JP2017538121A - 自動車のレーダシステムを操作するための方法および装置 - Google Patents

Abstract

受信信号（Ｓｅｉｎ）を受信するステップと、所定の時間後に前記受信信号（Ｓｅｉｎ）を微分するステップと、微分された前記受信信号（Ｓｅｉｎ）から干渉信号（ＳＩｎｔ）のパラメータを算出するステップと、前記パラメータから前記干渉信号（ＳＩｎｔ）を再構成するステップと、前記受信信号（Ｓｅｉｎ）から前記干渉信号（ＳＩｎｔ）を除去するステップと、を有する、自動車のレーダシステムを操作するための方法。【選択図】 図４ａ

Description

本発明は、自動車のレーダシステムを操作するための方法に関する。また本発明は、自動車のレーダシステムを操作するための装置に関する。

次世代自動車は、交通安全および自動走行を考慮して複数のレーダセンサがますます装備される。高い交通量および取り付けられた多くのレーダシステムにおいては、レーダシステムが自己送信された信号の他に様々な別のレーダシステムの信号も受信することを前提としている。このシステムが重畳する周波数範囲内に送信を行うと、妨害電力としての外部信号が固有の信号のターゲット応答に反映され得る。別のレーダシステムによるレーダシステムの妨害は干渉と呼ばれる。

特許文献１には、時間信号内のジャンプまたはその微分を介して、干渉の始まりおよび終わりを検出する方法が開示されている。対抗措置として、いわゆる「ゼロパディング“Zero-padding”」、次いで有効信号の再構成が、中間値の使用または曲線適合によって実施される。しかしながら、この手段によって有効信号の一部が失われることがあるという欠点がある。

アメリカ合衆国特許出願第２００６／０１２５６８２号明細書

本発明の課題は、自動車のレーダシステムを操作するための改善された方法を提供することである。

この課題は、第１の態様によれば、
受信信号を受信するステップと、
所定の時間後に前記受信信号を微分するステップと、
微分された前記受信信号から干渉信号のパラメータを算出するステップと、
前記パラメータから前記干渉信号を再構成するステップと、
前記受信信号から前記干渉信号を除去するステップと、
を有している、自動車のレーダシステムを操作するための方法によって解決される。

第２の態様によれば、この課題は、
所定の時間後に受信信号を微分するための微分装置を有しており、
微分された受信信号のパラメータを算出するための算出装置を有していて、この場合、このパラメータが干渉信号の位相レスポンスの時間微分のための値を成しており、
前記パラメータから干渉信号を再構成するための再構成装置を有しており、
受信信号から干渉信号を除去するための除去装置を有している、自動車のレーダシステムを操作するための装置によって解決される。

この方法および装置の好適な実施態様は、従属請求項の対象である。

この方法の好適な実施態様によれば、干渉信号のパラメータは、微分された受信信号の極値から算出され、この場合、前記極値から、干渉信号の位相レスポンスの時間微分のための値である直線が算出される。このような形式で、受信信号内に含まれる干渉信号を表すイメージが形成され得る。

この方法の別の好適な実施態様によれば、干渉信号の振幅が、受信信号の極値の中間値から算出される。このような形式で、干渉信号の振幅が評価プロセスによって算出され得る。

この方法の別の好適な実施態様によれば、直線の勾配および軸線区分が算出される。このような形式で、位相レスポンスの時間微分を算出することができ、この時間微分によって、好ましくない干渉信号が除去された有効信号を算出するために、干渉信号が再構成される。

この方法の別の好適な実施態様によれば、レーダシステムがＩＱ混合器を有しており、この場合、ＩＱ混合器の各回路のための受信信号を微分するために微分装置が使用され、算出装置を用いて干渉信号の位相レスポンスの時間微分の直線のパラメータが算出され、前記ＩＱ混合器の各回路のために微分された前記受信信号の成分が前記位相レスポンスの時間微分で重み付けされ、この際に、前記ＩＱ混合器の前記各回路のために前記受信信号の有効成分が算出される。好適には、このような形式では位相レスポンスのゼロ位相角が決定される必要はない。

この方法の別の好適な実施態様によれば、算出装置がＩＱ混合器の１つの信号回路のためだけに設けられている。このような形式で、レーダシステムのハードウエアコストが好適な形式で安価に維持され得る。

別の好適な実施態様によれば、干渉信号の位相レスポンスのゼロ位相角の算出が実行される。このような形式で、ＩＱ混合器が存在しなくても、有効信号の再構成を実行することができる。

一般的なレーダシステムのブロック図である。 別のレーダシステムの妨害信号を有するレーダシステムの送信信号を示す図である。 レーダシステムの受信信号内の干渉を示す図である。 本発明による装置の第１実施形態のブロック図である。 本発明による装置の第２実施形態のブロック図である。 受信信号およびその時間微分の原理を示す図である。 受信信号および再構成された干渉信号の経時変化である。 干渉信号が除去された有効信号である。 この方法を使用する前の周波数スペクトルである。 この方法を使用した後の周波数スペクトルである。

本発明を、その他の特徴および利点と共に、複数の図面を用いて以下に詳しく説明する。この場合、明細書および図面に開示されたすべての特徴は、請求項の引用関係とは無関係に本発明の対象である。図面は、特に本発明にとって重要な原理を説明するために用いられる。同じ若しくは機能的に同じ構成要素には、同じ符号が付けられている。

図１は、一般的な周波数変調連続波レーダシステム（英語．Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｗａｖｅ ｒａｄａｒ、ＦＭＣＷ）のブロック図を示す。この場合、発生器１０が設けられており、この発生器１０は送信信号をパワーディバイダ２０に供給する。パワーディバイダ２０から信号の半分が送信アンテナ３０に、半分が混合器６０に供給される。ターゲットで反射された受信信号は受信アンテナ４０によって受信され、ＨＦ前置増幅器５０に供給され、続いて混合器６０に供給される。混合器６０によって、送信信号と受信信号とは互いに乗算され、その結果が、フィルタリングのために例えば低域フィルタの形のフィルタ７０に供給される。このフィルタ７０から、フィルタ処理された信号は、ベースバンド増幅器８０、アナログ／デジタル変換器９０、続いてインターフェースを介してコンピュータ（図示せず）に達する。このような形式のＦＭＣＷレーダシステムによって、自動車分野において、例えばターゲットに対する距離、方向および速度を決定することができる。

次に、線形周波数変調連続波レーダ（ＬＦＭＣＷレーダ）の相互の妨害が観察される。

図２は、例えば別の自動車のレーダシステムから送信される妨害若しくは干渉信号Ｓ_Ｉｎｔによって所定の範囲内で干渉するチャープシーケンス変調を有する信号としての、送信信号の複数のランプｆ_ｅｇｏの時間／周波数グラフを示す。破線で仕切った送信器ランプｆ_ｅｇｏの左右は、レーダシステムの受信バンド幅を表し、この場合、ターゲットで反射された信号（図示せず）は、送信器ランプｆ_ｅｇｏに対して平行な、受信バンド幅内に配置された信号波形を有しており、この場合、反射された信号は送信器ランプｆ_ｅｇｏに対して時間的に遅延されている。

それぞれ送信信号の送信器ランプｆ_ｅｇｏの左右の破線は、図１のレーダシステムのフィルタ７０の作用を示しており、従って円で示した範囲内においてのみ、干渉信号Ｓ_Ｉｎｔを有する送信信号の干渉作用が生じる。レーダシステムの受信信号内の干渉は、２つのＦＭＣＷレーダの周波数ランプが交差している場合、干渉区間の中央を中心にして対称性を有している。従って、干渉作用のための前提条件は、送信する信号と干渉し合う信号の変調の少なくとも異なる勾配である。

これは、ターゲット検出時における周波数スペクトル内のノイズ増大若しくは感度低下を招くことがある。前記対称性のためには、妨害レーダ信号の周波数ランプが、図２に２本の破線で示された受信バンド幅内に完全に位置していなければならないが、有効信号の始まりまたは終わり頃に干渉が発生すると、これは不可能である。この場合、干渉は、測定データの窓掛け（例えばハニング窓による）のために、いずれにしてもそれほど強くない。何故ならば、ランプの縁部の値は弱く重み付けされるだけだからである。

対称性の原因は、干渉Ｔ_ｉｎｔの全時間長さに亘っての干渉信号Ｓ_Ｉｎｔの位相レスポンスφ_ｉｎｔ（ｔ）であり、この位相レスポンスは、数学的に次のように表すことができる：

φ_Ｉｎｔ（ｔ）…干渉信号の位相レスポンス
ｆ_Ｉｎｔ…干渉信号Ｓ_Ｉｎｔの周波数
つまり、全干渉時間長さＴ_Ｉｎｔに亘って見て、位相変化は合計ゼロである。ミックスダウンされた干渉信号若しくは妨害信号ｆ_Ｉｎｔの周波数レスポンスｆ_Ｉｎｔ（ｔ）は、図２に円で示した受信バンド幅内での、妨害信号Ｓ_Ｉｎｔと送信信号との差から得られる。

位置ｆ_Ｉｎｔ（Ｔ_Ｉｎｔ／２）＝０（干渉信号と送信信号との交点）に関して、軸対称が成り立つ。信号が微分されると、初期対称的な信号が発生し、この場合、干渉時間長さＴ_Ｉｎｔの中央が原点を形成する。これは、軸対称的なコサインが導き出されて初期対称的な負のサインが得られるのに等しい。

図３は、固有のレーダの送信信号の周波数ランプｆ_ｅｇｏの時間信号に作用する干渉の影響を示す。時間軸の大部分で振幅的に弱い信号が発生することが分かる。これに対して、約１８０〜約２７０（定性的な時間データ）の間の範囲内において、より高い振幅変化が見られ、これは、別のレーダシステムの送信信号による送信信号の干渉作用によって引き起こされる。

そこで、受信された時間信号を微分し、この時間微分から、ミックスダウンされた干渉信号の具体的な状態（周波数レスポンス）に関する情報を得ることが提案される。これらの情報は、これによって受信された時間信号内の干渉成分を推定し、この干渉成分を時間信号から除去するか若しくは抑圧させるために用いられる。その結果、入り込んだ時間信号若しくは受信信号Ｓ_ｅｉｎ（ｔ）を補正するためのシステムが重要となる。

レーダシステムの受信信号Ｓ_ｅｉｎ（ｔ）は、一般的な形式で数学的に次のように表すことができる：

Ｓ_ｅｉｎ（ｔ） … 全受信信号
Ｓ_Ｎ … 有効信号
これによって、有効信号Ｓ_Ｎｕｔｚと干渉信号Ｓ_Ｉｎｔとの重畳が形成される。

次に、個別の干渉信号Ｓ_Ｉｎｔへの限定が観察され、この場合、この方法は複数の干渉信号を有するシステムにも使用することができる。干渉信号Ｓ_Ｉｎｔは、時間レンジ内で数学的に次のように表すことができる：

Ｓ_Ｉｎｔ … 干渉信号
Ａ_Ｉｎｔ … 干渉信号の振幅
φ_Ｉｎｔ（ｔ） … 干渉信号の位相レスポンス

干渉信号Ｓ_Ｉｎｔの位相レスポンスφ_Ｉｎｔ（ｔ）は、受信信号Ｓ_ｅｉｎの周波数ランプと干渉信号Ｓ_Ｉｎｔの周波数ランプとの差から、次の数学的な関係に従って得られる：

次のパラメータを有している：
Ｔ_Ｉｎｔ 受信バンド幅内の干渉信号の時間長さ
Ｂ 送信された周波数ランプの周波数偏移
Ｂ_Ｉｎｔ 干渉信号の周波数ランプの周波数偏移
Ｔ_ｅ 送信された周波数ランプの時間長さ
Ｔ_{ｅ，Ｉｎｔ} 干渉信号の時間長さ
ｆ_{ｅ，Ｉｎｔ} 干渉信号の搬送周波数
ｆ_{ｅ，ｅｇｅ} 送信信号の搬送周波数
Δｔ 干渉信号と送信信号との時間的なずれ
φ_ｉ ターゲット応答のゼロ位相角

有効信号Ｓ_Ｎは、一定の周波数の振動として数学的に次のように記載される：

ｆ_{ｂｅａｔ，ｉ} … ミックスダウン後のｉ回のターゲット応答の一定の周波数

図４ａは、自動車のレーダシステムを操作するための装置１００の第１実施形態の機能形式を具体的に示す。ＩＱ混合器のための受信信号Ｓ_ｅｉｎのＱ成分およびＩ成分が装置１００に供給されることが分かる。微分装置１１０によって、受信信号Ｓ_ｅｉｎのＩ成分およびＱ成分の時間微分がそれぞれ実施される。

受信信号Ｓ_ｅｉｎの時間微分が形成されると、好ましくない干渉に関する情報を次の数学的な関係に従って得ることができる：

φ_Ｉｎｔ（ｔ） … 干渉信号の位相レスポンスの時間微分

φ_Ｉｎｔ（ｔ）は、直線の形を有していて、そのパラメータは微分された受信信号Ｓ_ｅｉｎから決定され得る。このために、ピーク値若しくは極値は、決定された閾値の上若しくは下にリストアップされていてよい。何故ならば、干渉信号Ｓ_Ｉｎｔおよびその微分は有効信号よりも大きい振幅を有しているからである。微分前の有効信号の中間値が、干渉信号Ｓ_Ｉｎｔの振幅Ａ_Ｉｎｔを提供し、微分された入力信号Ｓ_ｅｉｎの極値が、直線のパラメータを決定するために、およびひいてはφ_Ｉｎｔ（ｔ）を決定するために利用され得る。この場合、これらの極値を通って直線が延びていて、この直線のために、ファクター１だけ異なる（異なる勾配）２つの可能な答えを提供する。「誤った」直線、つまり「誤った」勾配を有する直線は、妨害電力の増加を招き、従って正常でないものとして無視され得る。妨害電力は、例えば再構成された干渉信号Ｓ_Ｉｎｔの極値を受信信号Ｓ_ｅｉｎ内で測定された極値と比較することによって検知され得る。

この場合、算出は算出装置１２０によって行われる。パラメータの算出は、信号成分Ｉ，Ｑのためだけに実施される必要があり、この場合、パラメータ算出の結果に、ステップ１３０で乗算機１３０によって、微分された信号成分が乗算される。

除去装置１４０（加算器）によって、重み付けされた結果にＱ成分が加算され、それによって有効信号Ｓ_Ｎが得られる。次いで、コントロール装置１６０によって、受信信号Ｓ_ｅｉｎ内の干渉成分が増加または減少されているかの検査が行われる。干渉成分が増加されている場合のために、間違った直線が使用されているので、有効信号Ｓ_Ｎを形成するために、別の直線を使用しなければならない。その結果、干渉成分が取り除かれた、修正された入力信号が提供される。この方法はＱ回路のためにも同じであり、この場合、除去装置１４１として減算機１４１が使用される。

図５に示されているように、受信信号Ｓ_ｉｎの妨害されていない領域Ｉ内における有効信号Ｓ_Ｎの時間微分は、部分ＩＩ内における干渉にさらされた受信信号Ｓ_ｉｎの微分と比較して非常に小さい。つまり、干渉はもっぱら領域ＩＩ内において発生する。微分されたコサイン信号は、干渉成分がサイン信号内と同じ振幅変化を有するように重み付けされる。つまり、重み付けは（φ^Ｉｎｔ（ｔ））^−１でなければならない。これは、ｆ（ｘ）＝ｘ^−１と類似の変化を有している。干渉時間の中間のための（φ_Ｉｎｔ（ｔ））^−１は、無限になる傾向にあるので、システム内でこのための上限が設定されるべきである。重み付けされた信号は、最後にサイン信号から差し引かれる。

受信信号Ｓ_ｉｎのＩ成分の微分は、次のように数学的に表される：

受信信号Ｓ_ｉｎのＱ成分のために次の式が当てはまる：

合計、および（φ_Ｉｎｔ（ｔ））^−１による重み付けによって次の式が得られる：

このような形式で、結果として、受信信号Ｓ_ｅｉｎから干渉成分若しくは干渉信号Ｓ_Ｉｎｔが取り除かれるので、妨害のない有効信号Ｓ_Ｎが提供される。ある程度まで、有効信号Ｓ_Ｎの損失も存在する。何故ならば、重み付けされたＩ成分が有効信号Ｓ_Ｎの一部をまだ含んでいるからである。

好適な形式で、図４ａに示した装置１００は、干渉成分において振幅の抹消が得られるように、項目を重複させるために、パラメータ評価の高い精度は必ずしも必要ない。しかも、この変化例においては好適な形式で、位相レスポンスのゼロ位相角を決定する必要はない。

この装置１００の第２実施形態は、図４ｂに概略的に示されている。この場合、レーダシステムにＩＱ混合器は使用されておらず、干渉信号Ｓ_Ｉｎｔは受信信号Ｓ_ｉｎの振幅および周波数から再現され、受信信号Ｓ_ｉｎから減算される。微分装置１１０は、図４ａの装置１００の実施形態と同じであり、算出装置１２０も同じである。この場合、直線の勾配および軸線部分に追加して、例えば干渉時間長さＴ_ｉｎｔの中央（図５の部分ＩＩの略中央）における受信信号Ｓ_ｉｎの位相位置を算出することによって、位相レスポンスのゼロ位相角も決定されなければならない。干渉の時間的長さは、閾値検出時における収集された最大ピーク値を介して決定されるか、または限定された受信バンド幅に基づいて発生した最大周波数を介して決定される。フィルタ７０の周波数レスポンスは受信信号Ｓ_ｅｉｎに影響を与えるので、これについて予め承知しておくことが、装置１００の精度を改善するために利用され得る。

図面に示した以下の測定データを用いて、交差し合う干渉ランプは時間レンジ内で実際に、図３のシミュレーションと同じように見えることが確認できる。従来の刊行物は、非常に僅かな（約３〜５）信号値だけが干渉の影響を受ける干渉について開示している。本発明による方法の違いは、周波数ランプの高い傾斜度に関連した、特にチャープシーケンス変調において使用される高い受信器バンド幅および走査率に由来する。従って、本発明による方法は、チャープシーケンス変調のために特に良好に適しているとみなすことができる。

発生した干渉を伴う測定サイクルのために、妨害信号を図４ｂの装置１００で評価することによって再構成する試みがなされている。

図６では、受信信号Ｓ_ｉｎは実線で示されていて、受信信号Ｓ_ｅｉｎの微分により再構成された干渉信号は破線で示されている。

図７では、測定された受信信号Ｓ_ｉｎ、および有効信号Ｓ_Ｎとしての、受信信号Ｓ_ｅｉｎと再構成された干渉信号Ｓ_Ｉｎｔとの差が示されている。好適には、有意義な再構成を実施するために、パラメータの評価は非常に精確でなければならない。

図８ａは、本発明の方法による補正前のレーダシステムの周波数スペクトルを示す。スペクトル内に高いノイズ成分が見られ、この場合、近い位置にターゲットは存在しない。

図８ｂは、補正後の周波数スペクトルを示す。スペクトルの中央に、約１０ｄＢ低下されているノイズが確認され、さらに個別のターゲットもラインとして確認され得る。これは、干渉成分が遠ざけられていることによって、受信信号内のノイズ成分が減少され得ることを意味する。

好適には、装置１００はレーダシステム内でソフトウエアプログラムとして実現されていてよい。また、装置１００をソフトウエアプログラムとして自動車の単数または複数のコントロールユニット内に実装することも考えられ得る。

要約すれば、本発明によって、妨害干渉成分をレーダシステムの受信信号から除去することができる方法および装置が提案される。これによって、検出精度は高められ、受信された信号の信号ノイズ間隔が改善され得る。

本発明は、前述のように具体的な実施例を用いて説明されているが、これに限定されるものではない。従って当業者は、本発明の核心を逸脱することなしに、まだ開示されていない実施形態を実現することもできる。

１０ 発生器
２０ パワーディバイダ
５０ ＨＦ前置増幅器
６０ 混合器
７０ フィルタ
８０ ベースバンド増幅器
１００ 装置
１１０ 微分装置
１２０ 算出装置
１３０ ステップ、乗算機
１４０ 除去装置、加算器
１４１ 除去装置、減算機
１６０ コントロール装置
ｆ_ｅｇｏ ランプ
φ_Ｉｎｔ（ｔ） 位相レスポンス
Ｓ_ｅｉｎ（ｔ） 受信信号
Ｓ_Ｎ 有効信号
Ｓ_Ｉｎｔ 干渉信号

Claims (10)

1. 自動車のレーダシステムを操作するための方法において、
   受信信号（Ｓ_ｅｉｎ）を受信するステップと、
   所定の時間後に前記受信信号（Ｓ_ｅｉｎ）を微分するステップと、
   微分された前記受信信号（Ｓ_ｅｉｎ）から干渉信号（Ｓ_Ｉｎｔ）のパラメータを算出するステップと、
   前記パラメータから前記干渉信号（Ｓ_Ｉｎｔ）を再構成するステップと、
   前記受信信号（Ｓ_ｅｉｎ）から前記干渉信号（Ｓ_Ｉｎｔ）を除去するステップと、
   を有している、自動車のレーダシステムを操作するための方法。
2. 前記干渉信号（Ｓ_Ｉｎｔ）の前記パラメータを、微分された前記受信信号（Ｓ_ｅｉｎ）の極値から算出し、前記極値から、前記干渉信号（Ｓ_Ｉｎｔ）の位相レスポンス（φ_Ｉｎｔ）の時間微分のための値である直線を算出する、請求項１記載の方法。
3. 前記干渉信号（Ｓ_Ｉｎｔ）の振幅（Ａ_Ｉｎｔ）を、前記受信信号（Ｓ_ｅｉｎ）の前記極値の中間値から算出する、請求項１または２記載の方法。
4. 前記直線の勾配および軸線区分を算出する、請求項２または３記載の方法。
5. 前記レーダシステムがＩＱ混合器を有しており、前記ＩＱ混合器の各回路のための前記受信信号（Ｓ_ｉｎ）を微分するために微分装置（１１０）を使用し、算出装置（１２０）を用いて前記干渉信号（Ｓ_Ｉｎｔ）の前記位相レスポンス（φ_Ｉｎｔ）の時間微分の直線のパラメータを算出し、前記ＩＱ混合器の各回路のために微分された、前記受信信号（Ｓ_ｅｉｎ）の成分を前記位相レスポンスの時間微分で重み付けし、この際に、前記ＩＱ混合器の前記各回路のために前記受信信号（Ｓ_ｅｉｎ）の前記有効成分（Ｓ_Ｎ）を算出する、請求項４記載の方法。
6. 前記算出装置（１２０）を前記ＩＱ混合器の１つの信号回路のためだけに設ける、請求項５記載の方法。
7. 前記干渉信号の前記位相レスポンスのゼロ位相角の算出を実行する、請求項２から４までのいずれか１項記載の方法。
8. 自動車のレーダシステムを操作するための装置（１００）において、
   所定の時間後に前記受信信号（Ｓ_ｅｉｎ）を微分するための微分装置（１１０）を有しており、
   微分された前記受信信号（Ｓ_ｅｉｎ）のパラメータを算出するための算出装置（１２０）を有していて、前記パラメータが前記干渉信号（Ｓ_Ｉｎｔ）の位相レスポンス（φ_Ｉｎｔ）の時間微分のための値を成しており、
   前記パラメータから前記干渉信号（Ｓ_Ｉｎｔ）を再構成するための再構成装置（１５０）を有しており、
   前記受信信号（Ｓ_ｅｉｎ）から前記干渉信号（Ｓ_Ｉｎｔ）を除去するための除去装置（１４０）を有している、
   自動車のレーダシステムを操作するための装置（１００）。
9. 前記レーダシステムがＩＱ混合器を有しており、前記パラメータの算出が前記ＩＱ混合器の１つの信号回路のためだけに実行可能であり、微分された前記受信信号（Ｓ_ｅｉｎ）の２つの信号回路が前記パラメータで重み付けされ、有効信号（Ｓ_Ｎ）のＩ成分およびＱ成分が再構成される、請求項８記載の装置（１００）。
10. コンピュータプログラム製品において、請求項１から７までのいずれか１項記載の方法が制御装置で実行されるかまたはコンピュータ読み取り可能なデータキャリアに記憶されているときに前記方法を実施するためのプログラムコード手段を有している、コンピュータプログラム製品。

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