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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Bestimmung und Einstellung der Zwischenfrequenz bei einem Frequenz-Puls-Radarsystem. Des Weiteren betrifft die Erfindung ein zur Durchführung des Verfahrens geeignetes Frequenz-Puls-Radarsystem sowie die Verwendung eines derartigen Frequenz-Puls-Radarsystems.
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Für verschiedenste Anwendungen (z. B. für Abstandsregelradare im Kfz-Bereich) werden Radare eingesetzt, bei denen zumindest die Frequenz pulsförmig moduliert ist. Darüber hinaus kann zusätzlich auch noch die ausgesendete Leistung pulsförmig moduliert sein. Dabei wird vorzugsweise (z. B. aus Kostengründen und wegen geringeren Anforderungen ans Phasenrauschen) nur ein Oszillator eingesetzt, welcher als Sendeoszillator und als Überlagerungsoszillator (= Local Oscillator = LO) zum Heruntermischen der Empfangssignale dient. Die Oszillatorfrequenz wird zur pulsförmigen Frequenzmodulation zwischen zwei um die so genannte Zwischenfrequenz unterschiedliche Werte hin- und hergeschaltet; dazu findet typischerweise ein über ein Spannungssignal steuerbarer Oszillator (VCO = Voltage Controlled Oscillator) Verwendung.
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Eine dieser zwei Frequenzen, vorzugsweise die im Vergleich zur anderen wesentlich kürzer angesteuerte Frequenz, definiert die Sendeimpulse. Bei der anderen Frequenz wird selektiv nach der Entfernung, in so genannten Entfernungstoren, empfangen. Vom Sensor empfangene Zielechos, für welche während ihrer Laufzeit die Oszillatorfrequenz umgeschaltet wurde (die Frequenzimpulse sind meist kurz, so dass diese Bedingung nur für entsprechend nahe Ziele nicht erfüllt ist), sind nach der Abmischung auf die Zwischenfrequenz transformiert (die zusätzliche Dopplerverschiebung ist typischerweise vernachlässigbar, da sie meist um viele Größenordnungen unterhalb der Zwischenfrequenz liegt).
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Die abgemischten Empfangssignale werden verstärkt und mit einem Bandpass, einem so genannten Zwischenfrequenzfilter, welches aus mehreren Teilfiltern bestehen kann, gefiltert. Für eine möglichst hohe Empfindlichkeit des Radars muss die Zwischenfrequenz der Mittenfrequenz des Bandpasses entsprechen. Wie stark die Zwischenfrequenz von diesem Optimalwert abweichen darf, wird durch die tolerierbare Reduktion der Empfindlichkeit beschrieben.
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Um die Zwischenfrequenz genügend genau einzustellen, kommen bei einem solchen System mit nur einem Oszillator grundsätzlich folgende Verfahren in Betracht:
- • Die Oszillatorfrequenz wird z. B. mit Hilfe einer PLL-Schaltung (PLL = phased locked loop) auf einen von außen vorgegebenen, die Zwischenfrequenz genügend genau generierenden Frequenzverlauf geregelt; neben dem hohen Hardwareaufwand stellt dabei insbesondere die benötigte schnelle Frequenzumschaltung ein großes Problem dar. Deshalb sind freilaufende, d. h. nicht frequenzgeregelte Oszillatoren vorzuziehen, für welche die nachfolgenden Verfahren zur Zwischenfrequenzeinstellung in Betracht kommen.
- • Die Steuerkennlinie des Oszillators (also die Abhängigkeit der Oszillatorfrequenz von der Steuergröße – bei einem VCO von der Steuerspannung) wird bei der Sensorfertigung vermessen; daraus werden die beiden Betriebsfrequenzen so bestimmt, dass sich die richtige Zwischenfrequenz ergibt. Da die Steuerkennlinie aber im Allgemeinen relativ stark temperaturabhängig ist und sich darüber hinaus auch durch Alterung verändern kann, resultieren aus diesem Verfahren meist unzulässig hohe Zwischenfrequenzabweichungen.
- • Zur Überwindung dieses Problems besteht die Möglichkeit, die Steuerkennlinie des Oszillators im Betrieb permanent zu vermessen, was aber einen hohen Zusatzaufwand für die Hardware bedeutet.
- • Sind beide Betriebsfrequenzen gleichzeitig im System vorhanden, so kann man ihre Differenz, d. h. die Zwischenfrequenz, messen und damit genügend genau einstellen. Da der Oszillator aber zeitsequentiell die zwei unterschiedlichen Betriebsfrequenzen erzeugt, sind sie unmittelbar nicht gleichzeitig innerhalb des Systems vorhanden. Durch eine geeignete Zusatz-Hardware, wie z. B. eine Verzögerungsleitung, kann dieses Problem überwunden werden, was aber sehr aufwändig und kostspielig ist.
- • Sind im Erfassungsbereich des Sensors reflektierende Ziele mit genügend weiter Entfernung vorhanden, dann sind im System temporär auch gleichzeitig beide Betriebsfrequenzen vorhanden, nämlich in den Echosignalen die eine Frequenz (die Dopplerverschiebung ist dabei typischerweise vernachlässigbar, da sie meist um viele Größenordnungen unterhalb der Zwischenfrequenz liegt) und am Oszillator die andere. Durch eine geeignete Auswertung kann daraus die optimale Zwischenfrequenz genügend genau bestimmt und damit auch genügend genau eingestellt werden. Dazu ist keine zusätzliche Hardware nötig, so dass dies die kostengünstigste Alternative darstellt.
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Für den letzten der obigen Lösungsansätze, also die Bestimmung und Einstellung der optimalen Zwischenfrequenz mit Hilfe von Zielechos, sind mehrere Verfahren bekannt, welche in der Patentschrift
DE 195 12 904 C2 und der darauf aufbauenden Patentanmeldung
WO 00/68705 beschrieben sind. Allerdings weisen diese Verfahren zahlreiche Nachteile und Einschränkungen auf, von denen die wichtigsten im Folgenden aufgeführt sind:
- • Die Empfangssignale werden zu unterschiedlichen Zeitpunkten abgetastet, um aus den zugehörigen Phasenlagen die Zwischenfrequenz bestimmen zu können. Dies ist aber nur für Signale im bzgl. der verwendeten Filter eingeschwungenen Zustand korrekt möglich, da im anderen Fall eine Mischung aus Zwischenfrequenz und Eigenfrequenzen der Filter gemessen wird. Dass diese Bedingung einzuhalten ist und wie das sichergestellt werden soll, geht aus den Schriften nicht hervor; das Einhalten dieser Bedingung kann mit letzter Sicherheit wohl auch nicht fest- und sichergestellt werden.
- • Das Verfahren nach DE 195 12 904 C2 ist mehrdeutig, was in der Sensorfertigung die aufwändige und kostspielige Messung der Steuerkennlinie des Oszillators bei mehreren Temperaturen notwendig machen kann.
- • Das Verfahren nach WO 00/68705 zur Überwindung des Mehrdeutigkeitsproblems von DE 195 12 904 C2 dauert vergleichsweise lange und ist problematisch bzgl. der schnellen Änderung der gesamten Zielsituation und des Reflektivitätsverhaltens der einzelnen Ziele, so dass eine erfolgreiche Anwendung des Verfahrens fraglich scheint.
- • Das vorausgesetzte Radarsystem ist wenig allgemein.
- • Eine Abweichung der Bandmitte des Zwischenfrequenzfilters (z. B. durch Bauteile- und Fertigungstoleranzen sowie Temperatur- und Alterungseffekte) wird nicht berücksichtigt.
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In der
DE 41 04 907 C1 wird ein Sende-Empfangsteil eines Puls-Dopplerradars beschrieben, mit einem Sendeoszillator, der mit einer Pulswiederholfrequenz Radarpulse einer Dauer erzeugt, einer Antenne, einem Empfangsmischer zur Zwischenfrequenzerzeugung, Bauteilen zur Erzeugung einer zwischenfrequenten Referenzfrequenz, einem Inphase-Mischer zur I-Signalerzeugung und einem Quadratphase-Mischer zur Q-Signalerzeugung. Dabei ist der Sendeoszillator durch Frequenzumtastung zugleich als Überlagerungs(empfangs)oszillator eingesetzt und die zwischenfrequente Referenzfrequenz wird kohärent zur Pulswiederholfrequenz erzeugt.
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Weiterhin wird in der
US 5,036,327 ein Radar-Sender/Empfänger beschrieben, der ein Einzel-Oszillator Frequenzwechsel-System verwendet, bei dem der Oszillator zwischen einer gepulsten Ausgangsfrequenz und einer Lokalfrequenz derart wechselt, dass das System bei einer Frequenz sendet und schnell genug wechselt, um bei Ankunft eines Echopulses den Empfänger bei der gewünschten Lokalfrequenz zu betreiben. Die beiden Signale werden in einem Mischer demoduliert, um eine gewünschte Zwischenfrequenz zu erzeugen, die dann zur Erzeugung eines gewünschten Ausgangs verwendet werden kann.
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Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein besonders einfaches und robustes Verfahren zur Bestimmung und Einstellung der Zwischenfrequenz bei einem Frequenz-Puls-Radarsystem anzugeben, welches eine einfache und kostengünstige sowie möglichst genaue Einstellung der Zwischenfrequenz ermöglicht. Des Weiteren ist ein besonders geeignetes Frequenz-Puls-Radarsystem anzugeben.
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Die Aufgabe wird hinsichtlich des Verfahrens durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Hinsichtlich des Frequenz-Puls-Radarsystems wird die Aufgabe durch die Merkmale des Anspruchs 12 gelöst.
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Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Die Nachteile der aus dem Stand der Technik bekannten Verfahren werden durch eine neue, sehr robuste und einfache Methode überwunden, welche im Folgenden eingeführt wird. Durch sehr schnelles Ändern der Steuergröße des Oszillators, also bei einem spannungsgesteuerten Oszillators der Steuerspannung, für wenigstens eine der beiden zur Frequenzmodulation benutzten Frequenzen wird die Zwischenfrequenz über einen sicher ihren Optimalwert beinhaltenden Bereich durchgestimmt. Die Dauer dieses Vorgangs kann dabei so kurz gewählt werden, dass die Änderung der gesamten Zielsituation und des Reflektivitätsverhaltens der einzelnen Ziele nur sehr gering ist, und liegt deshalb typischerweise im Bereich von wenigen Millisekunden. Entspricht die Zwischenfrequenz der Bandmitte des Zwischenfrequenzfilters und damit ihrem Optimalwert, so weisen die Zielechos nach dem Zwischenfrequenzfilter maximale Leistung auf – dies gilt allerdings nur für Echos von genügend weit entfernten Zielen, gekennzeichnet durch eine Umschaltung der Oszillatorfrequenz während der Laufzeit der Zielechos. In einem ein solches Ziel enthaltenden Entfernungstor eines Antennenstrahls weist der sich über die durchgestimmte Oszillatorsteuergröße ergebende Leistungsverlauf somit dort ein Maximum auf, wo die Zwischenfrequenz ihrem Optimalwert entspricht. Durch Auswertung eines oder mehrerer solcher Leistungsverläufe in einem oder mehreren Radarzyklen wird dieses Maximum bestimmt; die zugehörigen Werte der Oszillatorsteuergröße werden zur Zwischenfrequenzeinstellung benutzt.
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Im Folgenden wird das erfindungsgemäße Verfahren anhand einer Zeichnung ausführlich beschrieben. Darin zeigen:
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1 schematisch den Aufbau einer Ausführungsform für ein Frequenz-Puls-Radarsystem,
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2A bis 2E Diagramme für die Signalverläufe einer Sendeempfangssequenz bei zwei Zielen, wobei in 2A bis 2D exakt gesprochen die Einhüllenden der Betragsverläufe dargestellt sind,
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3 Diagramm für Real- und Imaginärteil der Abtastwerte eines Entfernungstors, in welchem sich ein relativ bewegtes Ziel befindet, wobei äquidistante Sendeimpulse angenommen sind,
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4 Diagramm für die Darstellung der Systemempfindlichkeit und der Zwischenfrequenz in Abhängigkeit von der Einstellung der Sendefrequenz, und
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5 Diagramm mit einem Leistungsverlauf in einem Entfernungstor mit Zielecho.
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Einander entsprechende Teile sind in allen Figuren mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
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Zur Erläuterung das erfindungsgemäße Verfahren wird eine mögliche Ausführungsform für ein Frequenz-Puls-Radarsystem (im weiteren kurz Radarsystem
1 genannt), betrachtet, welches zur Umfeldfassung von Kraftfahrzeugen dient, für eine ACC-Regelung (ACC = Adaptive Cruise Control) eingesetzt wird und in der
WO 03/107533 A2 ausführlich beschrieben ist.
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Das Radarsystem 1 umfasst eine dreistrahlige Antenne und arbeitet nach dem Puls-Doppler-Verfahren, wobei nicht nur die Frequenz, sondern auch synchron dazu die Amplitude pulsförmig moduliert ist. Der Abstand zu vorausfahrenden Fahrzeugen wird über die Laufzeit der reflektierten Impulse bestimmt. Zur Messung der Relativgeschwindigkeit wird der Dopplereffekt ausgenutzt, welcher sich in einer Phasendrehung von aufeinander folgenden Empfangsimpulsen äußert.
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Nachfolgend wird der Betrieb des Radarsystems 1 anhand des in 1 dargestellten Aufbaus und der in den 2A bis 2E dargestellten Signalverläufen einer Sendeempfangssequenz bei zwei Zielen näher beschrieben. Über die Schalter ANT0 bis ANT2 wird einer der drei Antennenstrahlen 2.0 bis 2.2 ausgewählt. Durch Schließen der Sendeschalter TX für 25 ns wird das Signal des Oszillators VCO, welcher dabei mit der Sendefrequenz fTX schwingt, auf den ausgewählten Antennenstrahl gegeben und abgestrahlt. Nach diesem Aussenden eines rechteckförmigen Sendeimpulses werden die Empfangsschalter RX geschlossen, und die Frequenz des Oszillators VCO wird um etwa 200 MHz auf die so genannte LO-Frequenz fLO reduziert, indem seine Steuerspannung VTune über den Schalter VT vom Digital-Analog-Umsetzer TX-DAC auf den Digital-Analog-Umsetzer LO-DAC umgeschaltet wird (DAC = Digital-Analog-Converter).
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Wegen dieser Frequenzumschaltung werden die Empfangsimpulse, also die Echos von reflektierenden Zielen, über einen reellwertigen Mischer 4 auf eine Zwischenfrequenz fZF = fTX – fLO ≈ 200 MHz transformiert (die Dopplerverschiebung der Frequenz kann an dieser Stelle unberücksichtigt bleiben – sie liegt für eine Relativgeschwindigkeit von 142 km/h um den Faktor 10000 unterhalb der Zwischenfrequenz); obige Aussage gilt allerdings nur, wenn die Laufzeit der Echosignale größer als 25 ns und somit die Entfernung der zugehörigen Ziele größer als 3.75 m ist. Das so resultierende reellwertige Signal m(t) wird nach Verstärkung mittels eines Verstärkers 6 auf ein als Optimalfilter ausgelegten passiven Bandpassfilter BP (auch Zwischenfrequenzfilter genannt) gegeben, welcher zwei zueinander orthogonale Ausgänge gleicher Amplitude besitzt und somit das komplexwertige Signal k(t), ein IQ-Signal, erzeugt.
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Dieses IQ-Signal wird nach jedem Sendeimpuls 40 Mal in Abständen von 25 ns abgetastet und digitalisiert (mittels eines Analog-Digital-Wandlers A/D). Die einzelnen Abtastzeitpunkte korrespondieren zu jeweils einem Entfernungsbereich – sie stellen damit so genannte Entfernungstore dar, welche eine Breite von 3.75 m besitzen und bis zu einer Entfernung von 150 m reichen. Da ein rechteckförmiger Empfangsimpuls der Länge 25 ns durch das Bandpassfilter BP zu einem dreieckförmigen Impuls der doppelten Länge verschliffen wird und somit im Allgemeinen in zwei aufeinander folgenden Entfernungstoren sichtbar ist, kann durch Auswerten der Amplitudenverhältnisse dieser zwei Entfernungstore die genaue Entfernung interpoliert werden.
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Für die Ermittlung der Relativgeschwindigkeit der Ziele bezüglich des eigenen Fahrzeugs und zur Erhöhung des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses werden die komplexwertigen Empfangssignale von 1024 aufeinander folgenden Sendeimpulsen mit einem mittleren Abstand von 2.5 μs in jedem Entfernungstor E ausgewertet, ohne dabei den selektierten Antennenstrahl A und die Ausgangswerte der beiden Digital-Analog-Umsetzer TX-DAC und LO-DAC zu ändern.
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Für den Fall äquidistanter Sendeimpulse zeigt die 3 den Real- und Imaginärteil dI(n, E, A) und dQ(n, E, A) der 1024 komplexwertigen Abtastwerte d(n, E, A) eines Entfernungstors, in welchem sich ein relativ bewegtes Ziel befindet, wobei die Relativgeschwindigkeit während der kurzen Beobachtungsdauer von 2.56 ms für die 1024 Abtastwerte stets als konstant betrachtet werden kann. Von Abtastwert zu Abtastwert ändert sich die Phase gleichförmig, da sich die Entfernung des Ziels und somit die Phase des Empfangsimpulses gleichförmig ändern – es resultiert genau die Dopplerfrequenz inklusive ihrem Vorzeichen (weil das Signal komplexwertig ist).
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Das eben beschriebene Verfahren wird sequentiell für jeden der drei Antennenstrahlen angewendet. Einer der Antennenstrahlen schaut genau geradeaus, während die zwei anderen leicht nach links bzw. rechts gerichtet sind, um so die Position der erfassten Ziele relativ zur eigenen Fahrspur bestimmen zu können.
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Die je 1024 komplexwertigen Abtastwerte d(n, E, A), welche parallel für jedes der 40 Entfernungstore und sequentiell für jeden der drei Antennenstrahlen anfallen, werden digital mittels einer Signalverarbeitungseinheit DSV weiterverarbeitet (mit DSV = Digitale Signalverarbeitung), um daraus eine Zielliste zu bilden, welche eine Momentaufnahme der Verkehrssituation im Erfassungsbereich des Radarsensors repräsentiert. Dies wird jeden etwa 50 ms dauernden Zyklus wiederholt. Durch Beobachtung der detektierten Ziele über aufeinander folgende Zyklen hinweg wird ermittelt, ob sich ein Objekt auf der eigenen Fahrspur befindet und für die Regelung des eigenen Fahrzeuges relevant ist, um daraus die entsprechende Reaktion des Fahrzeugs abzuleiten.
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Für die Güte der Sensordaten und damit für die Systemperformance ist eine korrekte Zwischenfrequenz von fundamentaler Bedeutung. Weicht die Zwischenfrequenz deutlich von ihrem Optimalwert, der Bandmitte des Zwischenfrequenzfilters BP, ab, so reduziert sich die Systemempfindlichkeit, so dass insbesondere Ziele mit geringer Reflektivität und größerer Entfernung nur ungenau oder gar nicht mehr detektiert werden.
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4 zeigt indirekt die Abhängigkeit der Systemempfindlichkeit von der Zwischenfrequenz fZF; dargestellt ist ein typischer Verlauf für die auf ihr Maximum normierte Systemempfindlichkeit Srel über dem Wert des Digital-Analog-Umsetzers TX-DAC der Länge 10 bit, wobei der Digital-Analog-Umsetzer LO-DAC konstant den Wert Null annimmt. Neben einer reduzierten Empfindlichkeit wirkt sich eine unkorrekte Zwischenfrequenz auch in einer fehlerhaften Entfernungsinterpolation aus, da dann die Annahme dreiecksförmiger Empfangsimpulse am Ausgang des Zwischenfrequenzbandpasses BP nicht mehr stimmt.
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Zur Bestimmung der richtigen Zwischenfrequenz wird in jedem Zyklus ein zusätzlicher Messblock verwendet (im folgenden als ZF-Messblock bezeichnet), welcher sich von den oben beschriebenen Messblöcken für die drei Antennenstrahlen (im folgenden als Zielmessblöcke bezeichnet) nur in einem Punkt bis zur digitalen Signalverarbeitung unterscheidet: Der Digital-Analog-Umsetzer TX-DAC wird nicht konstant gehalten, sondern er wird während der 2.56 ms für das Aussenden und Empfangen der 1024 Impulse sukzessive und linear über einen solchen Bereich verstellt, dass der dabei von der Zwischenfrequenz durchlaufene Bereich sicher deren Optimalwert beinhaltet. Dafür wird der Antennenstrahl verwendet, in welchem im vorhergehenden Zyklus das größte Ziel gemessen wurde.
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Die Steuerkennlinie des verwendeten Oszillators VCO ist stets monoton, aber im Allgemeinen nicht linear. Gleiches gilt dann auch für das Durchstimmen der Zwischenfrequenz im ZF-Messblock (bei konstantem Digital-Analog-Umsetzer LO-DAC wird der Digital-Analog-Umsetzer TX-DAC linear durchgestimmt). 4 zeigt einen typischen Verlauf der Zwischenfrequenz fZF über dem Wert des Digital-Analog-Umsetzers TX-DAC der Länge 10 bit, wenn der Digital-Analog-Umsetzer LO-DAC konstant den Wert Null annimmt; die optimale Zwischenfrequenz fZF,opt ≈ 200 MHz für maximale Systemempfindlichkeit ergibt sich beim Wert TX-DACopt des Digital-Analog-Umsetzers TX-DAC.
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Die je 1024 komplexwertigen Abtastwerte, welche parallel für jedes der 40 Entfernungstore im ZF-Messblock anfallen, werden wie folgt digital weiterverarbeitet, sofern sie zu einem Entfernungstor mit einer Entfernung größer als 3.75 m gehören (gilt für alle bis auf das erste Entfernungstor):
- a) Tiefpassfilterung und Dezimation um den Faktor 8 ⇒ 128 Werte (komplexwertig) pro Entfernungstor (durch diese kohärente Filterung erhöht sich die Messempfindlichkeit, durch die Dezimation reduziert sich der Aufwand für die weitere Signalverarbeitung),
- b) Bildung der Leistung, d. h. des Betragsquadrats für jeden dieser Werte = pro Entfernungstor ein Leistungssignal mit 128 Werten (reellwertig), wobei man sich auf der Abszisse statt der Zeit auch den zugehörigen Wert des Digital-Analog-Umsetzers TX-DAC bzw. der Zwischenfrequenz aufgetragen denken kann,
- c) Tiefpassfilterung dieser Leistungssignale durch gleitende Mittelwertbildung der Länge 3 (durch diese nichtkohärente Filterung lässt sich die Messempfindlichkeit weiter erhöhen); 5 zeigt für die resultierenden Signale einen typischen Verlauf P(m) in einem Entfernungstor mit Zielecho,
- d) Bestimmung des Maximums für jedes dieser gefilterten Leistungssignale,
- e) aus diesen Maxima Bestimmung desjenigen, welches das höchste Signal-zu-Rausch-Verhältnis aufweist, also am weitesten überm Rauschen liegt und somit zum stärksten Zielecho gehört,
- f) falls dieses Maximum genügend weit über dem Rauschen liegt, sich also deutlich vom Rauschen abhebt und somit sicher zu einem Zielecho gehört, Bestimmung des zu diesem Maximum gehörigen Werts des Digital-Analog-Umsetzers TX-DAC unter Berücksichtigung der Laufzeit der verwendeten Tiefpassfilter,
- g) Verwendung dieses Werts des Digital-Analog-Umsetzers TX-DAC und des benutzten konstanten Werts des Digital-Analog-Umsetzers LO-DAC zur Einstellung der Zwischenfrequenz in den Zielmessblöcken.
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Damit die so bestimmte Zwischenfrequenzeinstellung genügend genau ist, muss das Signal-zu-Rausch-Verhältnis des besten Zielechos genügend groß sein; das Signal-zu-Rausch-Verhältnis eines Zielechos ist umso höher, je besser die Reflektivität und je geringer die Entfernung des zugehörigen Ziels ist. Simulationen und Messungen zeigen, dass aber schon vergleichsweise kleine Ziele in großer Entfernung genügend Empfindlichkeit besitzen; so kann mit einem Ziel, welches einen Radarquerschnitt von 5 dBsm und eine Entfernung von 100 m aufweist (zum Vergleich: ein PKW reflektiert typischerweise etwa 3-mal mehr), die Zwischenfrequenz so gut bestimmt werden, dass gegenüber der optimalen Einstellung weniger als 3 dB Empfindlichkeitsverlust resultieren – und das mit einem einzigen ZF-Messblock, der zur Aufnahme der Messdaten 2.56 ms und zur ihrer Verarbeitung etwa 3 ms, also insgesamt weniger als 6 ms, benötigt.
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Zur Optimierung der Zwischenfrequenzeinstellung wird in jedem Zyklus, also etwa alle 50 ms, ein ZF-Messblock aufgenommen und eine Auswertung über die Daten mehrerer ZF-Messblöcke vorgenommen. Dazu wird aber nicht einfach über die aus einzelnen ZF-Messblöcken resultierenden Werte des Digital-Analog-Umsetzers TX-DAC gemittelt, sondern es wird eine Akkumulation über die Leistungssignale mit jeweils bestem Signal-zu-Rausch-Verhältnis, sofern sie sicher zu einem Zielecho gehören, durchgeführt; wie stark das jeweilige Leistungssignal in die Akkumulation eingeht, hängt von dem Signal-zu-Rausch-Verhältnis seines Maximums ab.
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Aus dem Maximum des resultierenden akkumulierten Leistungssignals wird dann die Zwischenfrequenzeinstellung bestimmt. Damit gilt die obige Formulierung des Schritts f) nur bis zum ersten Zyklus mit einem für die Zwischenfrequenzeinstellung verwertbaren Ziel, die allgemeinere Formulierung lautet:
- f) falls dieses Maximum genügend weit über dem Rauschen liegt, sich also deutlich vom Rauschen abhebt und somit sicher zu einem Zielecho gehört, gewichtete Akkumulation des zugehörigen Leistungssignals auf ein anfangs zu Null initialisiertes Feld – das Gewicht für die Akkumulation hängt vom jeweiligen Signal-zu-Rausch-Verhältnis ab; Bestimmung des Maximums des akkumulierten Leistungssignals und des zu diesem Maximum gehörigen Werts des Digital-Analog-Umsetzers TX-DAC unter Berücksichtigung der Laufzeit der verwendeten Tiefpassfilter.
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Im ZF-Messblock muss der Digital-Analog-Umsetzer TX-DAC soweit verstellt werden, dass der von der Zwischenfrequenz durchlaufene Bereich sicher deren Optimalwert beinhaltet. Da in der Sensorfertigung die Steuerkennlinie des Oszillators VCO nur bei Raumtemperatur gemessen wird, die Steuerkennlinie aber über Temperatur und Alterung sich recht stark verändern kann und auch der Optimalwert der Zwischenfrequenz, also die Bandmitte des Zwischenfrequenzfilters BP, leicht temperaturabhängig ist, muss der Durchstimmbereich des Digital-Analog-Umsetzers TX-DAC recht hoch gewählt werden. Die Breite des Durchstimmbereichs beschränkt aber die Auflösung, mit der das Maximum im akkumulierten Leistungssignal bestimmt werden kann. Deshalb wird nach einer Bestimmung des Maximums unter Verwendung des breiten Durchstimmbereichs, im folgenden als Grobbestimmung bezeichnet, der Durchstimmbereich um das so gefundene Maximum herum eingeschränkt, um es dann mit höherer Auflösung bestimmen zu können, im folgenden als Feinbestimmung bezeichnet. Die Grob- und die Feinbestimmung erstrecken sich jeweils über mehrere Zyklen und dauern so lange, bis das Maximum des akkumulierten Leistungssignals jeweils eine vorgegebene Höhe und damit eine bestimmte Qualität erreicht hat. Grob- und Feinbestimmung wechseln sich immer gegenseitig ab, wobei für die Grobbestimmung stets der gleiche breite Durchstimmbereich benutzt wird, welcher sicher für alle Bedingungen den Optimalwert der Zwischenfrequenz beinhaltet.
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Aus der Feinbestimmung ermittelte Werte für den Digital-Analog-Umsetzer TX-DAC werden in einem nichtflüchtigen Speicher (eeprom = eraseable programmable read only memory) abgelegt, und zwar selektiv bezüglich der Temperatur, bei welcher sie bestimmt wurden; dabei findet eine Filterung mit früher bei gleicher oder ähnlicher Temperatur gemessenen Werten statt. Bei einem Neustart des Radarsystems 1, also bei Zündung des Kraftfahrzeugs, wird auf die so gelernten Werte zur Zwischenfrequenzeinstellung zurückgegriffen, um sie nach erfolgter Grob- und Feinbestimmung wieder zu aktualisieren. Die Filterung der gelernten Werte ist genügend schnell, um Alterungseffekten Rechnung tragen zu können.
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Das eben beschriebene, sich über viele Zyklen erstreckende Vorgehen der Grob- und Feinbestimmung sowie des Lernens und Speicherns der dabei ermittelten Werte in einem nichtflüchtigen Speicher dient dazu, die Zwischenfrequenz sehr genau auf ihren Optimalwert einzustellen, so dass kein Empfindlichkeitsverlust durch eine inkorrekte Zwischenfrequenz entsteht. Es sei aber noch einmal bemerkt, dass selbst mit einem vergleichsweise kleinen Ziel in großer Entfernung die Zwischenfrequenz innerhalb eines Zyklus so gut eingestellt werden kann, dass der resultierende Empfindlichkeitsverlust tolerierbar ist.
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Nachfolgend wird erläutert, warum bei der Auswertung des ZF-Messblocks immer nur das Leistungssignal berücksichtigt wird, welches das höchste Signal-zu-Rausch-Verhältnis aufweist, also am weitesten überm Rauschen liegt und somit zum stärksten Zielecho gehört – grundsätzlich wäre ja auch denkbar, weitere Leistungssignale mit geringerem Gewicht in die Akkumulation mit eingehen zu lassen. Das wird deshalb nicht gemacht, weil Leistungssignale mit geringerem Signal-zu-Rausch-Verhältnis auf Grund folgender Einflüsse ungeeignet sein können:
- • Leistungssignale, die nicht im zeitlich mittleren und somit leistungsmäßig höchsten Bereich der Empfangsimpulse, sondern an deren Anfang oder Ende abgegriffen sind, weisen ihr Maximum leicht versetzt zum Optimalwert der Zwischenfrequenz auf,
- • Leistungssignale, welche sich gegenseitig abschwächende Anteile aus mehreren Zielen unterschiedlicher Entfernung beinhalten, können ihr Maximum auch leicht versetzt zum Optimalwert aufweisen.
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Im Folgenden wird die sukzessive und lineare Verstellung des Digital-Analog-Umsetzers TX-DAC im ZF-Messblock beschrieben. Der Digital-Analog-Umsetzer TX-DAC hat die Länge 10 bit – er kann also eingangsseitig mit den digitalen Werten 0, 1, ..., 1023 eingestellt werden; seine Ausgangsspannung ist linear zu seinen Eingangswerten und liegt etwa im Bereich 0 V ... 1.5 V. Über die 1024 Sendeimpulse hinweg soll der Digital-Analog-Umsetzer TX-DAC linear vom Anfangswert DA bis zum Endwert DE verstellt werden. Dazu wird ein vorzeichenloses ganzzahliges Register der Länge 20 bit angelegt und mit dem Wert 1024·DA initialisiert. Vor dem zweiten und allen nachfolgenden Sendeimpulsen wird dieses Register jeweils um den Wert DE – DA inkrementiert. Mit den 10 höchstwertigen Bits dieses Registers wird der Digital-Analog-Umsetzer TX-DAC für jeden der 1024 Sendeimpulse eingestellt, da dieser 10 bit-Wert, wie gefordert, linear vom Anfangswert DA bis zum Endwert DE läuft.
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Für den Digital-Analog-Umsetzer LO-DAC wird in den ZF- und den Zielmessblöcken immer derselbe Wert benutzt. Dieser Wert wird bei der Sensorfertigung so bestimmt, dass der Sensor immer im für ACC-Anwendungen zugelassenen Band von 76 GHz bis 77 GHz arbeitet.
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Um die Zwischenfrequenz durchzustimmen, könnte man grundsätzlich auch das Verhalten von Digital-Analog-Umsetzer TX-DAC und Digital-Analog-Umsetzer LO-DAC vertauschen, also den Digital-Analog-Umsetzer LO-DAC durchstimmen und den Digital-Analog-Umsetzers TX-DAC konstant halten. Dadurch würden aber die aufeinander folgenden Empfangsimpulse eines Ziels eine Phasendrehung erfahren, welche proportional zur Entfernung des Ziels ist und um ein Vielfaches höher als die Phasendrehung durch den Dopplereffekt sein kann. Das der Dezimation der Abtastwerte vorausgehende Tiefpassfilter stellt nun aber eine kohärente gewichtete Integration dar und würde deshalb für eine schnelle Phasendrehung, also insbesondere für weiter entfernte Ziele, die Empfindlichkeit des ZF-Messblocks drastisch reduzieren. Es sei bemerkt, dass es auch durch das hier verwendete Durchstimmen des Digital-Analog-Umsetzers TX-DAC eine leichte Phasendrehung bei den aufeinander folgenden Empfangsimpulsen eines Ziels gibt – diese ist aber unabhängig von der Zielentfernung und immer so gering, dass dadurch keine signifikante Reduktion der Empfindlichkeit des ZF-Messblocks resultiert.
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Bisher wurde immer der Fall betrachtet, dass der Oszillator nur eine Steuergröße besitzt. Es gibt aber auch Oszillatoren mit mehreren Steuereingängen, z. B. einen für die Grob- und einen zweiten für die Feineinstellung der Oszillatorfrequenz. Dann besteht die Möglichkeit, für das Durchstimmen eine einzelne oder mehrere der Steuergrößen zu verwenden – die bisherigen Überlegungen lassen sich dann entsprechend verallgemeinern.
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Gemäß den bisherigen Ausführungen liegt die durch maximale Systemempfindlichkeit gekennzeichnete optimale Zwischenfrequenz in der Bandmitte des Zwischenfrequenzfilters (BP). Exakt gesehen stellt diese Aussage die hier verwendete Definition der Bandmitte eines Bandpasses dar, da es auch andere Definitionen gibt, z. B. das Maximum des Betrags der Übertragungsfunktion oder die Mitte des 3 dB-Durchlassbereiches. Die sich bei den verschiedenen Definitionen ergebenden Werte für die Bandmitte unterscheiden sich aber meist nur geringfügig, so dass auch bei Verwendung einer anderen Definition die optimale Zwischenfrequenz mit sehr guter Näherung der Bandmitte entspricht.
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Das vorgestellte neue Verfahren zur eindeutigen Bestimmung und Einstellung der optimalen Zwischenfrequenz hat sich als sehr robust erwiesen. Während der sehr kurzen Messzeit von 2.56 ms pro ZF-Messblock gibt es keine signifikanten Änderungen der gesamten Zielsituation und des Reflektivitätsverhaltens der einzelnen Ziele, so dass im Gegensatz zu anderen Verfahren diesbezüglich keine Probleme entstehen können. Die Implementierung des Verfahrens benötigt hardwareseitig keinen zusätzlichen Aufwand und ist auch softwareseitig einfach. Im Gegensatz zu anderen Verfahren wird eine Abweichung der Bandmitte des Zwischenfrequenzfilters BP, z. B. durch Bauteile- und Fertigungstoleranzen sowie Temperatur- und Alterungseffekte, berücksichtigt, so dass die Zwischenfrequenz stets auf ihren dadurch gekennzeichneten Optimalwert eingestellt wird. Ein weiterer großer Vorteil besteht darin, dass in der Sensorfertigung keine Messung über verschiedene Temperaturen notwendig ist, was sehr aufwändig und kostspielig wäre.
