JP7433528B2 - レーダ装置および干渉波抑圧装置 - Google Patents

Description

本開示は、周波数が変調された送信波を用いて物標を検知するレーダ装置および干渉波抑圧装置に関する。

車両に搭載されるセンサとして、ＦＭＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave）レーダおよびＦＣＭ（Fast Chirp Modulation）レーダの普及が進みつつある。ＦＭＣＷレーダは、回路構成が簡易であって、かつ、受信ビート信号の周波数帯域が比較的低く信号処理が容易であるといった特徴を有している。ＦＭＣＷレーダは、送信波の周波数を上昇させるアップチャープと送信波の周波数を低下させるダウンチャープとを行い、アップチャープおよびダウンチャープから受信ビート信号を得る。ＦＭＣＷレーダは、受信ビート信号における周波数の差分から、物標の距離、相対速度および方位角などを算出する。一方、ＦＣＭレーダは、アップチャープとダウンチャープとのうちの一方を行い、受信ビート信号を得る。ＦＣＭレーダは、受信ビート信号の周波数と位相情報とを基に、物標の距離、相対速度および方位角などを算出する。ＦＣＭレーダでは、アップチャープとダウンチャープとのペアリングが不要であることから、ＦＭＣＷレーダに比べて信号処理の負荷を少なくすることが可能である。以下の説明では、ＦＭＣＷレーダとＦＣＭレーダとを区別しない場合は、「レーダ」または「レーダ装置」と表現する。

特許文献１には、ＦＭＣＷレーダに搭載される周波数変調回路に関し、周波数変調の直線性を高めるための技術が開示されている。

特許第６３５１９１０号公報

レーダの普及に伴って、車両に搭載されるレーダは、送信波が物標で反射することによって伝播した反射波のみならず、他の車両のレーダから放射される電波である干渉波を受信する可能性が高くなっている。

特許文献１のレーダ装置では、物標からの反射波による受信ビート信号に干渉波によるノイズ信号が重畳された状態で、信号処理が行われる場合がある。ノイズ信号の重畳によって受信ビート信号の信号対雑音比（Signal to Noise Ratio：ＳＮＲ）が低下した場合、レーダ装置の検知性能は低下することになる。特許文献１のレーダ装置は、干渉波の受信によって検知性能が低下する場合があることから、安定して高い精度で物標を検知することが困難であるという問題があった。

本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、安定して高い精度で物標を検知することができるレーダ装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示にかかるレーダ装置は、周波数が変調された送信波を出力し、かつ、物標での送信波の反射によって伝播した反射波を受信して受信信号を出力する送受信部と、反射波以外の電波であって送信波とは異なる態様で周波数が変調された干渉波が反射波とともに受信された場合に、干渉波によるノイズ信号を受信信号から分離して、ノイズ信号を抑圧する干渉波抑圧装置と、を備える。干渉波抑圧装置は、反射波と干渉波とが同時に受信された場合における受信信号を基に干渉波の疑似信号を生成する干渉波疑似信号源と、疑似信号による受信信号の周波数変換を行い、ノイズ信号の時間変動成分を抑圧する第一直交ミキサと、第一直交ミキサで発生する直流成分を検出して、検出した直流成分を抑圧する直流成分抑圧器と、を有する。

本開示にかかるレーダ装置は、安定して高い精度で物標を検知することができるという効果を奏する。

実施の形態１にかかるレーダ装置の構成を示す図 実施の形態１にかかるレーダ装置が有するＭＣＵの詳細を示す図 実施の形態１にかかるレーダ装置が有するＭＣＵのハードウェア構成の例を示す図 実施の形態１にかかるレーダ装置のローカル部によって生成される変調信号について説明するための図 実施の形態１における送信波、受信所望波および受信干渉波との各々についての時間－周波数特性の例を示す図 実施の形態１における送信波、受信所望波および受信干渉波の各々における周波数変調の特性の例を示す図 実施の形態１における受信所望波および受信干渉波の周波数の変化について説明するための図 実施の形態１において所望波と干渉波とが同時に受信された場合における受信ビート信号の波形の例を示す第１の図 実施の形態１において所望波と干渉波とが同時に受信された場合における受信ビート信号の波形の例を示す第２の図 実施の形態１において所望波と干渉波とが同時に受信された場合における受信ビート信号の波形の例を示す第３の図 実施の形態１の干渉波抑圧装置による干渉波の抑圧効果について説明するための図

以下に、実施の形態にかかるレーダ装置および干渉波抑圧装置を図面に基づいて詳細に説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかるレーダ装置１００の構成を示す図である。レーダ装置１００は、車両に搭載される。レーダ装置１００は、アンテナ部を構成する受信アンテナ１および送信アンテナ２と、参照信号ＲＥＦ（REFerence signal）を発生する参照信号源１４と、高周波回路１７と、ベースバンド回路１８と、ＭＣＵ（Micro Control Unit）１９とを有する。参照信号源１４、高周波回路１７およびベースバンド回路１８は、レーダ装置１００の送受信部を構成する。ＭＣＵ１９は、レーダ装置１００の信号処理部を構成する。

図１に示すレーダ装置１００は、１つの受信チャネルと１つの送信チャネルとを備えたレーダである。チャネルとは、１つの受信アンテナ１または１つの送信アンテナ２によって処理される送受信部および信号処理部の構成要素を含めた一纏まりの処理単位である。なお、レーダ装置１００における受信チャネルの数と送信チャネルの数とは任意であるものとする。

高周波回路１７は、周波数が変調された送信波を、送信アンテナ２を介して出力する。また、高周波回路１７は、物標での送信波の反射によって伝播した反射波を、受信アンテナ１を介して受信し、受信信号を出力する。

高周波回路１７は、電圧制御発振器（Voltage Controlled Oscillator：ＶＣＯ）１０と、チャープ信号（Chirp Signal）を生成するチャープ信号生成器１１と、位相同期制御回路（Phase Locked Loop：ＰＬＬ）１２と、ループフィルタ（Loop Filter：ＬＦ）１３とを有する。ＶＣＯ１０、チャープ信号生成器１１、ＰＬＬ１２およびＬＦ１３は、ローカル部３７を構成する。ローカル部３７は、周波数が変調された信号である変調信号を生成する。以下の説明では、ローカル部３７が生成する変調信号を、ローカル信号とも称する。

ＰＬＬ１２には、参照信号ＲＥＦとチャープ信号とが入力される。ＰＬＬ１２は、チャープ信号による変調パターンで参照信号ＲＥＦを周波数変調する。ＰＬＬ１２によって周波数変調された信号は、ＬＦ１３によって帯域制限され、ＶＣＯ１０へ入力される。ＶＣＯ１０は、ＰＬＬ１２との連携によって、変調信号である高周波信号を出力する。

また、高周波回路１７は、低雑音増幅器（Low Noise Amplifier：ＬＮＡ）３と、ミキサ（MIXer：ＭＩＸ）４_１，４_２と、中間周波増幅器（Intermediate Frequency Amplifier：ＩＦＡ）５_１，５_２と、パワーアンプ（Power Amplifier：ＰＡ）１５と、位相器１６とを有する。ＰＡ１５は、ＶＣＯ１０から出力される高周波信号を所望の電力に増幅する。送信アンテナ２は、ＰＡ１５からの高周波信号を電波である送信波に変換して、空間に送信波を放射する。

受信アンテナ１は、物標での送信波の反射によって伝播した反射波を受信し、反射波を受信信号に変換する。ＬＮＡ３は、受信信号を所望の電力に増幅する。ＭＩＸ４_１，４_２は、ローカル信号を用いた周波数変換によって、受信信号のダウンコンバートを行う。ＭＩＸ４_１，４_２は、ダウンコンバートによって、受信信号の周波数を中間周波数（Intermediate Frequency：ＩＦ）帯にまで下げる。ＭＩＸ４_１，４_２は、ダウンコンバート後の受信信号である受信ビート信号を出力する。ＩＦＡ５_１，５_２は、受信ビート信号を所望の信号強度に増幅する。位相器１６は、ＭＩＸ４_２から出力される受信ビート信号の位相を９０度変化させる。これにより、高周波回路１７は、位相が互いに９０度異なる２つの受信ビート信号である第１の受信ビート信号および第２の受信ビート信号をＩＦＡ５_１，５_２から出力する。以下の説明では、第１の受信ビート信号および第２の受信ビート信号を直交受信ビート信号とも称する。

ベースバンド回路１８は、高周波回路１７から出力される直交受信ビート信号をデジタル値のベースバンド信号に変換する。ベースバンド回路１８は、ベースバンド増幅器（Base Band Amplifier：ＢＢＡ）６_１，６_２と、バンドパスフィルタ（Band Pass Filter：ＢＰＦ）７_１，７_２と、アナログデジタル変換器（Analog to Digital Converter：ＡＤＣ）８_１，８_２と、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ９_１，９_２とを有する。

ＢＢＡ６_１，６_２は、高周波回路１７からの直交受信ビート信号を所望の電圧強度に増幅する。ＢＰＦ７_１，７_２は、ＢＢＡ６_１，６_２が増幅した信号の帯域を制限する。ＡＤＣ８_１，８_２は、ＢＰＦ７_１，７_２から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する。ＦＩＲフィルタ９_１，９_２は、ＡＤＣ８_１，８_２から出力される信号の帯域を制限する。ベースバンド回路１８は、ＢＢＡ６_１，６_２、ＢＰＦ７_１，７_２、ＡＤＣ８_１，８_２およびＦＩＲフィルタ９_１，９_２による処理後の直交受信ビート信号であるＶ_Ｉ，Ｖ_Ｑを出力する。

ＭＣＵ１９は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理部３１と干渉波抑圧装置３６とを有する。干渉波抑圧装置３６は、反射波以外の電波である干渉波が反射波とともに受信された場合に、干渉波によるノイズ信号を受信信号から分離して、ノイズ信号を抑圧する。干渉波は、レーダ装置１００が放射する送信波とは異なる態様で周波数が変調された電波であって、他の車両のレーダから放射される電波である。

図２は、実施の形態１にかかるレーダ装置１００が有するＭＣＵ１９の詳細を示す図である。干渉波抑圧装置３６は、干渉波疑似信号源３２と、第一直交ミキサ（ＭＩＸ）３３と、直流（Direct Current：ＤＣ）成分抑圧器３４と、第二直交ミキサ（ＭＩＸ）３５とを有する。干渉波抑圧装置３６は、ベースバンド回路１８から出力された直交受信ビート信号を基に、干渉波によるノイズ信号を抑圧するための処理を行う。

干渉波疑似信号源３２は、反射波と干渉波とが同時に受信された場合における第１の受信ビート信号および第２の受信ビート信号を基に干渉波の疑似信号を生成する。干渉波疑似信号源３２は、瞬時位相検出器２０、瞬時周波数検出器２１および干渉波疑似信号生成器２２から構成される。

瞬時位相検出器２０は、直交受信ビート信号に基づいて、干渉波によるノイズ信号の瞬時位相を検出する。瞬時周波数検出器２１は、検出された瞬時位相に基づいて、干渉波によるノイズ信号の瞬時周波数を検出する。瞬時位相検出器２０および瞬時周波数検出器２１は、直交受信ビート信号を、ノイズ信号の時間および周波数の特性を表すデータに変換する。以下の説明では、時間および周波数の特性を、時間－周波数特性と称する。干渉波疑似信号生成器２２は、ノイズ信号の時間－周波数特性を表すデータから干渉波の疑似信号を生成する。干渉波疑似信号生成器２２は、干渉波の疑似信号であるＶ_Ｃ＿Ｉを出力する。

第一直交ＭＩＸ３３は、干渉波の疑似信号による第１の受信ビート信号および第２の受信ビート信号の各々の周波数変換を行い、ノイズ信号の時間変動成分を抑圧する。第一直交ＭＩＸ３３は、ノイズ信号の時間変動成分を抑圧することによって、干渉波によるノイズ信号を直交受信ビート信号から分離する。第一直交ＭＩＸ３３は、ミキサ（ＭＩＸ）２３_１，２３_２，２３_３，２３_４、位相器２４および加算器２５_１，２５_２から構成される。位相器２４は、Ｖ_Ｃ＿Ｉの位相を９０度変化させることによって、Ｖ_Ｃ＿Ｉとは位相が９０度異なる疑似信号であるＶ_Ｃ＿Ｑを出力する。干渉波抑圧装置３６は、第一直交ＭＩＸ３３におけるノイズ信号の分離によって、干渉波によるノイズ信号のみを抑圧する。

ＤＣ成分抑圧器３４は、第一直交ＭＩＸ３３で発生する不要なＤＣ成分を検出して、検出したＤＣ成分を抑圧する。ＤＣ成分抑圧器３４は、ＤＣ検出器２６_１，２６_２および加算器２７_１，２７_２から構成される。

第一直交ＭＩＸ３３では受信ビート信号に干渉波の疑似信号が乗算されてしまう。第二直交ＭＩＸ３５は、疑似信号による第１の受信ビート信号および第２の受信ビート信号の各々の周波数変換を行い、第一直交ＭＩＸ３３において第１の受信ビート信号および第２の受信ビート信号の各々に乗算された疑似信号を除去する。第二直交ＭＩＸ３５は、ＭＩＸ２８_１，２８_２，２８_３，２８_４、位相器２９および加算器３０_１，３０_２から構成される。位相器２９は、Ｖ_Ｃ＿Ｉの位相を９０度変化させることによって、Ｖ_Ｃ＿Ｉとは位相が９０度異なる疑似信号であるＶ_Ｃ＿Ｑを出力する。干渉波抑圧装置３６は、第二直交ＭＩＸ３５により干渉波の疑似信号が除去された直交受信ビート信号を出力する。

ＦＦＴ処理部３１は、干渉波抑圧装置３６から出力された直交受信ビート信号の高速フーリエ変換を行う。ＦＦＴ処理部３１は、高速フーリエ変換によるレーダ信号処理を実行することで、物標の距離、相対速度および方位角などを算出する。物標の距離は、車両と物標との間の距離である。相対速度は、車両から見た物標の速度である。方位角は、車両を基準として物標の方位を表す角度である。

ここで、ＭＣＵ１９のハードウェア構成について説明する。図３は、実施の形態１にかかるレーダ装置１００が有するＭＣＵ１９のハードウェア構成の例を示す図である。ＭＣＵ１９のＦＦＴ処理部３１および干渉波抑圧装置３６は、処理回路５０の使用により実現される。処理回路５０は、プロセッサ５２およびメモリ５３を有する。

プロセッサ５２は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）である。プロセッサ５２は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、またはＤＳＰ（Digital Signal Processor）でも良い。メモリ５３は、例えば、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically Erasable Programmable Read Only Memory）、などである。

メモリ５３には、ＦＦＴ処理部３１および干渉波抑圧装置３６を含む信号処理部として動作するためのプログラムが格納される。当該プログラムをプロセッサ５２が読み出して実行することにより、信号処理部の機能を実現することが可能である。

入力部５１は、ＭＣＵ１９に対する入力信号をＭＣＵ１９の外部から受信する回路である。入力部５１には、ベースバンド回路１８からの直交受信ビート信号と、参照信号源１４からの参照信号ＲＥＦとが入力される。出力部５４は、ＭＣＵ１９で生成した信号をＭＣＵ１９の外部へ出力する回路である。出力部５４は、ＦＦＴ処理部３１において物標の距離、相対速度および方位角などを算出した結果を出力する。

図３に示す構成は、汎用のプロセッサ５２およびメモリ５３によりレーダ装置１００の信号処理部を実現する場合のハードウェアの例であるが、プロセッサ５２およびメモリ５３の代わりに専用の処理回路でレーダ装置１００の信号処理部を実現しても良い。専用の処理回路は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、またはこれらを組み合わせた回路である。なお、信号処理部の一部をプロセッサ５２およびメモリ５３で実現し、残りを専用の処理回路で実現しても良い。

ここで、レーダ装置１００によって生成される変調信号について説明する。図４は、実施の形態１にかかるレーダ装置１００のローカル部３７によって生成される変調信号について説明するための図である。図４では、変調信号の時間－周波数特性をグラフにより表す。グラフの横軸は時間、縦軸は周波数を表す。

図４には、アップチャープ信号である変調信号の波形の例を示す。アップチャープ信号は、時間に対して一定の傾きで周波数が高くなる信号である。ローカル部３７が生成する変調信号は、鋸波で表されるＦＣＭ信号である。鋸波に含まれる三角の波形の数は合計でＮ_{ＣＨＩＲＰ}個である。鋸波に含まれる三角の波形の数は任意であるものとする。三角の波形の横軸方向の幅は、周波数の変調周期を表す。三角の波形の縦軸方向の幅は、周波数の変調帯域幅を表す。また、以下の説明にて、三角の波形により示されるグラフの傾きを、変調傾きと称する。なお、ローカル部３７が生成する変調信号は、ダウンチャープ信号であっても良い。ダウンチャープ信号は、時間に対して一定の傾きで周波数が低くなる信号である。

また、図４においてハッチングで示す区間は、ＡＤＣデータの取得区間である。ＡＤＣデータの取得区間は、変調信号の１周期におけるＡＤＣ８_１，８_２の動作期間であって、ＡＤＣ８_１，８_２での変換によってデジタルデータが取得される期間である。

次に、レーダ装置１００が受信する反射波と干渉波とについて説明する。以下の説明では、物標からの反射波を所望波と称する。また、受信アンテナ１で受信された所望波を受信所望波、受信アンテナ１で受信された干渉波を受信干渉波と称する。

図５は、実施の形態１における送信波、受信所望波および受信干渉波との各々についての時間－周波数特性の例を示す図である。送信波の時間－周波数特性は、図４に示す変調信号の時間－周波数特性と同じである。所望波は、送信波の送信から遅れて受信される。送信波からの受信所望波の遅延時間は、送信アンテナ２から物標へ送信波が伝播する時間と物標から受信アンテナ１へ所望波が伝播する時間とを合わせた時間に相当する。受信所望波の変調周期、変調帯域幅および変調傾きは、それぞれ送信波の変調周期、変調帯域幅および変調傾きと同じである。

受信干渉波は、他の車両から送信される電波である。受信干渉波の変調周期、変調帯域幅および変調傾きの全ては、それぞれ送信波の変調周期、変調帯域幅および変調傾きとは異なる。なお、図５では、受信干渉波がアップチャープのＦＣＭ信号である例を示したが、ダウンチャープのＦＣＭ信号、またはＦＭＣＷ信号も受信干渉波となり得る。

次に、所望波と干渉波とが同時に受信された場合に生成される直交受信ビート信号について説明する。高周波回路１７およびベースバンド回路１８は、所望波と干渉波とが同時に受信された場合、受信所望波および受信干渉波を基に直交受信ビート信号を生成する。

図６は、実施の形態１における送信波、受信所望波および受信干渉波の各々における周波数変調の特性の例を示す図である。図６に示す開始周波数は、変調周期の開始時における周波数である。受信遅延時間は、送信アンテナ２が送信波を送信してから、受信アンテナ１が所望波または干渉波を受信するまでの時間である。図６において例示する、送信波、受信所望波および受信干渉波の各々は、ＦＣＭ信号とする。

送信波の基となるローカル信号の周波数と干渉波の周波数との差がＩＦ帯に一致する場合、受信所望波による受信ビート信号に受信干渉波によるノイズ信号が重畳する。受信所望波による受信ビート信号のＳＮＲは、ノイズ信号の重畳によって低下する。この場合、レーダ装置１００の検知性能が低下することとなる。

図７は、実施の形態１における受信所望波および受信干渉波の周波数の変化について説明するための図である。図７には、変調周期における、受信所望波および受信干渉波の周波数と時間との関係をグラフにより表す。グラフの横軸は時間、縦軸は周波数を表す。なお、受信所望波の受信遅延時間は０．３μｓであることから、図７において送信波のグラフを示しても受信所望波のグラフと重なることになるため、図７では送信波のグラフを省略した。

受信所望波の周波数と、受信干渉波の周波数とは、２０μｓ付近において同じとなる。２０μｓ付近では、受信干渉波による受信ビート信号の周波数は、レーダ装置１００におけるＩＦ帯の周波数にダウンコンバートされる。その結果、受信所望波による受信ビート信号に受信干渉波による受信ビート信号が重畳することによって、受信所望波による受信ビート信号のＳＮＲが低下することになる。

図８は、実施の形態１において所望波と干渉波とが同時に受信された場合における受信ビート信号の波形の例を示す第１の図である。図９は、実施の形態１において所望波と干渉波とが同時に受信された場合における受信ビート信号の波形の例を示す第２の図である。図１０は、実施の形態１において所望波と干渉波とが同時に受信された場合における受信ビート信号の波形の例を示す第３の図である。

Ｖ_ＩおよびＶ_Ｑは、ベースバンド回路１８が出力する第１の受信ビート信号および第２の受信ビート信号、すなわち直交受信ビート信号である。図８には、変調周期である０μｓから６０μｓまでにおけるＶ_ＩおよびＶ_Ｑの時間波形の例を示す。図９には、図８に示す時間波形のうち１６μｓから２４μｓにおける時間波形を時間軸の方向に引き伸ばしたものを示す。図１０では、図８に示す時間波形のうち４０μｓから４８μｓにおける時間波形を時間軸の方向に引き伸ばしたものを示す。図８、図９および図１０において、縦軸である「ＣＯＤＥ」は、ＡＤＣ８_１，８_２から出力されるデジタル値を表す。図８、図９および図１０における横軸は、時間軸である。

図８から図１０によると、２０μｓ付近において、受信干渉波による受信ビート信号が支配的であることが分かる。受信干渉波による受信ビート信号が支配的であるか否かは、直交受信ビート信号の周波数を基に判断される。Ｖ_ＩおよびＶ_Ｑの各々の周波数は、図９においてＶ_Ｉの時間波形を示す曲線とＶ_Ｑの時間波形を示す曲線との交点がある２０μｓ付近においてゼロに近くなる。２０μｓから時間軸を前後した場合においてＶ_ＩおよびＶ_Ｑの各々の周波数が変化しているため、２０μｓ付近では受信干渉波による受信ビート信号が支配的である。一方、図１０においては、Ｖ_ＩおよびＶ_Ｑの各々の周波数は一定であることから、４０μｓから４８μｓでは受信所望波による受信ビート信号が支配的である。２０μｓ付近において、受信干渉波によるノイズ信号は、レーダ装置１００のＩＦ帯の全周波数領域でエネルギーを持つ。このため、干渉波の抑圧が行われない従来のレーダでは、所望波と干渉波とが同時に受信されることによって、受信所望波による受信ビート信号のＳＮＲが低下することになる。

次に、干渉波抑圧装置３６の具体的な動作を説明する。受信アンテナ１が１種類の所望波と１種類の干渉波とを同時に受信した場合、受信ビート信号であるＶ_ＩおよびＶ_Ｑは、それぞれ次の式（１）および（２）のように表される。

ω_ＩＲは、ＩＦ帯の周波数にダウンコンバートされた受信干渉波による受信ビート信号、すなわちノイズ信号の角周波数である。ω_Ｂは、ＩＦ帯の周波数にダウンコンバートされた受信所望波による受信ビート信号の角周波数である。式（１）および（２）において、第一項はノイズ信号を表し、第二項は受信所望波による受信ビート信号を表す。ベースバンド回路１８のＢＰＦ７_１，７_２において、ノイズ信号の振幅は周波数によって制限されることから、ノイズ信号の周波数は時間とともに変動する。このため、式（１）および（２）において、ノイズ信号の振幅は、時間関数であるＡ（ｔ）で表す。Ｂは、受信所望波による受信ビート信号の振幅である。

ここで、干渉波疑似信号源３２の具体的な動作を説明する。干渉波疑似信号源３２は、ノイズ信号を時間－周波数特性のデータに変換し、時間－周波数特性のデータの線形近似を行うことによって、干渉波の疑似信号を生成する。干渉波疑似信号源３２が出力する疑似信号であるＶ_Ｃ＿Ｉは、次の式（３）のように表される。Ｖ_Ｃ＿Ｉの位相を９０度変化させた疑似信号であるＶ_Ｃ＿Ｑは、次の式（４）のように表される。

Ｃは、干渉波の疑似信号の振幅であって、任意に決定可能である。ｆ_Ｃ（τ）は、ノイズ信号の周波数特性を表す。τは時間を表す変数である。ｆ_Ｃ（τ）は、瞬時位相検出器２０および瞬時周波数検出器２１によって検出した瞬時周波数ｆ_Ｃの線形近似によって得られる。次の式（５）は、瞬時周波数ｆ_Ｃの線形近似式である。

式（３）および（４）では、ｆ_Ｃ（τ）が瞬時周波数ｆ_Ｃの線形近似式に置き換えられて積分されている。φ_Ｃは、初期位相を表す。

次に、第一直交ＭＩＸ３３の動作を説明する。式（１）において、ノイズ信号の成分を表す第一項と受信所望波による受信ビート信号を表す第二項との各々を積分することによって、Ｖ_Ｉは次の式（６）のように表される。式（２）において、ノイズ信号の成分を表す第一項と受信所望波による受信ビート信号を表す第二項との各々を積分することによって、Ｖ_Ｑは次の式（７）のように表される。θ_ＩＲ（ｔ）は、ノイズ信号の時間－位相特性を表す。θ_Ｂ（ｔ）は、受信所望波による受信ビート信号の時間－位相特性を表す。

式（３）および（４）から、干渉波の疑似信号の時間－位相特性であるθ_Ｃ（ｔ）を、次の式（８）のように表すこととする。式（３）、（４）および（８）から、干渉波の疑似信号であるＶ_Ｃ＿ＩおよびＶ_Ｃ＿Ｑは、それぞれ次の式（９）および（１０）のように表される。

ＭＩＸ２３_１の出力であるＶ′_Ｉは、式（６）および（９）を用いて、次の式（１１）のように表される。

ＭＩＸ２３_３の出力であるＶ′′_Ｑは、式（７）および（１０）を用いて、次の式（１２）のように表される。

ＭＩＸ２３_４の出力であるＶ′′_Ｉは、式（６）および（１０）を用いて、次の式（１３）のように表される。

ＭＩＸ２３_２の出力であるＶ′_Ｑは、式（７）および（９）を用いて、次の式（１４）のように表される。

加算器２５_１の出力、すなわち第一直交ＭＩＸ３３の出力電圧であるＶ′′′_Ｉは、式（１１）および（１２）を用いて、次の式（１５）のように表される。

加算器２５_２の出力、すなわち第一直交ＭＩＸ３３の出力電圧であるＶ′′′_Ｑは、式（１３）および（１４）を用いて、次の式（１６）のように表される。

ここで、干渉波疑似信号源３２において、式（３）および（４）に示すα_Ｃおよびβ_Ｃについてα_Ｃ＝α_ＩＲ，β_Ｃ＝β_ＩＲが成立する場合、式（８）に示すθ_Ｃ（ｔ）は、次の式（１７）のように表される。

式（１５）に示すＶ′′′_Ｉは、式（１７）を用いて、次の式（１８）のように表される。

式（１６）に示すＶ′′′_Ｑは、式（１７）を用いて、次の式（１９）のように表される。

式（１８）および（１９）によると、第一直交ＭＩＸ３３では、干渉波によるノイズ信号成分であるθ_ＩＲの時間変動成分を抑圧可能である。ただし、式（１８）の第一項と式（１９）の第一項とには、ＤＣ成分が残る。ＤＣ成分は、第二直交ＭＩＸ３５での乗算において誤差要因となることから、除去が必要となる。また、式（１８）の第二項と式（１９）の第二項との各々に表される、受信所望波による受信ビート信号には、干渉波の疑似信号が重畳している。このため、受信所望波による受信ビート信号に重畳している疑似信号の除去も必要となる。

次に、ＤＣ成分抑圧器３４の具体的な動作を説明する。ＤＣ成分抑圧器３４は、ＤＣ検出器２６_１，２６_２でＤＣ成分を検出して、加算器２７_１，２７_２でＶ′′′_Ｉ，Ｖ′′′_ＱからＤＣ成分を差し引くことによって、ＤＣ成分を除去する。ＤＣ検出器２６_１，２６_２は、例えば、移動平均法によりＤＣ成分を検出する。式（１８）の第二項と式（１９）の第二項との各々に表される、受信所望波による受信ビート信号は、干渉波の疑似信号による周波数変調が施されている。このため、ＤＣ成分抑圧器３４は、移動平均によるローパスフィルタ処理を施すことにより、式（１８）の第二項を除去して式（１８）の第一項のみを取り出すことができ、式（１９）の第二項を除去して式（１９）の第一項のみを取り出すことができる。

移動平均関数をＭＡとして、加算器２７_１の出力、すなわちＤＣ成分抑圧器３４の出力電圧であるＶ′′′′_Ｉは、次の式（２０）のように表される。

加算器２７_２の出力、すなわちＤＣ成分抑圧器３４の出力電圧であるＶ′′′′_Ｑは、次の式（２１）のように表される。

ΔＶ_{ＤＣＥＲＲ＿Ｉ}およびΔＶ_{ＤＣＥＲＲ＿Ｑ}は、ＤＣ成分抑圧器３４で抑圧されなかった誤差成分を表す。

次に、第二直交ＭＩＸ３５の動作を説明する。第二直交ＭＩＸ３５は、式（２０）の第二項と式（２１）の第二項との各々から、受信所望波による受信ビート信号に重畳している疑似信号を除去する。

ＭＩＸ２８_１の出力であるＶ′_Ｉ２は、式（９）および（２０）を用いて、次の式（２２）のように表される。

ＭＩＸ２８_３の出力であるＶ′′_Ｑ２は、式（１０）および（２１）を用いて、次の式（２３）のように表される。

ＭＩＸ２８_４の出力であるＶ′′_Ｉ２は、式（１０）および（２０）を用いて、次の式（２４）のように表される。

ＭＩＸ２８_２の出力であるＶ′_Ｑ２は、式（９）および（２１）を用いて、次の式（２５）のように表される。

加算器３０_１の出力、すなわち第二直交ＭＩＸ３５の出力電圧であるＶ_ＯＩは、式（２２）および（２３）を用いて、次の式（２６）のように表される。

加算器３０_２の出力、すなわち第二直交ＭＩＸ３５の出力電圧であるＶ_ＯＱは、式（２４）および（２５）を用いて、次の式（２７）のように表される。

式（２６）および（２７）の各々において、第一項は、受信所望波による受信ビート信号を表す。式（２６）および（２７）の各々において、第二項および第三項は、干渉波によるノイズ信号の誤差成分を表す。干渉波抑圧装置３６は、ＤＣ成分抑圧器３４におけるＤＣ成分の抑圧率が高いほど、干渉波によるノイズ信号を小さくすることができる。したがって、レーダ装置１００は、干渉波抑圧装置３６によって、受信所望波による受信ビート信号が主成分であって、かつ干渉波によるノイズ信号が抑圧された受信ビート信号を得ることができる。

干渉波抑圧装置３６は、Ｖ_ＯＩおよびＶ_ＯＱを出力する。ＦＦＴ処理部３１は、Ｖ_ＯＩおよびＶ_ＯＱを基に、物標までの距離、物標の相対速度、物標の方位を示す方位角といったレーダ情報を得るための演算処理を行う。

図１１は、実施の形態１の干渉波抑圧装置３６による干渉波の抑圧効果について説明するための図である。図１１には、干渉波の抑圧を行った「干渉波抑圧ＯＮ」の場合における高速フーリエ変換の結果を表すグラフと、干渉波の抑圧を行わなかった「干渉波抑圧ＯＦＦ」の場合における高速フーリエ変換の結果を表すグラフとを示す。図１１に示すグラフの縦軸は相対電力を表し、横軸は周波数を表す。相対電力は、受信所望波による受信ビート信号のピーク値で規格化した電力である。送信波、受信所望波および受信干渉波の各々における周波数変調の特性は、図６に示すとおりとした。

図１１によると、「干渉波抑圧ＯＮ」の場合、「干渉波抑圧ＯＦＦ」の場合に比べて高速フーリエ変換の結果は安定しており、受信所望波による受信ビート信号のＳＮＲが改善されている。このように、レーダ装置１００は、干渉波抑圧装置３６により干渉波を抑圧することで、安定して高い精度で物標を検知することが可能となる。

実施の形態１によると、レーダ装置１００は、ローカル信号の周波数と受信干渉波の周波数との差がレーダ装置１００のＩＦ帯の周波数に一致する場合であっても、受信所望波による受信ビート信号に重畳するノイズ信号のみを干渉波抑圧装置３６によって抑圧することができる。レーダ装置１００は、干渉波によるノイズ信号を抑圧することによって、受信所望波による受信ビート信号についてＳＮＲの低下を防ぐことができる。以上により、レーダ装置１００は、安定して高い精度で物標を検知することができるという効果を奏する。

以上の実施の形態に示した構成は、本開示の内容の一例を示すものである。実施の形態の構成は、別の公知の技術と組み合わせることが可能である。本開示の要旨を逸脱しない範囲で、実施の形態の構成の一部を省略または変更することが可能である。

１ 受信アンテナ、２ 送信アンテナ、３ ＬＮＡ、４_１，４_２，２３_１，２３_２，２３_３，２３_４，２８_１，２８_２，２８_３，２８_４ ＭＩＸ、５_１，５_２ ＩＦＡ、６_１，６_２ ＢＢＡ、７_１，７_２ ＢＰＦ、８_１，８_２ ＡＤＣ、９_１，９_２ ＦＩＲフィルタ、１０ ＶＣＯ、１１ チャープ信号生成器、１２ ＰＬＬ、１３ ＬＦ、１４ 参照信号源、１５ ＰＡ、１６，２４，２９ 位相器、１７ 高周波回路、１８ ベースバンド回路、１９ ＭＣＵ、２０ 瞬時位相検出器、２１ 瞬時周波数検出器、２２ 干渉波疑似信号生成器、２５_１，２５_２，２７_１，２７_２，３０_１，３０_２ 加算器、２６_１，２６_２ ＤＣ検出器、３１ ＦＦＴ処理部、３２ 干渉波疑似信号源、３３ 第一直交ＭＩＸ、３４ ＤＣ成分抑圧器、３５ 第二直交ＭＩＸ、３６ 干渉波抑圧装置、３７ ローカル部、５０ 処理回路、５１ 入力部、５２ プロセッサ、５３ メモリ、５４ 出力部、１００ レーダ装置。

Claims (5)

1. 周波数が変調された送信波を出力し、かつ、物標での前記送信波の反射によって伝播した反射波を受信して受信信号を出力する送受信部と、
   前記反射波以外の電波であって前記送信波とは異なる態様で周波数が変調された干渉波が前記反射波とともに受信された場合に、前記干渉波によるノイズ信号を前記受信信号から分離して、前記ノイズ信号を抑圧する干渉波抑圧装置と、
   を備え、
   前記干渉波抑圧装置は、
   前記反射波と前記干渉波とが同時に受信された場合における前記受信信号を基に前記干渉波の疑似信号を生成する干渉波疑似信号源と、
   前記疑似信号による前記受信信号の周波数変換を行い、前記ノイズ信号の時間変動成分を抑圧する第一直交ミキサと、
   前記第一直交ミキサで発生する直流成分を検出して、検出した前記直流成分を抑圧する直流成分抑圧器と、
   を有することを特徴とするレーダ装置。
2. 前記干渉波抑圧装置は、前記疑似信号による前記受信信号の周波数変換を行い、前記第一直交ミキサにおいて前記受信信号に乗算された前記疑似信号を除去する第二直交ミキサをさらに有することを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
3. 周波数が変調された送信波を出力し、かつ、物標での前記送信波の反射によって伝播した反射波を受信して受信信号を出力する送受信部と、
   前記反射波以外の電波であって前記送信波とは異なる態様で周波数が変調された干渉波が前記反射波とともに受信された場合に、前記干渉波によるノイズ信号を前記受信信号から分離して、前記ノイズ信号を抑圧する干渉波抑圧装置と、
   を備え、
   前記干渉波抑圧装置は、
   前記反射波と前記干渉波とが同時に受信された場合における前記受信信号を基に前記干渉波の疑似信号を生成する干渉波疑似信号源と、
   前記疑似信号による前記受信信号の周波数変換を行い、前記ノイズ信号の時間変動成分を抑圧する第一直交ミキサと、
   前記疑似信号による前記受信信号の周波数変換を行い、前記第一直交ミキサにおいて前記受信信号に乗算された前記疑似信号を除去する第二直交ミキサと、
   を有することを特徴とするレーダ装置。
4. 前記送受信部は、各々が前記受信信号であって位相が互いに９０度異なる第１の受信ビート信号および第２の受信ビート信号を出力し、
   前記干渉波疑似信号源は、前記反射波と前記干渉波とが同時に受信された場合における前記第１の受信ビート信号および前記第２の受信ビート信号を基に前記疑似信号を生成することを特徴とする請求項１から３のいずれか１つに記載のレーダ装置。
5. 周波数が変調された送信波を出力し、かつ、物標での前記送信波の反射によって伝播した反射波を受信するレーダ装置に備えられる干渉波抑圧装置であって、
   前記反射波と、前記反射波以外の電波であって前記送信波とは異なる態様で周波数が変調された干渉波とが同時に受信された場合における受信信号を基に、前記干渉波の疑似信号を生成する干渉波疑似信号源と、
   前記疑似信号による前記受信信号の周波数変換を行い、前記干渉波によるノイズ信号の時間変動成分を抑圧する第一直交ミキサと、
   前記第一直交ミキサで発生する直流成分を検出して、検出した前記直流成分を抑圧する直流成分抑圧器と、
   前記疑似信号による前記受信信号の周波数変換を行い、前記第一直交ミキサにおいて前記受信信号に乗算された前記疑似信号を除去する第二直交ミキサと、
   を備えることを特徴とする干渉波抑圧装置。

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