DE2057776A1

DE2057776A1 - Radarsystem mit Puls-Pseudozufallsfolge

Info

Publication number: DE2057776A1
Application number: DE19702057776
Authority: DE
Inventors: Albanese Damian Frank
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1969-11-26
Filing date: 1970-11-24
Publication date: 1971-06-03
Also published as: FR2068667B3; US3641573A; FR2068667A7

Description

Patentanwalt 9 Π R 7 7 7 R

Dipl. -Phys. Leo Thul \\ ' ^^ug' ' ^/0

Stuttgart

D.F.Albanese -6

INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEWYORK

Radar sy s tem mit Puls-Pseudozufallsfolge

Die Erfindung bezieht sich auf ein mit kontinuierlichen Wellen arbeitendes Radarsystem (CW-Radarsystem), insbesondere auf ein mit einer Puls-Pseudozufallsfolge gesteuertes Radarsystem.

Bei der Bestimmung der Entfernung eines beweglichen Zieles wird oft ein CW-Radarsystem verwendet., das einen Sender mit zugeordneter Sendeantenne und einen Empfänger mit eigener Empfangsantenne verwendet. Die elektromagnetische Energie, die vom Sender direkt in den Empfänger gelangt, ist unerwünscht, weil von der vom Ziel reflektierten Energie die Entfernung bestimmt wird. Die von der Sendeantenne direkt in den Empfänger gelangende Energie wird Übersteuerungsenergie genannt.

Die Übersteuerungsenergie kann bei einem solchen Radarsystem teilweise gedämpft werden, indem die aufgenommene Welle mit einem Code decodiert wird, der um einen Betrag verzögert ist,

Ktz/Sd

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der direkt proportional der Entfernung zwischen der Sende- und Empfangsantenne ist. Durch Verwendung eines Kammfilters kann dann ein großer Teil der Übersteuerungsenergie unterdrückt werden, ohne daß die vom Ziel reflektierte Energie zu sehr gedämpft wird.

Trotz aller dieser Maßnahmen bleibt aber noch ein erheblicher Teil der Übersteuerungsenergie übrig und ist bei der Signalauswertung störend.

Bei den bisher bekannten Systemen ist eine Trennung der Über-Steuerungsenergie von der reflektierten Energie nur mit den oben beschriebenen Maßnahmen möglich. Der Grund dafür ist die Eigenart des Signalspektrums der Übersteuerungsenergie; dieses Spektrum hat nämlich Spektrallinien, die in die Nähe von denen des Nutzsignals fallen, zu beiden Seiten und sogar direkt auf diese.

Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Radarsystem anzugeben, das die oben erwähnten Nachteile nicht aufweist.

Diese Aufgabe wird bei einem mit einer Puls-Pseudozufallsfolge gesteuerten Radarsystem dadurch gelöst, daß in der Zufallsfolge der Impulse eine Wortrate f vorgesehen ist, die größer als die Dopplerfrequenz f des beweglichen Zieles ist, mit der das Radarsystern noch zu arbeiten vermag; es wird weiterhin (zur Auflösung von Entfernungsmehrdeutigkeiten) ein Pilotton mit der Frequenz f eingeführt, wobei vorzugsweise f größer ist als f f f

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Wenn das Radar sy stern in dieser Weise ausgelegt ist, so wird ein Tiefpaßfilter verwendet, dessen Grenzfrequenz kleiner als f ist, wodurch die Übersteuerungsenergie noch weiter gedämpft wird. Die Arbeitsweise dieses Tiefpaßfilters wird weiter unten noch im einzelnen beschrieben.

Es ist eine weitere bemerkenswerte Eigenschaft der Erfindung, daß eine sehr große Wortrate f verwendet werden kann, um

eine sehr große Dopplerverschiebung verarbeiten zu können. Das ist mit früheren Radarsystemen unmöglich, weil eine sehr große Wortrate eine Mehrdeutigkeit in der Entfernungsanzeige erzeugen kann. Eine solche Mehrdeutigkeit wird dann erzeugt, wenn die Wortzeit, d.h. der Reziprokwert der Wortrate kurz ist im Vergleich

zum Wert 2R /c, wobei R die maximal auswertbare Entfernung m m

der Radaranlage und c die Lichtgeschwindigkeit ist. Erfindungsgemäß wird diese Mehrdeutigkeit dadurch eliminiert, daß der Träger mit einem Pilotton moduliert wird und daß mit dem demodulierten Träger ein Phasenvergleich vorgenommen wird. Wenn der Pilotton eine längere Wellenlänge hat als der Wert 2R /c, dann

existiert keine Mehrdeutigkeit.

Die Erfindung wird anhand von Zeichnungen näher erläutert; die einzelnen Figuren stellen dar:

Fig. 1 " ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßenRadar sy sterns,

Fig. 2 das Frequenzspektrum der codierten Welle mit Pseudozufallsverteilung der Impulse;

Fig. 3 einen Teil des Frequenzspektrums der Fig. 2

vergrößert. ■

BAD ORiQINAL

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Ein kontinuierlich schwingender Oszillator 10 (Fig. 1) erzeugt ein Hochfrequenzsignal der Frequenz f . Dieses Ausgangs signal wird einem Modulator 11 an seinem ersten Eingang zugeführt; an einem zweiten Eingang wird dem Modulator 11 auch der Pilotton eines Oszillators 12 eingegeben. Der Pilotton hat die Frequenz f . Die Wellenlänge des Pilottonsignals sollte größer sein, als es der doppelten maximalen Radarentfernung entspricht. Die gewünschte maximale Entfernung ist diejenige, in der ein Ziel gelegen sein darf, wenn die in Fig. 1 dargestellte Apparatur verwendet werden soll.

Das Ausgangs signal des Oszillators 10 wird mit dem Ausgangssignal des Oszillators 12 im Modulator 11 amplitudenmoduliert. Einem weiteren Modulator 13 wird das Ausgangs signal des Modulators 11 zugeführt. Das Aus gangs signal eines Codegenerators wird einem weiteren Eingang des Modulators 13 eingegeben. Der Codegenerator 14 wird von den Taktimpulsen eines Taktimpulsgenerators 15 gesteuert. Der Codegenerator 14 erzeugt einen binären Seriencode; der Code ist in Wörter unterteilt. Die Codewörter haben alle die gleiche Anzahl von Bits. Die Codeanordnung ist ebenfalls bei allen Codewörtern die gleiche. Der Modulator speichert die Phase des vom Modulator 11 gelieferten Signals oder kehrt diese um, je nachdem, ob das vom Codegenerator 14 gelieferte Signal einen hohen oder einen niedrigen Pegel hat. Das Ausgangs signal des Modulators 13 wird dann von einer Sende-

25, antenne 16 ausgestrahlt. Die Methode, das Ausgangs signal des Modulators 11 im Modulator 13 noch einmal zu modulieren, ist bekannt; es ist eine Methode, eine Puls-Pseudozufallsfolge zu erzeugen.

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Bei der Ausstrahlung des Signals des Modulators 13 gelangt auch ein Teil davon direkt in die.Empfangsantenne 17. Das ausgestrahlte Signal trifft auch ein bewegliches Ziel, wird daran reflektiert und gelangt dann in die Empfangs antenne 17. Die von der Sendeantenne 16 in die Empfangs antenne 17 gelangende Energie ist unerwünscht. Eine der Empfangsantenne 17 zugeordnete Schaltungsanordnung 18, die der Dämpfung der Übersteuerungsenergie dient, unterdrückt einen Teil dieser Energie, Die Schaltungsanordnung enthält ein Verzögerungsglied 19, das mit seinem Eingang an den Ausgang des Codegenerators 14 angeschlossen ist, ein weiteres Verzögerungsglied 20, einen Demodulator 21, ein Kammfilter 22 und einen weiteren Demodulator 23. Dem Demodulator 21 werden als Eingangs signale die vonder Empfangsantenne 17 auf genommenen Signale und die Ausgangs signale des Verzögerungsgliedes 19 zugeführt. Das Kammfilter 22 ist zwischen den Ausgang des Demodulators 21 und den Eingang des Demodulators 23 gelegt; das weitere Verzögerungsglied 20 ist eingangsseitig an den Ausgang des Verzögerungsgliedes 19 und ausgangs seitig an einen weiteren Eingang des Demodulators 23 angeschlossen.

Das Verzögerungsglied 19 erbringt eine Verzögerung, die etwa gleich D/c ist, wobei D der Abstand zwischen Sende- und Empfangsantenne 16 bzw. 17 und c die Lichtgeschwindigkeit ist. Das codierte Ausgangs signal des Codegenerators 14 gelangt daher in den Demodulator 21 mit einer Verzögerung, die der Laufzeit der Wellen von der Sende- zur Empfangsantenne entspricht. Die Ubersteuerungsenergie wird im Demodulator 21 demoduliert. Ein von einem Ziel reflektiertes Signal hat eine andere Laufzeit, und der Demodulator 21 wird daher das reflektierte Signal nicht

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demodulieren. Überdies hat das reflektierte Signal eine DopplerverSchiebung und kann daher das Kammfilter 22 nicht passieren. Das Kammfilter 22 dämpft nämlich nur die demodulierte Über Steuerungsenergie, weil es auf die Frequenz f abgestimmt ist. Es beeinflußt jedoch nicht die reflektierten Wellen, weil diese ein in Fig. 2 dargestelltes Frequenzspektrum haben. Wenn die reflektierten Wellen decodiert werden, so haben sie immerhin noch die Dopple rver Schiebung, während im Gegensatz d azu die Übersteuerungsenergie nach der Demodulation fast vollkommen in der Spektrallinie 34, Fig. 2, gelegen ist.

Die Demodulation wird in genau umgekehrter Weise durchgeführt wie die Codierung.

Infolge der Tatsache, daß der Demodulator 21 die Übersteuerungsenergie mit einer anderen Zeitverzögerung demoduliert als die reflektierten Wellen, wirkt die Demodulation der Übersteuerungsenergie wie ein der reflektierten Welle überlagerter Code. Es ist wünschenswert, den beider Demodulation der Übersteuerungsenergie verwendeten Code zu unterdrücken. Zu diesem Zwecke ist der Demodulator 23 vorgesehen. Das Verzögerungsglied 20 erbringt für den Code eine zusätzliche Verzögerung, die der des Kammfilters 22 gleich ist. Obwohl die Schaltungsanordung 18 für die Unterdrückung der Übersteuerungsenergie sehr nützlich ist, so enthält das Aus gang s signal des Demodulators 23 doch noch einen Teil dieser Energie. Um diese Restenergie zu unterdrücken, wird ein Tiefpaßfilter 24 verwendet, das vorzugsweise eine niedrigere Grenzfrequenz hat als f , wobei f die Wortrate des Codegenerators

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ist. Andererseits sollte die Durchlaßbandbreite des Tiefpaßfilters 24 von Null bis zur Frequenz von f reichen. Die Gründe für diese Forderung werden später noch erläutert.

Die reflektierte Welle wird mittels zweier konventioneller Mischstufen 40 und 41 demoduliert, die mit dem Oszillator 10 und dem Ausgang des Demodulators 23 verbunden sind; der Ausgang der Mischstufe 41 wird mit dem Eingang des Tiefpaßfilters 24 verbunden. Ein verzögertes Code-Eingangs signal für die Mischstufe 40 wird von einem variablen Verzögerungsglied 26 bereitgestellt, das eingangsseitig mit dem Codegenerator 14 verbunden ist. Das Aus gangs signal des Oszillators 10 wird mit dem einen Eingang der Mischstufe 40 verbunden. Das Aus gangs signal der Mischstufe 40 und das des Demodulators 23 werden den Eingängen der Mischstufe 41 eingegeben. Das Ausgangs signal des Tiefpaßfilters 24 wird mittels eines Voltmeters 27 angezeigt, das über einen Kondensator 42 zur Sperrung der Gleichspannung mit dem Ausgang des Tiefpaßfilters 24 verbunden ist. Die Verzögerungszeit des variablen Verzögerungsgliedes 26 wird mittels eines von Hand einstellbaren Knopfes 28 eingestellt. Mit dem Einstellknopf 28 ist ein Entfernungsanzeiger 29 gekuppelt, der die der Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 26 entsprechende Entfernung anzeigt.

Ein Amplitudendemodulator 30 mit nachfolgendem Bandpaßfilter für den Pilotton und ein Phasendetektor 32 ist mit dem Ausgang des Tiefpaßfilters 24 verbunden; dem Phasendetektor 32 wird auch das Ausgangs signal des Oszillators 12 eingegeben. Das Ausgangssignal des Phasendetektors-32 wird einem Grob-Entfernungsanzeiger 33 zugeführt, das eine Sichtanzeige für die Amplitude des Aus gangs signals des Phasendetektors 32 liefert.

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Der Codegenerator 14 ist so ausgelegt, daß er eine Wortrate liefert, die mindestens größer als die maximale Dopplerverschiebung ist; er soll jedoch vorzugsweise einen Code mit einer Wortrate erzeugen, die größer als f ,+ f ist. Die oben erwähnte Doppler verschiebung ist die Mittenfrequenz der reflektierten Welle minus der Frequenz f , d.h. die F]
bewegliche Ziel hervorgerufen hat.

minus der Frequenz f , d.h. die Frequenzverschiebung, die das

Es sollen nun die Gründe für die Auslegung der Apparatur erläutert werden.

Wenn ein Hochfrequenz signal ein reines Sinus signal ist, so erzeugt es nur ein verhältnismäßig schmales Frequenzspektrum. Ein mit einer Puls-Pseudozufallsfolge codiertes Hochfrequenz signal erzeugt aber ein Signal Spektrum, wie es in Fig. 2 dargestellt ist. Das durch die Spektrallinie 34 dargestellte Signal hat eine Amplitude von (20 log N) dB in bezug auf die Trägeramplitude vor der Modulation; dabei bedeutet N die Anzahl der Bits eines jeden Wortes. Die Spektrallinien 35 und 36 zu beiden Seiten der Spektrallinie 34 haben eine Amplitude (10 log N - 3) dB in bezug auf die Trägeramplitude vor der Modulation. Zwei benachbarte Spektrallinien haben jeweils einen Frequenzabstand f . Die Hüllkurve der Spektrallinien ist durch die bekannte Funktion sin x/x gegeben.

Im Ausgangs signal des Demodulators 23 sind noch die von der Übersteuerungsenergie herrührenden Spektrallinien 34, 35 und enthalten, wie es in Fig. 2 und 3 dargestellt ist. Die Dopplerfrequenz einer reflektierten Welle möge bei 37 liegen. Die Seitenbänder der Dopplerfrequenz, die infolge der Modulation mit der Frequenz f entstehen, mögen bei 38 und 39 gelegen sein (Fig. 3).

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Wenn der Abstand a der Spektrallinien, der gleich f ist, größer als die maximale DopplerverSchiebung ist, bei der die Apparatur noch zu arbeiten vermag, d.h. für f,, so kann die Spektrallinie 37 hinsichtlich ihrer Frequenz immer noch von den Spektrallinien und 36 unterschieden werden. Deshalb ist die Bedingung für die in Fig. 1 dargestellte Radaranlage, daß die Frequenz f größer sein muß als die Frequenz f . Es ist aber auch wünschenswert, die Seitenbänder der Spektrallinie 37 in die Auswertung mit einzubeziehen. Aus diesem Grunde sollte f größer sein als f.+f .

w dm

Wegen dieser Bedingung für die Wortrate f ist es möglich, in vorteilhafter Weise das Tiefpaßfilter 24 einzusetzen.

Die Mischstufen 40 und 41 haben den Zweck» das Ausgangssignal des Demodulators 23 zu demodulieren, wodurch bewirkt wird, daß alle links von der Spektrallinie 34 in Fig. 3 gelegenen Spektrallinien verschwinden« Durch diese Demodulation wird die Spektrallinie 34 zu einer Gleichspannung, und alle rechts der Spektrallinie gelegenen Spektrallinien werden in der Frequenz herabgesetzt, weil ja f subtrahiert wird. So wird aus der Spektrallinie 39 eine solche der Frequenz f -f , aus 37 wird f., aus 38 wird f ,+f

dm d dm

und aus 36 wird f .

Wenn das Tiefpaßfilter 24 eine obere Grenzfrequenz kleiner als f hat, so wird auch noch die Spektrallinie 36 ausgelöscht. Die von der Ubersteuerungsenergie herrührende Spektrallinie 34 kann wegen ihrer kleinen Amplitude toleriert werden. Infolge der Demodulation der reflektierten Welle mittels der Mischstufen und 41 steckt ihre ganze Energie in der Spektrallinie 37 und den Seitenbändern 38 und 39. Die Frequenz der Seitenbänder 38 und

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ist nur sehr wenig verschieden von der Frequenz der Spektrallinie 37, was in Fig. 3 nichtmaßstabgerecht dargestellt ist. So ist es durch Verwendung des Tiefpaßfilters 24 möglich, die Übersteuerungsenergie bis auf die Spektrallinie 34 zu beseitigen.

Es mag jedoch bei der in Fig. 1 dargestellten Apparatur notwendig erscheinen, für vernünftige Werte der DopplerverSchiebung f

die Frequenz f verhältnismäßig hoch zu wählen, So ist es in manchen praktischen Fällen nicht möglich, eine eindeutige Entfernungsangabe von einem Ziel zu bekommen, wenn die Zeit zwischen Senden und Empfang der reflektierten Welle lang ist im Vergleich zu einem Wortintervall, d.i. der Reziprokwert von f

Aus diesem Grunde kann der Entfernungsanzeiger 29, Fig. 1, unter Umständen nur einen Bruchteil der Entfernung des Zieles anzeigen. Dieser Bruchteil wäre dann zu irgendeinem ganzen Vielfachen von Wortintervallen multipliziert mit der Lichtgeschwindigkeit zu addieren. Um diese Unsicherheit zu vermeiden, wird der Pilotton verwendet. Dadurch, daß die Wellenlänge des Pilottons größer als die der doppelten Maximalentfernung entsprechenden Frequenz gewählt wird, ist es möglich, mittels des Entfernungsanzeigegerätes 33 die Gesamtentfernung anzuzeigen.

Jedoch ist diese Entfernungsanzeige verhältnismäßig ungenau. Es ist aber möglich, durch Ablesung der Entfernungsanzeiger 29 und die genaue Entfernung zu ermitteln, wenn beispielsweise die Entfernung von Null bis 300 m vom Entfernungsanzeiger 29 angegeben wird, und der Entfernungsanzeiger 33 von Null bis 3000 m geeicht ist. Wenn also beispielsweise der Entfernungsanzeiger 33 eine Entfernung zwischen 2100 m und 24oo m anzeigt und der Entfernungsanzeiger 29 eine solche von 135 m, so beträgt die g-snaue Gesamtentfernung 2235 m.

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Die Arbeitsweise der Apparatur gemäß Fig. 1 kann kurz folgendermaßen beschrieben werden:

Der vom Oszillator 10 erzeugte Träger wird im Modulator 11 mit dem Pilotton amplitudenmoduliert. Der Modulator 13 moduliert das Aus gang s signal des Modulators 11 mit einem Puls-Pseudozufallscode. Das Ausgangs signal des Modulators 13 wird ausgestrahlt. Die Empfangsantenne 17 empfängt direkte Energie von der Sendeantenne 16 und die von einem Ziel reflektierte Energie. Die Schaltungsanordnung 18 dämpft die Übersteuerungsenergie zum großen Teil. Der Einstellknopf 28 und damit die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 26 wird nun so eingestellt, daß das Voltmeter ein Maximum anzeigt. Das Voltmeter 27 zeigt einen kleineren Wert, wenn die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 26 zu groß oder zu klein eingestellt ist. Nun können die Entfernungsanzeiger 29 und 33 abgelesen und die genaue Entfernung bestimmt werden. .Das Verzögerungsglied 26 macht den Code des Codegenerators 14 mit dem der reflektierten Welle genau zeitgleich (koinzident). "Wenn die Code zeitgleich sind, so wird eine vollständige Demodulation der Signale in den Mischstufen 40 und 41 erreicht; das Voltmeter 27 zeigt dann ein Maximum an. Die Übersteuerungsenergie wird im Tiefpaßfilter 24 noch weiter gedämpft.

Die Einstellung der Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 26 kann anstatt von Hand mittels des Einstellknopfes 28 auch automatisch vorgenommen werden, uirL zwar mit elektronischen Mitteln als Funktion des Ausgangssignals des Tiefpaßfilters 14. Es können weiterhin Verbindungen vom Verzögerungsglied 26 zum Phasendetektor 32 vorgesehen sein, wodurch die Anzeigen der Entfernungsanzeiger 29 und 33 zu einer einzigen, genauen Entfernungsanzeige kombiniert werden. *

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Wenn eine automatische Einstellung des Verzögerungsgliedes 26 vorgenommen wird, so kann zusätzlich eine elektronische Such- und Verfolgungseinrichtung vorgesehen werden.

Der Code und die Modulationsmethode für die Sendeimpulse können auch geändert werden, ohne vom Erfindungsgedanken ab ζ uwe i ch en.

Der Kondensator 42 kann auch zwischen die Mischstufe 41 und das Tiefpaßfilter 24 gelegt werden, oder auch vor oder hinter irgendeine Stufe, die an den Ausgang der Mischstufe 41 angeschlossen ist. Der Kondensator eliminiert die in der Spektrallinie 34 steckende Energie, wenn diese eine Gleichstromkomponente ist. Da es möglich ist, eine Entfernungsauswertung auch ohne Eliminieren der Spektrallinie 34 vorzunehmen, kann unter Uraständen der Kondensator 42 ganz weggelassen und direkte Kopplung verwendet werden, weil der Kondensator 42 ja nur zum Abblocken der durch die Spektrallinie 34 eingeführten Gleichspannungskomponente dient.

5 Patentansprüche

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Claims

Patentansprüche

1. /Radarsystem mit Puls- Pseudozufallsfolge, die dadurch erzeugt wird, daß das ausgesendete Trägersignal (Frequenz f ) des Radarsenders mit einem eine Wortrate mit jeweils gleicher Anzahl von Bits eines jeden Wortes enthaltenden Code moduliert wird, bei dem die von der Sendeantenne direkt in die Empfangsantenne eingestrahlte Energie (Übersteuerungsenergie) dadurch gedämpft wird, daß die von der Empfangsantenne aufgenommene Energie mit dem um die Laufzeit der Wellen von der Sendezur Empfangsantenne verzögerten Code in einem ersten Demodulator demoduliert, die demodulierten Signale mittels eines Kammfilters (Frequenz f_o) gefiltert und die Ausgangssignale des Kammfilters mit dem zusätzlich um die Laufzeit der Signale im Kammfilter verzögerten Code in einem zweiten Demodulator nochmals demoduliert werden, und bei dem die Entfernung aus der Laufzeit der Wellen bestimmt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Wortrate (f_w) größer als die von beweglichen Zielen zu erwartende Dopplerfrequenz (f,j) gewählt ist, daß die dadurch möglicherweise entstehende Mehrdeutigkeit der Entfernungsmessung dadurch aufgelöst wird, daß das Träger signal (f_o, Oszillator 10) mit einem Pilotton (Oszillator 12, Frequenz f_m) moduliert wird, dessen Wellenlänge größer als die doppelte Maximalentfernung des Radargerätes gewählt wird und daß durch Phasenmessung (Phasendetektor 32) zwischen dem reflektierten Pilotton und dem gesendeten eine Grobentfernungsmessung durchgeführt wird.

2. Radarsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Wortrate (f_w) größer als die Summe aus Dopplerfrequenz und Frequenz des Pilottons (fd+fm) gewählt wird.

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3. Radarsystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangs signale des Codegenerators (14) einem Verzögerungsglied (26) mit einstellbarer Verzögerungszeit eingegeben werden, dessen Ausgangssignale mit den Träger Signalen (f , Oszillator 10) in einer ersten Mischstufe (40) umgesetzt werden, daß die Aus gangs signale der ersten Mischstufe (40) mit denen des zweiten Demodulators (23) in einer zweiten Mischstufe (41) umgesetzt werden, daß die Ausgangssignale der zweiten Mischstufe (41) zur weiteren Schwächung der Übersteuerungsenergie einem Tiefpaßfilter (24) mit der oberen Grenzfrequenz gleich der Wortrate (f_w) zugeführt, daß die Ausgangs signale des Tiefpaßfilters (24) amplitudendemoduliert (AM-Demodulator 30) und über ein Bandpaßfilter (31) zusammen mit dem Pilotton (Oszillator 12, Frequenz f_m) einem Phasendetektor (32) eingegeben werden, dessen Aus gangs signal als Entfernungs signal mittels eines Entfernungsanzeigers (33) angezeigt wird.

4. Radarsystem, nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale des Tiefpaßfilters (24) mittels eines Voltmeters (27) angezeigt werden, das einen Maximalwert anzeigt, wenn die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes (26) so eingestellt ist, daß der ausgesendete Code und der wie der empfangene Code (Codegenerator 14) zeitlich koinzident sind.

5. Radarsystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem einstellbaren Verzögerungsglied (26) ein Fein-Entfernungsanzeiger (29) gekuppelt ist.

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