DE69122375T2

DE69122375T2 - Sender-Empfängerteil eines Pulsdopplerradars

Info

Publication number: DE69122375T2
Application number: DE69122375T
Authority: DE
Inventors: Udo Dipl Ing Knepper; Ralph Dipl Ing Speck
Original assignee: Dornier GmbH
Current assignee: ADC Automotive Distance Control Systems GmbH
Priority date: 1991-02-18
Filing date: 1991-12-10
Publication date: 1997-03-06
Anticipated expiration: 2011-12-11
Also published as: DE69122375D1; US5150126A; DE4104907C1; EP0499706A3; JPH04323583A; JP3021160B2; EP0499706A2; EP0499706B1

Description

Hintergrund und Zusammenfassung der Erfindung

Die Erfindung betrifft ein Sende-Empfangsteil eines Pulsdopplerradars, welches einen Sendeoszillator, der mit einer Pulswiederholungsfrequenz Radarpulse einer bestimmten Dauer erzeugt, und eine mit dem Sendeoszillator gekoppelte Antenne umfasst.
Ein Empfangsmischer ist mit der Antenne gekoppelt und erzeugt Zwischenfrequenzen, und es sind Mittel zur Erzeugung einer zwischenfrequenten Referenzfrequenz vorhanden. Es ist ausserdem ein Inphase-Mischer, der I-Signale erzeugt, und ein Quadraturphase-Mischer, der Q-Signale erzeugt, vorhanden.
Pulsradarsysteme, die zur Gewinnung von Dopplersignalen geeignet sind, erfordern eine Detektionseinrichtung, bei der Phase und Frequenz des Sendesignals als Referenz benutzt werden.
Die Standardlösung für Radare mit guter Empfindlichkeit und Dynamik besteht aus einem phasenempfindlichen Detektor am Ausgang eines Zwischenfrequenzverstärkers. Die Erzeugung des phasenstabilen zwischenfrequenten Referenzsignals erfordert einen nennenswerten gerätemässigen Aufwand (kohärentes Frequenzerzeugungssystem (M. I. Skolnik; Introduction to Radar Systems; Verlag McGraw-Hill)).
Häufig besteht an ein solches Radar ausserdem die Forderung, die Störung anderer Funkdienste und durch andere Funkdienste, die im gleichen Frequenzkanal arbeiten, zu minimieren. Die zu diesem Zweck anzuwendenden Spreizspektrumverfahren erfordern einen erheblichen zusätzlichen Schaltungsaufwand.
Die EP-A 0 154 054 beschreibt eine HF-Anordnung für ein kohärentes Puisradar, das einen Sendeoszillator und einen separaten stabilen Überlagerungsoszillator umfaßt. Die Pulswiederholungsfrequenz wird kohärent zu einer zwischenfrequenten Referenzfrequenz erzeugt.
Die US-3,987,442 offenbart ein digitales Radarsystem, das einen Inphase- Mischer und Quadraturphase-Mischer zur Erzeugung von I-Signalen und Q-Signalen umfasst.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein kohärent arbeitendes Sende-Empfangsteil für ein Puls-Dopplerradar zu schaffen, welches Dopplersignale von niedrigsten bis zu höchsten Frequenzen und Entfernungstore hoher Auflösung (im Meterbereich) erzeugt.
Diese und andere Aufgaben werden gelöst durch ein Sende-Empfangsteil eines Puls-Dopplerradars, welches einen Sendeoszillator, der mit einer Pulswiederholungsfrequenz Radarpulse einer bestimmten Dauer erzeugt, und eine mit dem Sendeoszillator gekoppelte Antenne umfasst. Ein Empfangsmischer ist mit der Antenne gekoppelt und erzeugt Zwischenfrequenzen, und es sind Mittel zur Erzeugung einer zwischenfrequenten Referenzfrequenz vorhanden. Ein Inphase-Mischer erzeugt I-Signale und ein Quadraturphase-Mischer erzeugt Q-Signale. Es sind ausserdem Mittel zur Frequenzumtastung vorhanden, die mit dem Sendeoszillator gekoppelt sind, so daß der Sendeoszillator auch als Überlagerungsoszillator arbeitet, und die zwischenfrequente Referenzfrequenz wird kohärent zur Pulswiederholungsfrequenz erzeugt.
Erfindungsgemäss wird der Sendeoszillator durch Frequenzumtastung zugleich als Überlagerungsoszillator eingesetzt. Die zwischenfrequente Referenzfrequenz fr wird kohärent zur Pulswiederholungsfrequenz fp erzeugt.
Das erfindungsgemässe Radar besitzt einen eleganten Aufbau, und benötigt nur einen Hochfrequenz-Sendeoszillator. An die spektrale Reinheit und die Frequenzkonstanz dieses Sendeoszillators sind nur mässige Anforderungen gestellt. Daher ist die Verwendung dieses Oszillators mit Resonator niedriger Güte möglich. Ein teurer Oszillator mit Hohlraumresonator ist nicht notwendig. So ist die Eignung der Sende-Empfangsschaltung zur vollständigen monolithischen Integration (MMIC) vorhanden. Dadurch eignet sich das erfindungsgemässe Sende-Empfangsteil als Radarfrontend für Einsätze, in denen nur wenig Platz zur Verfügung steht, wie in Flugkörpern oder in Kraftfahrzeugen zur Entfernungs- oder Abstandsmessung oder zum Beobachten des rückwärtigen Verkehrs.
Mit einzelnen Ausbildungen der Erfindung kann die Dekorrelation von störenden Interferenzsignalen gleichkanaliger Funkdienste (insbesondere durch gleichartige Radare) erreicht werden.
Andere Gegenstände, Vorteile und neue Merkmale der vorliegenden Erfindung gehen aus den folgenden detaillierten Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Figuren hervor.

Kurze Beschreibung der Fig.

Fig. 1 ist das Blockschaltbild einer Ausführung eines erfindungsgemässen Sende-Empfangsteils,
Fig. 2 ist eine Darstellung einiger Signalverläufe,
Fig. 3 zeigt das Blockschaltbild einer Phase-Lock-Loop-Schaltung, der von einem Taktsignal eine zwischenfrequente Referenzfrequenz erzeugt, wie er in einer Ausführung der vorliegenden Erfindung verwendet wird,
Fig. 4a ist das Blockschaltbild einer Vorrichtung entsprechend einer Ausführung der Erfindung zur Kopplung eines verzögerten Signals zur Erzielung eines IF-Referenzsignalpulses,
Fig. 4b ist das Blockschaltbild einer Anordnung zur Kopplung eines Hochfrequenzresonators hoher Güte an eine Antennenleitung entsprechend einer Ausführung der vorliegenden Erfindung,
Fig. 5 ist das Blockschaltbild einer Vorrichtung zur Umformung eines zwischenfrequenten Puls-Referenzsignals in ein kontinuierliches zwischenfrequentes Referenzsignal entsprechend einer Ausführung der vorliegenden Erfindung,
Fig. 6 ist das Blockschaltbild einer Vorrichtung zur Erzeugung eines kontinuierlichen zwischenfrequenten Referenzsignals durch eine gepulste Phase-Lock-Loop-Schaltung entsprechend einer Ausführung der Erfindung,
Fig. 7 ist das Blockschaltbild einer Frequenzsteuerung zur Stabilisierung des Frequenzumtasthubs entsprechend einer Ausführung der Erfindung,
Fig. 8 ist das Blockschaltbild einer Pseudo-Noise (PN)-Frequenzvorrichtung entsprechend einer Ausführung der Erfindung,
Fig. 9 ist eine schematische Ansicht einer erfindungsgemässen Schaltung, die störende IF-Pulse begrenzt,
Fig. 10 ist das Blockschaltbild einer Vorrichtung zur Erzeugung einer gestaffelten Pulswiederholungsfrequenz entsprechend einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.

Ausführliche Beschreibung der Fig.

Fig. 1 zeigt ein Sende-Empfangsteil mit den Bauteilen Sendeoszillator VCO (Voltage Controlled Oscillator), dessen Sendesignal über den Antennen/Mischer-Umschalter AMU und den Sendelempfangs-Umschalter SEU zur Antenne gelangt. Die von der Antenne empfangenen Echosignale werden vom Sendelempfangs-Umschalter SEU zum Empfangsmischer EMI geleitet. Dort werden sie mit der Referenzfrequenz LO (von Local Oscillator, da normalerweise vom Empfangsoszillator erzeugt) zur Zwischenfrequenz gemischt. Über den Zwischenfrequenzverstärker ZFV gelangen die Signale zum Inphase- Mischer IMI und zum Quadraturphase-Mischer QMI, von wo aus sie einer digitalen oder analogen Auswertung zugeleitet werden, die nicht mehr Gegenstand dieser Erfindung ist.
Um die Kohärenz der zwischenfrequenten Referenzfrequenz fr und der Pulswiederholungsfrequenz fp zu erreichen, ist in der gezeigten Ausführung ein gemeinsamer Taktoszillator TOS vorgesehen, aus dem beide Signale abgeleitet werden. Die Umtastung des Sendeoszillators VCO erfolgt über die Modulationssignalaufbereitung MSA und die Vorspannungsaufbereitung VSA. Die Ansteuerung des Antennen/Mischerumschalters AMU und des Sende/Empfangsumschalters SEU erfolgt über die Schalttaktaufbereitung STA. Die zwischenfrequente Referenzfrequenz fr wird über den Frequenzvervielfacher FVV aus dem Taktoszillator TOS abgeleitet. Der Phasenleistungsteiler PLT sendet das Referenzsignal für die Inphase fr/0º und für die Quadratphase fr/90&sup0; zu den Mischern IMI und QMI.
Der Oszillator VCO ist z.B. ein Gunnelementoszillator, dessen Frequenz mit Hilfe einer Varaktordiode moduliert werden kann. Ein rechteckförmiges Umtastsignal p&sub1; mit der Wiederholfrequenz fp', das der Varaktordiode über die Vorspannungsaufbereitung VSA zugeführt wird, erzeugt einen Frequenzsprung D des Oszillatorsignals während der Sendepulsdauer ts. Die Scheitelspannung des Umtastsignals bestimmt die Grösse des Frequenzsprunges entsprechend der Gleich und
D=fs-fLO
wobei D (der Frequenzsprung) gleich der am Empfangsmischer EMI erhaltenen Zwischenfrequenz fi von empfangenen Zielechosignalen ist, fs ist die Sendefrequenz des abgestrahlten Sendepulses mit der relativ kurzen Dauer ts; und fLO ist die Überlagerungsfrequenz, die dem Empfangsmischer EMI während der relativ längen Dauer der Echoempfangszeit te zugeführt wird.
Die erforderlichen Signalwege vom Sender zur Antenne, von der Antenne zum LO-Mischereingang und von der Antenne zum RF-Mischereingang werden durch die Umschalter AMU und SEU im Takt der Wiederholfrequenz fp umgeschaltet. Die Umschalter AMU und SEU können Halbleiterschalter (vorzugsweise Galliumarsenid-FET) sein, die schnell schaltend, mit ausreichend hoher Isolation in MMIC-Technologie hergestellt werden können.
Als alternative Lösung, die hier nicht gezeigt ist, bieten sich Konfigurationen unter Verwendung von einem Koppler und Zirkulator, von zwei Kopplern oder von einem Koppler und einem Umschalter an. Zwischen VCO und EMI können also ein Koppler und ein Zirkulator (vor der Antenne) oder zwei Koppler die Bauteile AMU und SEU ersetzen. Der erste Koppler bedient dann jeweils den Mischer EMI mit der Frequenz fLO und den Koppler oder den Zirkulator an der Antenne mit der Frequenz fs. Diese Alternativen haben den Vorteil einer rein passiven Lösung und brauchen keine Schaltsignale. Nachteilig sind grössere Signalverluste und die schlechtere Isolation der unerwünschten Signalwege.
In der Ausführung der Fig. 1 werden die Schaltsignale s&sub1; und s&sub2; und das Umtastsignal p&sub1; mit Hilfe der Schalttaktaufbereitung STA aus dem zentralen Taktoszillator TOS abgeleitet.
Ein erfindungsgemässes Radargerät empfängt ein zwischenfrequentes Echopulssignal von einem punktförmig angenommenen Festziel. Das Echopulssignal besteht aus wenigen Perioden, wenn die Sendepulsdauer ts nur wenig grösser als die Zwischenfrequenzperiodendauer ist. Dieses zwischenfrequente Echopulssignal weist die Besonderheit auf, dass es kohärent ist mit der Pulswiederholfrequenz fp, unabhängig von der Trägerphase des Sendeoszillators VCO zum Zeitpunkt der Umtastung. Diese Kohärenz wird ausgenutzt, um Pulsdopplersignale von Bewegtzeiten im Basisband zu gewinnen.
Zu diesem Zweck wird den I- und Q-Mischern IMI und QMI ein zwischenfrequentes Referenzsignal fr/0&sup0; und fr/90&sup0; zur homodynen Überlagerung zugeführt, das mit der Pulswiederholfrequenz fp kohärent ist. Diese Kohärenz läßt sich in an sich bekannter Weise durch Ableitung der Frequenz fp und der Referenzfrequenz fr aus einem gemeinsamen Taktoszillator (TOS) erzielen.
Im Blockschaltbild der Fig. 1 ist als eine mögliche Lösung ein Frequenzvervielfacher FVV angegeben, der die Taktoszillatorfrequenz auf die zwischenfrequente Referenzfrequenz fr vervielfacht. Über den Phasenleistungsteiler PLT wird die Referenzfrequenz fr den Mischern IMI und QMI zugeführt.
Alternativ - nicht gezeigt - kann die Referenzfrequenz fr auch aus einem verzögerten Signalanteil des Sendeimpulses gewonnen werden, der zu Beginn der Echoempfangszeit te am IF-Ausgang des Empfangsmischers EMI erhalten wird. Als verzögerter Signalanteil des Sendeimpulses kann entweder das praktisch immer vorhandene Antennenechosignal benutzt werden oder es wird mit Hilfe von zwei Kopplern und einer Verzögerungsleitung ein Signalanteil aus dem Sendeweg definiert in den Empfangsweg eingeschleust.
Die Mischerausgangssignale I und Q bestehen aus bipolaren Videopulsen der Pulsbreite ts mit der Pulswiederholfrequenz fp. Sie werden als Pulsdoppler-Videosignale in bekannter Weise analog oder digital weiterverarbeitet.
Fig. 2 zeigt einige Signalverläufe. Fig. 2 zeigt im obersten Diagramm die Schaltsignale s&sub1;, s&sub2; und mit denen die Bauteile AMU, SEU und über VSA auch VCO der Fig. 1 angesteuert werden. Ein solcher Puls hat z.B. die Pulsdauer ts von 30 nsec, die der Sendepulsdauer entspricht. Solche Pulse werden mit der Pulswiederholfrequenz fp ausgesandt. Die Dauer bis zum nächsten Puls tp ist ungefähr 1µsec. Die Pulswiederholfrequenz fp liegt hier bei 1 MHz.
Im zweiten Diagramm ist die Frequenz des zur Antenne gehenden Sendepulses fs und die Überlagerungsfrequenz fLO gezeigt. Gesendet wird z.B. 30 nsec lang auf 50 GHz. Empfangen wird für die Dauer te bis zum nächsten Puls nach Umschaltung auf fLO = 49,7 GHz. Das Pulsecho mit der Frequenz 50 GHz kommt also zu einer Zeit von der Antenne, in der der Sendeoszillator VCO bereits wieder auf 49,7 GHz umgetastet ist, so daß das Echosignal im Empfangsmischer EMI mit der LO-Frequenz von 49,7 GHz gemischt wird, wobei das ZF-Mischprodukt von ca. 300 MHz herausgefiltert und weiter verstärkt wird (Zwischenfrequenzverstärker ZFV) und dessen Signal parallel den Mischern IMI und QMI zugeführt wird. Dort wird es mit den dazu kohärenten ZF- Referenzsignalen aus dem Phasenleistungsteiler PLT zu den bipolaren Videosignalen I und Q gemischt. Die Kohärenz ergibt sich aus der Ableitung der Referenzsignale ebenfalls aus dem Taktoszillator TOS. Arbeitet TOS z.B. mit 25 MHz und verzwölffacht der Frequenzvervielfacher FVV diese Frequenz, so ergeben sich 300 MHz, entsprechend der IF-Frequenz. Die Elemente FVV und PLT, sowie andere Elemente des Systems, haben einen konstanten und beliebigen Phasenwinkel. Zeitliche Phasenänderungen, die klein sind gegen die tiefste Dopplerfrequenz, stören nicht.
Die eingangs genannte Anforderung an das Radarverfahren, Störresistenz gegen Gleichkanalstörer zu bieten, kann durch drei Maßnahmen erfüllt werden, die einzeln oder zugleich angewandt werden können. Die erste ist die Rausch- oder Pseudorauschrnodulation von Phase oder Frequenz des Sendeoszillators VCO. Die zweite ist die Pseudorauschmodulation der Pulswiederholfrequenz fp. Die dritte Maßnahme ist die Amplitudenbegrenzung von einzelnen Störimpulsen, die trotz der ersten beiden Maßnahmen statistisch verteilt vereinzelt auftreten können.
Bei einem Verfahren gemäß der 1. Maßnahme wird ein empfangenes Störsignal bereits im Empfangsmischer EMI dekorreliert und die verbleibende Störenergie durch Dopplersignalfilterung unterdrückt. Für die Realisierung der 1. Maßnehme bietet die Frequenzmodulation des VCO den Vorteil, daß kein zusätzlicher Phasenmodulator aufgewendet werden muß.
Die beiden unteren Diagramme der Fig. 2 zeigen eine mögliche Frequenzmodulation mit dem binären Modulationssignal m&sub1;. Dieses wird in der Modulationsspannungsaufbereitung MSA von einem (Pseudo-) Zufalisgenerator erzeugt, der mit der Pulswiederholfrequenz fp getaktet wird. Es ist synchron mit dem Frequenzumtastsignal p&sub1; und wird mit diesem in der Vorspannungsaufbereitung VSA addiert. Der Frequenzhub fs'-fs = f'LO-fLO, den das binäre Modulationssignal m&sub1; bewirkt, wird so eingestellt, daß bei der logischen "1" der zugehörige Phasenhub nach der Periodendauer t den Wert 180º erreicht. Bei der logischen "0" ist der Frequenzhub (und der Phasenhub) Null.
Statt des binären Modulationssignals m&sub1; kann auch ein in der Amplitude (entsprechend dem Freqüenzhub) mehrfach gestuftes oder kontinuierliches (Pseudo-) Rauschsignal verwendet werden unter der Maßgabe, daß die jeweilige Amplitudenstufe für die Periodendauer tp konstant bleibt und der maximale resultierende Phasenhub etwa den Wert 360º hat. Die 2. Maßnahme fällt unter den Begriff "gestaffelte Pulswiederholfrequenz" und wird wie folgt ausgeführt. In Erweiterung der Schalttaktaufbereitung STA wird eine Anzahl gestaffelter Pulsperiodendauern vorgesehen, die von einem Pseudo-Zufallsgenerator gesteuert von Puls zu Puls aufgerufen werden. Die Parameterwahl erfolgt unter der Maßgabe, daß: eine mittlere Pulswiederholfrequenz eingehalten wird; die Stufung der Pulswiederholfrequenzen einer Entfernungstorbreite entspricht; eine möglichst gleichmäßige Verteilung einer Störsignalenergie auf alle Entfernungstore erfolgt.
Die 3. Maßnahme sieht vor, daß Störsignalimpulse, die den Pegel der Nutzsignalimpulse deutlich überschreiten, durch Amplitudenbegrenzung im ZF- Verstärkerzug abgeschnitten werden.
Die Störimpulse können, bedingt durch die erste und zweite Maßnahme, nur relativ selten und vereinzelt, aber mit sehr hoher Amplitude auftreten. Die Amplitudenbegrenzung ist daher das geeignete Mittel zur Störsignalunterdrückung bei nur geringem Nutzsignalverlust.
Fig. 3 zeigt eine Ausführung einer Phase-Lock-Loop-Schaltung, die eine zwischenfrequente Referenzfrequenz fr von dem Taktsignal des Taktoszillators TOS von Fig. 1 liefert. Diese Phase-Lock-Loop-Schaltung kann anstatt des Frequenzvervielfachers FVV nach Fig. 1 verwendet werden und umfasst einen an den Taktoszillator TOS gekoppelten Abtastimpuls-Generator. Ein getasteter Phasendetektor ist mit dem Abtastimpuls-Generator gekoppelt, ein Loop- Filter gefolgt von einem spannungsgesteuerten Oszillator ist mit dem getaste ten Phasendetektor gekoppelt. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators wird zu dem Phasenleistungsteiler PLT geführt.
Fig. 4a zeigt das Blockschaltbild einer Vorrichtung, die einen verzögerten Signalanteil des Sendepulses zur Erzielung eines IF-Referenzsignalpulses in den Empfangspfad einkoppelt. Die Vorrichtung umfasst einen ersten Koppler, der mit dem Antennen/Mischerumschalter AMU und dem Schalter SEU verbunden ist, einem zweiten Koppler, der zwischen dem Schalter SEU und dem Empfangsmischer EMI angeordnet ist und eine Verzögerungsleitung, die zwischen ersten und zweiten koppler angeordnet ist.
Fig. 4b ist das Blockschaltbild einer Anordnung, die einen Hochfrequenzresonator hoher Güte an eine Antennenleitung koppelt, die mit der Ausführung von Fig. 1 zusammen benutzt werden kann. Die Anordnung umfasst einen Koppler, angeordnet zwischen dem Schalter und der Antenne, wobei dieser Koppler auch mit dem Hochfrequenzresonator verbunden ist.
Fig. 5 ist das Blockschaltbild einer Vorrichtung zur Umformung eines zwischenfrequenten Puls-Referenzsignals in ein kontinuierliches zwischenfrequentes Referenzsignal. Diese Vorrichtung umfasst einen Schalter, verbunden mit der Schalttaktaufbereitungsvorrichtung STA und einen Koppler, verbunden mit dem Ausgang des Zwischenfrequenzverstärkers ZFV und mit dem Schalter. Das Ausgangssignal des Schalters wird zu einem IF-Resonator hoher Güte geleitet, der mit einem Verstärker und Begrenzer verbunden ist. Der Phasenleistungsteiler PLT empfängt das zwischenfrequente Referenzsignal fr vom Verstärker und Begrenzer.
Fig. 6 zeigt eine weitere Ausführung einer Vorrichtung zur Erzeugung eines kontinuierlichen zwischenfrequenten Referenzsignals. In dieser Vorrichtung empfängt ein Schalter einen Impuls von der Einheit STA. Der Schalter ist über einen Koppler mit dem Zwischenfrequenzverstärker ZFV verbunden, wobei der Ausgang des Schalters mit einem gepulsten Phasendetektor verbunden ist. Der gepulste Phasendetektor bildet zusammen mit dem loop-Filter der Abtast-/Halteeinrichtung und einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO eine gepulste Phase-Lock-Loop-Schaltung, welche das zwischenfrequente Referenzsignal zum Phasenleistungsteiler PLT leitet.
Fig. 7 ist das Blockschaltbild einer Frequenzsteuerungsvorrichtung zur Stabilisierung des Frequenzumtasthubs D, indem er in das zwischenfrequente Referenzsignal fr eingekoppelt wird, welches von dem Taktoszillator TOS durch den Frequenzvervielfacher FVV abgeleitet wird. Die Frequenzsteuerungsvorrichtung umfasst einen Generator zur Erzeugung einer zwischenfrequenten Referenzfrequenz der Art, wie in Fig. 5 und 6 gezeigt. Der Generator leitet das Signal fr zu einem Phasendetektor. Eine Frequenz- oder Phasendifferenz zwischen dem Frequenzumtasthub D und dem Referenzfrequenzsignal, welches von dem Taktoszillator über den Frequenzteiler FVV abgeleitet wird, erzeugt eine geeignete Steuerspannung am Ausgang des Phasendetektors. Diese Steuerspannung reguliert über ein PLL-Filter und eine Vorspannungsaufbereitungseinheit VSA den Frequenzumtasthub D im VCO.
Fig. 8 ist ein Blockschaltbild einer Pseudo-Noise (PN)-Erzeugungsvorrichtung zur Frequenzmodulation des Sendeoszillator entsprechend den Signalverläufen in Fig. 2.
Fig. 9 ist die schematische Darstellung einer Schaltung zur Begrenzung von IF-Impulsen, welche einen vorgegebenen Amplituden-Schwellwert überschreiten. Diese Schaltung ist an dem Ende des linearen IF-Verstärkers und vor den Mischern IMI und QMI angeordnet.
Fig. 10 ist das Blockschaltbild einer Vorrichtung zur Erzeugung einer gestaffelten Pulswiederholungsfrequenz mittels eines Pseudo-Noise-Generators (PN) wie in Fig. 8 gezeigt und eines progammierbaren Frequenzteilers. Wie man durch Vergleich von Fig. 10 mit Fig. 1 erkennen kann, ist in dieser Ausführung der programmierbare Teiler mit dem Pseudo-Noise-Generator zwischen dem Taktoszillator und der Schalttaktaufbereitungsvorrichtung und der Modulationssignalaufbereitungsvorrichtung angeordnet.
Die Erfindung wurde im einzelnen beschrieben und erläutert. Die dazu verwendeten Beispiele und Zeichnung sollten jedoch nicht im Sinne einer Beschränkung verstanden werden.

Claims

1. Sende-Empfangsteil eines Pulsdopplerradars, umfassend:

einen Sendeoszillator (VCO), der mit einer Pulswiederholungsfrequenz Radarpulse einer bestimmten Dauer erzeugt;

eine mit dem Sendeoszillator (VCO) gekoppelte Antenne;

einen mit der Antenne gekoppelten Empfangsmischer (EMI) zur Zwischenfrequenzerzeugung;

Mittel (TOS, FVV, PLZ) zur Erzeugung einer zwischenfrequenten Referenzfrequenz, welche kohärent zur Pulswiederholungsfrequenz ist;

gekennzeichnet durch

einen Inphase-Mischer (IMI) zur I-Signalerzeugung und einen Quadraturphase-Mischer (QMI) zur Q-Signalerzeugung;

Mittel (TOS, STA, VSA, MSA) zur Frequenzumtastung, die mit dem Sendeoszillator (VCO) gekoppelt sind, so daß der Sendeoszillator auch als Überlagerungsoszillator arbeitet.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur Frequenzurntastung einen Taktoszillator (TOS) umfassen, der ein Taktsignal erzeugt, von dem die Pulswiederholungsfrequenz und die zwischenfrequente Referenzfrequenz abgeleitet wird.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, des weiteren umfassend Mittel (FVV) zur Frequenzvervielfachung, die mit dem Taktoszillator (TOS) gekoppelt sind, zur Erzeugung der zwischenfrequenten Referenzfrequenz aus dem Taktoszillatorsignal.

4. Vorrichtung nach Anspruch 2, des weiteren umfassend Phase-Lock- Loop-Mittel, die mit dem Taktoszillator gekoppelt sind, zur Erzeugung der zwischenfrequenten Referenzfrequenz aus dem Taktoszillatorsignal.

5. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zwischenfrequente Referenzfrequenz aus einem verzögerten Signalanteil des Sendeimpulses gewonnen wird, und über ein Auskoppelglied im Sendeweg, eine Verzögerungsleitung und ein Einkoppelglied im Empfangsweg ein definiertes Referenzsignal in den Empfangsweg eingekoppelt wird.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, des weiteren umfassend einen Hochfrequenzresonator hoher Güte, der schwach an die Antennenleitung gekoppelt ist, wobei der genannte Resonator den verzögerten Signalanteil liefert.

7. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der verzögerte Signalanteil das Echosignal der nicht optimal angepaßten Antenne ist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 5, des weiteren umfassend einen IF-Resonator hoher Güte zur Umformung des zwischenfrequenten Puls-Referenzsignals in ein kontinuierliches zwischenfrequentes Referenzsignal.

9. Vorrichtung nach Anspruch 5, des weiteren umfassend Phase-Lock-Loop-Mittel zur Umformung des zwischenfrequenten Puls-Referenzsignals in ein kontinuierliches zwischenfrequenten Referenzsignals.

10. Vorrichtung nach Anspruch 5, des weiteren umfassend Mittel zum Vergleichen des gewonnenen kontinuierlichen zwischenfrequenten Referenzsignals mit der von der Pulswiederholungsfrequenz abgeleiteten zwischenfrequenten Referenzfrequenz, und Frequenzregelschleifen-Mittel zur Stabilisierung des Frequenzumtasthubs unter Verwendung der von den Mitteln zum Vergleichen ermittelten Fehlergröße.

11. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das verzögerte Signal als Amplituden- und Frequenz-Kontrollsignal für eine automatische Selbsttesteinrichtung verwendet wird.

12. Vorrichtung nach Anspruch 1, des weiteren umfassend Mittel zur geeigneten Rauschmodulation des Sendeoszillators durch Phasenund Frequenzmodulation dergestalt, daß Störsignale fremder Sender optimal dekorreliert und Echosignale nicht degradiert werden.

13. Vorrichtung nach Anspruch 1, des weiteren umfassend Mittel zur Störimpulsbegrenzung im Zwischenfrequenzverstärkerzug bei Störamplituden, die den Pegel der Nutzsignalpulse überschreiten.

14. Vorrichtung nach Anspruch 1, des weiteren umfassend Mittel zur Staffelung der Pulswiederholungsfrequenz zur Vermeidung der Analyse von Echos früherer Pulse und zur Unterdrückung von Stör- Impulsen, indem die Parameter der Staffelung so gewählt werden, daß eine möglichst gleichmäßige Verteilung von Störsignalenergie auf alle Entfernungstore erfolgt.