WO2022269907A1 - レーダ装置および干渉波回避装置 - Google Patents

レーダ装置および干渉波回避装置 Download PDF

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wave
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interference wave
signal
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龍也 上村
平 和田
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三菱電機株式会社
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    • G01S7/352—Receivers
    • G01S7/354—Extracting wanted echo-signals

Definitions

  • the present disclosure relates to a radar device and an interference wave avoidance device that detect targets using frequency-modulated transmission waves.
  • FMCW Frequency Modulated Continuous Wave
  • FCM Frequency Chirp Modulation
  • the FMCW radar is characterized by a simple circuit configuration, a relatively low frequency band of the received beat signal, and easy signal processing.
  • the FMCW radar performs up-chirp for increasing the frequency of the transmission wave and down-chirp for decreasing the frequency of the transmission wave, and obtains a received beat signal from the up-chirp and the down-chirp.
  • the FMCW radar calculates the distance, relative velocity, azimuth, etc. of the target from the frequency difference in the received beat signal.
  • the FCM radar performs one of up-chirp and down-chirp to obtain the received beat signal.
  • the FCM radar calculates the distance, relative velocity, azimuth, etc. of the target based on the frequency and phase information of the received beat signal. Since the FCM radar does not require pairing of the up-chirp and the down-chirp, it is possible to reduce the signal processing load compared to the FMCW radar. In the following description, FMCW radar and FCM radar are expressed as "radar” or “radar device” when not distinguished from each other.
  • Patent Document 1 discloses a technique for improving the linearity of frequency modulation with respect to a frequency modulation circuit mounted on an FMCW radar.
  • radars mounted on vehicles receive not only reflected waves propagated by reflection of transmitted waves from targets, but also interference waves, which are radio waves radiated from radars of other vehicles. It's becoming more likely.
  • signal processing may be performed in a state in which a noise signal due to an interference wave is superimposed on a received beat signal due to a reflected wave from a target. If the signal-to-noise ratio (SNR) of the received beat signal decreases due to the superimposition of the noise signal, the detection performance of the radar apparatus will decrease.
  • the radar device of Patent Literature 1 has a problem that it is difficult to stably and accurately detect a target because the detection performance may deteriorate due to reception of interference waves.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and aims to obtain a radar device capable of stably and highly accurately detecting a target.
  • a radar device outputs a frequency-modulated transmission wave, and receives a reflected wave propagated by reflection of the transmission wave from a target. and the frequency of the received interference wave when an interference wave, which is a radio wave other than the reflected wave and whose frequency is modulated in a manner different from that of the transmitted wave, is received together with the reflected wave. and an interference wave avoidance device that changes the modulation frequency of the transmission wave based on the result of estimating the.
  • the radar device has the effect of being able to stably detect targets with high accuracy.
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a radar device according to a first embodiment
  • FIG. FIG. 2 is a diagram showing an example hardware configuration of an MCU included in the radar device according to the first embodiment
  • FIG. 2 is a diagram for explaining a local signal generated by a local unit of the radar device according to the first embodiment
  • FIG. FIG. 4 is a diagram showing an example of time-frequency characteristics for each of a transmission wave, a desired reception wave, and a reception interference wave in Embodiment 1
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of frequency modulation characteristics in each of a local signal and a received interference wave in Embodiment 1
  • FIG. 4 is a diagram for explaining changes in frequencies of local signals and received interference waves in Embodiment 1
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of time-frequency characteristics of a noise signal caused by received interference waves in Embodiment 1; 1 is a flow chart showing the operation procedure of the radar device according to the first embodiment; FIG. 4 is a diagram for explaining frequency control of a local signal by the radar device according to the first embodiment;
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a radar device 100 according to the first embodiment.
  • the radar device 100 is mounted on a vehicle.
  • the radar apparatus 100 includes a receiving antenna 1 and a transmitting antenna 2 that constitute an antenna section, a reference signal source 14 that generates a reference signal REF (REFerence signal), a high frequency circuit 17, a baseband circuit 18, and an MCU (Micro Control Unit). Unit) 19.
  • REF Reference Signal
  • the reference signal source 14 , the high frequency circuit 17 and the baseband circuit 18 constitute a transmitting/receiving section of the radar device 100 .
  • the MCU 19 constitutes a signal processing section of the radar device 100 .
  • the radar device 100 shown in FIG. 1 is a radar equipped with one reception channel and one transmission channel.
  • a channel is a unit of processing including components of a transmitting/receiving section and a signal processing section processed by one receiving antenna 1 or one transmitting antenna 2 . Note that the number of reception channels and the number of transmission channels in the radar device 100 are arbitrary.
  • the high-frequency circuit 17 outputs a frequency-modulated transmission wave via the transmission antenna 2 . Further, the high-frequency circuit 17 receives, via the receiving antenna 1, a reflected wave propagated by the reflection of the transmitted wave from the target, and outputs a received signal.
  • the high frequency circuit 17 includes a voltage controlled oscillator (VCO) 10, a chirp signal generator 11 that generates a chirp signal, a phase locked loop (PLL) 12, and a loop filter. (Loop Filter: LF) 13.
  • VCO 10 , chirp signal generator 11 , PLL 12 and LF 13 constitute local section 24 .
  • the local unit 24 generates a modulated signal, which is a frequency-modulated signal. In the following description, the modulated signal generated by the local section 24 is also called a local signal.
  • a reference signal REF and a chirp signal are input to the PLL 12 .
  • the PLL 12 frequency-modulates the reference signal REF with a modulation pattern based on the chirp signal.
  • the signal frequency-modulated by the PLL 12 is band-limited by the LF 13 and input to the VCO 10 .
  • VCO 10 outputs a high-frequency signal, which is a modulated signal, in cooperation with PLL 12 .
  • the high-frequency circuit 17 includes a low noise amplifier (LNA) 3, mixers (MIXer: MIX) 4 1 and 4 2 , intermediate frequency amplifiers (IFA) 5 1 and 5 2 , It has a power amplifier (PA) 15 and a phase shifter 16 .
  • PA 15 amplifies the high frequency signal output from VCO 10 to desired power.
  • the transmission antenna 2 converts the high-frequency signal from the PA 15 into transmission waves, which are radio waves, and radiates the transmission waves into space.
  • the radar apparatus 100 transmits transmission waves using FMCW or FCM chirp signals.
  • the receiving antenna 1 receives a reflected wave propagated by reflection of the transmitted wave from a target, and converts the reflected wave into a received signal.
  • LNA 3 amplifies the received signal to desired power.
  • MIX 4 1 and MIX 4 2 perform down-conversion of received signals by frequency conversion using local signals.
  • MIX 4 1 and MIX 4 2 down-convert the frequency of the received signal to an intermediate frequency (IF) band.
  • MIX 4 1 and MIX 4 2 output received beat signals, which are received signals after down-conversion.
  • the IFAs 5 1 and 5 2 amplify the received beat signal to the desired signal strength.
  • the phase shifter 16 changes the phase of the received beat signal output from the MIX42 by 90°.
  • the high-frequency circuit 17 outputs from the IFAs 5 1 and 5 2 a first received beat signal and a second received beat signal, which are two received beat signals whose phases are different from each other by 90 degrees.
  • the first received beat signal and the second received beat signal are also referred to as orthogonal received beat signals.
  • the baseband circuit 18 converts the quadrature reception beat signal output from the high frequency circuit 17 into a digital baseband signal.
  • the baseband circuit 18 includes baseband amplifiers (BBA) 6 1 and 6 2 , band pass filters (BPF) 7 1 and 7 2 , and an analog to digital converter (Analog to Digital Converter: ADC) 8 1 , 8 2 and FIR (Finite Impulse Response) filters 9 1 , 9 2 .
  • BBA baseband amplifiers
  • BPF band pass filters
  • ADC Analog to Digital Converter
  • FIR Finite Impulse Response
  • the BBAs 6 1 and 6 2 amplify the quadrature received beat signals from the high frequency circuit 17 to desired voltage strength.
  • the BPFs 7 1 and 7 2 limit the bands of the signals amplified by the BBAs 6 1 and 6 2 .
  • ADCs 8 1 and 8 2 convert analog signals output from BPFs 7 1 and 7 2 into digital signals.
  • FIR filters 9 1 and 9 2 limit the bands of the signals output from ADCs 8 1 and 8 2 .
  • the baseband circuit 18 outputs quadrature received beat signals processed by BBAs 6 1 , 6 2 , BPFs 7 1 , 7 2 , ADCs 8 1 , 8 2 and FIR filters 9 1 , 9 2 .
  • the MCU 19 has an interference wave avoidance device 25 and an FFT (Fast Fourier Transform) processing section 26 .
  • an interference wave which is a radio wave other than a reflected wave
  • the interference wave avoiding device 25 changes the modulation frequency of the transmission wave based on the result of estimating the frequency of the interference wave, thereby suppressing the interference wave.
  • the interference wave is a radio wave whose frequency is modulated in a manner different from that of the transmission wave radiated by the radar device 100, and is a radio wave radiated from the radar of another vehicle.
  • the interference wave avoidance device 25 is composed of an instantaneous phase detector 20, an instantaneous frequency detector 21, a received interference wave frequency estimator 22 and a local frequency controller 23.
  • the instantaneous phase detector 20 detects the instantaneous phase of the noise signal due to the received interference wave from the quadrature received beat signal.
  • the instantaneous frequency detector 21 detects the instantaneous frequency of the noise signal due to the received interference wave based on the instantaneous phase.
  • the instantaneous phase detector 20 and the instantaneous frequency detector 21 function as conversion units that convert the first received beat signal and the second received beat signal into data representing the time and frequency characteristics of the noise signal. In the following description, the time and frequency characteristics are referred to as time-frequency characteristics.
  • the received interference wave frequency estimator 22 estimates the frequency of the interference wave received by the receiving antenna 1 based on the time-frequency characteristic data of the noise signal.
  • the local frequency controller 23 controls the frequency of the local signal so that the modulation frequency band of the local signal is outside the frequency band of the received interference wave. do.
  • a local frequency controller 23 generates a control signal for adjusting the frequency of the local signal based on the estimation result by the received interference wave frequency estimator 22 .
  • Chirp signal generator 11 adjusts the frequency of the chirp signal according to the control signal from local frequency controller 23 .
  • the local section 24 generates a local signal whose frequency is adjusted according to the control signal from the local frequency controller 23 .
  • the local frequency controller 23 controls the frequency of the local signal based on the frequency estimation result by the received interference wave frequency estimator 22 .
  • the FFT processing unit 26 performs fast Fourier transform on the quadrature received beat signal output from the baseband circuit 18 .
  • the FFT processing unit 26 calculates the target distance, relative distance, azimuth angle, and the like by executing radar signal processing using fast Fourier transform.
  • the target distance is the distance between the vehicle and the target.
  • Relative velocity is the velocity of the target as seen from the vehicle.
  • the azimuth angle is an angle representing the azimuth of the target relative to the vehicle.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example hardware configuration of the MCU 19 included in the radar device 100 according to the first embodiment.
  • the interference wave avoidance device 25 and the FFT processing section 26 of the MCU 19 are realized by using the processing circuit 50 .
  • the processing circuitry 50 has a processor 52 and a memory 53 .
  • the processor 52 is a CPU (Central Processing Unit).
  • the processor 52 may be an arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, or DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 53 is, for example, RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read Only Memory), and the like.
  • the memory 53 stores a program for operating as a signal processing section including the interference wave avoidance device 25 and the FFT processing section 26 .
  • the program can be read and executed by the processor 52 to implement the function of the signal processing unit.
  • the input unit 51 is a circuit that receives an input signal to the MCU 19 from outside the MCU 19 .
  • the input unit 51 receives the quadrature reception beat signal from the baseband circuit 18 and the reference signal REF from the reference signal source 14 .
  • the output unit 54 is a circuit that outputs a signal generated by the MCU 19 to the outside of the MCU 19 .
  • the output unit 54 outputs the result of calculation of the target distance, relative distance, azimuth angle, and the like in the FFT processing unit 26 . Also, the output unit 54 outputs a control signal for controlling the frequency of the local signal.
  • the configuration shown in FIG. 2 is an example of hardware in which the signal processing unit of the radar apparatus 100 is implemented by a general-purpose processor 52 and memory 53. Instead of the processor 52 and memory 53, a dedicated processing circuit is used to implement the radar apparatus. 100 signal processing units may be implemented.
  • a dedicated processing circuit is a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field Programmable Gate Array), or a circuit combining these.
  • a part of the signal processing unit may be realized by the processor 52 and the memory 53, and the rest may be realized by a dedicated processing circuit.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining local signals generated by the local unit 24 of the radar device 100 according to the first embodiment.
  • FIG. 3 graphically represents the time-frequency characteristics of the local signal.
  • the horizontal axis of the graph represents time, and the vertical axis represents frequency.
  • FIG. 3 shows an example of the waveform of the local signal, which is the up-chirp signal.
  • An up-chirp signal is a signal whose frequency increases with a constant slope with respect to time.
  • the local signal generated by the local unit 24 is an FCM signal represented by sawtooth waves.
  • the total number of triangular waveforms included in the sawtooth wave is N CHIRP . It is assumed that the number of triangular waveforms included in the sawtooth wave is arbitrary.
  • the horizontal width of the triangular waveform represents the frequency modulation period.
  • the vertical width of the triangular waveform represents the frequency modulation bandwidth.
  • the slope of the graph indicated by the triangular waveform is referred to as modulation slope.
  • the local signal generated by the local unit 24 may be a down chirp signal.
  • a down-chirp signal is a signal whose frequency decreases with a constant slope with respect to time.
  • the hatched sections in FIG. 3 are ADC data acquisition sections.
  • the ADC data acquisition interval is the operating period of the ADCs 8 1 and 8 2 in one cycle of the local signal, and is the period during which digital data is acquired by conversion in the ADCs 8 1 and 8 2 .
  • the reflected waves and interference waves received by the radar device 100 will be described.
  • the reflected wave from the target is called the desired wave.
  • the desired wave received by the receiving antenna 1 is called a desired receiving wave
  • the interference wave received by the receiving antenna 1 is called a received interference wave.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of time-frequency characteristics for each of a transmission wave, a desired reception wave, and a reception interference wave in Embodiment 1.
  • the time-frequency characteristics of the transmitted wave are the same as the time-frequency characteristics of the local signal shown in FIG.
  • the desired wave is received with a delay from the transmission of the transmission wave.
  • the delay time of the received desired wave from the transmitted wave corresponds to the sum of the time for the transmitted wave to propagate from the transmitting antenna 2 to the target and the time for the desired wave to propagate from the target to the receiving antenna 1 .
  • the modulation cycle, modulation bandwidth and modulation slope of the desired reception wave are the same as the modulation cycle, modulation bandwidth and modulation slope of the transmission wave, respectively.
  • Received interference waves are radio waves transmitted from other vehicles.
  • the modulation period, modulation bandwidth and modulation slope of the received interference wave are all different from the modulation period, modulation bandwidth and modulation slope of the transmission wave respectively.
  • FIG. 4 shows an example in which the received interference wave is an up-chirp FCM signal, a down-chirp FCM signal or an FMCW signal can also be a received interference wave.
  • the orthogonal reception beat signal generated when the desired wave and the interference wave are received at the same time will be described.
  • the high frequency circuit 17 and the baseband circuit 18 generate an orthogonal reception beat signal based on the received desired wave and the received interference wave.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of frequency modulation characteristics in each of the local signal and the received interference wave in Embodiment 1.
  • the starting frequency shown in FIG. 5 is the frequency at the beginning of the modulation period.
  • the reception delay time is the time from when the transmission antenna 2 transmits the transmission wave until the reception antenna 1 receives the interference wave.
  • each of the local signal and the received interference wave illustrated in FIG. 5 be an FCM signal.
  • the characteristics of the local signal shown in FIG. 5 are also the characteristics of the desired reception wave.
  • the received interference wave differs from the desired received wave in each of the starting frequency, modulation bandwidth, and modulation slope.
  • the reception delay time of the received interference wave is different from the reception delay time of the desired reception wave. It should be noted that at least one of the start frequency, modulation bandwidth, modulation slope, and reception delay time of the received interference wave should be different from the desired reception wave.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining changes in the frequencies of local signals and received interference waves in Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 6 graphically represents the relationship between the frequency and time of the local signal and the received interference wave in the modulation period.
  • the horizontal axis of the graph represents time, and the vertical axis represents frequency.
  • the frequency of the local signal and the frequency of the received interference wave are the same around 20 ⁇ s. At the timing when the frequency of the local signal and the frequency of the received interference wave are the same, the frequency of the received beat signal due to the received interference wave is 0 Hz. At the timing when the frequency of the local signal and the frequency of the received interference wave become the same, the difference between the frequency of the local signal and the frequency of the received interference wave becomes close to the frequency of the IF band in the radar device 100 . As a result, the received beat signal due to the desired reception wave is superimposed on the received beat signal due to the received interference wave, thereby lowering the SNR of the received beat signal due to the desired reception wave.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of time-frequency characteristics of noise signals caused by received interference waves in Embodiment 1.
  • the frequency of the noise signal due to the received interference wave corresponds to the difference between the frequency of the local signal and the frequency of the received interference wave. From 0 ⁇ s to 20 ⁇ s, the frequency of the noise signal due to the received interference wave is positive. From 20 ⁇ s to 60 ⁇ s, the frequency of the noise signal due to the received interference wave becomes negative.
  • FIG. 8 is a flow chart showing operation procedures of the radar device 100 according to the first embodiment.
  • the frame is the target detection period.
  • FIG. 8 shows the operation procedure of the radar device 100 in one certain frame.
  • step S1 the radar device 100 starts outputting transmission waves.
  • the radar device 100 receives a reflected wave propagated by reflection of the transmitted wave.
  • the radar device 100 receives the desired wave and the interference wave.
  • the desired wave to be received and the interference wave to be received are converted into a received beat signal by the high frequency circuit 17 and the baseband circuit 18 .
  • the baseband circuit 18 outputs the received beat signal.
  • step S3 the FFT processing unit 26 calculates the distance, relative velocity and azimuth angle of the target based on the received quadrature beat signal.
  • steps S4 to S6 the interference wave avoiding device 25 processes the noise signal caused by the received interference wave based on the orthogonal received beat signal. Note that the order of step S3 and steps S4 to S6 is arbitrary. Further, the processing of step S3 and the processing of steps S4 to S6 may be performed in parallel.
  • step S4 the interference wave avoidance device 25 detects the instantaneous frequency of the noise signal caused by the interference wave.
  • the instantaneous phase detector 20 detects the instantaneous phase of the noise signal due to the received interference wave based on the quadrature received beat signal.
  • the instantaneous frequency detector 21 detects the instantaneous frequency of the noise signal due to the received interference wave based on the detected instantaneous phase.
  • the received interference wave frequency estimator 22 estimates the frequency of the interference wave based on the instantaneous frequency detected in step S4.
  • the received interference wave frequency estimator 22 detects the frequency of the noise signal caused by the received interference wave by obtaining the difference between the frequency of the local signal and the frequency of the received interference wave.
  • the received interference wave frequency estimator 22 based on the time-frequency characteristic data obtained by sweeping the frequency of the noise signal caused by the received interference wave from the positive frequency to the negative frequency as shown in FIG. Find the time when the noise signal due to the received interference wave becomes 0 Hz.
  • the time-frequency characteristics of the local signal generated by the local unit 24 are known information to the MCU 19 because the MCU 19 controls the high-frequency circuit 17 .
  • the received interference wave frequency estimator 22 calculates the frequency of the local signal when the noise signal due to the received interference wave becomes 0 Hz, that is, at the timing when the frequency of the local signal and the frequency of the received interference wave become the same as the time of the local signal. Calculated based on frequency characteristic data. Thereby, the received interference wave frequency estimator 22 obtains an estimated value of the frequency of the received interference wave.
  • step S6 the local frequency controller 23 adjusts the frequency of the local signal based on the frequency estimated in step S5.
  • a local frequency controller 23 outputs a control signal for adjusting the frequency of the local signal.
  • Chirp signal generator 11 adjusts the frequency of the chirp signal according to the control signal from local frequency controller 23 .
  • the radar apparatus 100 adjusts the frequency of the chirp signal according to the control signal, thereby controlling the frequency of the local signal based on the result of estimating the frequency of the received interference wave. With the above, the radar device 100 ends the operation according to the procedure shown in FIG. After that, the operation of the radar device 100 shifts to the operation of the next frame.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining control of the local signal frequency by the radar device 100 according to the first embodiment.
  • a desired wave and an interference wave are received at the same time in a certain frame Ft, and an orthogonal received beat signal is generated based on the received desired wave and the received interference wave.
  • the interference wave avoidance device 25 controls the frequency of the local signal so that the modulation bandwidth of the local signal is out of the frequency band of the received interference wave through the operations of steps S1 to S6 in frame Ft.
  • radar apparatus 100 outputs a transmission wave using a local signal in a frequency band that is out of the frequency band of the received interference wave.
  • the interference wave avoidance device 25 changes the frequency band of the transmission wave based on the result of estimating the frequency of the interference waves, thereby suppressing the noise caused by the interference waves. Avoid superimposition of the signal onto the received signal.
  • the radar apparatus 100 can prevent a decrease in the SNR of the received beat signal due to the desired reception wave by preventing the received beat signal due to the noise signal due to the interference wave from being superimposed on the received beat signal due to the desired reception wave.
  • the algorithm for detecting the instantaneous phase from the quadrature received beat signal and detecting the frequency of the noise signal due to the interference wave from the instantaneous phase is resistant to system noise. Therefore, the interference wave avoidance device 25 can detect the frequency of the noise signal caused by the interference wave with high accuracy.
  • the radar device 100 detects the frequency of the received interference wave by means of the interference wave avoidance device 25 when the received beat signal due to the desired reception wave is superimposed on the received beat signal due to the received interference wave.
  • the frequency of the local signal is controlled so that the modulation bandwidth of the local signal is outside the frequency band of the received interference wave.
  • the interference wave avoidance device 25 can detect the frequency of the received interference wave without providing an independent section for detecting the frequency of the received interference wave. Therefore, the interference wave avoiding device 25 can shorten the time from the detection of the interference wave to the avoidance of superposition of the received beat signal by the received interference wave. Further, the interference wave avoidance device 25 can expand the interval in which the noise signal due to the interference wave can be monitored.
  • the interference wave avoidance device 25 can improve resistance to interference waves that are expected to arrive randomly in time. Since the interference wave avoidance device 25 can estimate the frequency of the received interference wave with high accuracy, it is possible to perform frequency control of the local signal for avoiding the interference wave with high accuracy and high reliability. can. As described above, the radar device 100 can stably detect a target with high accuracy.
  • the configuration shown in the above embodiment shows an example of the content of the present disclosure.
  • the configuration of the embodiment can be combined with another known technique. A part of the configuration of the embodiment can be omitted or changed without departing from the gist of the present disclosure.

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Abstract

レーダ装置（１００）は、送受信部と、干渉波回避装置（２５）とを有する。送受信部は、周波数が変調された送信波を出力し、かつ、物標での送信波の反射によって伝播した反射波を受信して受信信号を出力する。干渉波回避装置（２５）は、反射波以外の電波であって送信波とは異なる態様で周波数が変調された干渉波が反射波とともに受信された場合に、受信された干渉波の周波数を推定した結果を基に送信波の変調周波数を変化させる。

Description

レーダ装置および干渉波回避装置
　本開示は、周波数が変調された送信波を用いて物標を検知するレーダ装置および干渉波回避装置に関する。
　車両に搭載されるセンサとして、ＦＭＣＷ（Frequency　Modulated　Continuous　Wave）レーダおよびＦＣＭ（Fast　Chirp　Modulation）レーダの普及が進みつつある。ＦＭＣＷレーダは、回路構成が簡易であって、かつ、受信ビート信号の周波数帯域が比較的低く信号処理が容易であるといった特徴を有している。ＦＭＣＷレーダは、送信波の周波数を上昇させるアップチャープと送信波の周波数を低下させるダウンチャープとを行い、アップチャープおよびダウンチャープから受信ビート信号を得る。ＦＭＣＷレーダは、受信ビート信号における周波数の差分から、物標の距離、相対速度および方位角などを算出する。一方、ＦＣＭレーダは、アップチャープとダウンチャープとのうちの一方を行い、受信ビート信号を得る。ＦＣＭレーダは、受信ビート信号の周波数と位相情報とを基に、物標の距離、相対速度および方位角などを算出する。ＦＣＭレーダでは、アップチャープとダウンチャープとのペアリングが不要であることから、ＦＭＣＷレーダに比べて信号処理の負荷を少なくすることが可能である。以下の説明では、ＦＭＣＷレーダとＦＣＭレーダとを区別しない場合は、「レーダ」または「レーダ装置」と表現する。
　特許文献１には、ＦＭＣＷレーダに搭載される周波数変調回路に関し、周波数変調の直線性を高めるための技術が開示されている。
特許第６３５１９１０号公報
　レーダの普及に伴って、車両に搭載されるレーダは、送信波が物標で反射することによって伝播した反射波のみならず、他の車両のレーダから放射される電波である干渉波を受信する可能性が高くなっている。
　特許文献１のレーダ装置では、物標からの反射波による受信ビート信号に干渉波によるノイズ信号が重畳された状態で、信号処理が行われる場合がある。ノイズ信号の重畳によって受信ビート信号の信号対雑音比（Signal　to　Noise　Ratio：ＳＮＲ）が低下した場合、レーダ装置の検知性能は低下することになる。特許文献１のレーダ装置は、干渉波の受信によって検知性能が低下する場合があることから、安定して高い精度で物標を検知することが困難であるという問題があった。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、安定して高い精度で物標を検知することができるレーダ装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示にかかるレーダ装置は、周波数が変調された送信波を出力し、かつ、物標での送信波の反射によって伝播した反射波を受信して受信信号を出力する送受信部と、反射波以外の電波であって送信波とは異なる態様で周波数が変調された干渉波が反射波とともに受信された場合に、受信された干渉波の周波数を推定した結果を基に送信波の変調周波数を変化させる干渉波回避装置と、を備える。
　本開示にかかるレーダ装置は、安定して高い精度で物標を検知することができるという効果を奏する。
実施の形態１にかかるレーダ装置の構成を示す図 実施の形態１にかかるレーダ装置が有するＭＣＵのハードウェア構成の例を示す図 実施の形態１にかかるレーダ装置のローカル部によって生成されるローカル信号について説明するための図 実施の形態１における送信波、受信所望波および受信干渉波との各々についての時間－周波数特性の例を示す図 実施の形態１におけるローカル信号および受信干渉波の各々における周波数変調の特性の例を示す図 実施の形態１におけるローカル信号および受信干渉波の周波数の変化について説明するための図 実施の形態１における受信干渉波によるノイズ信号の時間－周波数特性の例を示す図 実施の形態１にかかるレーダ装置の動作手順を示すフローチャート 実施の形態１にかかるレーダ装置によるローカル信号の周波数の制御について説明するための図
　以下に、実施の形態にかかるレーダ装置および干渉波回避装置を図面に基づいて詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１にかかるレーダ装置１００の構成を示す図である。レーダ装置１００は、車両に搭載される。レーダ装置１００は、アンテナ部を構成する受信アンテナ１および送信アンテナ２と、参照信号ＲＥＦ（REFerence　signal）を発生する参照信号源１４と、高周波回路１７と、ベースバンド回路１８と、ＭＣＵ（Micro　Control　Unit）１９とを有する。参照信号源１４、高周波回路１７およびベースバンド回路１８は、レーダ装置１００の送受信部を構成する。ＭＣＵ１９は、レーダ装置１００の信号処理部を構成する。
　図１に示すレーダ装置１００は、１つの受信チャネルと１つの送信チャネルとを備えたレーダである。チャネルとは、１つの受信アンテナ１または１つの送信アンテナ２によって処理される送受信部及び信号処理部の構成要素を含めた一纏まりの処理単位である。なお、レーダ装置１００における受信チャネルの数と送信チャネルの数とは任意であるものとする。
　高周波回路１７は、周波数が変調された送信波を、送信アンテナ２を介して出力する。また、高周波回路１７は、物標での送信波の反射によって伝播した反射波を、受信アンテナ１を介して受信し、受信信号を出力する。
　高周波回路１７は、電圧制御発振器（Voltage　Controlled　Oscillator：ＶＣＯ）１０と、チャープ信号（Chirp　Signal）を生成するチャープ信号生成器１１と、位相同期制御回路（Phase　Locked　Loop：ＰＬＬ）１２と、ループフィルタ（Loop　Filter：ＬＦ）１３とを有する。ＶＣＯ１０、チャープ信号生成器１１、ＰＬＬ１２およびＬＦ１３は、ローカル部２４を構成する。ローカル部２４は、周波数が変調された信号である変調信号を生成する。以下の説明では、ローカル部２４が生成する変調信号を、ローカル信号とも称する。
　ＰＬＬ１２には、参照信号ＲＥＦとチャープ信号とが入力される。ＰＬＬ１２は、チャープ信号による変調パターンで参照信号ＲＥＦを周波数変調する。ＰＬＬ１２によって周波数変調された信号は、ＬＦ１３によって帯域制限され、ＶＣＯ１０へ入力される。ＶＣＯ１０は、ＰＬＬ１２との連携によって、変調信号である高周波信号を出力する。
　また、高周波回路１７は、低雑音増幅器（Low　Noise　Amplifier：ＬＮＡ）３と、ミキサ（MIXer：ＭＩＸ）４１，４２と、中間周波増幅器（Intermediate　Frequency　Amplifier：ＩＦＡ）５１，５２と、パワーアンプ（Power　Amplifier：ＰＡ）１５と、位相器１６とを有する。ＰＡ１５は、ＶＣＯ１０から出力される高周波信号を所望の電力に増幅する。送信アンテナ２は、ＰＡ１５からの高周波信号を電波である送信波に変換して、空間に送信波を放射する。レーダ装置１００は、ＦＭＣＷまたはＦＣＭのチャープ信号を用いて送信波を送信する。
　受信アンテナ１は、物標での送信波の反射によって伝播した反射波を受信し、反射波を受信信号に変換する。ＬＮＡ３は、受信信号を所望の電力に増幅する。ＭＩＸ４１，４２は、ローカル信号を用いた周波数変換によって、受信信号のダウンコンバートを行う。ＭＩＸ４１，４２は、ダウンコンバートによって、受信信号の周波数を中間周波数（Intermediate　Frequency：ＩＦ）帯にまで下げる。ＭＩＸ４１，４２は、ダウンコンバート後の受信信号である受信ビート信号を出力する。ＩＦＡ５１，５２は、受信ビート信号を所望の信号強度に増幅する。位相器１６は、ＭＩＸ４２から出力される受信ビート信号の位相を９０°変化させる。これにより、高周波回路１７は、位相が互いに９０度異なる２つの受信ビート信号である第１の受信ビート信号および第２の受信ビート信号をＩＦＡ５１，５２から出力する。以下の説明では、第１の受信ビート信号および第２の受信ビート信号を直交受信ビート信号とも称する。
　ベースバンド回路１８は、高周波回路１７から出力される直交受信ビート信号をデジタル値のベースバンド信号に変換する。ベースバンド回路１８は、ベースバンド増幅器（Base　Band　Amplifier：ＢＢＡ）６１，６２と、バンドパスフィルタ（Band　Pass　Filter：ＢＰＦ）７１，７２と、アナログデジタル変換器（Analog　to　Digital　Converter：ＡＤＣ）８１，８２と、ＦＩＲ（Finite　Impulse　Response）フィルタ９１，９２とを有する。
　ＢＢＡ６１，６２は、高周波回路１７からの直交受信ビート信号を所望の電圧強度に増幅する。ＢＰＦ７１，７２は、ＢＢＡ６１，６２が増幅した信号の帯域を制限する。ＡＤＣ８１，８２は、ＢＰＦ７１，７２から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する。ＦＩＲフィルタ９１，９２は、ＡＤＣ８１，８２から出力される信号の帯域を制限する。ベースバンド回路１８は、ＢＢＡ６１，６２、ＢＰＦ７１，７２、ＡＤＣ８１，８２およびＦＩＲフィルタ９１，９２による処理後の直交受信ビート信号を出力する。
　ＭＣＵ１９は、干渉波回避装置２５とＦＦＴ（Fast　Fourier　Transform）処理部２６とを有する。干渉波回避装置２５は、反射波以外の電波である干渉波が反射波とともに受信された場合に、干渉波の周波数を推定した結果を基に送信波の変調周波数を変化させることによって、干渉波によるノイズ信号の受信信号への重畳を回避する。干渉波は、レーダ装置１００が放射する送信波とは異なる態様で周波数が変調された電波であって、他の車両のレーダから放射される電波である。
　干渉波回避装置２５は、瞬時位相検出器２０、瞬時周波数検出器２１、受信干渉波周波数推定器２２およびローカル周波数制御器２３から構成される。瞬時位相検出器２０は、受信された干渉波によるノイズ信号の瞬時位相を、直交受信ビート信号から検出する。瞬時周波数検出器２１は、受信された干渉波によるノイズ信号の瞬時周波数を、瞬時位相に基づいて検出する。瞬時位相検出器２０および瞬時周波数検出器２１は、第１の受信ビート信号および第２の受信ビート信号を、ノイズ信号の時間および周波数の特性を表すデータに変換する変換部として機能する。以下の説明では、時間および周波数の特性を、時間－周波数特性と称する。受信干渉波周波数推定器２２は、受信アンテナ１で受信された干渉波の周波数を、ノイズ信号の時間－周波数特性のデータを基に推定する。
　ローカル周波数制御器２３は、受信された干渉波の周波数を推定した結果を基に、ローカル信号の変調周波数帯域が、受信された干渉波の周波数帯域外となるように、ローカル信号の周波数を制御する。ローカル周波数制御器２３は、受信干渉波周波数推定器２２による推定結果に基づいて、ローカル信号の周波数を調整するための制御信号を生成する。チャープ信号生成器１１は、ローカル周波数制御器２３からの制御信号に従ってチャープ信号の周波数を調整する。これにより、ローカル部２４は、ローカル周波数制御器２３からの制御信号に従って周波数が調整されたローカル信号を生成する。このようにして、ローカル周波数制御器２３は、受信干渉波周波数推定器２２による周波数の推定結果に基づいてローカル信号の周波数を制御する。
　ＦＦＴ処理部２６は、ベースバンド回路１８から出力された直交受信ビート信号の高速フーリエ変換を行う。ＦＦＴ処理部２６は、高速フーリエ変換によるレーダ信号処理を実行することで、物標の距離、相対距離および方位角などを算出する。物標の距離は、車両と物標との間の距離である。相対速度は、車両から見た物標の速度である。方位角は、車両を基準として物標の方位を表す角度である。
　ここで、ＭＣＵ１９のハードウェア構成について説明する。図２は、実施の形態１にかかるレーダ装置１００が有するＭＣＵ１９のハードウェア構成の例を示す図である。ＭＣＵ１９の干渉波回避装置２５およびＦＦＴ処理部２６は、処理回路５０の使用により実現される。処理回路５０は、プロセッサ５２およびメモリ５３を有する。
　プロセッサ５２は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit）である。プロセッサ５２は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、またはＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）でも良い。メモリ５３は、例えば、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、などである。
　メモリ５３には、干渉波回避装置２５およびＦＦＴ処理部２６を含む信号処理部として動作するためのプログラムが格納される。当該プログラムをプロセッサ５２が読み出して実行することにより、信号処理部の機能を実現することが可能である。
　入力部５１は、ＭＣＵ１９に対する入力信号をＭＣＵ１９の外部から受信する回路である。入力部５１には、ベースバンド回路１８からの直交受信ビート信号と、参照信号源１４からの参照信号ＲＥＦとが入力される。出力部５４は、ＭＣＵ１９で生成した信号をＭＣＵ１９の外部へ出力する回路である。出力部５４は、ＦＦＴ処理部２６において物標の距離、相対距離および方位角などを算出した結果を出力する。また、出力部５４は、ローカル信号の周波数を制御するための制御信号を出力する。
　図２に示す構成は、汎用のプロセッサ５２およびメモリ５３によりレーダ装置１００の信号処理部を実現する場合のハードウェアの例であるが、プロセッサ５２およびメモリ５３の代わりに専用の処理回路でレーダ装置１００の信号処理部を実現しても良い。専用の処理回路は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Application　Specific　Integrated　Circuit）、ＦＰＧＡ（Field　Programmable　Gate　Array）、またはこれらを組み合わせた回路である。なお、信号処理部の一部をプロセッサ５２およびメモリ５３で実現し、残りを専用の処理回路で実現しても良い。
　ここで、レーダ装置１００によって生成されるローカル信号について説明する。図３は、実施の形態１にかかるレーダ装置１００のローカル部２４によって生成されるローカル信号について説明するための図である。図３では、ローカル信号の時間－周波数特性をグラフにより表す。グラフの横軸は時間、縦軸は周波数を表す。
　図３には、アップチャープ信号であるローカル信号の波形の例を示す。アップチャープ信号は、時間に対して一定の傾きで周波数が高くなる信号である。ローカル部２４が生成するローカル信号は、鋸波で表されるＦＣＭ信号である。鋸波に含まれる三角の波形の数は合計でＮＣＨＩＲＰ個である。鋸波に含まれる三角の波形の数は任意であるものとする。三角の波形の横軸方向の幅は、周波数の変調周期を表す。三角の波形の縦軸方向の幅は、周波数の変調帯域幅を表す。また、以下の説明にて、三角の波形により示されるグラフの傾きを、変調傾きと称する。なお、ローカル部２４が生成するローカル信号は、ダウンチャープ信号であっても良い。ダウンチャープ信号は、時間に対して一定の傾きで周波数が低くなる信号である。
　また、図３においてハッチングで示す区間は、ＡＤＣデータの取得区間である。ＡＤＣデータの取得区間は、ローカル信号の１周期におけるＡＤＣ８１，８２の動作期間であって、ＡＤＣ８１，８２での変換によってデジタルデータが取得される期間である。
　次に、レーダ装置１００が受信する反射波と干渉波とについて説明する。以下の説明では、物標からの反射波を所望波と称する。また、受信アンテナ１で受信された所望波を受信所望波、受信アンテナ１で受信された干渉波を受信干渉波と称する。
　図４は、実施の形態１における送信波、受信所望波および受信干渉波との各々についての時間－周波数特性の例を示す図である。送信波の時間－周波数特性は、図３に示すローカル信号の時間－周波数特性と同じである。所望波は、送信波の送信から遅れて受信される。送信波からの受信所望波の遅延時間は、送信アンテナ２から物標へ送信波が伝播する時間と物標から受信アンテナ１へ所望波が伝播する時間とを合わせた時間に相当する。受信所望波の変調周期、変調帯域幅および変調傾きは、それぞれ送信波の変調周期、変調帯域幅および変調傾きと同じである。
　受信干渉波は、他の車両から送信される電波である。受信干渉波の変調周期、変調帯域幅および変調傾きの全ては、それぞれ送信波の変調周期、変調帯域幅および変調傾きとは異なる。なお、図４では、受信干渉波がアップチャープのＦＣＭ信号である例を示したが、ダウンチャープのＦＣＭ信号、またはＦＭＣＷ信号も受信干渉波となり得る。
　次に、所望波と干渉波とが同時に受信された場合に生成される直交受信ビート信号について説明する。高周波回路１７およびベースバンド回路１８は、所望波と干渉波とが同時に受信された場合、受信所望波および受信干渉波を基に直交受信ビート信号を生成する。
　図５は、実施の形態１におけるローカル信号および受信干渉波の各々における周波数変調の特性の例を示す図である。図５に示す開始周波数は、変調周期の開始時における周波数である。受信遅延時間は、送信アンテナ２が送信波を送信してから、受信アンテナ１が干渉波を受信するまでの時間である。図５において例示するローカル信号および受信干渉波の各々は、ＦＣＭ信号とする。図５に示すローカル信号についての特性は、受信所望波についての特性でもある。図５に示す例では、受信干渉波は、開始周波数と、変調帯域幅と、変調傾きとの各々が、受信所望波とは異なる。また、受信干渉波の受信遅延時間は、受信所望波の受信遅延時間とは異なるものとする。なお、受信干渉波は、開始周波数と、変調帯域幅と、変調傾きと、受信遅延時間とのうちの少なくとも１つが、受信所望波とは異なれば良いものとする。
　図６は、実施の形態１におけるローカル信号および受信干渉波の周波数の変化について説明するための図である。図６には、変調周期における、ローカル信号および受信干渉波の周波数と時間との関係をグラフにより表す。グラフの横軸は時間、縦軸は周波数を表す。
　ローカル信号の周波数と、受信干渉波の周波数とは、２０μｓ付近において同じとなる。ローカル信号の周波数と受信干渉波の周波数とが同じとなるタイミングでは、受信干渉波による受信ビート信号の周波数が０Ｈｚとなる。ローカル信号の周波数と受信干渉波の周波数とが同じとなるタイミングでは、ローカル信号の周波数と受信干渉波の周波数との差が、レーダ装置１００におけるＩＦ帯の周波数に近くなる。その結果、受信所望波による受信ビート信号に受信干渉波による受信ビート信号が重畳することによって、受信所望波による受信ビート信号のＳＮＲが低下することになる。
　図７は、実施の形態１における受信干渉波によるノイズ信号の時間－周波数特性の例を示す図である。受信干渉波によるノイズ信号の周波数は、ローカル信号の周波数と受信干渉波の周波数との差に相当する。０μｓから２０μｓにおいて、受信干渉波によるノイズ信号の周波数は正である。２０μｓから６０μｓにおいて、受信干渉波によるノイズ信号の周波数は負となる。
　次に、レーダ装置１００の動作について説明する。図８は、実施の形態１にかかるレーダ装置１００の動作手順を示すフローチャートである。以下の説明にて、フレームは物標を検出する周期とする。図８には、ある１つのフレームでのレーダ装置１００の動作の手順を示す。
　ステップＳ１において、レーダ装置１００は、送信波の出力を開始する。レーダ装置１００は、送信波の反射によって伝播した反射波を受信する。ここでは、レーダ装置１００は、所望波と干渉波とを受信したとする。受信所望波と受信干渉波とは、高周波回路１７およびベースバンド回路１８によって受信ビート信号に変換される。ステップＳ２において、ベースバンド回路１８は、受信ビート信号を出力する。
　ステップＳ３において、ＦＦＴ処理部２６は、直交受信ビート信号に基づいて、物標の距離、相対速度および方位角を算出する。一方、干渉波回避装置２５は、ステップＳ４－Ｓ６において、直交受信ビート信号に基づいて、受信干渉波によるノイズ信号を処理する。なお、ステップＳ３と、ステップＳ４－Ｓ６との順序は任意であるものとする。また、ステップＳ３の処理とステップＳ４－Ｓ６の処理とは並行して行われても良い。
　ステップＳ４において、干渉波回避装置２５は、干渉波によるノイズ信号の瞬時周波数を検出する。瞬時位相検出器２０は、直交受信ビート信号に基づいて、受信干渉波によるノイズ信号の瞬時位相を検出する。瞬時周波数検出器２１は、検出された瞬時位相に基づいて、受信干渉波によるノイズ信号の瞬時周波数を検出する。ステップＳ５において、受信干渉波周波数推定器２２は、ステップＳ４において検出された瞬時周波数に基づいて、干渉波の周波数を推定する。受信干渉波周波数推定器２２は、ローカル信号の周波数と受信干渉波の周波数との差を求めることによって、受信干渉波によるノイズ信号の周波数を検出する。
　ここで、受信干渉波周波数推定器２２における周波数の推定方法の例を説明する。受信干渉波周波数推定器２２は、受信干渉波によるノイズ信号の周波数が図７に示すように正の周波数から負の周波数へ掃引されることにより得られた時間－周波数特性のデータを基に、受信干渉波によるノイズ信号が０Ｈｚになるときの時間を求める。
　その一方、ローカル部２４によって生成されるローカル信号の時間－周波数特性は、ＭＣＵ１９によって高周波回路１７を制御することから、ＭＣＵ１９では既知の情報である。受信干渉波周波数推定器２２は、受信干渉波によるノイズ信号が０Ｈｚになるとき、すなわちローカル信号の周波数と受信干渉波の周波数とが同じとなるタイミングにおけるローカル信号の周波数を、ローカル信号の時間－周波数特性のデータを基に求める。これにより、受信干渉波周波数推定器２２は、受信干渉波の周波数の推定値を求める。
　ステップＳ６において、ローカル周波数制御器２３は、ステップＳ５において推定された周波数に基づいて、ローカル信号の周波数を調整する。ローカル周波数制御器２３は、ローカル信号の周波数を調整するための制御信号を出力する。チャープ信号生成器１１は、ローカル周波数制御器２３からの制御信号に従ってチャープ信号の周波数を調整する。レーダ装置１００は、制御信号に従ってチャープ信号の周波数を調整することによって、受信干渉波の周波数を推定した結果に基づいてローカル信号の周波数を制御する。以上により、レーダ装置１００は、図８に示す手順による動作を終了する。その後、レーダ装置１００の動作は、次のフレームの動作に移行する。
　図９は、実施の形態１にかかるレーダ装置１００によるローカル信号の周波数の制御について説明するための図である。あるフレームＦｔにおいて、所望波と干渉波とが同時に受信されることによって、受信所望波および受信干渉波を基に直交受信ビート信号が生成されたとする。干渉波回避装置２５は、フレームＦｔにおけるステップＳ１－Ｓ６の動作によって、ローカル信号の変調帯域幅が受信干渉波の周波数帯域外となるように、ローカル信号の周波数を制御する。フレームＦｔの次のフレームＦ（ｔ＋１）において、レーダ装置１００は、受信干渉波の周波数帯域とは外れた周波数帯域のローカル信号を使用して、送信波を出力する。
　このようにして、干渉波回避装置２５は、反射波とともに干渉波が受信された場合に、干渉波の周波数を推定した結果を基に送信波の周波数帯域を変化させることによって、干渉波によるノイズ信号の受信信号への重畳を回避する。レーダ装置１００は、干渉波によるノイズ信号による受信ビート信号が、受信所望波による受信ビート信号に重畳することを防ぐことによって、受信所望波による受信ビート信号のＳＮＲ低下を防ぐことができる。
　直交受信ビート信号から瞬時位相を検出して、瞬時位相から干渉波によるノイズ信号の周波数を検出するためのアルゴリズムは、システムノイズに強い。このため、干渉波回避装置２５は、干渉波によるノイズ信号の周波数を高精度に検出することができる。
　実施の形態１によると、レーダ装置１００は、受信所望波による受信ビート信号に受信干渉波による受信ビート信号が重畳した場合に、干渉波回避装置２５により、受信干渉波の周波数を検出して、ローカル信号の変調帯域幅が受信干渉波の周波数帯域外となるように、ローカル信号の周波数を制御する。干渉波回避装置２５は、受信干渉波の周波数を検出するための独立した区間を設けなくても受信干渉波の周波数を検出することができる。このため、干渉波回避装置２５は、干渉波が検出されてから、受信干渉波による受信ビート信号の重畳を回避するまでの時間を短くすることができる。また、干渉波回避装置２５は、干渉波によるノイズ信号のモニタリングが可能な区間を拡大することができる。干渉波回避装置２５は、時間的にランダムに到来することが予想される干渉波に対する耐性を向上することが可能となる。干渉波回避装置２５は、受信干渉波の周波数を高精度に推定可能であることから、干渉波を回避するためのローカル信号の周波数制御を、高精度に、かつ高い信頼性をもって実行することができる。以上により、レーダ装置１００は、安定して高い精度で物標を検知することができるという効果を奏する。
　以上の実施の形態に示した構成は、本開示の内容の一例を示すものである。実施の形態の構成は、別の公知の技術と組み合わせることが可能である。本開示の要旨を逸脱しない範囲で、実施の形態の構成の一部を省略または変更することが可能である。
　１　受信アンテナ、２　送信アンテナ、３　ＬＮＡ、４１，４２　ＭＩＸ、５１，５２　ＩＦＡ、６１，６２　ＢＢＡ、７１，７２　ＢＰＦ、８１，８２　ＡＤＣ、９１，９２　ＦＩＲフィルタ、１０　ＶＣＯ、１１　チャープ信号生成器、１２　ＰＬＬ、１３　ＬＦ、１４　参照信号源、１５　ＰＡ、１６　位相器、１７　高周波回路、１８　ベースバンド回路、１９　ＭＣＵ、２０　瞬時位相検出器、２１　瞬時周波数検出器、２２　受信干渉波周波数推定器、２３　ローカル周波数制御器、２４　ローカル部、２５　干渉波回避装置、２６　ＦＦＴ処理部、５０　処理回路、５１　入力部、５２　プロセッサ、５３　メモリ、５４　出力部、１００　レーダ装置。

Claims (7)

  1. 　周波数が変調された送信波を出力し、かつ、物標での前記送信波の反射によって伝播した反射波を受信して受信信号を出力する送受信部と、
    　前記反射波以外の電波であって前記送信波とは異なる態様で周波数が変調された干渉波が前記反射波とともに受信された場合に、受信された前記干渉波の周波数を推定した結果を基に前記送信波の変調周波数を変化させる干渉波回避装置と、
    　を備えることを特徴とするレーダ装置。
  2. 　前記送受信部は、周波数が変調されたローカル信号から変換された電波である前記送信波を出力し、
    　前記干渉波回避装置は、受信された前記干渉波の周波数を推定した結果を基に、前記ローカル信号の変調周波数帯域が前記干渉波の周波数帯域外となるように前記ローカル信号の周波数を制御するローカル周波数制御器を有することを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
  3. 　前記干渉波回避装置は、受信された前記干渉波によるノイズ信号の瞬時位相から検出した瞬時周波数に基づいて前記干渉波の周波数を推定することを特徴とする請求項１または２に記載のレーダ装置。
  4. 　前記送信波は、ＦＭＣＷ（Frequency　Modulated　Continuous　Wave）またはＦＣＭ（Fast　Chirp　Modulation）のチャープ信号を用いて送信され、
    　前記干渉波は、変調帯域幅と、変調周期の開始時における周波数である開始周波数と、波形を表すグラフの傾きである変調傾きと、前記送信波を送信してから受信までの時間である受信遅延時間とのうちの少なくとも１つが、前記反射波とは異なることを特徴とする請求項３に記載のレーダ装置。
  5. 　前記干渉波回避装置は、各々がダウンコンバート後の前記受信信号であって位相が互いに９０度異なる２つの受信ビート信号から前記瞬時位相を検出することを特徴とする請求項４に記載のレーダ装置。
  6. 　前記干渉波回避装置は、
    　前記受信信号を、受信された前記干渉波によるノイズ信号の時間および周波数の特性を表すデータに変換する変換部と、
    　前記ノイズ信号の時間および周波数の特性を表すデータに基づいて、受信された前記干渉波の周波数を推定する受信干渉波周波数推定器と、を有することを特徴とする請求項１から５のいずれか１つに記載のレーダ装置。
  7. 　周波数が変調されたローカル信号から変換された電波である送信波を出力し、かつ、物標での前記送信波の反射によって伝播した反射波を受信するレーダ装置に備えられる干渉波回避装置であって、
    　前記反射波と、前記反射波以外の電波であって前記送信波とは異なる態様で周波数が変調された干渉波とが同時に受信された場合における受信信号を、前記干渉波によるノイズ信号の時間および周波数の特性を表すデータに変換する変換部と、
    　前記ノイズ信号の時間および周波数の特性を表すデータに基づいて、受信された前記干渉波の周波数を推定する受信干渉波周波数推定器と、
    　受信された前記干渉波の周波数を推定した結果を基に、前記ローカル信号の変調周波数帯域が前記干渉波の周波数帯域外となるように前記ローカル信号の周波数を制御するローカル周波数制御器と、
    　を備えることを特徴とする干渉波回避装置。
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