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Die
vorliegende Erfindung betrifft Verbesserungen der Entfernungsauflösung oder
Verbesserungen, welche die Entfernungsauflösung betreffen, und befasst
sich insbesondere mit dem Erzielen einer hohen Entfernungsauflösung beispielsweise
für ein
Radarsystem.
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Um
eine hohe Entfernungsauflösung
zu erzielen, muss ein Radar eine Wellenform mit großer Bandbreite übertragen
und verarbeiten. Um eine Entfernungsauflösung von 1 m zu erzielen, muss
beispielsweise eine Nennbandbreite von 150 MHz (in der Praxis etwas
mehr) verwendet werden.
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Herkömmliche
Radarempfänger
arbeiten mit viel schmaleren Bandbreiten, typischerweise im Bereich von
1~10 MHz. Während
spezialisierte Breitbandempfänger
verwendet werden können,
sind diese relativ schwierig auszuführen und sind teuer, besonders
bei einem Multifunktionsradar.
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Ein
effizienteres Verfahren zum Erzielen einer hohen Entfernungsauflösung ist
als "Stretch-Radar" oder Deramp-Verarbeitung
bekannt. Der herkömmliche
Ansatz besteht darin, einen spannungsgesteuerten Oszillator zu verwenden,
um die frequenzmodulierten Signale beim Übertragen und Empfangen bereitzustellen.
Beim Empfangen speist das Signal den lokalen Oszillator des Empfängers.
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Ein
Breitbandimpuls wird übertragen,
bei dem die Trägerfrequenz über die
Impulsdauer linear hochgefahren wird, wobei der gesamte Frequenzhub
die übertragene
Bandbreite ist. Zu der erwarteten Zeit des Empfangs von einem entfernten
Ziel wird der lokale Oszillator des Radarempfängers mit der gleichen Rate hochgefahren.
Dies hat zur Folge, dass das abwärtsgewandelte
Signal bei der Frequenz Null liegt, wenn der Deramp genau mit dem
empfangenen Impuls synchronisiert ist, oder eine kleine (konstante)
Frequenzverschiebung aufweist, wenn der Impuls nicht genau ausgerichtet
ist. Diese Frequenzverschiebung kann durch Fourieranalyse des empfangenen
Impulses extrahiert werden. Mit diesem Verfahren wird eine viel
feinere Entfernungsauflösung
erreicht als andernfalls mit einem schmalbandigen Empfänger möglich wäre, vorausgesetzt die
Parameter sind geeignet ausgewählt.
Dieses Verfahren arbeitet jedoch nur über einen begrenzten Entfernungs-Messbereich
(range swathe), der tatsächlich
an einem Ende durch den Beginn des Deramps begrenzt ist und an dem
anderen Ende durch den Punkt, bei dem das Frequenzverschiebungssignal
aus der Bandbreite des schmalbandigen Empfängers herauswandert. Diese
Beschränkung
ist in der Praxis selten ein Problem, da hochauflösende Radare
normalerweise nur in kleinen Bereichen von Interesse sind.
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Das
Dokument
EP 0 291 337
A2 offenbart ein kohärentes
Impulsradarsystem, bei dem aufeinander folgende Impulse mit wechselnden
Phasen moduliert werden, um zwischen den reflektierten Impulsen
zu unterscheiden.
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Während das
oben beschriebene Verfahren auf einer Frequenzmodulation beruht
und variable Frequenzoszillatoren verwendet, ist seine Ausführung relativ
komplex und hat den Nachteil, dass die verwendeten Schaltungen an
einer Drift und an anderen Fehlern leiden oder komplexe Kalibrierungen
erfordern, falls eine direkte digitale Synthese verwendet wird.
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Es
ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren
zum Erzielen einer hohen Entfernungsauflösung zur Verfügung zu
stellen, das die oben beschriebenen Probleme bewältigt.
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Erzielen
einer hohen Entfernungsauflösung
in einem Radarsystem zur Verfügung
gestellt, wobei das Verfahren die Schritte umfasst:
- a) Erzeugen eines Radarimpulses;
- b) Modulieren des Radarimpulses;
- c) Übertragen
des modulierten Radarimpulses;
- d) Empfangen eines Radarimpulses;
- e) Modulieren des empfangenen Radarimpulses; und
- f) Verarbeiten des modulierten Radarimpulses, um eine Entfernungsinformation
zu erhalten;
dadurch gekennzeichnet, dass Schritt b) umfasst,
dass eine zeitabhängige
Phasenverschiebung, die in diskreten Zeitintervallen geändert wird,
im Wesentlichen mit der Radarübertragungsfrequenz
auf jeden Radarimpuls angewendet wird, und Schritt e) umfasst, dass
eine zeitabhängige
Phasenverschiebung, die in diskreten Zeitintervallen geändert wird,
im Wesentlichen mit der Radarübertragungsfrequenz
auf jeden empfangenen Radarimpuls angewendet wird;
und dass
Schritt f) umfasst, dass das empfangene Signal in diskreten Zeitintervallen,
die eine ganze Zahl der Zeitintervalle der zeitabhängigen Phasenverschiebung
darstellen, abgetastet wird.
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Der
Begriff "im Wesentlichen
mit der Radarübertragungsfrequenz" soll bedeuten, dass
die angewendete Phasenverschiebung im Wesentlichen mit der Übertragungsfrequenz
erfolgt. Wenn die Radarübertragungsfrequenz
10 GHz beträgt
und der Radarimpuls bei 1 GHz liegt, dann wird zum Beispiel die
Phasenverschiebung mit einer Frequenz von 9 GHz angewendet, was
im Wesentlichen die gleiche ist wie die Übertragungsfrequenz.
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Die
zeitabhängige
Phasenverschiebung kann eine synthetisierte Sequenz oder eine frei
wählbare
Sequenz umfassen.
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Idealerweise
erzeugt die zeitabhängige
Phasenverschiebung ein vorbestimmtes Phasenprofil, und es ist bevorzugt,
dass ein derartiges Phasenprofil ein quadratisches Phasenprofil
umfasst.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Radarsystem zur
Verfügung
gestellt, das umfasst:
ein Mittel zum Erzeugen eines Radarimpulses;
ein
Mittel zum Modulieren des Radarimpulses;
ein Mittel zum Übertragen
des modulierten Radarimpulses;
ein Mittel zum Empfangen eines
reflektierten Radarimpulses;
ein Mittel zum Modulieren des
empfangenen Radarimpulses; und
ein Mittel zum Verarbeiten des
modulierten empfangenen Radarimpulses, um eine Entfernungsinformation
zu erhalten;
dadurch gekennzeichnet, dass das Mittel zum Modulieren
jedes Radarimpulses einen Phasenschieber aufweist, der im Wesentlichen
mit der Radarübertragungsfrequenz
eine zeitabhängige
Phasenverschiebung anwendet, die in diskreten Zeitintervallen geändert wird,
und das Mittel zum Modulieren jedes empfangenen Radarimpulses einen
Phasenschieber aufweist, der im Wesentlichen mit der Radarübertragungsfrequenz
eine zeit abhängige
Phasenverschiebung anwendet, die in diskreten Intervallen geändert wird;
und
das Mittel zum Verarbeiten des modulierten empfangenen Radarimpulses
ein Abtastmittel zum Abtasten des empfangenen Signals in diskreten
Zeitintervallen aufweist, die eine ganze Zahl der Zeitintervalle
der zeitabhängigen
Phasenverschiebung darstellen.
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Jeder
Phasenschieber kann gemäß einer
synthetisierten Sequenz angesteuert werden, die durch mehrere diskrete
Logikkomponenten oder durch ein feldprogrammierbares Gate-Array
ausgeführt
sein kann.
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Es
ist bevorzugt, dass das Mittel zum Modulieren des Radarimpulses
einen lokalen Oszillator und ein erstes Mischmittel aufweist, wobei
der lokale Oszillator ein Signal zum Mischen mit dem Radarimpuls
in dem ersten Mischmittel bereitstellt. Das Signal des lokalen Oszillators
kann vor dem Mischen mit dem Radarimpuls phasenverschoben werden.
Alternativ kann das lokale Oszillatorsignal mit dem Radarimpuls
gemischt werden, bevor es phasenverschoben wird.
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Ebenso
ist es bevorzugt, dass das Mittel zum Modulieren des empfangenen
Radarimpulses einen lokalen Oszillator und ein zweites Mischmittel
aufweist, wobei der lokale Oszillator ein Signal zum Mischen mit dem
empfangenen Radarimpuls in dem zweiten Mischmittel bereitstellt.
Das Signal des lokalen Oszillators kann vor dem Mischen mit dem
empfangenen Radarimpuls phasenverschoben werden. Alternativ kann
der empfangene Radarimpuls vor dem Mischen mit dem Signal des lokalen
Oszillators phasenverschoben werden.
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Bei
einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wird ein einzelner lokaler Oszillator
verwendet, der sowohl an den Radarimpuls als auch an den empfangenen
Radarimpuls ein Signal des lokalen Oszillators liefert. Bei dieser
Ausführungsform
befindet sich ein einzelner Phasenschieber in dem Signalpfad des
lokalen Oszillators und das gleiche phasenverschobene Signal wird
verwendet, um sowohl den Radarimpuls als auch den empfangenen Radarimpuls
zu modulieren, wobei die Modulation zu verschiedenen Zeiten durchgeführt wird.
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Idealerweise
umfasst der Phasenschieber einen digitalen Phasenschieber, zum Beispiel
eine monolithische integrierte Mikrowellenschaltung.
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Für ein besseres
Verständnis
der vorliegenden Erfindung wird nun lediglich beispielhaft auf die
beigefügten
Zeichnungen Bezug genommen, in denen:
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1 ein
Frequenz-Zeit-Diagramm für
Stretch-Radar darstellt;
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2 einen
Phasenschieberbetrieb darstellt;
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3 ein
Blockschaltbild einer Einrichtung zum Ausführen von Stretch-Radar gemäß der vorliegenden
Erfindung darstellt;
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4 ein
Blockschaltbild darstellt, das eine erste Ausführung der Modulation des Radarimpulses
und des empfangenen Radarimpulses darstellt; und
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5 und 6 jeweils
eine weitere Ausführung
der Modulation des Radarimpulses und des empfangenen Radarimpulses
darstellen.
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Als
Hintergrund wird die Stretch-Radar-Decodierung beschrieben. Für einen
schmalen Entfernungs-Messbereich, wie er zum Beispiel durch ein
Synthetic Aperture Radar abgebildet wird, wird die lineare Frequenzmodulation üblicherweise
durch eine Technik decodiert, die Stretch-Radar genannt wird. Wenn
die Antwort von dem Messbereich empfangen wird, wird deren Frequenz
von einer Referenzfrequenz subtrahiert, die mit der gleichen Rate
zunimmt wie die Übertragungsfrequenz.
Die Referenzfrequenz nimmt über
den gesamten Zeitraum, in welchem die Antwort von dem Messbereich
empfangen wird, kontinuierlich zu. Demzufolge ist die Differenz
zwischen der Referenzfrequenz und der Frequenz der Antwort von einem
beliebigen Punkt am Boden konstant. Wenn die anfängliche Verschiebung f0 der Referenzfrequenz von der erhaltenen
Differenz abgezogen wird, ist das Ergebnis proportional zu der Entfernung
des Punktes von dem nahen Rand des Messbereichs. Die Entfernung
wird somit in eine Frequenz umgewandelt.
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Wenn
vier nahe beabstandete Punkte betrachtet werden, nachdem die Subtraktion
durchgeführt
wurde, werden vier Antworten empfangen, die leicht verschobene Ankunftszeiten
aufweisen, obwohl sie fast gleichzeitig empfangen werden. Aufgrund
der Differenz oder der Verschiebung der Ankunftszeiten werden für jede der
vier Antworten erkennbare Frequenzdifferenzen erhalten. Diese Frequenzdifferenzen
können
dann in Entfernungswerte umgewandelt werden. Dies wird dadurch erreicht,
dass die Ausgabe eines synchronen Detektors auf eine Reihe von schmalbandigen
Filtern angewendet wird, die zum Beispiel mit einer hocheffizienten schnellen
Fouriertransformation ausgestattet sind.
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Nun
auf 1 hin wendend ist ein übertragener Impuls 10 gezeigt,
der einen gesamten Frequenzhub B und eine Breite Tp des übertragenen
Pulses aufweist. Der Impuls bei einem "Ziel" 12 ist
auch gezeigt. Zwei empfangene Impulse 14, 16 in
Bezug auf einen Referenzimpuls 18 sind auch gezeigt. Die
Trägerfrequenz
f0 ist durch eine strichpunktierte Linie 20 dargestellt.
Wie gezeigt, ist zu einem bestimmten Zeitpunkt die Frequenzdifferenz
zwischen dem Referenzimpuls 18 und dem ersten empfangenen
Impuls 14 Δf
und die Zeitverzögerung
für eine
gegebene Frequenz ist Δt.
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Wenn
die minimale Zielentfernung zum Anfang des Entfernungs-Messbereichs R
min ist, kann sie durch
ausgedrückt werden, wobei c die Lichtgeschwindigkeit
ist.
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Für eine Breite
des übertragenen
Pulses von 100 μs
beträgt
Rmin 15 km.
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Wenn
der Entfernungs-Messbereich R
s ist, kann
die Zeitdifferenz T
s zwischen Punkten an
den Nah- und Ferngrenzen des Messbereichs durch
ausgedrückt werden. Deshalb muss die
gesamte Zeitdauer für
den "De-Stretch" T
p +
T
s betragen. Wenn R
s 1 km
beträgt,
beträgt
T
s zum Beispiel 6,667 μs.
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Die
Entfernungsauflösung
R
r kann durch:
ausgedrückt werden, wobei F
r die minimale erkennbare Frequenzauflösung ist.
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Wenn
zum Beispiel F
r 10 kHz beträgt, R
r 1 m beträgt und T
p 100 μs beträgt, dann
beträgt
B 150 MHz und die Steigung k des Frequenzhubs beträgt 1,5 MHz
pro μs
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Ein
digitaler Phasenschieber wird betrieben, um die Frequenz um ±B/2 um
die Trägerfrequenz
f0, das heißt den gesamten Frequenzhub
B zu streichen. Um das Nyquist-Kriterium zu erfüllen, müsste die Taktrate des digitalen
Phasenschiebers jedoch mehr als B betragen. Wenn B 200 MHz beträgt, wird
die Taktrate zum Beispiel mehr als 200 MHz betragen müssen.
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Wenn
der "De-Stretch" um das Zentrum des
Entfernungs-Messbereichs zentriert ist, dann ist die Zwischenfrequenz-Bandbreite
(IF-Bandbreite, IF von Intermediate Frequency) symmetrisch um die
IF-Mittenfrequenz. Die IF-Bandbreite B
IF kann
so ausgedrückt
werden, dass sie etwa:
beträgt. Wenn wie in dem obigen
Beispiel k = 1,5 MHz pro μs
beträgt
und R
s 1 km beträgt, beträgt zum Beispiel die B
IF 1 MHz. Wenn der "De-Stretch" am Anfang des Entfernungs-Messbereichs
beginnt, dann liegt die IF-Bandbreite auf einer Seite der IF-Mittenfrequenz.
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Nun
für eine
Beschreibung des Phasenschieberbetriebs auf 2 Bezug
nehmend ist ein Frequenzgenerator 30 gezeigt, der mit einem
ersten Phasenschieber 32 verbunden ist. Der Frequenzgenerator 30 stellt ein
Ausgangssignal cos(ω0t) bereit. Der erste Phasenschieber 32 ist über eine
Verzögerungsleitung 36 mit
einem zweiten Phasenschieber 34 verbunden. Die Verzögerungsleitung 36 erzeugt
eine Verzögerung
T, welche die Verzögerung
zu dem Punktziel in dem Entfernungs-Messbereich darstellt.
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Wenn
die Ausgabe A(t) des ersten Phasenschiebers
32 eine Frequenz ω aufweisen
soll, wobei
ω = ω0 + 2πkt,das
bedeutet den linearen Frequenzhub der Steigung k, dann gilt
wobei die Phasenverschiebung
beträgt.
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Nach
der Übertragungsverzögerung T
in der Verzögerungsleitung
36 gilt
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Der
zweite Phasenschieber
34 muss gesetzt sein, um eine Phasenverschiebung θ
B(t) von
zu erzeugen, der die entgegengesetzte
Eigenschaft des ersten Phasenschiebers
32 aufweist, das
heißt
die Steigung ist negativ anstatt positiv. Die Zeit T
0 stellt
die Zeit bis zum Start oder bis zum Zentrum des Entfernungs-Messbereichs
dar, je nachdem, was geeignet ist.
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Die
Ausgabe B(t) des zweiten Phasenschiebers
34 beträgt dann
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Es
ist einzusehen, dass der obige Ausdruck sowohl einen frequenz- oder
zeitabhängigen
Ausdruck als auch einen statischen Phasenausdruck umfasst, und die
Frequenzverschiebung Δf
von dem Referenzimpuls 18 (1) Δf
= –k(T – T0) beträgt.
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In
der Praxis werden beide Phasenschieber
32,
34 digital
gesteuerte Einrichtungen mit einer endlichen Anzahl von Phasenzuständen, gewöhnlich 2
m, sein, und die Steuerdaten werden alle
T
c Sekunden zur Ausgabe getaktet werden,
wobei
wobei f
c die
Frequenz ist, mit der die Phasenschieber getaktet sind.
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Die
Winkelfrequenz ω
p eines Phasenschiebers ist gegeben durch
wobei
p = 0, 1, 2, ...,
2
m und
dt = qT
c,
wobei
q
= 1, 2, 3, ...
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Um
das Nyquist-Kriterium zu erfüllen,
ist die höchste
Frequenz ω
pmax, die erzeugt werden kann
ωpmax = πfc was bedeutet, dass p = 2
m-1 und q = 1.
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Bevor 3 beschrieben
wird, soll bemerkt werden, dass man sich Frequenz in Form einer
Phasenverschiebung denken kann, da Frequenz einfach eine Änderungsrate
der Phase ist. Dies ist bedeutsam für den Betrieb der Einrichtung
in 3. Als eine Folge davon, dass Frequenz in Form
einer Änderungsrate
der Phase betrachtet wird, können
die linearen Frequenzrampen, die für das Stretch-Radar erforderlich
sind, einfache quadratische Phasenprofile sein.
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Außerdem können phasenverschiebende
Einrichtungen, die direkt mit Radiofrequenz (RF) arbeiten, in monolithischen
integrierten Mikrowellenschaltungen auf Galliumarsenidbasis (GaAS
MMICs) realisiert sein.
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Nun
zu 3 hin wendend ist eine Einrichtung 40 zum
Ausführen
von Stretch-Radar gezeigt. Die Einrichtung 40 umfasst einen
MMIC-Phasenschieber 42, der durch ein feldprogrammierbares
Gate-Array (FPGA) angesteuert wird. Die FPGA-Ansteuerungsschaltung 44 erzeugt
eine synthetisierte Sequenz, die den Phasenschieber 42 ansteuert.
Als eine Alternative zu der FPGA-Ansteuerungsschaltung 44 kann
die synthetisierte Sequenz durch diskrete Logikkomponenten ausgeführt sein.
Bei einer anderen Ausführungsform
kann der Phasenschieber 42 durch eine frei wählbare Sequenz
angesteuert werden, die in einer geeigneten Speichereinrichtung
(nicht gezeigt) gespeichert ist. Der Phasenschieber 42 ist
mit einem Radar-RF-Referenzoszillator 46 verbunden
und stellt ein Ausgangssignal 48 des lokalen Oszillators
(LO-Ausgangssignal) bereit, das zu einem Mischer 50 geleitet
wird, wo es mit einem Impuls 52 von einem Radarimpulsgenerator 54 gemischt
wird. Der Mischer 50 erzeugt einen phasenverschobenen (aufwärtsgewandelten)
Impuls 56, der an einen Radarüberträger (nicht gezeigt) geleitet
wird.
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Es
ist wichtig, dass der Phasenschieber auf ein Signal angewendet wird,
das eine Frequenz aufweist, die im Wesentlichen bei der Übertragungsfrequenz
liegt. Zum Beispiel kann der Radarimpulsgenerator einen Impuls bei
einer Frequenz von etwa 1 GHz erzeugen und das lokale Oszillatorsignal
liegt bei einer Frequenz von etwa 9 GHz, und wenn der Impuls und
die Oszillatorsignale gemischt werden, eine Übertragungsfrequenz von etwa
10 GHz.
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Das
LO-Ausgangssignal 48 wird auch an einen Mischer 58 geleitet,
wo es mit einem hereinkommenden Radarimpuls 60 von einer
Radarantenne (nicht gezeigt) gemischt wird. Der Mischer 58 erzeugt
einen (abwärtsgewandelten)
Impuls 62, von dem das LO-Signal 48 subtrahiert
worden ist. Der Impuls 62 wird dann an einen Empfänger 64 geleitet.
Der Empfänger 64 liefert
ein Ausgangssignal 66, das einem Analog/Digital-Wandler
(ADC von Analogue-to-Digital Converter) 68 zugeführt wird,
der ein digitales Signal 70 zum Leiten an einen Radarprozessor
(nicht gezeigt) liefert. Ein Radar-Master-Taktgeber und Synchronisator 72 ist
mit dem ADC 68 verbunden, um ein ADC-Taktsignal 74 zu
liefern. Der Synchronisator 72 liefert auch ein Taktsignal 76 für die Ansteuerungsschaltung 44,
das die Ansteuerungsschaltung 44 in Bezug auf das ADC-Taktsignal 74 harmonisch
taktet.
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Beim
Betrieb wird der aufwärtsgewandelte
Impuls 56 durch einen Überträger (nicht
gezeigt) an eine Szene (ebenfalls nicht gezeigt) übertragen.
Ein reflektierter oder zurückgeworfener
Impuls (nicht gezeigt) von einem Objekt (nicht gezeigt) in der Szene
wird an der Antenne (auch nicht gezeigt) empfangen und der Impuls 60 von
der Antenne wird in dem Mischer 58 abwärtsgewandelt, um einen Impuls 62 bereitzustellen,
wobei der Impuls 62 verarbeitet wird, um die erforderliche
Entfernungsinformation des Objekts in der Szene zu liefern.
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Es
ist leicht zu verstehen, dass ein Übertragungsimpuls 52 mit
fester Frequenz mit einem phasenverschobenen Signal 48 kombiniert
wird, das von einem MMIC-Phasenschieber 42 abgeleitet ist,
der durch eine Schaltung 44 auf ein vorbestimmtes Phasenprofil
angesteuert wird, zum Beispiel ein quadratisches Phasenprofil. Im
Wesentlichen das gleiche Signal 48 wird verwendet, um den
empfangenen Impuls mittels Deramp zu verarbeiten. Das resultierende
Signal wird dann auf die normale Art und Weise verarbeitet. Bei
der unter Bezugnahme auf 3 beschriebenen Ausführungsform
befindet sich der Phasenschieber 42 in dem Pfad des lokalen
Oszillators und daher wird auf übertragene
und empfangene Signale die gleiche Phasenverschiebung angewendet.
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Wie
oben unter Bezugnahme auf 3 beschrieben
ist, wird ein einzelner MMIC-Phasenschieber 42 sowohl zur
Aufwärtswandlung
als auch zur Abwärtswandlung
verwendet. Es ist zu verstehen, dass separate Phasenschieber und
zugehörige
Ansteuerungsschaltungen zur Aufwärtswandlung
und zur Abwärtswandlung verwendet
werden können.
Es ist ein wesentliches Merkmal der Erfindung, dass die MMIC-Phasenschieber mit
einer Frequenz getaktet werden, die in direkter harmonischer Beziehung
zu den Analog/Digital-Wandlern des Radars stehen. Dies ist entscheidend,
um störende
Schwebungsfrequenzen zu vermeiden, die schwer zu kontrollieren sind
und die das gewünschte
Radarsignal beeinträchtigen
können.
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Die
Einrichtung der vorliegenden Erfindung weist die folgenden Vorteile
auf:
- 1. Die Ausführung ist völlig digital und erfordert
kein Einrichten oder Kalibrieren.
- 2. Die Ausführung
ist stabil und erfordert keine Justierung.
- 3. Die erforderlichen Schaltungen sind äußert kompakt und preisgünstig.
- 4. Die Technik kann leicht für
einen weiten Bereich von bestehenden Radareinrichtungen nachgerüstet werden,
wodurch eine wesentliche Verbesserung der Leistungsfähigkeit
bei geringen Kosten geschafft wird.
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4 bis 6 stellen
verschiedene Ausführungen
des lokalen Oszillatorsignals und der Phasenverschiebung sowohl
für die Übertragung
als auch für
den Empfang dar. Wiederum kann die Schaltung wie zuvor bei jeder
Aus führung
gestaltet sein, um entweder zwei Phasenschieber aufzunehmen, jeweils
einen in dem Übertragungs-
und dem Empfangspfad, oder einen einzelnen Phasenschieber, der sowohl
in dem Übertragungs-
als auch in dem Empfangspfad arbeitet, und das wird von der bestimmten
Anwendung abhängen.
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In 4 ist
eine erste alternative Ausführung
gezeigt, die allgemein mit 80 bezeichnet ist. Ein Radarimpuls 82 wird
mit einem lokalen Oszillatorsignal (LO-Signal) von einem LO 84 in
einem Mischer 86 gemischt. Die Ausgabe von dem Mischer 86 wird
dann vor der Übertragung
als Übertragungssignal 90 zu
einem Phasenschieber 88 geleitet. Beim Empfangen wird das
Signal 92 von einer Antenne (nicht gezeigt) mit einem LO-Signal
gemischt, das durch den Phasenschieber 94 in dem Mischer 96 phasenverschoben
wurde, um ein empfangenes Signal 98 zur weiteren Verarbeitung
zu liefern. Bei dieser Ausführung
wenden beide Phasenschieber 88 und 94 die gleiche
Phasenverschiebung (zum Beispiel beide positiv) sowohl auf die ausgehenden als
auch auf die hereinkommenden Signale an.
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Bei
einer zweiten alternativen Ausführung,
wie in 5 gezeigt und mit 100 bezeichnet, sind Komponenten,
die zuvor in 4 beschrieben wurden, mit gleichen
Bezugszeichen versehen. Bei dieser Ausführung wird der Radarimpuls 82 in
einem Mischer 86 mit einem phasenverschobenen LO-Signal gemischt,
um ein Signal 90 zur anschließenden Übertragung zu erzeugen. Das
von der Antenne (nicht gezeigt) empfangene Signal 92 wird
auf den Phasenschieber 94 angewendet, bevor es durch Mischen
mit dem LO-Signal in dem Mischer 96 abwärtsgewandelt wird, um das empfangene
Signal 98 zur weiteren Verarbeitung (nicht gezeigt) zu
erzeugen. Da sich der Phasenschieber 94 in dem Antennenpfad
befindet, ist die Phasenverschiebung hier entgegengesetzt zu der,
die in dem Übertragungspfad
auf das LO-Signal angewendet wird. Zum Beispiel wendet der Phasenschieber 88 eine
positive Phasenverschiebung an und der Phasenschieber 94 wendet
eine negative Phasenverschiebung an.
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Bei
einer dritten alternativen Ausführung,
wie in 6 gezeigt und mit 110 bezeichnet, sind
Komponenten, die zuvor in 4 beschrieben
wurden, mit gleichen Bezugszeichen versehen. Bei dieser Ausführung wird
der Radarimpuls 82 in dem Mischer 86 vor dem Weiterleiten
an den Phasenschieber 88 mit dem LO-Signal gemischt, um
das Übertragungssignal 90 zu
erzeugen. In dem hereinkommenden Pfad wird das von der Antenne (nicht
gezeigt) empfangene Signal 92 auf den Phasenschieber 94 angewendet,
bevor es in dem Mischer 96 mit dem LO-Signal gemischt wird,
um das empfangene Signal 98 zu erzeugen, das anschließend weiterverarbeitet
wird. Wie bei der Ausführung
von 5 befindet sich der Phasenschieber 94 in
dem Antennenpfad und die angewendete Phasenverschiebung ist entgegengesetzt
zu der durch den Phasenschieber 88 in dem Übertragungspfad
angewendeten Phasenverschiebung.
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Wenn
gesagt wird, dass die angewendete Phasenverschiebung entgegengesetzt
ist, ist gemeint, dass das Vorzeichen der Phasenverschiebung entgegengesetzt
ist, aber die Größe etc.
der Phasenverschiebung die gleiche ist.
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Obwohl
die vorliegende Erfindung oben unter Verwendung von digitalen Phasenschiebern
beschrieben wurde, ist einzusehen, dass gemäß einer bestimmten Anwendung
auch analoge Phasenschieber verwendet werden könnten. Analoge Phasenschieber
neigen jedoch dazu, weniger stabil zu sein als ihre digitalen Entsprechungen
und erzeugen weniger wiederholbare Ausgangssignale, als mit digitalen
Phasenschiebern erreicht werden können.
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Bei
allen oben beschriebenen Ausführungsformen
oder Ausführungen
ist es wichtig, dass die Phasenschieber in einer harmonischen Beziehung
zu dem Analog/Digital-Taktsignal stehen, das auf das empfangene Signal
zur anschließenden
Verarbeitung angewendet wird, wie unter Bezugnahme auf 3 oben
beschrieben ist.
beträgt.
