DE2744651A1

DE2744651A1 - Signalverarbeitungs-vorrichtung

Info

Publication number: DE2744651A1
Application number: DE19772744651
Authority: DE
Inventors: Alfred R Lopez; Harold A Wheeler
Original assignee: Hazeltine Corp
Current assignee: BAE Systems Aerospace Inc
Priority date: 1976-10-04
Filing date: 1977-10-04
Publication date: 1978-04-13
Also published as: SE7711113L; BR7706591A; US4067014A; JPS5345997A; DD133179A5; NL7710898A; FR2366580A1

Description

HAZELTINE CORPORATION, Greenlawn, New York 11740 (USA) Signalverarbeitungs-Vorrichtung

Die Erfindung betrifft eine Signalverarbeitungs-Vorrichtung zur Bildung eines für die mittlere Frequenzdifferenz zwischen einem Hilfsoszillatorsignal und einem in einer Folge von Ausstrahlungen übermittelten Signal repräsentativen Fehlersignals, wobei jede Ausstrahlung während eines Zeitintervalles vorherbestimmter Dauer erfolgt und die Signalverarbeitungs-Vorrichtung einen auf das übermittelte Signal ansprechenden Korrelationsschaltkreis aufweist, der ein komplexes, für die Amplitude und die Phase des übermittelten Signales in Bezug auf das Hilfsoszillatorsignal repräsentatives Korrelationssignal bildet und erste auf das Korrelationssignal ansprechende Integrationsschaltungen,die komplexe, für die symmetrischen Integrale des Korrelationssignales über ausgewählte Zeitperioden repräsentative Summensignale erzeugen, wobei jede Zeitperiode wenigstens einen Teil von einem der Zeitintervalle bestimmter Dauer umfaßt und zweite auf das Korrelationssignal ansprechende, einen asymmetrischen Frequenzgang aufweisende Integrationsschaltungen, die komplexe, für die asymmetrischen Integrale des Korrelationssignales über ausgewählte Zeitperioden repräsentative Differenzsignale erzeugen, sowie auf die Summensignale und Differenzsignale ansprechende Einrichtungen enthält, die ein dem Hilfsoszillator zugeführtes, über eine vorherbestimmte Anzahl von Zeitintervallen vorherbestimmter Dauer gemitteltes Frequenz-Korrektursignal bilden.

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Eine solche Signalverarbeitungs-Vorrichtung dient bei einem Doppler-Funknavigationssystem zur genauen Bestimmung der empfangenen Frequenz und damit der Position eines Luftfahrzeuges. Doppler-Funknavigationssysteme verwenden an den Ausgang eines Senders angeschlossene Antennen, die im Raum ein Strahlungsdiagramm erzeugen, dessen Strahlungsfrequenz sich in Abhängigkeit von einer gewählten Winkelkoordinate ändert . Sendeantennen dieses Typs sind in den US-Patentschriften 3 864 679, 3 864 680 und 3 845 486 beschrieben.

Bei einem Doppler-Funknavigationssystem mit einer Signalverarbeitungs-Vorrichtung der eingangs genannten Art können Meßfehler durch sogenannte Mehrwegreflektionen an in der Nähe der Landebahn befindlichen Objekten, wie Flugzeug-Hangars ausgelöst werden. In einer Parallelanmeldung ist eine Referenzantenne für ein Doppler-Funknavigationssystem beschrieben, die eine abwechselnde Phasenverschiebung ausnutzt, um Frequenzmeßfehler der ersten Ordnung zu unterdrücken, die durch einen neben dem direkten Übertragungsweg wegen einer Reflektion gebildeten Mehrweg verursacht werden.

Aufgabe der Erfindung ist es,eine Signalverarbeitungs-Vorrichtung zu schaffen, die Fehler höherer Ordnung unterdrückt, welche bei Subharmonischen der Wiederholungsfrequenz der Ausstrahlungen in einem Doppler-Funknavigationssystem auftreten. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß bei einer Signalverarbeitungs-Vorrichtung der eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß die Einrichtung zur Bildung und Zuführung des Frequenz-Korrektursignales erste Rechenschaltkreise aufweist, die das Summen-und das Differenzsignal zur Bildung eines ersten skalaren Signals erhalten, das repräsentativ für die Summe über eine vorherbestimmte Anzahl von Zeitintervallen vorherbestimmter Dauer der amplitudengewichteten Komponenten der Differenzsignale ist,

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daß sie zweite Rechenschaltkreise enthält, die das Summensignal zur Bildung eines zweiten skalaren Signales erhalten, das repräsentativ für die Summe der Größen des Summensignales über die vorbestimmte Anzahl von Zeitintervallen ist, und daß sie über einen die ersten und zweiten skalaren Signale erhaltenden Verhältnisschaltkreis zur Bildung eines Fehlersignales verfügt, das repräsentativ für die mittlere Frequenzabweichung des Hilfsoszillatorsignales während der vorbestimmten Anzahl von Zeitintervallen ist und das die Gestalt eines Signales hat, welches repräsentativ für das Verhältnis des ersten skalaren Signales zu dem zweiten skalaren Signal ist.

Gemäß weiterer Erfindung ist eine Signalverarbeitungs-Vorrichtung zur Bildung eines für die mittlere Frequenz eines in einer Folge von Ausstrahlungen übermittelten Signales repräsentativen Signales, wobei jede Ausstrahlung während eines Zeitintervalles vorbestimmter Dauer erfolgt und die Signalverarbeitungs-Vorrichtung einen Zeitgeber zur Lieferung eines Torimpulses der vorbestimmten Länge sowie eines auf das übermittelte Signal ansprechenden Begrenzer mit einem nachgeschalteten Nulldurchgangsdetektor aufweist, der das Ausgangssignal des Begrenzers erhält, um ein pulsierendes Signal zu erzeugen, das aus Impulsen gleicher Amplitude und gleicher Dauer für jede Periode des übermittelten Signales besteht, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen das übermittelte Signal zur Bildung eines für die Amplitude des übermittelten Signales repräsentativen Amplitudensignales erhaltenden Detektor und einen an den Ausgang eines Taktschaltkreises zur Lieferung eines Gewichtsfaktorsignales während wenigstens eines Teiles jedes Zeitintervalles angeschlossenen Funktionsgenerator enthält, daß Schaltkreise vorgesehen sind, die das Gewichtsfaktorsignal, das Amplitudensignal und das Ausgangssignal des TaktSchaltkreises erhalten, um ein erstes akalares Signal zu erzeugen, das für das Zeitintegral des Produktes aus dem Gewichtsfaktorsignal

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und dem Amplitudensignal Über eine vorbestimmte Anzahl der Zeitintervalle repräsentativ ist, daß ein Akkumulatorschaltkreis zur Aufsummierung der Werte des Produktes aus dem Gewichtsfaktorsignal und dem Amplitudensignal während der vorbestimmten Anzahl von Zeitintervallen beim Auftreten jedes Impulses des pulsierenden Signales, um dadurch ein zweites skalares Signal zu bilden, und ein Teiler vorgesehen sind, der das zweite skalare Signal durch das erste skalare Signal dividiert, um ein für die mittlere Frequenz des übermittelten Signales repräsentatives Signal zu erhalten.

In der Zeichnung sind Ausführungsbeispiele des Gegenstandes der Erfindung dargestellt. Es zeigen:

Fig. 1 Ein schematisches Blockschaltbild zur Erläuterung eines Doppler-Funknavigationssystems bekannter Art,

Fig. 2 eine schematische Darstellung des Landeanflugs eines Flugzeuges auf eine mit einem System nach Fig. 1 ausgerüstete Landebahn, in deren Nähe sich ein Objekt befindet, welches ein Mehrweg-Interferenz-Signal verursacht,

Fig. 3 ein Spektraldiagramm der von einem System nach Fig. 1 ausgesandten Strahlung,

Fig. 4A Spektraldiagramme des in einem Funknavigations^u system nach Fig. 1 empfangenen Signales mit Mehrwegsignalen,

Fig. 5 eine Darstellung zur Veranschaulichung der Frequen zen der den Antennen des Doppler-Funknavigationssystems nach Fig. 1 zugeführten Signale während einer Anzahl von Zeitintervallen, 809815/0689

Fig. 6 das Blockschaltbild einer bekannten Signalverarbeitungs-Vorrichtung,

Fig. 7 das Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der Signalverarbeitungs-Vorrichtung gemäß der Erfindung und

Fig. 8 das Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Signalverarbeitungs-Vorrichtung gemäß der Erfindung.

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Ein Funknavigationssystem, wie es aus dem Stand der Technik bekannt ist, und auf das sich die Erfindung bezieht, ist in Fig. 1 dargestellt. Bei einem solchen System wird eine lineare Anordnung 20 von'Antennenelementen 22a bis 22m verwendet. Der Anordnung 20 ist ein Umschalter 24 zugeordnet, der so ausgelegt ist, daß er die dem Umschaltereingang 26 zugeführten Signale nacheinander den Antennenelementen 22 zufUhrt. Die Wirksamkeit des Umschalters 2 4 hat zur Folge, daß entlang der durch die lineare Anordnung 20 gebildeten Aperturfläche der Antenne eine bewegte Strahlungsquelle zu sein scheint, wenn Hochfrequenzsignale dem Eingang 26 zugeführt werden und der Umschalter 2 4 betätigt wird, um den Eingang 26 sequentiel mit den Antennenelementen 22a, 22b usw. zu verbinden. Bei dem in Fig. 1 dargestellten System ist der Umschalter 24 so ausgelegt, daß er abwechselnd Signale in einer ersten Folge, die mit dem Element 22a beginnt und mit dem Element 22m endet, und in einer zweiten Folge, die mit dem Element 22m beginnt und mit dem Element 22a endet, zuführt.

Es sei erwähnt, daß die Antennenelemente 22 Spalten von Elementen in einer Richtung senkrecht zu der Anordnung 20 umfassen können, um die Rieht-Charakteristik zu gestalten. Es können auch andere frequenz-kodierende Antennen, wie die in den US-Patentschriften 3 86 4 679 und 3 864 680 beschriebenen, statt der kommutierten Anordnung 20 verwendet werden.

Die sequentielle Ausstrahlung der Elemente 22 erscheint einem Beobachter im Strahlungsfeld der Antenne als eine Strahlungsquelle, die sich entlang der Apertur der Antennenanordnung 20 bewegt. Wenn der Umschalter 24 in seiner ersten Folge betrieben wird, scheint die Bewegung in Richtung des in Fig. 1 gezeigten Pfeiles mit einer Geschwin-

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digkeit V zu verlaufen, die der Schaltgeschwindigkeit des Umschalters 2 4 entspricht. Bei einem Betrieb des Umschalters 2 4 in der zweiten Folge verläuft die Bewegung der Strahlungsquelle in der umgekehrten Richtung.

Nach allgemein bekannten Gesetzen verursacht die bewegte Strahlungsquelle eine Frequenzverschiebung innerhalb des Strahlungsdiagramms, die von der Winkelstellung des Beobachters in Bezug auf die lineare Anordnung 20 der Antennenelemente abhängt. Der Betrag der FrequenzverSchiebung ist proportional dem Sinus eines von der senkrechten Achse 25 der Anordnung 20 aus gemessenen Winkels θ . Weiter ist die Frequenzänderung der Strahlung in Abhängigkeit vom Winkel θ umgedreht, wenn die scheinbare Bewegung der Strahlungsquelle nach Beginn der zweiten Sequenz des Umschalters 2 4 umkehrt.

Die Antennenanordnung 20 kann bei einem Mikrowellen-Landesystem zur Übermittlung einer Angabe der Winkelposition an ein Flugzeug verwendet werden. Bei einem solchen System kann ein Flugzeug, das die von der Anordnung 20 ausgesendete Strahlung empfängt, eine Frequenzmessung der Strahlung durchführen und somit seine Winkelposition in Bezug auf die Anordnung 20 und infolgedessen in Bezug auf die Landebahn bestimmen. Bei der Verwendung zweier orthogonal zueinander angeordneter Antennengruppen, die beide der Anordnung 20 ähnlich sind, kann ein Flugzeug kodierte Informationen empfangen, um sowohl seinen Azimutwinkel als auch seinen Höhenwinkel in Bezug auf die Landebahn zu bestimmen. Eine zusätzliche, mit einem Transponder ausgestattete Antenne kann zur Entfernungsbestimmung benutzt werden, so daß der Pilot über einen kompletten Satz von Positionsangaben verfügt.

Bei einem Mikrowellen-Landesystem ist der Empfänger zur Frequenzbestimmung der von der Anordnung 20 herrührenden

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Strahlung in dem Flugzeug angeordnet, das sich naturgemäß mit einer beachtlichen Geschwindigkeit in Bezug auf die Anordnung 20 bewegt. Die Bewegung des Flugzeuges selbst verursacht eine Frequenzverschiebung 6 F, die nicht einfach von der winkelabhängigen Frequenzänderung F des von der Antenne 20 ausgestrahlten Signales unterschieden werden kann. Um eine Bestimmung der Flugzeugposition unabhängig von der Flugzeuggeschwindigkeit zu ermöglichen, ist eine zweite Antenne 28 vorgesehen, die ein Bezugssignal aussendet, das bei seinem Empfang im Flugzeug der gleichen Frequenzverschiebung infolge der Flugzeugbewegung unterliegt, da die Flugzeuggeschwindigkeit in Bezug auf die beiden Antennen im wesentlichen gleich ist. Um eine gegenseitige Störung zwischen den von den Antennen 20 und 2 8 ausgestrahlten Signalen zu verhindern, strahlt jede der Antennen mit einer etwas unterschiedlichen Funkfrequenz.

Die Bezugsantenne 28 ist in Fig. 1 als eine Gruppe von Antennenelementen 30 dargestellt, die den Elementen 22 der Anordnung 20 ähnlich sein kann. Ein Leistungsteiler führt Wellenenergie von einem Eingang zu den verschiedenen Elementen 30 mit einer solchen Amplitude und Phase, daß die Antenne 28 ein Signal in den gewünschten Betriebsbereich des Systems ausstrahlt · Die Elemente 30 werden daher mit einer Wellenenergie gespeist, deren Amplituden- und Phasen-Charakteristik zu dem gewünschten Strahlungsdiagramm führen, wobei mögliche Nebenkeulen unterdrückt und die Richt-Charakteristik in einer ausgewählten Richtung entlang der Mittellinie der Landebahn betont werden.

Das in Fig. 1 dargestellte System enthält einen Oszillator 32, der kontinuierlich mit einer Trägerfrequenz F_c schwingt. Die Ausgangsspannung des Oszillators 32 wird sowohl dem Eingangs-Leistungsteiler der Referenzantenne 28 als auch

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einer Mischstufe 34 zugeführt. Ein zusätzlicher Oszillator 36 arbeitet kontinuierlich mit einer versetzten Frequenz F , die wesentlich kleiner als die Trägerfrequenz F gewählt ist. Der Ausgang der Mischstufe 34 enthält Wellenenergie-Signale mit Frequenzen oberhalb und unterhalb der Trägerfrequenz im Abstand der Versetzungsfrequenz des Oszillators 36. Nach einer geeigneten Filterung durch die Filter 3 8 und 40 werden die Signale wechselweise über Schalter 42 und 44 an den Umschalter 24 gelegt. Wenn der Umschalter 24 während eines ersten Zeitabschnittes mit der ersten Sequenz arbeitet, ist der Schalter 42 geschlossen und dem Umschalter 2 4 werden Wellenenergie-Signale mit einer Frequenz zugeführt, die höher als die Trägerfrequenz ist. Wenn der Umschalter 2 4 während eines zweiten Zeitabschnittes mit seiner zweiten Sequenz arbeitet, ist der Schalter 44 geschlossen und dem Umschalter 24 werden Signale mit einer Frequenz geliefert, die um die Versetzungsfrequenz niedriger ist als die Trägerfrequenz.

Bei der sequentiellen, zweifachen Ausstrahlung wird der Umschalter 2 4 während abwechselnder Zeitintervalle in seiner ersten und zweiten Reihenfolge betrieben und das dem Umschalter 2 4 zugeführte Signal wechselt zwischen einem Signal oberhalb und einem Signal unterhalb der Frequenz des der Referenzantenne 2 8 zugeführten Signales. Dies kann durch das in Fig. 1 dargestellte Gerät erreicht werden, indem die dem Umschalter 2 4 zugeführten Signale, wie in Fig. 5A dargestellt ist, während Zeitintervalle mit einer Dauer T zwischen Signalen mit Frequenzen oberhalb und unterhalb einer festgelegten Trägerfrequenz gewechselt werden oder dies kann dutch abwechselndes Umschalten der Signalquellen zwischen dem Umschalter 2 4 und der Referenzantenne 28, wie in Fig. 5B gezeigt, erreicht werden. In beiden Fig. 5A und 5B ist die Referenzantennen-Signalfrequenz als durchgezogene Linie und die Umschalter-Signalfrequenz als gestrichelte Linie für jedes Zeitintervall dargestellt. Eine Ausstrahlung

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enthält typisch zwölf solcher Zeitintervalle, und die Winkelmessungen werden vorgenommen, indem ein Mittelwert der empfangenen Signalfrequenz während der Ausstrahlung verwendet wird. Dieser Mittelwert-Bildungsprozeß wird als "Mehrfach-Abtastungs- und Mittelungsverfahren" bezeichnet.

Fig. 3 veranschaulicht die Lage der Mittenfrequenzen der in dem System nach Fig. 1 verwendeten Signale. Die wirklich ausgestrahlten Signale haben eine Bandbreite, die erheblich größer ist als eine der dargestellten Spektrallinien. Die Bandbreite ist eine Folge der begrenzten Dauer des ausgestrahlten Signales. Zur Vereinfachung ist jeweils lediglich die Mittenfrequenz des Spektrums jedes Signales dargestellt. Die Referenzantenne 28 strahlt die Trägerfrequenz F_r aus. Die Antennenanordnung 20 strahlt während eines ersten Zeitabschnittes ein Signal mit einer Frequenz F_, + F_n aus. Wegen der frequenz-kodierenden Eigenschaften der Antennenanordnung 20 wird diese Frequenz von einem Beobachter im Raum nur gemessen, wenn er sich auf der Breitseit-Achse der Anordnung 20 befindet. Dies ist in Fig. 3 bei 0=0 dargestellt. Wenn sich der Beobachter bei einem Winkel θ aufhält, beobachtet er die von der Anordnung 20 ausgesandte Strahlung mit einer Frequenz, die um den Betrag F , der der räumlichen Frequenzkodierung der Anordnung 20 zugeordnet ist, größer als F-, + F_ ist. Dies ist in Fig. 3 an der Stelle F_c + F_Q + F_D dargestellt. Die Strahlungsfrequenz ist gegenüber der Strahlung der Referenzantenne um den Betrag F_ + F_ versetzt, der Winkeltonfrequenz genannt wird und in dem Empfänger durch Feststellen der Schwebungsfrequenz der Bezugsstrahlung und der Richtstrahlerstrahlung erhalten werden kann. Wenn der Umschalter der Anordnung 20 während abwechselnder Zeitintervalle in seiner zweiten sequentiellen Betriebsart arbeitet, haben die seinem Eingang zugeführten Signale die Frequenz F_ - F_ . Wegen der umgekehrten Reihenfolge der Ausstrahlungen der Antennenelemente 22 ist die Winkelfrequenz-

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kodierung der von der Anordnung 20 ausgesandten Strahlung entgegengesetzt der Frequenzkodierung während des ersten Zeitabschnittes und deshalb ist die von einem Empfänger bei einem Winkel θ festgestellte Dopplerverschiebung ebenfalls entgegengesetzt. Auf der linken Seite des Spektra ldiagrammes in Fig. 3 sind die empfangenen Signale für einen Winkel von θ = 0 und einen anderen Winkel θ dargestellt, die dem Signal entsprechen, das für den ersten Zeitabschnitt und die erste Umschaltersequenz rechts in Fig. 3 dargestellt ist. Man beobachtet, daß die Versetzung in Bezug auf die Referenz-Trägerfrequenz die gleiche Größe, aber den entgegengesetzten Sinn hat. Im praktischen Betrieb eines Mikrowellen-Landesystems werden mit Hilfe der Antenne 20 eine Reihe von Ausstrahlungen durchgeführt. Diese Ausstrahlungen geschehen mit abwechselnder Schaltfolge des Umschalters 2 4 und mit abwechselnden Frequenzen oberhalb und unterhalb der Bezugsfrequenz F_. Der Flugzeugempfänger 21 weist eine Hochfrequenzstufe 23 und einen Detektor 25 auf, der das Signalgemisch aus dem Bezugsträger- und dem Antennensignal demoduliert, die beide die von der Flugzeugbewegung herrührende Komponente ά F aufweisen. Das Detektor-Ausgangssignal ist die Differenz- oder Winkeltonfrequenz, die der Summe der Versetzungsfrequenz des Oszillators 36 und der Dopplerverschiebungs-Frequenz entspricht, die mit Hilfe eines Frequenz-Meßschaltkreises 27 in eine Winkelinformation umgesetzt werden kann. Wenn die Ausstrahlungen mehrfach wiederholt werden und abwechselnd entgegengesetzte FrequenzverSchiebungen und Winkelkodierungen aufweisen, kann der Empfänger eine Mittelwertbildung vornehmen, um die Genauigkeit der Winkelmessung zu erhöhen. Bei einem typischen System wird die Wiederholung der Ausstrahlungen mit einer Frequenz von 400 Ausstrahlungen pro Sekunde durchgeführt.

Ein kürzlich vom Massachusetts Institute of Technology, Lincoln Laboratory, herausgegebener Bericht mit dem Titel

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"Doppler-Azimut-Winkelfehler mit Mehrwegübertragung außerhalb der Strahlerachse" von J.E. Evans und S.M. Sussman vom 30. Juni 1976 zeigte, daß in Doppler-Navigationssystemen vom oben beschriebenen Typ Schwierigkeiten durch MehrwegrefLektionen an in der Nähe der Landebahn befLncflichai Objekten, wie Flugzeug-Hangars, ausgehen können. Fig. 2 stellt die Bedingungen dar, unter denen ein solches Problem auftreten kann. Der Richtstrahler 20 und die Referenzantenne 2 8 befinden sich am Ende der Landebahn 60. Während das Flugzeug 62 sich dem gegenüberliegenden Ende der Landebahn nähert, erreichen die von den Antennen 20 und 2 8 ausgesandten Signale das Flugzeug 62 auf direkten Wegen 66 und 68, sowie über die Reflektionswege 70 und 72 unter Reflaktion an der Wand des Hangars 64. Bei diesen Bedingungen ist die Bewegung des Flugzeuges 62 in Bezug auf die Antennen 20 und 2 8 verschieden von der Bewegung des Flugzeuges 62 in Bezug auf den Hangar 64. Die vom Hangar 6 4 reflektierte Strahlung wird daher im Flugzeug mit einer Doppler-Frequenzverschiebung empfangen, die sich von der der direkt ankommenden Strahlung der Antennen 20 und 2 8 unterscheidet. Darüber hinaus entspringt die über den Weg vom Richtstrahler 20 zum Flugzeug 62 ausgesandte Strahlung einem anderen Winkel als die auf dem direkten Weg 66 ankommende Strahlung . Deswegen hat diese

indirekte Strahlung wegen der Winkelabhängigkeit der von der Antenne 20 ausgestrahlten Frequenzcharakteristik eine andere Strahlungsfrequenz. Die Fig. 4A und 4B erläutern den Effekt bei der Anwesenheit von indirekter oder Mehrwegstrahlung am Empfänger des Flugzeuges 62.

Fig. 4A veranschaulicht die empfangenen Mittenfrequenzen der Signale, die von dem direkten und reflektierten kodierten Signal sowie dem direkten ^und reflektierten Referenzsignal während der ersten Umschaltersequenz der Antenne herrühren. Die Fig. zeigt die demodulierte Winkeltonfrequenz. Die von der kodierenden Antenne 20 und der Referenzantenne

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direkt empfangenen Signale erzeugen ein demoduliertes Signal mit einer Winkeltonfrequenz von F + F . Zum Vergleich ist dieses Signal C_DR_D mit einer Amplitude der Größe 1 dargestellt. Das Winkeltonsignal C_ßR_M, das aus dem direkten kodierten Signal C_D und dem reflektierten Bezugssignal R_n, abgeleitet ist, ist mit einer Größe y dargestellt, die die Amplitude des Reflektionskoeffizienten des reflektierten Bezugssignales ist. Dieses Signal C-R-. ist gegenüber der Frequenz aus dem direkten Signal C_DR um einen Betrag d verschoben, der der "Umwegfrequenz" oder dem Unterschied der DopplerverSchiebung entspricht, die sich aus der unterschiedlichen Bewegung des Flugzeuges in Bezug auf die Referenzantenne 28 und den Hangar 64 ergibt. Zwei weitere Winkeltonsignale haben Mittenfrequenzen, die zusätzlich gegenüber der gewünschten Winkeltonfrequenz ^CD^RD ^we9^{en der} frequenz-kodierenden Eigenschaften der Antenne 20 versetzt sind. Diese zusätzlichen Signale entstehen durch Mischung des reflektierten, kodierten Mehrwegsignales C_M mit dem direkten Bezugssignal R_Q, wodurch ein Winkeltonsignal CR mit einer Amplitude j? erzeugt wird_/ und durch Mischung des kodierten Mehrwegsignales C„ mit dem Mehrweg-Referenzsignal R^ unter Erzeugung eines Winkeltonsignales mit einer Amplitude <? . Diese Signale sind gegenüber dem direkten Winkeltonsignal C_nR₁^ um einen Betrag Kθ ver-

L) L) 56p

schoben, wobei θ der an der Antenne 20 ais betrachtete Win-

sep

kel zwischen dem Flugzeug 62 und dem Hangar 64 ist. Dieser Winkel ist in Fig. 2 dargestellt; K ist der winkelabhängige Frequenzkodierungs-Koeffizient der Antenne 20.

Bei einem typischen Dopplereffekt-Verarbeitungssystem erzeugen die aus dem kodierten Mehrwegsignal C„ herrührenden Signale keinen bedeutsamen Fehler bei der Messung des gewünschten Winkeltonsignales CR, da die zusätzliche Frequenzverschiebung K θ / die durch die winkelabhängige Frequenzänderung der Strahlung der Antenne 20 verursacht wird, diese Signale im allgemeinen außerhalb des Durchlaßbereiches der

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Nachlauffilter (tracking filter) verlegt,die in der Winkeltonsignal-Verarbeitungseinheit verwendet werden. Die Durchlaßkurve dieses Filters ist mit gestrichelten Linien in den Fig. 4A und 4B dargestellt.

Fig. 4B zeigt die Mittenfrequenzen der empfangenen Winkeltonsignale während der zweiten Umschalter-Sequenz der Antenne 20. Während dieser Sequenz liegt die Frequenz des Bezugssignales oberhalb der des kodierten Signales,, und deshalb ist die relative Lage des Mehrweg-Fehlersignals in Bezug auf das gewünschte Winkeltonsignal vertauscht. Wie bei dem in Fig. 4A dargestellten Spektrum liegt nur das von der Mischung des direkten kodierten Signals mit dem Mehrweg-Referenzsignal herrührende Fehlersignal innerhalb der Durchlaßkurve des Nachlauffilters der Verarbeitungseinheit.

Die Anwesenheit des zusätzlichen Signals im Durchlaßbereich des Nachlauffilters kann unter gewissen Umständen einen erheblichen Fehler bei der Messung des Winkeltonsignales hervorrufen, wie in dem Bericht von Evans et al.aufgezeigt ist. Insbesondere, wenn die Umwegfrequenz, die von der unterschiedlichen DopplerverSchiebung aufgrund der unterschiedlichen relativen Bewegung des Flugzeuges 62 in Bezug auf die Antenne 20 und den Hangar 64 herrührt, eine Frequenz hat, die gleich der halben Frequenz der aufeinanderfolgenden Ausstrahlungen der kodierenden Antenne 20 ist, ergibt sich eine erhebliche Anhäufung der Mehrweg-Fehler mit einer Amplitude des Referenz-Mehrweg-Reflektionskoeffizlenten g.

In Fig. 6 ist ein bekanntes Gerät zur Signalverarbeitung vom Korrelationstyp dargestellt. Es ist besonders in einem Empfänger brauchbar, der in einem Doppler-Funknavigationssystem der in Fig. 1 gezeigten Art eingesetzt ist. Das in

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Fig. 6 dargestellte Gerät entspricht dem Frequenz-Meßschaltkreis 27 der Fig. 1. Das demodulierte Winkeltonsignal wird an eine Eingangsklemme 72 angelegt und an Mischstufen 75 und 76 angekoppelt, die auch mit dem Realteil und Imaginärteil des Ausgangssignales eines Hilfsoszillators versorgt werden. Die Mischstufen-Ausgangssignale enthalten gemäß der Gleichung x + jy = e ^J =r (cos θ + j sind ) reale und imaginäre Kompenenten der Korrelationssignale, die von dem zugeführten Signal und dem Hilfsoszillatorsignal abgeleitet sind. Ein Zeitgeber- und Funktionsgenerator 7 8 mit Ausgangssignalen 80 und 86 ist vorgesehen. Das Ausgangssignal 80 besteht aus einem Rechteckimpuls mit einer Dauer T . Der Impuls 80 wird synchron mit den Ausstrahlungen des Doppler-Funknavigationssystems geliefert und seine Dauer T ist kleiner als die Dauer T der System-Ausstrahlungen. Das Ausgangssignal 86 des Zeitgeber- und Funktionsgenerators 7 8 hat die gleiche Größe und Dauer wie das Ausgangssignal 80, verfügt jedoch über eine Phasenumkehr zu einem Zeitpunkt, der der Mitte des Impulses 80 entspricht. Der Fachmann erkennt, daß das Ausgangssignal 80 ein symmetrischer Zeitimpuls ist, während das Ausgangssignal 86 ein unsymmetrischer Zeitimpuls ist und daß diese Impulse entsprechende symmetrische und asymmetrische Frequenz-Charakteristiken aufweisen. Der Impuls 80 wird Mischstufen 81 und 82 zugeführt, deren Ausgangssignale integriert werden, um die realen und imaginären Komponenten eines Signals zu erhalten, das dem symmetrisch zeitlich integrierten Korrelationssignal zugeordnet ist. Das asymmetrische Signal 86 wird den Mischstufen 87 und 88 zugeführt, deren integriertes Ausgangssignal die realen und imaginären Komponenten des asymmetrisch zeitlich integrierten Korrelationssignales enthält. Die Ausgangssignale der integrierenden Filter 83, 84, 89 und 90 enthalten die Komponenten der komplexen Summensignale ΣΓ und Differenzsignale Δ » die dem Eingang eines Verhältnis-Schaltkreises 92 zugeführt werden, der den Imaginärteil des Verhältnisse

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des asymmetrischen Integrationssignales oder Differenzsignales Δ zu dem symmetrischen Integrationssignal oder SummensignalΣ ausrechnet. Der Ausgang des Verhältnis-Schaltkreises 92 ist ein skalares Fehlersignal, das nach Multiplikation mit einer geeigneten Konstanten repräsentativ für den Frequenzunterschied zwisehern dem zugeführten Signal und dem Signal des Hilfsoszillators 74 ist. Ein Mittelwert-Schaltkreis 94 ist vorgesehen, um während einer vorherbestimmten Anzahl von Zeitintervallen den mittleren Frequenzfehler auszurechnen, der dann dem Hilfsoszillator 74 als ein Frequenz-Korrektursignal zugeführt wird. Die tatsächliche Winkelposition des Empfängers in Bezug auf die SendeantennenanOrdnung des Systems kann mit Hilfe eines Schaltkreises 96 unter Verwendung der korrigierten Frequenz des Hilfsoszillators 74 berechnet werden.

Das symmetrische Integrationssignal Σ kann wie folgt ausgedrückt werden:

Σ = [g_s (w - w_o) +s G_s (w - _Wi) e^j*Je^jlf

Mit G : Die symmetrische Integrationsfilter-Funktion* w : Kreisfrequenz des Hilfsoszillators 74, w : Kreisfrequenz des gewünschten Winkeltonsignales aus den Signalen C_n und R_n.

w.: Kreisfrequenz des Mehrweg-Winkeltonsignales CJl,. φ : Phasenwinkel zwischen den Signalkomponenten C_nR_n

und C₀R₁₄.
*γ : Beliebiger Phasenwinkel des C_nR_n Signales in Bezug auf das Hilfsoszillator-Signal.

Das asymmetrische Integrationssignal Δ ist:

Δ = [ j G_d (w - w_Q) + j § G_d (w- W₁) e^J^Je^ J worin G, die asymmetrische Filterfunktion bedeutet.

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Unter der Annahme, daß der Hilfsoszillator 74 mit einer Frequenz C R^ schwingt, gilt w = w und eine Bestimmun des Mehrweg-Fehlers kann wie folgt gemacht werden:

G_o (0) = 1

G_d (0) = 0

und für kleine Werte von w - w. G_s (w - W₁) = 1

G_d (w - W₁) = w_o - W₁ = w_p,

worin w die"Umwegfrequenz bedeutet. Unter Verwendung dieser Werte erhält man:

Ί. = (1 + ρ e^JV) . e^J '
a 3 . w_p J e . e

Der bekannte Korrelationsschaltkreis nach Fig. 6 berechnet das folgende "Fehler"-Signal:

w
= Im

= w

(1+5 e^Jf) e^J^

( J cos φ - f cos 2 φ + . ..)

Der Term w . ξ . cos $ dieses Fehlersignals wird durch Mittelung über mehrere Zeitintervalle im Schaltkreis 94 eliminiert. Die Verwendung einer Referenzantenne gemäß einer parallel laufenden Anmeldung schließt das Versagen der Mittelwertbildung für Umwegfrequenzen aus, die kleiner als die Wiederholungsfrequenz der Ausstrahlungen sind.

Der Term g cos 2 φ führt naturgemäß zu einem Versagen der Mittelwertbildung bei Umwegfrequenzen mit der halben Ausstrahlungs-Wiederholungsfrequenz,und zwar auch selbst bei Anwendung des in der Parallelanmeldung beschriebenen Verfahrens der Referenz-Phasenumkehr. Bei Termen höherer Ordnung der Reihe schlägt die Mittelwertbildung gesetzmäßig bei tieferen Subharmonischen der Ausstrahlungs-

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Wiederholungsfrequenz fehl.

Die Verarbeitungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung unterdrückt all diese Fehlersignale höherer Ordnung, indem ein gewichteter Mittelwert skalarer Signale vor der Verhältnisbildung bestimmt wird.

Die Verarbeitungsvorrichtung gemäß der Erfindung ist so ausgelegt, daß sie als erstes skalares Signal einen Mittelwert des Produktes des komplexen Differenzsignales des konjugiert-komplexen Σ des komplexen Summensignals ausrechnet. Man erhält:

Im (ΔΣ*) = jfZI² Im ^-= j w_p

Das erste skalare Signal hat zwei Terme, von denen beide sich über eine Reihe von Zeitintervallen ausmitteln. Der

i<f>
Term je mittelt sich aus, wenn die Phasenumkehr des Referenzantennensignals R_n gemäß der parallel laufenden Anmeldung vorgenommen wird, es sei denn, die Umwegfrequenz ist gleich der Ausstrahlungs-Wiederholungsfrequenz.

2
Das Signal $ mittelt sich unter allen Bedingungen heraus, da der ümwegfrequenz-Term w für abwechselnde Zeitintervalle, wegen des Wechsels der Frequenz des kodier ten Signals zwischen Werten oberhalb und unterhalb der Bezugsfrequenz negativ ist.

Die Verarbeitungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung berechnet ein zweites skalares Signal:

|Σ|² = Σ*Σ= 1 + 2 _s cos φ + s² ·

Dieses zweite skalare Signal unterliegt einer ähnlichen Ausmittelung über mehrere Zeitintervalle in Bezug auf den Term 2 0 cosώ . Die Mittelwertbildung wird durch Aufsummie-

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ren des Signals über eine Anzahl von Zeitintervallen er-

2 reicht. Der zurückbleibende Term 1 +5 bildet nur eine leichte Vorspannung (die sich aufhebt, falls zweifache Umlenkung verwendet wird), wenn die Mehrfachabtastungs-Mittelwertsignale durcheinander dividiert werden, um ein Fehlersignal zu berechnen:

iw = SWlME Im ( AZ*)
SUMME 12 I²

Für die Bedingung w = w tritt kein Fehler auf, da der Zähler des Fehlersignalverhältnisses gegen Null strebt.

Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Verarbeitungsvorrichtung gemäß der Erfindung. Sie ist vom Korrelations-Typ, bei dem das empfangene Winkeltonsignal einem Prozessor zugeführt wird, der das Winkeltonsignal mit einem von einem Hilfsoszillator gelieferten Signal vergleicht, dessen Frequenz ein Schätzwert der erwarteten Winkeltonsignal-Frequenz ist.

Das empfangene Winkeltonsignal wird der Eingangsklemme zugeführt, die mit den Eingängen der Mischstufen 102 und verbunden ist. Ein Hilfsoszillator 104 erzeugt reale und imaginäre Schwingungskomponenten, die jeweils den Mischstufen 102 und 103 zugeführt werden und dazu führen, daß die Mischstufen den Realteil und Imaginärteil eines Korrelationssignals erzeugen, das repräsentativ für die Phase und Amplitude des empfangenen Winkeltonsignales in Bezug auf das Ausgangssignal des Hilfsoszillators 104 ist. Ein Zeitgeber und Funktionsgenerator 106 mit einem symmetrischen und asymmetrischen Ausgangssignal ähnlich den Signalen 80 und 86 des Funktionsgenerators 78 ist vorgesehen, die an die Mischstufen 107, 108, 109 und 110 gelegt werden. Die Mischstufen 107 und 108 in Verbindung mit den Tief baßfiltern '111 und 112 umfassen eine erste Integrations-

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vorrichtung und erzeugen den realen Anteil und den imaginären Anteil eines SummensignaIs Σ , das die symmetrische Integration des Korrelationssignales während einer ausgewählten Zeitspanne darstellt, die ein Teil des Zeitintervalles der kodierten Antennenausstrahlungen ist. In gleicher Weise umfassen die Mischstufen 109 und 110 in Verbindung mit den Tiefbaßfiltern 113 und 114 eine zweite Integrationsvorrichtung und erzeugen den Realteil und Imaginärteil eines Differenzsignales Δ , das das asymmetrische Integral des Korrelationssignales während der Zeitspanne ist. Der Rechenschaltkreis 116 bildet ein skalares Signal, das gleich dem Imaginärteil des Produktes des integrierten Differenz-Korrelationssignales Δ und das Konjugierten des Sunvmen-Korrelationssignales Σ ist. Zeitsteuersignale werden vom Steuerschaltkreis 106 an den Rechenschaltkreis 116 geliefert, so daß der skalare Wert während jedes Zeitintervalles des Senders dem Additionsschaltkreis 118 zugeführt wird. Der Additionsschaltkreis 118 bildet die Summe des skalaren Differenzsignales während einer vorherbestimmten Anzahl von Sender-Zeitintervallen.

Ein zweites skalares Signal wird durch den Rechenschaltkreis 120 gebildet, der das Quadrat des Absolutwertes (Modul) des Summenkorrelationssignales Σ" berechnet. Der Akkumulator 122 bildet die Summe des zweiten skalaren Signals über eine vorherbestimmte Anzahl von Zeitintervallen in einer dem Akkumulator 118 ähnlichen Weise. Am Ende einer ausgewählten Anzahl von Zeitintervallen werden die Werte in den Akkumulatoren 118 und 122 dem Verhältnisschaltkreis 124 zugeführt, der ein Ausgangssignal liefert, das repräsentativ für das Verhältnis der beiden in den Akkumulatorschaltkreisen gebildeten Summen ist. Dieses mit einer Konstanten multiplizierte Verhältnis ist repräsentativ für die mittlere Frequenzdifferenz zwischen dem Winkeltonsignal und dem Hilfsoszillator. Dieses Frequenz-Differenzsignal kann dem Hilfsoszillator 104 zugeführt werden, um die Hilfsoszillatorfrequenz

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vor dem Beginn der naciisten Sequenz von Zeitintervallen zu verändern. Die Winkelposition des Flugzeuges,auf dem 5ich der Empfänger befindet, kann durch Ablesen der Frequenz des Hilfsoszillatcrs nach Korrektur durch das Fehlersignal bestimmt werden . Sie kann auch bestimmt v/erden, indem das Fehlersignal mit der vorherigen Hilfsoszillatorfrequenz kombiniert wird und die Winkelinformation aus dem bekannten Koeffizieten der Winkelfrequenzkodierung berechnet wird.

Das Schaltbild in Fig. 7 zeigt eine analoge Ausführung des Prozessors gemäß der Erfindung. Der gesamte Prozessor oder ein Teil dieser Verarbeitungsvorrichtung,wie die Rechenschaltkreise 116 bis 124, können auch unter Verwendung der bekannten digitalen Bauelemente und Verfahren aufgebaut werden .

Fig. 8 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel der Erfindung bei einer Signalverarbeitungsvorrichtung, die nur im Zeitbereich statt im Zeic- und Amplitudenbereich arbeitet. Der Prozessor gemäß Fig. 8 ist vom Typ, der gewöhnlich als Nulldurchgangsprozessor bezeichnet wird. Die empfangenen Winkeltonsignale werden der Eingangsklemme 130 zugeführt. Der Detektor 132 demoduliert die Amplitude der empfangenen Winkeltonfrequenz und bildet dementsprechend ein Ausgangssignal, das repräsentativ für den Absolutwert des angelegten Signales ist. Das Winkeltonsignal wird ebenfalls zu dem Begrenzer 134 geführt, der das Arbeiten des Nulldurchgangs-Detektors 136 durch Liefern von Signalen mit im wesentlichen gleicher Amplitude erleichtert. Das Ausgangssignal des Nulldurchgang-Detektors 136 hat die Form von Nadelimpulsen, die auftreten, wenn das Winkeltonsignal Null wird. Diese Impulse können bei jedem Nulldurchgang des angelegten Winkeltonsignales oder statt dessen nur bei positivem oder negativem Nulldurchgang geliefert werden.

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COPY

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■Τ)

Der Steuerschaltkreis 138 betätigt den Funktionsgenerator 140, der ein zeitgewichtetes Signal während jeden Zeitintervalls des zugeführten Signales liefert. Der Steuerschaltkreis 138 ist mit dem Sender des Systems mit Hilfe eines Verfahrens synchronisiert, das nicht Gegenstand der Erfindung ist. Das zeitgewichtete Signal H (t) kann /ährend eines Teiles jedes Zeitintervalles eine gleichbleibende Amplitude aufweisen, ist jedoch vorzugsweise abgeflacht, um zu Beginn und am Ende des Zeitintervalles eine geringere Amplitude, wie die in Fig. 8 gezeigte Kurve 1-42, aufzuweisen. Der Schaltkreis 144 ist vorgesehen, um den Wert der demudulierten Amplitude des Winkeltonsignals mit der Gewichtsfunktion H (t) zu multiplizieren ^unc^ einen Multiplikationsfaktor zu liefern . Dieser Multiplikationsfaktor wird einem Akkumuiatorschaltkreis 148 und einem Integrationsschaltkreis 146 zugeführt. Der Äkkumulatorschaltkreis 148 bildet ein skalares Signal F., indem die Werte des Multiplikationsfüktv.rs zu den Zeiten, zu denen ein Impuls vom Nulldurchgangsdetektor 13G geliefert wird, aufaddiert werden. Dieses Signal F₁ wird über eine ausgewählte Zahl von Zeitintervallen bestimmt. Der Wert 0 der Gewichtsfunktion H (t) am Anfang und am Ende jedes Zeitintervalies verhindert die Aufsummierung eines Fehlers aus unechten Nulldurchgängen während der Übergangszeit von einem Zeitintervall zu dem nächsten.

Der Integrationsschaltkreis 146 kann identisch dem Akkumulatorschaltkreis 148 ausgeführt sein. Während Taktimpulse vom Steuer- und Taktschaltkreis 138 geliefert werden, bildet der Schaltkreis 146 ein Zeitintegral des Multipli-

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katicnsfaktors, indem die Werte des Multiplikationsfaktors zu den Zeiten der Taktimpulse aufaddiert werden, um ein skaiares Signal F₂ zu bilden. Am Ende einer ausgewählten Zahl von Zeitintervailen liefert der Steuerschaltkreis 138 ein Steuersignal, das einen Divisionsschaltkreis 150 betätigt, der die Werte in den Schaltkreisen 146 und 148 liest und deren Quotient F₁/F- bildet. Das erhaltene Ausgangssignal ist direkt proportional der Frequenz des Winkeltonsignales, das dem Eingang 130 zugeführt wurde.

Eine Analyse der Betriebsweise des Schaltkreises nach Fig. 8 zeigt die Unterdrückung der Fehlerkomponenten der höheren Ordnungen wie folgt:

Das Mehrvegsignal verursacht eine Phasenverschiebung o^ im Winkeltonsignal, die eine Frequenzverschiebung oC ' zur Folge hat, für die gilt:

9 COSO

,, _ dtfC_ ₌

~ d {. d φ dt ~ ρ 1 +2 J cos φ + <f ^

ο£ ' = W (<ξ cos φ -ρ cos 2 φ + · · ·)

Wie oben gilt F₂ = |Zj = 1 + 2 j> cos φ +ξ Durch Multiplizieren des Faktors IZ.\ mltcK¹ erhält man

Σ oC ' = w ( <> cos

Dieser Term, der der im skalaren Signal F- enthaltene Mehrwegfehler ist, ist ähnlich dem Signal

Irn( A 21 ) ' das, wie oben erläutert ist, durch Mittelung über eine Anzahl von Zeitintervallen zu Null wird.

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Die Signalverarbeitungsvorrichtung gemäß der Erfindung wurde im Zusammenhang mit einen Doppler-Funknavigations-Systern beschrieben, jedoch erkennt der Fachmann, daß die Vorrichtung in jedem System vorteilhaft verwendet verwendet werden kann, bei dem die mittlere Frequenz eines Signals aus einer Anzahl von Impulsen bestimmt wird. Es sei auch erwähnt, daß die Vorrichtung sowohl in analoger Technik als auch in digitaler Technik sowie einer Mischung der beiden Techniken ausgeführt werden kann.

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Claims

Patentanwälte Dipl.· Ing. W. Scherrmann Dr.- Ing. R. Rüger
/ *7 A Λ β 5⁷i°^{0 Esslin}9^en (Neckar), Webergasse 3, Postfach 348
3. Oktober 1977 st'uug'.V! «wm »«» PA 37 raku 359519

Telex 07 256610 smru

Telegramme Patentschutz Esslingenneckar

Patentansprüche

1. Signalverarbeitungs-Vorrichtung zur Bildung eines für die mittlere Frequenzdifferenz zwischen einem Hilfsoszillatorsignal und einem in einer Folge von Ausstrahlungen übermittelten Signal repräsentativen Fehlersignals, wobei jede Ausstrahlung während eines Zeitintervalles vorherbestimmter Dauer erfolgt und die Signalverarbeitungs-Vorrichtung einen auf das übermittelte Signal ansprechenden Korrelationsschaltkreis aufweist, der ein komplexes, für die Amplitude und die Phase des übermittelten Signales in Bezug auf das Hilfsoszillatorsignal repräsentatives Korrelationssignal bildet und erste auf das Korrelationssignal ansprechende Integrationsschaltungen, die komplexe, für die symmetrischen Integrale des Korrelationssignales über ausgewählte Zeitperioden repräsentative Summensignale erzeugen, wobei jede Zeitperiode wenigstens einen Teil von einem der Zeitintervalle bestimmter Dauer umfaßt, und zweite auf das Korrelationssignal ansprechende, einen asymmetrischen Frequenzgang aufweisende Integrationsschaltungen, die komplexe, für die asymmetrischen Integrale des Korrelationssignals über ausgewählte Zeitperioden repräsentative Differenzsignale erzeugen, sowie auf die Summensignale und Differenzsignale ansprechende Einrichtungen enthält, die ein dem Hilfsoszillator zugeführtes, über eine vorbestimmte Anzahl von Zeitintervallen vorbestimmter Dauer gemitteltes Frequenz-Korrektursignal bilden, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Bildung und Zuführung des Frequenz-Korrektursignales erste Rechenschaltkrei-

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se (116, 118) aufweist, die das Summen- und das Differenzsignal zur Bildung eines ersten skalaren Signals erhalten, das repräsentativ für die Summe über eine vorherbestimmte Anzahl von ZeitIntervallen vorherbestimmter Dauer der amplitudengewichteten Komponenten der Differenzsignale ist, daß sie zweite Rechenschaltkreise (120, 122) enthält, die das Summensignal zur Bildung eines zweiten skalaren Signales erhalten, das repräsentativ für die Summe der Größen des Summensignals über die vorbestimmte Anzahl von ZeitIntervallen ist,und daß sie über einen die ersten und zweiten skalaren Signale erhaltenden Verhältnisschaltkreis (144) zur Bildung eines Fehlersignales verfügt, das repräsentativ für die mittlere Frequenzabweichung des Hilfsoszillatorsignales während der vorbestimmten Anzahl von Zeitintervallen ist und das die Gestalt eines Signales hat, welches repräsentativ für das Verhältnis des ersten skalaren Signales zu dem zweiten skalaren Signal ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Bildung des ersten skalaren Signales einen Rechenschaltkreis (116) zur Bildung einer Anzahl von ersten skalaren Zwischenwerten während eines jeden der Zeitintervalle und einen Rechenschaltkreis (118) zum Addieren der ersten skalaren Zwischenwerte während der vorbestimmten Anzahl von Zeitintervallen aufweist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,

daß die Einrichtung zur Bildung des ersten skalaren Zwischenwertes eine Recheneinheit (116) zur Bildung eines Signales aufweist, das repräsentativ für die imaginäre Komponente des Produktes eines jeden der Differenzsignale mit dem Konjungiertkomplexen des zugeordneten Summensignals ist.

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4. Vorrichtung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Bildung des zweiten skalaren Signales einen Rechenschaltkreis (120) zur Bildung einer Vielzahl von zweiten skalaren Zwischenwerten während eines jeden Zeitintervalles und Rechenschaltkreise (122) zum Aufaddieren der zweiten skalaren Zwischenwerte während der vorbestimmten Anzahl der Zeitintervalle aufweist.
5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Bildung der zweiten skalaren Zwischenwerte einen Rechenschaltkreis (120) zur Bildung von Signalen aufweist, die das Quadrat des Absolutwertes eines jeden Summensignals darstellen.
6. Signalverarbeitungs-Vorrichtung zur Bildung eines für die mittlere Frequenz eines in einer Folge von Ausstrahlungen übermittelten Signales repräsentativen Signales, wobei jede Ausstrahlung während eines Zeitintervallves vorbestimmter Dauer erfolgt und die Signalverarbeitungs-Vorrichtung einen Zeitgeber zur Lieferung eines Torimpulses der vorbestimmten Länge sowie einen auf das übermittelte Signal ansprechenden Begrenzer mit einem nachgeschalteten Nulldurchgangsdetektor aufweist, der das Ausgangssignal des Begrenzers erhält, um ein pulsierendes Signal zu erzeugen, das aus Impulsen gleicher Amplitude und gleicher Dauer für jede Periode des übermittelten Signales besteht, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen das übermittelte Signal zur Bildung eines für die Amplitude des übermittelten Signales repräsentativen AmplitudensignaIes erhaltenden Detektor (132) und einen an den Ausgang eines Taktschaltkreises (138) zur Lie* ferung eines Gewichtsfaktorsignales während wenigstens eines Teiles jedes Zeitintervalles angeschlossenen Funktionsgenerator (140) enthält, daß Schaltkreise (144, 146) vorgesehen sind, die das Gewichtsfaktorsignal, das Am-

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plitudensignal und das Ausgangssignal des Taktschaltkreises (138) erhalten, um ein erstes skalares Signal zu erzeugen, das für das Zeitintegral des Produktes aus dem Gewichtsfaktorsignal und dem Amplitudensignal über eine vorbestimmte Anzahl der Zeitintervalle repräsentativ ist, daß ein Akkumulatorschaltkreis (148) zur Aufsummierung der Werte des Produktes aus dem Gewichtsfaktorsignal und dem Amplitudensignal während der vorbestimmten Anzahl von Zeitintervallen beim Auftreten jedes Impulses des pulsierenden Signales, um dadurch ein zweites skalares Signal zu bilden, und ein Teiler (150) vorgesehen sind, der das zweite skalare Signal durch das erste skalare Signal

Signal dividiert, um ein für die mittlere Frequenz des übermittelten Signales repräsentatives Signal zu erhalten.
7. Signalverarbeitungs-Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitgeber Taktimpulse liefert und die Schaltung zur Bildung eines ersten skalaren Signales Schaltkreise (144) zur Bildung des Produktes des Gewichtfaktorsignales und des Amplitudensignales und einen Akkumulator (146) aufweist, der die Werte des Produktes des Gewichtsfaktorsignales und des Amplitudensignales beim Auftreten eines jeden Taktimpulses addiert.
8. Signalverarbeitungs-Vorrichtung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Funktionsgenerator (140) Schaltmittel zur Erzeugung eines symmetrisch abfallenden Amplitudensignales während wenigstens eines Teiles jedes der Zeitintervalle aufweist.

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