DE112021007863T5

DE112021007863T5 - Radarapparat und Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung

Info

Publication number: DE112021007863T5
Application number: DE112021007863.1T
Authority: DE
Inventors: Tatsuya Kamimura
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2021-06-21
Filing date: 2021-06-21
Publication date: 2024-04-11
Also published as: JP7433528B2; WO2022269676A1; JPWO2022269676A1; US20240288533A1

Abstract

Ein Radarapparat (100) umfasst einen Transceiver und eine Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung (36). Der Transceiver gibt eine Übertragungswelle aus, die frequenzmoduliert ist. Der Transceiver empfängt eine reflektierte Welle, die sich durch Reflexion der Übertragungswelle an einem Ziel ausbreitet, und gibt ein Empfangssignal aus. Die Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung (36) trennt, wenn eine Interferenzwelle zusammen mit der reflektierten Welle empfangen wird, ein von der Interferenzwelle abgeleitetes Rauschsignal von dem Empfangssignal und unterdrückt das Rauschsignal, wobei die Interferenzwelle eine andere Funkwelle als die reflektierte Welle ist und in einem von einem Modus der Übertragungswelle verschiedenen Modus frequenzmoduliert wird.

Description

Gebiet
Die vorliegende Offenbarung betrifft einen Radarapparat, der ein Ziel unter Nutzung einer frequenzmodulierten Übertragungswelle erkennt, sowie eine Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung.
Hintergrund
Als in Fahrzeuge eingebaute Sensoren sind frequenzmodulierte Dauerwellenradare (FMCW) und Fast-Chirp-Modulationsradare (FCM) weit verbreitet. Ein solches FMCW-Radar zeichnet sich dadurch aus, dass die Schaltungskonfiguration einfach und die Signalverarbeitung leicht ist, da das Frequenzband eines Empfangssignals relativ niedrig ist. Das FMCW-Radar führt einen Up-Chirp zur Erhöhung der Frequenz einer Übertragungswelle und einen Down-Chirp zur Verringerung der Frequenz der Übertragungswelle durch und erhält Empfangssignale basierend auf dem Up-Chirp und dem Down-Chirp. Das FMCW-Radar berechnet basierend auf einer Differenz der Frequenzen in den Empfangssignalen einen Abstand zu einem Ziel, eine Relativgeschwindigkeit des Ziels, einen Azimutwinkel des Ziels und ähnliches. Andererseits führt ein solches FCM-Radar einen Up-Chirp oder einen Down-Chirp durch, um ein Empfangssignal zu erhalten. Das FCM-Radar berechnet basierend auf der Frequenz- und Phaseninformation des Empfangssignals den Abstand zu einem Ziel, die Relativgeschwindigkeit des Ziels, den Azimutwinkel des Ziels und Ähnliches. Das FCM-Radar kann die Signalverarbeitung niedriger machen als das FMCW-Radar, da das Paar Up-Chirp und Down-Chirp nicht erforderlich ist. In der folgenden Beschreibung werden in dem Fall, in dem das FMCW-Radar und das FCM-Radar nicht unterschieden werden, beide als „Radar“ oder „Radarapparat“ (oder „Radarvorrichtung“) bezeichnet.
Die Patentliteratur 1 offenbart eine Technik, die sich auf eine im FMCW-Radar installierte Frequenzmodulationsschaltung bezieht und die dazu dient, eine hohe Linearität der Frequenzmodulation zu erhalten.
Zitierliste
Patentliteratur
Patentliteratur 1: Japanisches Patent Nr. 6351910
Zusammenfassung der Erfindung
Durch die Erfindung zu lösendes Problem
Mit der weitverbreiteten Benutzung solcher Radare ist es bei in Fahrzeugen eingebauten Radaren wahrscheinlicher, dass sie nicht nur eine reflektierte Welle empfangen, die sich durch Reflexion einer Übertragungswelle von einem Ziel ausbreitet, sondern auch eine Interferenzwelle, bei der es sich um eine Funkwelle handelt, die von einem Radar eines anderen Fahrzeugs ausgestrahlt wird.
In einem in der Patentliteratur 1 offenbaren Radarapparat wird die Signalverarbeitung manchmal in einem Zustand durchgeführt, in dem ein von einer Interferenzwelle abgeleitetes Rauschsignal einem von einer reflektierten Welle von einem Ziel abgeleiteten Empfangssignal überlagert wird. Eine Verringerung des Signal-Rausch-Verhältnisses (SNR) des Empfangssignals aufgrund der Überlagerung mit dem Rauschsignal führt zu einer Verschlechterung der Erkennungsleistung des Radarapparates. Bei dem in der Patentliteratur 1 offenbaren Radarapparat ist es schwierig, das Ziel stabil und mit hoher Genauigkeit zu erkennen, da sich seine Leistung aufgrund des Empfangs von Interferenzwellen manchmal verschlechtert. Diese Schwierigkeit ist problematisch.
Die vorliegende Offenbarung wurde vor diesem Hintergrund bereitgestellt, und ein Ziel der vorliegenden Offenbarung ist es, einen Radarapparat bereitzustellen, der in der Lage ist, ein Ziel mit hoher Genauigkeit stabil zu erkennen.
Mittel zum Lösen des Problems
Um das oben beschriebene Problem zu lösen und das Objekt zu erreichen, umfasst ein Radarapparat der vorliegenden Offenbarung: einen Transceiver, um eine Sendewelle auszugeben, die frequenzmoduliert ist, und um eine reflektierte Welle zu empfangen, die sich durch Reflexion der Sendewelle von einem Ziel ausbreitet, und um ein Empfangssignal auszugeben; und eine Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung, um, wenn eine Interferenzwelle zusammen mit der reflektierten Welle empfangen wird, ein von der Interferenzwelle abgeleitetes Rauschsignal von dem Empfangssignal zu trennen und das Rauschsignal zu unterdrücken, wobei die Interferenzwelle eine andere Funkwelle als die reflektierte Welle ist und in einem Modus frequenzmoduliert wird, der sich von einem Modus der Sendewelle unterscheidet.
Wirkungen der Erfindung
Der Radarapparat gemäß der vorliegenden Offenbarung hat eine Wirkung, die in der Lage ist, das Ziel mit hoher Genauigkeit stabil zu erkennen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen

1 ist ein Diagramm, das eine Konfiguration eines Radarapparats gemäß einer ersten Ausführungsform darstellt.
2 ist ein Diagramm, das Details einer Mikroregelungseinheit (MCU) darstellt, die in dem Radarapparat gemäß der ersten Ausführungsform enthalten ist.
3 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für eine Hardwarekonfiguration der MCU darstellt, die in dem Radarapparat gemäß der ersten Ausführungsform enthalten ist.
4 ist ein erläuterndes Diagramm, das ein moduliertes Signal darstellt, das von einer lokalen Einheit des Radarapparates gemäß der ersten Ausführungsform erzeugt wird.
5 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für eine Zeit-Frequenz-Charakteristik einer Übertragungswelle, einer empfangenen gewünschten Welle und einer empfangenen Interferenzwelle in der ersten Ausführungsform darstellt.
6 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für eine Frequenzmodulationscharakteristik der Übertragungswelle, der empfangenen gewünschten Welle und der empfangenen Interferenzwelle in der ersten Ausführungsform darstellt.
7 ist ein erläuterndes Diagramm, das die Frequenzänderungen der empfangenen Nutzwelle und der empfangenen Interferenzwelle in der ersten Ausführungsform darstellt.
8 ist ein erstes Diagramm, das ein Beispiel für Wellenformen von Empfangsüberlagerungssignalen in einem Fall darstellt, in dem in der ersten Ausführungsform eine gewünschte Welle und eine Interferenzwelle gleichzeitig empfangen werden.
9 ist ein zweites Diagramm, das ein Beispiel für die Wellenformen der Empfangsüberlagerungssignale in dem Fall darstellt, in dem die gewünschte Welle und die Interferenzwelle in der ersten Ausführungsform gleichzeitig empfangen werden.
10 ist ein drittes Diagramm, das ein Beispiel für die Wellenformen der Empfangsüberlagerungssignale in dem Fall darstellt, in dem die gewünschte Welle und die Interferenzwelle in der ersten Ausführungsform gleichzeitig empfangen werden.
11 ist ein erläuterndes Diagramm, das die Wirkung einer Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform darstellt.

Beschreibung der Ausführungsformen
Nachfolgend werden ein Radarapparat und eine Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung gemäß einer Ausführungsform unter Bezugnahme auf die Zeichnungen im Detail beschrieben.
Erste Ausführungsform.
1 ist ein Diagramm, das eine Konfiguration eines Radarapparates 100 gemäß einer ersten Ausführungsform darstellt. Der Radarapparat 100 ist in ein Fahrzeug eingebaut. Der Radarapparat 100 umfasst eine Empfangsantenne 1 und eine Übertragungsantenne 2, die eine Antenneneinheit bilden, eine Referenzsignalquelle 14, die ein Referenzsignal REF (REFerenzsignal) erzeugt, eine Hochfrequenzschaltung 17, eine Basisbandschaltung 18 und eine Mikroregelungseinheit (MCU) 19. Die Referenzsignalquelle 14, die Hochfrequenzschaltung 17 und die Basisbandschaltung 18 bilden einen Transceiver des Radarapparates 100. Die MCU 19 stellt eine Signalverarbeitungseinheit des Radarapparates 100 dar.
Der in 1 dargestellte Radarapparat 100 ist ein Radar mit einem Empfangskanal und einem Übertragungskanal. Der Kanal bezeichnet eine Gruppe von Verarbeitungseinheiten, die Komponenten des Transceivers und der Signalverarbeitungseinheit umfassen, die von einer Empfangsantenne 1 oder einer Übertragungsantenne 2 verarbeitet werden. Es ist zu beachten, dass die Anzahl der Empfangskanäle und die Anzahl der Übertragungskanäle im Radarapparat 100 jeweils beliebig sein kann.
Die Hochfrequenzschaltung 17 gibt über die Übertragungsantenne 2 eine Übertragungswelle aus, die frequenzmoduliert ist. Zusätzlich empfängt die Hochfrequenzschaltung 17 über die Empfangsantenne 1 eine reflektierte Welle, die sich durch Reflexion der Übertragungswelle an einem Ziel ausbreitet, und gibt ein Empfangssignal aus.
Die Hochfrequenzschaltung 17 umfasst einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 10, einen Chirpsignalgenerator 11, der ein Chirpsignal erzeugt, einen Phasenregelkreis (PLL) 12 und einen Schleifenfilter (LF) 13. Der VCO 10, der Chirpsignalgenerator 11, die PLL 12 und der LF 13 bilden eine Lokaleinheit 37. Die Lokaleinheit 37 erzeugt ein moduliertes Signal, das ein frequenzmoduliertes Signal ist. In der folgenden Beschreibung wird das von der Lokaleinheit 37 erzeugte modulierte Signal auch als Lokalsignal bezeichnet.
Das Referenzsignal REF und das Chirpsignal werden in die PLL 12 eingegeben. Die PLL 12 moduliert die Frequenz des Referenzsignals REF mit einem Modulationsmuster basierend auf dem Chirpsignal. Das von der PLL 12 frequenzmodulierte Signal wird durch den LF 13 bandbegrenzt und in den VCO 10 eingegeben. Der VCO 10 gibt ein hochfrequentes Signal aus, das das modulierte Signal in Zusammenarbeit mit der PLL 12 ist.
Zusätzlich umfasst die Hochfrequenzschaltung 17 einen rauscharmen Verstärker (LNA) 3, Mischer (MIXs) 4₁ und 4₂, Zwischenfrequenzverstärker (IFAs) 5₁ und 5₂, einen Leistungsverstärker (PA) 15 und einen Phasenschieber 16. Der PA 15 verstärkt die hochfrequente Signalausgabe des VCO 10 auf eine gewünschte Ebene. Die Übertragungsantenne 2 konvertiert die hochfrequente Signalausgabe des PA 15 in eine Übertragungswelle, die eine Funkwelle ist, und strahlt die Übertragungswelle in den Raum aus.
Die Empfangsantenne 1 empfängt eine reflektierte Welle, die sich durch Reflexion der Übertragungswelle an einem Ziel ausbreitet, und konvertiert die reflektierte Welle in ein Empfangssignal. Der LNA 3 verstärkt das Empfangssignal auf eine gewünschte Ebene der Leistung. Die MIXs 4₁ und 4₂ konvertieren das Empfangssignal jeweils durch Frequenzkonvertierung unter Nutzung des Lokalsignals herunter. Die MIXs 4₁ und 4₂ reduzieren jeweils eine Frequenz des Empfangssignals durch die Abwärtskonvertierung auf eine Frequenz eines Zwischenfrequenzbandes (ZF). Die MIXs 4₁ und 4₂ geben aus dem abwärts konvertierten Empfangssignal abgeleitete Empfangsüberlagerungssignale aus. Die IFAs 5₁ und 5₂ verstärken die Empfangssignale auf die gewünschte Signalstärke. Der Phasenschieber 16 ändert die Phase des Empfangssignals, das vom MIX 4₂ ausgegeben wird, um 90 Grad. Somit gibt die Hochfrequenzschaltung 17 von den IFAs 5₁ und 5₂ ein erstes Empfangstaktsignal und ein zweites Empfangstaktsignal aus, die zwei Empfangstaktsignale sind, deren Phasen um 90 Grad verschieden sind. In der folgenden Beschreibung werden das erste Empfangstaktsignal und das zweite Empfangstaktsignal auch als Quadraturempfangstaktsignale bezeichnet.
Die Basisbandschaltung 18 konvertiert die von der Hochfrequenzschaltung 17 ausgegebenen Quadraturempfangstaktsignale in Basisbandsignale mit digitalen Werten. Die Basisbandschaltung 18 umfasst Basisbandverstärker (BBAs) 6₁ und 6₂, Bandpassfilter (BPFs) 7₁ und 7₂, Analog-Digital-Konverter (ADCs) 8₁ und 8₂ und Finite-Impulse-Response-Filter (FIR) 9₁ und 9₂.
Die BBAs 6₁ und 6₂ verstärken die von der Hochfrequenzschaltung 17 ausgegebenen Quadraturempfangstaktsignale auf die gewünschte Spannungsstärke. Die BPFs 7₁ und 7₂ begrenzen die Bänder der von den BBAs 6₁ und 6₂ verstärkten Signale. Die ADCs 8₁ und 8₂ konvertieren die von den BPFs 7₁ und 7₂ ausgegebenen analogen Signale in digitale Signale. Die FIR-Filter 9₁ und 9₂ begrenzen die Bänder der von den ADCs 8₁ und 8₂ ausgegebenen Signale. Die Basisbandschaltung 18 gibt VI und VQ aus, die die Quadraturempfangstaktsignale repräsentieren, die von den BBAs 6₁ und 6₂, den BPFs 7₁ und 7₂, den ADCs 8₁ und 8₂ und den FIR-Filtern 9₁ und 9₂ verarbeitet wurden.
Die MCU 19 umfasst eine Verarbeitungseinheit 31 für die Fast Fouriertransformation (FFT) und eine Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung 36. Wenn eine Interferenzwelle, die eine andere Funkwelle als die reflektierte Welle ist, zusammen mit der reflektierten Welle empfangen wird, trennt die Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung 36 ein von der Interferenzwelle abgeleitetes Rauschsignal vom Empfangssignal und unterdrückt das Rauschsignal. Die Interferenzwelle ist eine Funkwelle, die in einem Modus frequenzmoduliert ist, der sich von dem der vom Radarapparat 100 ausgestrahlten Übertragungswelle unterscheidet, wobei die Funkwelle von einem Radar eines anderen Fahrzeugs ausgestrahlt wird.
2 ist ein Diagramm, das Details der MCU 19 darstellt, die in dem Radarapparat 100 gemäß der ersten Ausführungsform umfasst. Die Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung 36 umfasst eine Interferenzwellenpseudosignalquelle 32, einen ersten Quadratur-MIXer (MIX) 33, einen Gleichstrom-(DC-)komponentenunterdrücker 34 und einen zweiten Quadratur-MIXer (MIX) 35. Die Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung 36 führt eine Verarbeitung zur Unterdrückung eines von einer Interferenzwelle abgeleiteten Rauschsignals durch, basierend auf den Quadraturempfangstaktsignalen, die von der Basisbandschaltung 18 ausgegeben werden.
Die Interferenzwellenpseudosignalquelle 32 erzeugt ein Pseudosignal der Interferenzwelle basierend auf dem ersten Empfangstaktsignal und dem zweiten Empfangstaktsignal in dem Fall, in dem die reflektierte Welle und die Interferenzwelle gleichzeitig empfangen werden. Die Interferenzwellenpseudosignalquelle 32 umfasst einen Momentanphasendetektor 20, einen Momentanfrequenzdetektor 21 und einen Interferenzwellenpseudosignalgenerator 22.
Der Momentanphasendetektor 20 erkennt eine momentane Phase des von der Interferenzwelle abgeleiteten Rauschsignals, basierend auf den Quadraturempfangstaktsignalen. Der Momentanfrequenzdetektor 21 erkennt eine Momentanfrequenz des von der Interferenzwelle abgeleiteten Rauschsignals, basierend auf der erkannten momentanen Phase. Der Momentanphasendetektor 20 und der Momentanfrequenzdetektor 21 konvertieren die Quadraturempfangstaktsignale in Daten, die eine Zeit- und Frequenzcharakteristik des Rauschsignals repräsentieren. In der folgenden Beschreibung wird die Zeit- und Frequenzcharakteristik als Zeit-/Frequenzcharakteristik bezeichnet. Der Interferenzwellenpseudosignalgenerator 22 erzeugt das Pseudosignal der Interferenzwelle basierend auf den Daten, die die Zeit-/Frequenzcharakteristik des Rauschsignals repräsentieren. Der Interferenzwellenpseudosignalgenerator 22 erzeugt die Ausgabe V_{c_I}, die das Pseudosignal der Interferenzwelle repräsentiert.
Der erste Quadratur-MIX 33 führt eine Frequenzkonvertierung des ersten Empfangstaktsignals und des zweiten Empfangstaktsignals basierend auf dem Pseudosignal der Interferenzwelle durch und unterdrückt eine Zeitabweichungskomponente des Rauschsignals. Der erste Quadratur-MIX 33 trennt das von der Interferenzwelle abgeleitete Rauschsignal von den Quadraturempfangstaktsignalen durch Unterdrückung der Zeitabweichungskomponente des Rauschsignals. Der erste Quadratur-MIX 33 umfasst die Mischer (MIXs) 23₁, 23₂, 23₃ und 23₄, einen Phasenschieber 24 sowie die Addierer 25₁ und 25₂. Der Phasenschieber 24 ändert eine Phase von V_{C_I} um 90 Grad, um V_{C_Q} auszugeben, das ein Pseudosignal repräsentiert, dessen Phase sich von der von V_{C_I} um 90 Grad unterscheidet. Durch die Abtrennung des Rauschsignals im ersten Quadratur-MIX 3₃ unterdrückt die Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung 36 nur das von der Interferenzwelle abgeleitete Rauschsignal.
Der DC-Komponentenunterdrücker 34 erkennt eine unnötige DC-Komponente, die in dem ersten Quadratur-MIX 33 erzeugt wird, und unterdrückt die erkannte DC-Komponente. Der DC-Komponentenunterdrücker 34 umfasst DC-Detektoren 26₁ und 26₂ sowie Addierer 27₁ und 27₂.
Im ersten Quadratur-MIX 33 werden die Empfangstaktsignale mit den Pseudosignalen der Interferenzwelle multipliziert. Der zweite Quadratur-MIX 35 führt eine Frequenzkonvertierung des ersten Empfangstaktsignals und des zweiten Empfangstaktsignals basierend auf den Pseudosignalen durch und entfernt die Pseudosignale, mit denen das erste Empfangstaktsignal und das zweite Empfangstaktsignal im ersten Quadratur-MIX 33 multipliziert werden. Der zweite Quadratur-MIX 35 umfasst die MIXs 28₁, 28₂, 28₃ und 28₄, einen Phasenschieber 29 sowie die Addierer 30₁ und 30₂. Der Phasenschieber 29 ändert die Phase von V_{C_I} um 90 Grad, um V_{C_Q} auszugeben, das ein Pseudosignal repräsentiert, dessen Phase sich von der von V_{C_I} um 90 Grad unterscheidet. Die Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung 36 gibt die Quadraturempfangstaktsignale aus, aus denen die Pseudosignale der Interferenzwelle durch den zweiten Quadratur-MIX 35 entfernt worden sind.
Die FFT-Verarbeitungseinheit 31 führt eine schnelle Fouriertransformation an den Quadraturempfangstaktsignalen durch, die von der Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung 36 ausgegeben werden. Die FFT-Verarbeitungseinheit 31 führt eine Radar-Signalverarbeitung in Übereinstimmung mit der schnellen Fouriertransformation durch, um einen Abstand zum Ziel, eine Relativgeschwindigkeit des Ziels, einen Azimutwinkel des Ziels und ähnliches zu berechnen. Der Abstand zum Ziel ist der Abstand zwischen dem Fahrzeug und dem Ziel. Die Relativgeschwindigkeit ist die Geschwindigkeit des Ziels vom Fahrzeug aus gesehen. Der Azimutwinkel ist der Winkel, der den Azimut des Ziels in Bezug auf das Fahrzeug repräsentiert.
Es wird nun eine Hardwarekonfiguration der MCU 19 beschrieben. 3 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für die Hardwarekonfiguration der MCU 19 darstellt, die in dem Radarapparat 100 gemäß der ersten Ausführungsform umfasst ist. Die FFT-Verarbeitungseinheit 31 und die Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung 36 der MCU 19 werden unter Benutzung von Verarbeitungsschaltungen 50 implementiert. Die Verarbeitungsschaltungsanordnung 50 umfasst einen Prozessor 52 und einen Speicher 53.
Der Prozessor 52 ist eine zentrale Verarbeitungseinheit (CPU). Der Prozessor 52 kann eine arithmetische Einheit, ein Mikroprozessor, ein Mikrocomputer oder ein digitaler Signalprozessor (DSP) sein. Der Speicher 53 ist zum Beispiel ein Direktzugriffsspeicher (RAM), ein Nur-Lese-Speicher (ROM), ein Flash-Speicher, ein lösch- und programmierbarer Nur-Lese-Speicher (EPROM), ein elektrisch lösch- und programmierbarer Nur-Lese-Speicher (EEPROM; eingetragenes Warenzeichen) oder ähnliches.
Der Speicher 53 speichert ein Programm für den Betrieb als Signalverarbeitungseinheit einschließlich der FFT-Verarbeitungseinheit 31 und der Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung 36. Die Funktion der Signalverarbeitungseinheit kann durch den Prozessor 52 implementiert werden, der das Programm liest und ausführt.
Eine Eingabeeinheit 51 ist eine Schaltung, die ein Eingabesignal an die MCU 19 von der Außenseite der MCU 19 empfängt. Die Quadraturempfangstaktsignale, die von der Basisbandschaltung 18 ausgegeben werden, und das Referenzsignal REF, das von der Referenzsignalquelle 14 ausgegeben wird, werden in die Eingabeeinheit 51 eingegeben. Eine Ausgabeeinheit 54 ist eine Schaltung, die ein von der MCU 19 erzeugtes Signal an die Außenseite der MCU 19 ausgibt. Die Ausgabeeinheit 54 gibt die Ergebnisse der Berechnung des Abstands zum Ziel, der Relativgeschwindigkeit des Ziels, des Azimutwinkels des Ziels und dergleichen in der FFT-Verarbeitungseinheit 31 aus.
Obwohl die in 3 dargestellte Konfiguration ein Beispiel für die Hardware in einem Fall ist, in dem die Signalverarbeitungseinheit des Radarapparats 100 durch den Mehrzweckprozessor 52 und den Speicher 53 implementiert ist, kann die Signalverarbeitungseinheit des Radarapparats 100 durch eine dedizierte Verarbeitungsschaltung anstelle des Prozessors 52 und des Speichers 53 implementiert werden. Die dedizierte Verarbeitungsschaltung ist eine einzelne Schaltung, eine zusammengesetzte Schaltung, eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC), ein Field Programmable Gate Array (FPGA) oder eine Schaltung, die durch Kombination dieser Schaltungen erhalten wird. Es ist zu beachten, dass ein Teil der Signalverarbeitungseinheit durch den Prozessor 52 und den Speicher 53 implementiert werden kann, und der verbleibende Teil durch die dedizierte Verarbeitungsschaltung implementiert werden kann.
Das von dem Radarapparat 100 erzeugte modulierte Signal wird nun beschrieben. 4 ist ein erklärendes Diagramm, das das von der Lokaleinheit 37 des Radarapparates 100 gemäß der ersten Ausführungsform erzeugte modulierte Signal darstellt. 4 stellt in einem Diagramm eine Zeit-/Frequenzcharakteristik des modulierten Signals dar. In dem Diagramm repräsentiert eine horizontale Achse die Zeit, und eine vertikale Achse repräsentiert eine Frequenz.
4 stellt ein Beispiel einer Wellenform des modulierten Signals dar, das ein Up-Chirp-Signal ist. Das Up-Chirp-Signal ist ein Signal, dessen Frequenz mit einer konstanten Neigung in Bezug auf die Zeit ansteigt. Das von der Lokaleinheit 37 erzeugte modulierte Signal ist ein FCM-Signal, das durch eine Sägezahnwelle repräsentiert wird. Die Anzahl der Dreieckswellenformen, die die Sägezahnwelle umfasst, beträgt insgesamt N_CHIRP. Die Anzahl der Dreiecksformen, die die Sägezahnwelle umfasst, kann beliebig groß sein. Die Breite jeder der Dreieckswellenformen in Richtung der horizontalen Achse repräsentiert einen Frequenzmodulationszyklus. Die Breite jeder der Dreieckswellenformen in Richtung der vertikalen Achse repräsentiert eine Frequenzmodulationsbandbreite. In der folgenden Beschreibung wird die durch die Dreieckskurve angegebene Neigung der Kurve als Modulationsneigung bezeichnet. Es ist zu beachten, dass das von der Lokaleinheit 37 erzeugte modulierte Signal ein Down-Chirp-Signal sein kann. Das Down-Chirp-Signal ist ein Signal, dessen Frequenz mit einer konstanten Neigung in Bezug auf die Zeit abnimmt.
Darüber hinaus ist ein Intervall, das in 4 durch eine Schraffur angegeben ist, ein ADC-Datenerfassungsintervall. Das ADC-Datenerfassungsintervall ist eine Periode des Betriebs der ADCs 8₁ und 8₂ in einem Zyklus des modulierten Signals, wobei die Betriebsperiode eine Periode ist, in der digitale Daten durch Konvertierung in den ADCs 8₁ und 8₂ erfasst werden.
Die reflektierte Welle und die Interferenzwelle, die von dem Radarapparat 100 empfangen werden, werden im Folgenden beschrieben. In der folgenden Beschreibung wird eine reflektierte Welle von einem Ziel als eine gewünschte Welle bezeichnet. Zusätzlich wird die von der Empfangsantenne 1 empfangene gewünschte Welle als empfangene gewünschte Welle bezeichnet, und die von der Empfangsantenne 1 empfangene Interferenzwelle wird als empfangene Interferenzwelle bezeichnet.
5 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für eine Zeit-/Frequenzcharakteristik jeder Übertragungswelle, der empfangenen gewünschten Welle und der empfangenen Interferenzwelle in der ersten Ausführungsform darstellt. Die Zeit-/Frequenzcharakteristik der Übertragungswelle ist dieselbe wie die Zeit-/Frequenzcharakteristik des in 4 dargestellten modulierten Signals. Die gewünschte Welle wird mit einer Verzögerung gegenüber der Übertragung der Übertragungswelle empfangen. Die Verzögerungszeit der von der Übertragungswelle empfangenen gewünschten Welle entspricht der Zeit, die man erhält, wenn man die Zeit, in der sich die Übertragungswelle von der Übertragungsantenne 2 zum Ziel ausbreitet, und die Zeit, in der sich die gewünschte Welle vom Ziel zur Empfangsantenne 1 ausbreitet, addiert. Der Modulationszyklus, die Modulationsbandbreite und die Modulationsneigung der empfangenen gewünschten Welle entsprechen dem Modulationszyklus, der Modulationsbandbreite bzw. der Modulationsneigung der Übertragungswelle.
Die empfangene Interferenzwelle ist eine Funkwelle, die von einem anderen Fahrzeug übertragen wird. Der Modulationszyklus, die Modulationsbandbreite und die Modulationsneigung der empfangenen Interferenzwelle sind jeweils verschieden von dem Modulationszyklus, der Modulationsbandbreite und der Modulationsneigung der Übertragungswelle. Es ist zu beachten, dass, obwohl 5 ein Beispiel darstellt, in dem die empfangene Interferenzwelle das FCM-Signal ist, das Up-Chirp ist, ein FCM-Signal, das Down-Chirp ist, oder ein FMCW-Signal auch die empfangene Interferenzwelle sein kann.
Als nächstes werden die Quadraturempfangstaktsignale beschrieben, die in einem Fall erzeugt werden, in dem die gewünschte Welle und die Interferenzwelle gleichzeitig empfangen werden. Wenn die gewünschte Welle und die Interferenzwelle gleichzeitig empfangen werden, erzeugen die Hochfrequenzschaltung 17 und die Basisbandschaltung 18 Quadraturempfangstaktsignale basierend auf der empfangenen gewünschten Welle und der empfangenen Interferenzwelle.
6 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für eine Frequenzmodulationscharakteristik jeder Übertragungswelle, der empfangenen gewünschten Welle und der empfangenen Interferenzwelle in der ersten Ausführungsform darstellt. Eine in 6 dargestellte Startfrequenz ist eine Frequenz zu Beginn des Modulationszyklus. Eine Verzögerungszeit für den Empfang entspricht einem Zeitpunkt zwischen der Übertragung einer Übertragungswelle von der Übertragungsantenne 2 und dem Empfang einer gewünschten Welle oder einer Interferenzwelle an der Empfangsantenne 1. Jede der in 6 dargestellten Übertragungswellen, der empfangenen Wunschwelle und der empfangenen Interferenzwelle ist ein FCM-Signal.
In einem Fall, in dem die Differenz zwischen der Frequenz des Lokalsignals, das der Übertragungswelle zugrunde liegt, und der Frequenz der Interferenzwelle mit der Frequenz im ZF-Band übereinstimmt, wird das von der empfangenen Interferenzwelle abgeleitete Rauschsignal dem von der empfangenen gewünschten Welle abgeleiteten Empfangstaktsignal überlagert. Durch die Überlagerung mit dem Rauschsignal verringert sich der SNR des Empfangstaktsignals, das von der empfangenen Nutzwelle abgeleitet ist. In diesem Fall verschlechtert sich die Erkennungsleistung des Radarapparates 100.
7 ist ein erläuterndes Diagramm, das Änderungen der Frequenzen der empfangenen Nutzwelle und der empfangenen Interferenzwelle in der ersten Ausführungsform darstellt. 7 stellt in einem Diagramm eine Beziehung zwischen den Frequenzen und dem Zeitpunkt der empfangenen gewünschten Welle und der empfangenen Interferenzwelle im Modulationszyklus dar. In der Grafik repräsentiert die horizontale Achse die Zeit und die vertikale Achse die Frequenz. Es ist zu beachten, dass, da die Verzögerungszeit des Empfangs der empfangenen gewünschten Welle 0,3 µs beträgt, wenn die Übertragungswelle im Diagramm von 7 dargestellt ist, sich das Diagramm, das die Übertragungswelle darstellt, mit dem Diagramm überschneidet, das die empfangene gewünschte Welle darstellt. Daher wird der Graph, der die Übertragungswelle darstellt, in 7 ausgelassen.
Die Frequenz der empfangenen gewünschten Welle und die Frequenz der empfangenen Interferenzwelle sind bei etwa 20 µs gleich. Bei etwa 20 us wird die Frequenz des von der empfangenen Interferenzwelle abgeleiteten Empfangstaktsignals im Radarapparat 100 auf die Frequenz im ZF-Band herunterkonvertiert. Als Ergebnis wird das von der empfangenen Interferenzwelle abgeleitete Empfangstaktsignal mit dem von der empfangenen gewünschten Welle abgeleiteten Empfangstaktsignal überlagert, was zu einer Verringerung des SNR des von der empfangenen gewünschten Welle abgeleiteten Empfangstaktsignals führt.
8 ist ein erstes Diagramm, das ein Beispiel für die Wellenformen der Empfangstaktsignale in dem Fall darstellt, in dem die gewünschte Welle und die Interferenzwelle in der ersten Ausführungsform gleichzeitig empfangen werden. 9 ist ein zweites Diagramm, das ein Beispiel für die Wellenformen der Empfangstaktsignale in dem Fall darstellt, in dem die gewünschte Welle und die Interferenzwelle in der ersten Ausführungsform gleichzeitig empfangen werden. 10 ist ein drittes Diagramm, das ein Beispiel für die Wellenformen der Empfangstaktsignale in dem Fall darstellt, in dem die gewünschte Welle und die Interferenzwelle in der ersten Ausführungsform gleichzeitig empfangen werden.
V_I und V_Q repräsentieren das erste Empfangstaktsignal und das zweite Empfangstaktsignal, die von der Basisbandschaltung 18 ausgegeben werden, d.h. die Quadratur-Empfangstaktsignale. 8 stellt ein Beispiel von Zeitwellenformen von V_I und V_Q in einem Zeitraum von 0 µs bis 60 µs dar, der den Modulationszyklus darstellt. 9 stellt die Zeitwellenformen dar, die im Zeitraum von 16 us bis 24 us der in 8 dargestellten Zeitwellenformen liegen und die in Richtung einer Zeitachse vergrößert sind. 10 stellt die Zeitwellenformen dar, die im Zeitraum von 40 µs bis 48 us der in 8 dargestellten Zeitwellenformen liegen und die in Richtung einer Zeitachse vergrößert sind. In 8, 9 und 10 repräsentiert „CODE“, dargestellt durch eine vertikale Achse, die digitalen Werte, die von den ADCs 8₁ und 8₂ ausgegeben werden. In den 8, 9 und 10 repräsentiert eine horizontale Achse die Zeitachse.
Wie in den 8 bis 10 zu sehen ist, ist bei etwa 20 µs das von der empfangenen Interferenzwelle abgeleitete Empfangstaktsignal dominant. Ob das von der empfangenen Interferenzwelle abgeleitete Empfangstaktsignal dominant ist, wird basierend auf den Frequenzen der Quadraturempfangstaktsignale bestimmt. Die Frequenz von V_I und V_Q nähert sich bei etwa 20 us dem Wert 0, wo in 9 eine Kreuzung zwischen einer Kurve, die den zeitlichen Verlauf von V_I angibt, und einer Kurve, die den zeitlichen Verlauf von V_Q angibt, zu finden ist. Da sich die Frequenz von V_I und V_Q in einem Fall von etwa 20 µs entlang der Zeitachse ändert, ist bei etwa 20 µs das von der empfangenen Interferenzwelle abgeleitete Empfangstaktsignal dominant. Andererseits ist in 10, da die Frequenz von V_I und V_Q konstant ist, in der Periode von 40 µs bis 48 µs das Empfangstaktsignal, das von der empfangenen gewünschten Welle abgeleitet ist, dominant. Bei etwa 20 us hat das von der empfangenen Interferenzwelle abgeleitete Rauschsignal Energie im gesamten Frequenzband des ZF-Bandes des Radarapparates 100. Aus diesem Grund sinkt beim konventionellen Radar, bei dem die Interferenzwelle nicht unterdrückt wird, bei gleichzeitigem Empfang der gewünschten Welle und der Interferenzwelle der SNR des von der empfangenen gewünschten Welle abgeleiteten Empfangstaktsignals.
Der spezifische Betrieb der Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung 36 wird im Folgenden beschrieben. In dem Fall, in dem die Empfangsantenne 1 gleichzeitig einen Typ der gewünschten Welle und einen Typ der Interferenzwelle empfängt, werden V_I und V_Q, die die Empfangstaktsignale repräsentieren, jeweils durch die folgenden Formeln (1) und (2) ausgedrückt.
Formel 1: $V_{I} = A (t) \times sin (\int ω_{I R} (τ) d τ) + B \times sin (\int ω_{B} (τ) d τ)$

Formel 2: $V_{Q} = A (t) \times cos (\int ω_{I R} (τ) d τ) + B \times cos (\int ω_{B} (τ) d τ)$
ω_IR repräsentiert eine Winkelfrequenz des Empfangstaktsignals, das auf die Frequenz im ZF-Band herunterkonvertiert und von der empfangenen Interferenzwelle abgeleitet wird. Das heißt, ω_IR ist eine Winkelfrequenz des Rauschsignals. ω_B repräsentiert eine Winkelfrequenz des Empfangstaktsignals, das auf die Frequenz im ZF-Band herunterkonvertiert und von der empfangenen Nutzwelle abgeleitet wurde. In den Formeln (1) und (2) repräsentiert der erste Term das Rauschsignal und der zweite Term das Empfangstaktsignal, das von der empfangenen Nutzwelle abgeleitet ist. Da die Amplitude des Rauschsignals in den BPFs 7₁ und 7₂ der Basisbandschaltung 18 durch die Frequenz begrenzt ist, ändert sich die Frequenz des Rauschsignals mit der Zeit. Daher wird in den Formeln (1) und (2) die Amplitude des Rauschsignals durch A(t) repräsentiert, das eine Zeitfunktion ist. B repräsentiert die Amplitude des Empfangstaktsignals, das von der empfangenen gewünschten Welle abgeleitet ist.
Der spezifische Betrieb der Interferenzwellenpseudosignalquelle 32 wird nun beschrieben. Die Interferenzwellenpseudosignalquelle 32 erzeugt das Pseudosignal der Interferenzwelle, indem sie das Rauschsignal in Daten konvertiert, die die Zeit-/Frequenzcharakteristik repräsentieren, und eine lineare Approximation der Daten durchführt, die die Zeit-/Frequenzcharakteristik repräsentieren. V_{C_I} repräsentiert das von der Interferenzwellenpseudosignalquelle 32 ausgegebene Pseudosignal und wird durch die folgende Formel (3) ausgedrückt. V_{C_Q}, das das Pseudosignal repräsentiert, das durch Änderung der Phase von V_{C_I} um 90 Grad erhalten wird, wird durch die folgende Formel (4) ausgedrückt.
Formel 3: $\begin{matrix} V_{C_I} = C \times sin ((2 π) \int ƒ_{c} (τ) d τ) \\ = C \times sin {(2 π) (\frac{1}{2} α_{C} \times t^{2} + β_{C} \times t + φ_{C})} \end{matrix}$

Formel 4: $\begin{matrix} V_{C_Q} = C \times cos ((2 π) \int ƒ_{c} (τ) d τ) \\ = C \times cos {(2 π) (\frac{1}{2} α_{C} \times t^{2} + β_{C} \times t + φ_{C})} \end{matrix}$
C bestimmt die Amplitude des Pseudosignals der Interferenzwelle und kann frei bestimmt werden. f_C(τ) bestimmt die Frequenzcharakteristik des Rauschsignals. τ ist eine Variable, die die Zeit repräsentiert. f_C(τ) erhält man durch lineare Näherung der Momentanfrequenz f_C, die vom Momentanphasendetektor 20 und dem Momentanfrequenzdetektor 21 erkannt wird. Die folgende Formel (5) ist eine lineare Näherungsgleichung für die Momentanfrequenz f_C.
Formel 5: $ƒ_{C} = α_{C} \times t + β_{C}$
In den Formeln (3) und (4) wird f_C(τ) durch die lineare Näherungsgleichung der Momentanfrequenz f_C ersetzt und integriert. φ_C repräsentiert eine Anfangsphase.
Der Betrieb des ersten Quadratur-MIX 33 wird im Folgenden beschrieben. In Formel (1) wird VI durch die folgende Formel (6) ausgedrückt, indem der erste Term, der die Komponente des Rauschsignals repräsentiert, und der zweite Term, der das Empfangstaktsignal repräsentiert, das von der empfangenen gewünschten Welle abgeleitet ist, jeweils integriert werden. In Formel (2) wird V_Q durch die folgende Formel (7) ausgedrückt, indem der erste Term, der die Komponente des Rauschsignals repräsentiert, und der zweite Term, der das Empfangstaktsignal repräsentiert, das von der empfangenen gewünschten Welle abgeleitet ist, jeweils integriert werden. θ_IR(t) repräsentiert eine Zeit-Phasen-Kennlinie des Rauschsignals. θ_B(t) repräsentiert eine Zeit-Phasen-Kennlinie des Empfangstaktsignals, das von der empfangenen gewünschten Welle abgeleitet ist.
Formel 6: $\begin{matrix} V_{I} = A (t) \times sin ((2 π) \int (α_{I R} \times τ + β_{I R}) d τ) \\ + B \times sin (\int (ω_{B}) d τ) \\ = A (t) \times sin {(2 π) (\frac{1}{2} α_{I R} \times t^{2} + β_{I R} \times t + φ_{I R})} \\ + B \times sin {(ω_{B} \times t + φ_{B})} \\ = A (t) \times sin (θ_{I R} (t)) + B \times sin (θ_{B} (t)) \end{matrix}$

Formel 7: $\begin{matrix} V_{Q} = A (t) \times cos (\int ω_{I R} (τ) d τ) + B \times cos (\int ω_{B} (τ) d τ) \\ = A (t) \times cos (θ_{I R} (t)) + B \times cos (θ_{B} (t)) \end{matrix}$
Aus den Formeln (3) und (4) wird θ_C(t), das die Zeit-Phasen-Charakteristik des Pseudosignals der Interferenzwelle repräsentiert, in der folgenden Formel (8) ausgedrückt. Aus den Formeln (3), (4) und (8) werden V_{C_I} und V_{C_Q}, die die Pseudosignale der Interferenzwellen repräsentieren, in den folgenden Formeln (9) und (10) ausgedrückt.
Formel 8: $θ_{C} (t) = (2 π) (\frac{1}{2} α_{C} \times t^{2} + β_{C} \times t + φ_{C})$

Formel 9: $V_{C_I} = C \times sin (θ_{C} (t))$

Formel 10: $V_{C_Q} = C \times cos (θ_{C} (t))$
V'_I, das die Ausgabe von MIX 23₁ repräsentiert, wird unter Nutzung der Formeln (6) und (9) durch die folgende Formel (11) ausgedrückt.
Formel 11: $\begin{matrix} V_{I}^{'} = V_{I} \times V_{C_I} \\ \begin{array}{l} = \frac{A (t) C}{2} {- cos (θ_{I R} (t) + θ_{C} (t)) + cos (θ_{I R} (t) - θ_{C} (t))} \\ + \frac{B C}{2} {- cos (θ_{B} (t) + θ_{C} (t)) + cos (θ_{B} (t) - θ_{C} (t))} \end{array} \end{matrix}$
V''_Q, das die Ausgabe von MIX 23₃ repräsentiert, wird durch die folgende Formel (12) unter Verwendung der Formeln (7) und (10) ausgedrückt.
Formel 12 $\begin{matrix} V_{Q}^{''} = V_{Q} \times V_{C_Q} \\ \begin{array}{l} = \frac{A (t) C}{2} {cos (θ_{I R} (t) + θ_{C} (t)) + cos (θ_{I R} (t) - θ_{C} (t))} \\ + \frac{B C}{2} {cos (θ_{B} (t) + θ_{C} (t)) + cos (θ_{B} (t) - θ_{C} (t))} \end{array} \end{matrix}$
V''_I, das die Ausgabe von MIX 23₄ repräsentiert, wird durch die folgende Formel (13) unter Verwendung der Formeln (6) und (10) ausgedrückt.
Formel 13: $\begin{matrix} V_{I}^{''} = V_{I} \times V_{C_Q} \\ \begin{array}{l} = \frac{A (t) C}{2} {sin (θ_{I R} (t) + θ_{C} (t)) + sin (θ_{I R} (t) - θ_{C} (t))} \\ + \frac{B C}{2} {sin (θ_{B} (t) + θ_{C} (t)) + sin (θ_{B} (t) - θ_{C} (t))} \end{array} \end{matrix}$
V'_Q, das die Ausgabe von MIX 23₂ repräsentiert, wird durch die folgende Formel (14) unter Verwendung der Formeln (7) und (9) ausgedrückt.
Formel 14: $\begin{matrix} V_{Q}^{'} = V_{Q} \times V_{C_I} \\ \begin{array}{l} = \frac{A (t) C}{2} {sin (θ_{I R} (t) + θ_{C} (t)) - sin (θ_{I R} (t) - θ_{C} (t))} \\ + \frac{B C}{2} {sin (θ_{B} (t) + θ_{C} (t)) - sin (θ_{B} (t) - θ_{C} (t))} \end{array} \end{matrix}$
Die Ausgabe des Addierers 25₁, d.h. V'''_I, die eine Ausgangsspannung des ersten Quadratur-MIX 33 repräsentiert, wird durch die folgende Formel (15) unter Verwendung der Formeln (11) und (12) ausgedrückt.
Formel 15: $\begin{matrix} V_{I}^{'''} = V_{I}^{'} + V_{Q}^{''} \\ = A (t) C \times cos (θ_{I R} (t) - θ_{C} (t)) + B C \times cos (θ_{B} (t) - θ_{C} (t)) \end{matrix}$
Die Ausgabe des Addierers 25₂, d.h. V'''_Q, die die Ausgangsspannung des ersten Quadratur-MIX 33 repräsentiert, wird durch die folgende Formel (16) unter Benutzung der Formeln (13) und (14) ausgedrückt.
Formel 16: $\begin{matrix} V_{Q}^{'''} = V_{I}^{'''} - V_{Q}^{'} \\ = A (t) C \times sin (θ_{I R} (t) - θ_{C} (t)) + B C \times sin (θ_{B} (t) - θ_{C} (t)) \end{matrix}$
Hier, in der Interferenzwellenpseudosignalquelle 32, in einem Fall, in dem α_C=α_IR und β_C=β_IR für α_C und β_C in den Formeln (3) und (4) gelten, wird θ_C(t) in Formel (8) als die folgende Formel (17) ausgedrückt.
Formel 17: $θ_{c} (t) = (2 π) (\frac{1}{2} α_{I R} \times t^{2} + β_{I R} \times t + φ_{C})$
V'''_I, dargestellt in Formel (15), wird unter Nutzung von Formel (17) als folgende Formel (18) ausgedrückt.
Formel 18: $V_{I}^{'''} = A (t) C \times cos (φ_{I R} - φ_{C}) + B C \times cos (θ_{B} (t) - θ_{C} (t))$
V''_Q aus Formel (16) wird unter Nutzung von Formel (17) als folgende Formel (19) ausgedrückt.
Formel 19: $V_{Q}^{'''} = A (t) C \times sin (φ_{I R} - φ_{C}) + B C \times sin (θ_{B} (t) - θ_{C} (t))$
Gemäß den Formeln (18) und (19) kann im ersten Quadratur-MIX 33 die Komponente der zeitlichen Abweichung von θ_IR, die die Komponente des von der Interferenzwelle abgeleiteten Rauschsignals ist, unterdrückt werden. Die Gleichstromkomponente verbleibt jedoch im ersten Term von Formel (18) und im ersten Term von Formel (19). Die Gleichstromkomponente ist ein Fehlerfaktor bei der Multiplikation im zweiten Quadratur-MIX 35 und muss daher entfernt werden. Außerdem wird das Pseudosignal der Interferenzwelle dem Empfangstaktsignal überlagert, das von der empfangenen gewünschten Welle abgeleitet ist, die durch den zweiten Term von Formel (18) und den zweiten Term von Formel (19) repräsentiert wird. Somit muss das Pseudosignal, das dem Empfangstaktsignal überlagert ist, das von der empfangenen gewünschten Welle abgeleitet ist, ebenfalls entfernt werden.
Der spezifische Betrieb des DC-Komponentenunterdrückers 34 wird im Folgenden beschrieben. Der DC-Komponentenunterdrücker 34 entfernt die DC-Komponenten durch Erkennen der DC-Komponenten an den DC-Detektoren 26₁ und 26₂ und durch Subtraktion der DC-Komponenten von V'''_I und V'''_Q an den Addierern 27₁ und 27₂. Die DC-Detektoren 26₁ und 26₂ erkennen die DC-Komponenten beispielsweise durch ein Verfahren des gleitenden Durchschnitts. Das Empfangstaktsignal, das von der empfangenen gewünschten Welle abgeleitet wird, die jeweils durch den zweiten Term der Formel (18) und den zweiten Term der Formel (19) repräsentiert wird, wird einer Frequenzmodulation basierend auf dem Pseudosignal der Interferenzwelle unterzogen. Somit kann der DC-Komponentenunterdrücker 34 unter Anwendung der Tiefpassfilter-Verarbeitung unter Verwendung des gleitenden Mittelwerts den zweiten Term der Formel (18) entfernen und nur den ersten Term der Formel (18) entnehmen, und er kann den zweiten Term der Formel (19) entfernen und nur den ersten Term der Formel (19) entnehmen.
Unter Benutzung einer gleitenden Mittelwertfunktion als MA wird die Ausgabe des Addierers 27₁, d.h. V''''_I, die die Ausgangsspannung des DC-Komponentenunterdrückers 34 repräsentiert, durch die folgende Formel (20) ausgedrückt.
Formel 20: $\begin{matrix} V_{I}^{''''} = V_{I}^{'''} - M A (V_{I}^{'''}) \\ = Δ V_{D C E R R_I} + B C \times cos (θ_{B} (t) - θ_{C} (t)) \end{matrix}$
Die Ausgabe des Addierers 27₂, d. h. V''''_Q, die die Ausgangsspannung des DC-Komponentenunterdrückers 34 repräsentiert, wird durch die folgende Formel (21) ausgedrückt.
Formel 21 $\begin{matrix} V_{Q}^{'''} = V_{Q}^{'''} - M A (V_{Q}^{'''}) \\ = Δ V_{D C E R R_Q} + B C \times sin (θ_{B} (t) - θ_{C} (t)) \end{matrix}$
ΔV_{DCERR_I} und ΔV_{DCERR_Q} repräsentieren Fehlerkomponenten, die nicht durch den DC-Komponentenunterdrücker 34 unterdrückt werden.
Als nächstes wird der Betrieb des zweiten Quadratur-MIXs 35 beschrieben. Der zweite Quadratur-MIX 35 entfernt das Pseudosignal, das dem Empfangstaktsignal überlagert ist, das aus der empfangenen gewünschten Welle aus dem zweiten Term der Formel (20) und dem zweiten Term der Formel (21) abgeleitet ist.
V'_I2, das die Ausgabe von MIX 28₁ repräsentiert, wird unter Nutzung der Formeln (9) und (20) durch die folgende Formel (22) ausgedrückt.
Formel 22: $\begin{matrix} V_{I 2}^{'} = V_{I}^{''''} \times V_{C_I} \\ = Δ V_{D C E R R_Q} C \times cos (θ_{C} (t)) \\ + \frac{B C^{2}}{2} {sin (θ_{B} (t)) + sin (θ_{B} (t) - 2 θ_{C} (t))} \end{matrix}$
V''_Q2, das die Ausgabe von MIX 28₃ repräsentiert, wird unter Nutzung der Formeln (10) und (21) durch die folgende Formel (23) ausgedrückt.
Formel 23: $\begin{matrix} V_{Q 2}^{''} = V_{Q}^{''''} \times V_{C_Q} \\ = Δ V_{D C E R R_Q} C \times cos (θ_{C} (t)) \\ + \frac{B C^{2}}{2} {sin (θ_{B} (t)) + sin (θ_{B} (t) - 2 θ_{C} (t))} \end{matrix}$
V''_I2, das die Ausgabe von MIX 28₄ repräsentiert, wird durch die folgende Formel (24) unter Verwendung der Formeln (10) und (20) ausgedrückt.
Formel 24: $\begin{matrix} V_{I 2}^{''} = V_{I}^{''''} \times V_{C_Q} \\ = Δ V_{D C E R R_I} C \times cos (θ_{C} (t)) \\ + \frac{B C^{2}}{2} {cos (θ_{B} (t)) + cos (θ_{B} (t) - 2 θ_{C} (t))} \end{matrix}$
V'_Q2, das die Ausgabe von MIX 28₂ repräsentiert, wird durch die folgende Formel (25) unter Verwendung der Formeln (9) und (21) ausgedrückt.
Formel 25: $\begin{matrix} V_{Q 2}^{'} = V_{Q}^{''''} \times V_{C_I} \\ = Δ V_{D C E R R_Q} C \times sin (θ_{C} (t)) \\ + \frac{B C^{2}}{2} {- cos (θ_{B} (t)) + cos (θ_{B} (t) - 2 θ_{C} (t))} \end{matrix}$
Die Ausgabe des Addierers 30₁, d.h. V_OI, die die Ausgangsspannung des zweiten Quadratur-MIXs 35 repräsentiert, wird durch die folgende Formel (26) unter Benutzung der Formeln (22) und (23) ausgedrückt.
Formel 26: $\begin{matrix} V_{O I} = V_{I 2}^{'} + V_{Q 2}^{''} \\ = B C^{2} \times sin (θ_{B} (t)) + Δ V_{D C E R R_I} C \times sin (θ_{C} (t)) \\ + Δ V_{D C E R R_I} C \times cos (θ_{C} (t)) \end{matrix}$
Die Ausgabe des Addierers 30₂, d.h. V_OQ, die die Ausgangsspannung des zweiten Quadratur-MIXs 35 repräsentiert, wird durch die folgende Formel (27) unter Benutzung der Formeln (24) und (25) ausgedrückt.
Formel 27: $\begin{matrix} V_{O Q} = V_{I 2}^{''} - V_{Q 2}^{'} \\ = B C^{2} \times cos (θ_{B} (t)) + Δ V_{D C E R R_I} C \times cos (θ_{C} (t)) \\ - V_{D C E R R_I} C \times sin (θ_{C} (t)) \end{matrix}$
In jeder der Formeln (26) und (27) repräsentiert der erste Term das Empfangstaktsignal, das von der empfangenen Nutzwelle abgeleitet ist. In jeder der Formeln (26) und (27) repräsentieren der zweite Term und der dritte Term Fehlerkomponenten des von der Interferenzwelle abgeleiteten Rauschsignals. Die Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung 36 kann das von der Interferenzwelle abgeleitete Rauschsignal reduzieren, da eine Unterdrückungsrate der DC-Komponente im DC-Komponentenunterdrücker 34 höher ist. Somit kann der Radarapparat 100 unter Benutzung der Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung 36 das Empfangstaktsignal erhalten, in dem das von der empfangenen gewünschten Welle abgeleitete Empfangstaktsignal eine Hauptkomponente ist und das von der Interferenzwelle abgeleitete Rauschsignal unterdrückt wird.
Die Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung 36 gibt V_OI und V_OQ aus. Die FFT-Verarbeitungseinheit 31 führt basierend auf V_OI und V_OQ eine arithmetische Verarbeitung durch, um Radarinformationen wie den Abstand zum Ziel, die Relativgeschwindigkeit des Ziels und den Azimutwinkel, der den Azimut des Ziels angibt, zu erhalten.
11 ist ein erklärendes Diagramm, das eine Wirkung der Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung 36 gemäß der ersten Ausführungsform darstellt. 11 stellt ein Diagramm dar, das ein Ergebnis der schnellen Fouriertransformation in einem Fall von „Interferenzwellenunterdrückung EIN“, in dem die Unterdrückung der Interferenzwelle durchgeführt wird, repräsentiert, und ein Diagramm, das ein Ergebnis der schnellen Fouriertransformation in einem Fall von „Interferenzwellenunterdrückung AUS“, in dem die Unterdrückung der Interferenzwelle nicht durchgeführt wird, repräsentiert. In dem in 11 dargestellten Diagramm repräsentiert eine vertikale Achse die relative Leistung und eine horizontale Achse eine Frequenz. Die relative Leistung ist die auf einen Spitzenwert des Empfangstaktsignals normierte Leistung, die von der empfangenen gewünschten Welle abgeleitet ist. Die Frequenzmodulationscharakteristik der Übertragungswelle, der empfangenen Nutzwelle und der empfangenen Interferenzwelle ist in 6 dargestellt.
Wie in 11 zu sehen ist, ist in dem Fall „Interferenzwellenunterdrückung EIN“ das Ergebnis der schnellen Fouriertransformation im Vergleich zu dem Fall „Interferenzwellenunterdrückung AUS“ stabil, und das SNR des Empfangstaktsignals, das von der empfangenen gewünschten Welle abgeleitet ist, wird verbessert. Wie oben beschrieben, kann der Radarapparat 100 das Ziel stabil mit hoher Genauigkeit erkennen, indem die Interferenzwelle unter Benutzung der Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung 36 unterdrückt wird.
Gemäß der ersten Ausführungsform kann der Radarapparat 100 unter Nutzung der Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung 36 auch dann, wenn die Differenz zwischen der Frequenz des Lokalsignals und der Frequenz der empfangenen Interferenzwelle mit der Frequenz im Frequenzband des Radarapparats 100 übereinstimmt, nur das Rauschsignal unterdrücken, das dem Empfangstaktsignal überlagert ist, das von der empfangenen gewünschten Welle abgeleitet ist. Der Radarapparat 100 kann eine Verringerung des SNR des Empfangstaktsignals, das von der empfangenen gewünschten Welle abgeleitet ist, durch Unterdrückung des Rauschsignals, das von der Interferenzwelle abgeleitet ist, verhindern. Dementsprechend hat der Radarapparat 100 eine Wirkung, die in der Lage ist, das Ziel mit hoher Genauigkeit stabil zu erkennen.
Die in der vorliegenden Ausführungsform beschriebenen Konfigurationen sind ein Beispiel für den Inhalt der vorliegenden Offenbarung. Die Konfigurationen der obigen Ausführungsform können mit einer anderen bekannten Technik kombiniert werden. Einige der Konfigurationen der vorliegenden Ausführungsform können ausgelassen oder geändert werden, ohne von der vorliegenden Offenbarung abzuweichen.
Bezugszeichenliste
1 Empfangsantenne; 2 Übertragungsantenne; 3 LNA;
4₁, 4₂, 23₁, 23₂, 23₃, 23₄, 28₁, 28₂, 28₃, 28₄ MIX; 5₁, 5₂ IFA; 6₁, 6₂ BBA; 7₁, 7₂ BPF; 8₁, 8₂ ADC; 9₁, 9₂ FIR-Filter; 10 VCO;
11 Chirpsignalgenerator; 12 PLL; 13 LF; 14
Referenzsignalquelle; 15 PA; 16, 24, 29 Phasenschieber; 17 Hochfrequenzschaltung; 18 Basisbandschaltung; 19 MCU; 20 Momentanphasendetektor; 21 Momentanfrequenzdetektor; 22 Interferenzwellenpseudosignalgenerator; 25₁, 25₂, 27₁, 27₂, 30₁, 30₂ Addierer; 26₁, 26₂ DC-Detektor; 31 FFT-Verarbeitungseinheit; 32 Interferenzwellenpseudosignalquelle;
33 erster Quadratur-MIX; 34 DC-Komponentenunterdrücker; 35 zweiter Quadratur-MIX; 36
Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung; 37 Lokaleinheit;
50 Verarbeitungsschaltungen; 51 Eingabevorrichtung; 52 Prozessor; 53 Speicher; 54 Ausgabevorrichtung; 100 Radarapparat.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 6351910 [0004]

Claims

Radarapparat umfassend einen Transceiver zum Ausgeben einer Übertragungswelle, die frequenzmoduliert ist, und zum Empfangen einer reflektierten Welle, die sich durch Reflexion der Übertragungswelle von einem Ziel ausbreitet, und zum Ausgeben eines Empfangssignals; und eine Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung zum Trennen, wenn eine Interferenzwelle zusammen mit der reflektierten Welle empfangen wird, eines von der Interferenzwelle abgeleiteten Rauschsignals von dem Empfangssignal und zum Unterdrücken des Rauschsignals, wobei die Interferenzwelle eine andere Funkwelle als die reflektierte Welle ist und in einem von einem Modus der Übertragungswelle verschiedenen Modus frequenzmoduliert ist.
Radarapparat nach Anspruch 1, wobei die Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung umfasst, eine Interferenzwellenpseudosignalquelle zum Erzeugen eines Pseudosignals der Interferenzwelle basierend auf dem Empfangssignal in dem Fall, in dem die reflektierte Welle und die Interferenzwelle gleichzeitig empfangen werden, und einen ersten Quadraturmischer zum Durchführen einer Frequenzkonvertierung des Empfangssignals basierend auf dem Pseudosignal und zum Unterdrücken einer Zeitabweichungskomponente des Rauschsignals.
Radarapparat nach Anspruch 2, wobei die Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung ferner umfasst, eine Gleichstromkomponente zum Erkennen einer in dem ersten Quadraturmischer erzeugten Gleichstromkomponente und zum Unterdrücken der erkannten Gleichstromkomponente.
Radarapparat nach Anspruch 2 oder 3, wobei die Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung ferner umfasst, einen zweiten Quadraturmischer zum Durchführen einer Frequenzkonvertierung des Empfangssignals basierend auf dem Pseudosignal und zum Entfernen des Pseudosignals, mit dem das Empfangssignal in dem ersten Quadraturmischer multipliziert wird.
Radarapparat nach einem der Ansprüche 2 bis 4, wobei der Transceiver ein erstes Empfangstaktsignal und ein zweites Empfangstaktsignal ausgibt, die jeweils das Empfangssignal sind und voneinander um 90 Grad verschiedene Phasen aufweisen, und die Interferenzwellenpseudosignalquelle in dem Fall, in dem die reflektierte Welle und die Interferenzwelle gleichzeitig empfangen werden, das Pseudosignal basierend auf dem ersten Empfangstaktsignal und dem zweiten Empfangstaktsignal erzeugt.
Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung, die in einem Radarapparat enthalten ist, zum Ausgeben einer Übertragungswelle, die frequenzmoduliert ist, und zum Empfangen einer reflektierten Welle, die sich durch Reflexion der Übertragungswelle von einem Ziel ausbreitet, wobei die Interferenzwellenunterdrückungsvorrichtung umfasst: eine Interferenzwellenpseudosignalquelle zum Erzeugen eines Pseudosignals einer Interferenzwelle basierend auf einem Empfangssignal in einem Fall, in dem die reflektierte Welle und die Interferenzwelle gleichzeitig empfangen werden, wobei die Interferenzwelle eine andere Funkwelle als die reflektierte Welle ist und in einem Modus frequenzmoduliert ist, der sich von einem Modus der Übertragungswelle unterscheidet; einen ersten Quadraturmischer zum Durchführen einer Frequenzkonvertierung des Empfangssignals basierend auf dem Pseudosignal und zum Unterdrücken einer Zeitabweichungskomponente eines Rauschsignals, das von der Interferenzwelle abgeleitet ist; einen Gleichstromkomponentenunterdrücker zum Erkennen einer in dem ersten Quadraturmischer erzeugten Gleichstromkomponente und zum Unterdrücken der erkannten Gleichstromkomponente; und einen zweiten Quadraturmischer zum Durchführen einer Frequenzkonvertierung des Empfangssignals basierend auf dem Pseudosignal und zum Entfernen des Pseudosignals, mit dem das Empfangssignal in dem ersten Quadraturmischer multipliziert wird.