를 나타내고,

는 m 번째 시뮬레이션에서 k 번째 표적의 추정된 각도를 나타낸다. 같은 조건에서 1000번의 시뮬레이션을 수행하였다.

도 12는 본 발명에 따른 외삽 알고리즘에 의해 생성된 가상 안테나의 수의 변화에 따른 RMSE의 변화를 나타내는 그래프이다. 목표물이 SNR = 10dB 인 경우에 3°와 -3°에 위치한 경우, 두 표적을 분리할 수 없기 때문에 처음에는 해상도가 좋지 않고 RMSE가 높다. 그러나 선형적으로 예측된 확장에 의해 생성된 안테나의 수가 증가함에 따라, RMSE는 점차적으로 감소하고, 어떤 순간부터 특정 범위 내에서 포화가 관측되는 것을 알 수 있다.

도 13은 안테나 수의 증가에 따른 RMSE의 변화를 보여준다. 도 13에 도시된 바와 같이, 확장에 의해 생성된 가상 안테나의 수가 증가함에 따라, 새롭게 생성된 가상 안테나에 의해 수신된 신호의 에러가 커진다. 그러나 총 안테나 수가 약 20개를 초과하면 가상 안테나의 새로운 수신신호가 생성됨에 따라 전력의 강도가 약해지므로 오차 값은 1로 수렴한다.

도 14는 ULA 어레이에서 64 개의 안테나가 사용될 때 각 안테나에 대한 수신신호 강도를 도시한다. 빨간색 그래프(370)는 60 개의 실제 안테나 배열이고 파란색 그래프(380)는 4 개의 실제 안테나를 사용하여 본 발명의 방법을 수행하여 얻은 60 개의 확장 안테나 배열의 수신신호의 강도이다. 도 14에 도시된 바와 같이, 가상 안테나의 수가 특정 수 만큼 증가 할 때, 수신된 신호의 전력은 너무 작아지게 된다. 도 13에 도시 된 바와 같이 오차 값은 1로 수렴하고, 도 12에 도시된 것처럼 RMSE 값은 감소하지 않는다.

일반적으로, SNR 및 안테나 간격에 의해 영향을 받기는 하지만, 대략 16개의 확장된 가상 안테나 수신신호는 표적의 위치, 수신신호 DOA 추정 성능을 향상시키기에 충분하다.

도 15는 가상 안테나의 위치 변화 및 안테나 수의 증가에 따른 변환 벡터 u의 구성요소 값의 변화를 나타낸다. 상대적으로 좁은 안테나 간격을 갖는 ULA가 사용되기 때문에, 각 안테나에 의해 수신된 신호들 사이의 상관관계는 높다. 따라서 안테나 수가 대폭 증가하더라도 변환 벡터 u의 값은 일정하게 유지되는 것을 볼 수 있다. 변환 벡터 u의 원소가 처음부터 계속 변경되면 새로운 u를 얻는 과정에는 상당한 양의 계산이 필요하다. 그러나 가상 안테나 수가 40 개 이상 증가 할 때까지는 u가 변하지 않으므로 계산 측면에서 매우 효과적이다.

이상에서 설명한 본 발명에 따른 변환 벡터 u를 이용한 개선된 수신신호 DOA 추정 방법은 프로그램으로 구현할 수 있다. 그 프로그램은 신호처리부(40)에 내장하여 시행할 수 있다.

본 발명에 따른 변환 벡터 u를 이용한 개선된 수신신호 DOA 추정 방법은 안테나 개구 크기가 작은 경우에도 상당히 높은 분해능을 갖는다. 또한, 이 알고리즘은 적은 수의 안테나를 사용하는 경우에도 많은 안테나가 있을 때와 같은 효과를 낼 수 있다. 섹터를 설정할 필요가 없기 때문에 절차는 기존의 보간 방법보다 간단하다. 그레이팅 로브 (grating lobe)가 생기지 않기 때문에 그레이팅 로브 (grating lobe)가 실제 표적으로 오판되는 경우가 생기지 않는다.

본 발명은 전방의 표적을 인식하는 레이더 시스템에 적용될 수 있다. 예를 들어, 자율주행 차량용 레이더에 적용하면 효과적이다. 예를 들어 본 발명의 방법을 프로그램으로 구현하여 자율주행 차의 레이더 장치에 채용되는 신호처리부(40)에 내장시킬 수 있다.

10: ULA 안테나 기반 레이더 시스템 20: 송신부
24: 파형 발생기(Waveform Generator) 26: 발진기
28: 전력 증폭기(PA) 30: 수신부
32: 저잡음 증폭기(LNA) 34: 혼합기
36: 저역통과필터(LPF) 38: AD변환기
40: 신호 처리부 50: 사용자 인터페이스 (User Interface)
60: ULA 수신 안테나 70: ULA 송신 안테나

Claims

N개의 실제 안테나가 일렬로 등간격 d 로 이격 배치된 균일 선형 배열(uniform linear array: ULA) 안테나에서,
상기 N개의 실제 안테나를 통해 전방에서 입사되는 무선신호를 직접 수신하여 수신신호를 생성하는 단계;
i번째부터(단, i= 1, 2, 3, ...) 'N-2+i'번째까지의 안테나로 받은 수신신호들과 'N-1+i'번째 안테나로 받은 수신신호의 관계를 나타내는 변환 행렬(U_i)을 구하는 단계, 여기서 상기 변환 행렬(U_i)은 i번째부터 'N-2+i'번째까지의 안테나의 수신신호에 곱하여 'N-1+i'번째 안테나로 받은 수신신호를 만들어주는 가중치들을 행렬로 나타낸 것이고;
구해진 변환 행렬(U_i)을 'i+1'번째부터 'N-1+i'번째까지의 안테나로 받은 수신신호들에 해당하는 값에 곱해서 'N+i'번째에 해당하는 새로운 가상안테나로 받은 가상 수신신호를 생성하는 단계; 및
가상 안테나로 수신하는 신호의 개수 i를 하나씩 증가시키면서, 상기 개수 i가 미리 설정된 개수 M에 이를 때까지 상기 변환행렬(U_i)을 구하는 단계와 상기 가상 수신신호를 생성하는 단계를 반복적으로(recursively) 수행하는 단계; 및
상기 미리 설정된 개수 M의 가상의 수신신호와 상기 N개의 실제 안테나로 직접 받은 수신신호를 함께 이용하여 소정의 수신신호 도래각(direction of arrival:DOA) 추정 알고리즘을 수행함으로써 수신신호 도래각을 산출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 도래각 추정방법.
제1항에 있어서, 상기 미리 설정된 개수 M는 상기 실제 안테나 개수 N의 적어도 3배 이상인 것을 특징으로 하는 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 도래각 추정방법.
제2항에 있어서, 상기 미리 설정된 개수 M은 상기 실제 안테나 개수 N의 적어도 3배 이상인 것을 특징으로 하는 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 도래각 추정방법.
제1항에 있어서, 상기 안테나 간격 d는 상기 수신신호의 파장 λ보다 크지 않는 것을 특징으로 하는 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 도래각 추정방법.
제1항에 있어서, 상기 변환 행렬(U_i)은 수신신호들 간의 관계에 기초하여 선형 최소 제곱 (Linear Least Square: LLS) 방법을 사용하여 구하는 것을 특징으로 하는 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 도래각 추정방법.
제1항에 있어서, 상기 수신신호를 생성하는 단계는,
전방의 표적으로부터 반사되어 되돌아오는 시간 도메인의 무선신호를 N개의 실제 안테나가 수신하는 단계; 수신된 시간 도메인의 무선신호를 주파수 도메인의 신호로 변환하는 단계; 및 변환된 주파수 도메인의 신호 중 비트 주파수에 해당하는 신호를 시간 도메인의 신호로 변환하는 단계를 포함하며,
상기 변환 행렬(U_i)을 구하는 데 이용되는 신호는 비트 주파수에 해당하는 신호에 대응하는 시간 도메인 신호인 것을 특징으로 하는 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 도래각 추정방법.
제6항에 있어서, 상기 '주파수 도메인의 신호로 변환하는 단계'는,
상기 '수신된 시간 도메인의 무선신호를' 힐버트 변환을 이용하여 복소수 신호 형태로 변환하는 단계; 상기 복소수 신호에 대하여 푸리에변환을 수행하는 주파수 도메인의 신호로 변환하는 단계; 및 변환된 주파수 도메인의 신호를 캘리브레이션 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 도래각 추정방법.
제6항에 있어서, 상기 '비트 주파수에 해당하는 신호를 시간 도메인의 신호로 변환하는 단계'는,
변환된 주파수 도메인의 신호 중에서 비트 주파수에 해당하는 신호를 추출하는 단계; 및 추출한 비트 주파수에 해당하는 신호를 역 푸리에변환하여 시간 도메인의 신호로 변환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 도래각 추정방법.
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제1항에 있어서, 상기 소정의 수신신호 DOA 추정 알고리즘은 바틀렛 알고리즘인 것을 특징으로 하는 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 도래각 추정방법.
일렬로 등간격 d 로 이격 배치되고 전방에서 입사되는 무선신호를 수신하는 N개의 실제 안테나를 포함하는 균일 선형 배열(uniform linear array: ULA) 수신 안테나;
상기 ULA 수신 안테나의 각 안테나를 통해 수신된 N개의 수신신호로부터 소정의 신호를 추출하여 N개의 디지털 신호로 변환하는 수신부; 및
상기 수신부가 제공하는 상기 N개의 디지털 신호를 제공받아 가상 안테나를 통해 수신되는 미리 설정된 M개의 가상 수신신호를 생성하고, 생성된 상기 M개의 가상 수신신호와 상기 수신부가 제공하는 상기 N개의 디지털 신호를 함께 이용하여 소정의 수신신호 도래각(direction of arrival:DOA) 추정 알고리즘을 수행함으로써 수신신호 도래각(DOA) 추정값을 산출하는 신호처리부를 포함하며,
상기 M개의 가상 수신신호는 (a) i번째부터 'N-2+i'번째까지의 안테나로 받은 수신신호들과 'N-1+i'번째 안테나로 받은 수신신호의 관계를 나타내는 변환행렬(U_i)을 구하는 처리와, (b) 구해진 변환행렬(U_i)을 'i+1'번째부터 'N-1+i'번째까지의 안테나로 받은 수신신호들에 해당하는 값에 곱해서 'N+i'번째에 해당하는 새로운 가상안테나로 받은 가상 수신신호를 생성하는 처리의 두 처리 (a)와 (b)를 가상 안테나로 수신하는 신호의 개수 i를 하나씩 증가시키면서, 상기 개수 i가 M에 이를 때까지 반복적으로(recursively) 수행하는 것에 의해 생성되고,
상기 변환 행렬(U_i)은 i번째부터 'N-2+i'번째까지의 안테나의 수신신호에 곱하여 'N-1+i'번째 안테나로 받은 수신신호를 만들어주는 가중치들을 행렬로 나타내는 것을 특징으로 하는 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 도래각 추정 장치.
제11항에 있어서, 상기 미리 설정된 개수 M은 상기 실제 안테나 개수 N의 적어도 3배 이상인 것을 특징으로 하는 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 도래각 추정 장치.
제11항에 있어서, 상기 신호처리부는 수신신호들 간의 관계에 기초하여 선형 최소 제곱 (Linear Least Square: LLS) 방법을 사용하여 상기 변환 행렬(U_i)을 구하는 것을 특징으로 하는 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 도래각 추정 장치.
제11항에 있어서, 상기 신호처리부는 (c) 전방의 표적으로부터 반사되어 되돌아오는 시간 도메인의 무선신호를 N개의 실제 안테나가 수신하는 처리, (d) 시간 도메인의 무선신호를 주파수 도메인의 신호로 변환하는 처리, 그리고 (e) 변환된 주파수 도메인의 수신신호 중 비트 주파수에 해당하는 신호를 시간 도메인의 신호로 변환하는 처리를 통해 상기 변환 행렬(U_i)을 구하는 데 이용되는 신호를 만들어내는 것을 특징으로 하는 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 도래각 추정 장치.
제14항에 있어서, 상기 신호처리부는, 상기 '주파수 도메인의 신호로 변환하는 처리'(d)를 위해, (f) 상기 '수신된 시간 도메인의 무선신호를' 힐버트 변환을 이용하여 복소수 신호 형태로 변환하는 처리, (g) 상기 복소수 신호에 대하여 푸리에변환을 수행하는 주파수 도메인의 신호로 변환하는 처리, 그리고 (h) 변환된 주파수 도메인의 신호를 캘리브레이션 하는 처리를 수행하는 것을 특징으로 하는 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 도래각 추정 장치.
제14항에 있어서, 상기 신호처리부는, 상기 '비트 주파수에 해당하는 신호를 시간 도메인의 신호로 변환하는 처리'(e)를 위해, (i) 변환된 주파수 도메인의 신호 중에서 비트 주파수에 해당하는 신호를 추출하는 처리, 그리고 (j) 추출한 비트 주파수에 해당하는 신호를 역 푸리에변환하여 시간 도메인의 신호로 변환하는 처리를 수행하는 것을 특징으로 하는 ULA 안테나 기반 가상 수신신호 생성을 이용한 수신신호 도래각 추정 장치.