DE3115678A1

DE3115678A1 - Verfahren und anordnung zum genauen bestimmen des azimuts durch ermittlung verschiedener phasendifferenzen

Info

Publication number: DE3115678A1
Application number: DE19813115678
Authority: DE
Inventors: Jean-Pierre 78140 Velizy Tomasi
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1980-04-25
Filing date: 1981-04-18
Publication date: 1982-01-21
Also published as: FR2481465A1; FR2481465B1; GB2075301B; US4464662A; GB2075301A; JPS56168574A

Description

R.V. Philips' 6!o5i!ainpenia!#8n,:Biäjwrä _:;;_: j 3115678

PHF 80 532 * ti 8-4-1981

"Verfahren und Anordnung zum genauen Bestimmen des Azimuts durch Ermittlung verschiedener Phasendifferenzen."

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Ermitteln des Azimuts o£ eines radioelektrischen Anwortsenders in bezug auf ein Radarsystem, das ein Signal ausstrahlt, dessen Frequenz F eine zeitlich lineare Funktion ist, wobei das erwähnte Radarsystem mit einer Sendeantenne sowie mit zwei in einem Abstand d voneinander getrennten Empfangsantennen ausgerüstet ist und nach der Mischung des

ausgestrahlten Signals mit dem Signal, das als Echo aus ν,·

dem Antwortsender an einer jedem der beiden Empfangsantennen

1Π empfangen wird, Mischsignale Fb₁ und Fb „ mit Frequenzen von fb₁ bzw. fb erzeugt.

Die Erfindung bezieht sich weiter auf eine Anordnung zur Ermittlung des Azimuts oC zum Durchführen des Verfahrens. Diese Anordnung ist ein Teil eines Radarsystems,

•5 das ein Dauersignal mit einer als Sägezahn modulierten hohen Frequenz mit einem konstanten Frequenzhub A F und einer Dauer T ausstrahlt und gleichzeitig dazu ausgelegt ist, das zuvor ausgestrahlte Signal zu empfangen, das nach der Reflektion an einem radioelektrischen Antwortsender zurückgeworfen wird, wobei das erwähnte Radarsystem ein ^. Signal Fb₁ mit einer ersten Mischfrequenz fb₁, das aus der subtraktiven Mischung des mit der momentanen Frequenz F ausgesandten Signals mit dem Signal abgeleitet wird, das an einer ersten Empfangsantenne ankommt, und ein Signal Fbp mit einer zweiten Mischfrequenz fb^ erzeugt, das aus der subtraktiven Mischung des gleichen, mit der Frequenz F ausgesandten Signals mit dem Signal abgeleitet ist, das an einer zweiten Empfangsantenne ankommt, wobei die Bezugs richtung zur Ermittlung des Azimuts cC des erwähnten Anwort-

2^r, senders die Mittelsenkrechte des Linienabschnitts mit der Länge d zwischen den Enden der Empfangsantennen ist.

Das zu ermittelnde Azimut ist der Vinkel, der zwischen einer vorgegebenen Bezugsrichtung gebildet wird,

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beispielsweise einer ausgerichteten Achse, die mit dem Messgerät für O verbunden ist, und der Achse, der als Anfang das Messgerät und als Ende ein Ziel hat, dessen Winkel,zu bestimmen versucht wird. Vorzugsweise befindet sich der Messort am Boden, wobei das Messgerät mit einem Radarsendesystem ausgerüstet ist, und besteht das Ziel aus einem Luftfahrzeug, das mit einem radioelektrischen Antwortsender ausgerüstet ist. Der Messort kann auch ein anderes Luftfahrzeug sein. In der Praxis liegt der zu ermittelnde Winkel ot- vorzugsweise zwischen der Mittelsenkrechten der Empfangsantennen des Radarsystems und der Achse zwischen dem Radarsystem und dem Ziel. Zum anderen kann der radioelektrische Antwortsender, der zum Ziel gehört, ein einfacher passiver Reflektor sein, je mehr er in dem ihn umgebenden Raum isoliert ist.

Die zur Anwendung der Erfindung benutzte Anordnung ist hinsichtlich des Radarsendesystems beispielsweise vom Typ, der aus der PR-PS 1 557 670 bekannt ist. Das betreffende Radarsystem ist ausserdem mit einer zweiten Empfangsantenne ausgerüstet, mit der ein zweites Mischsignal Fb mit der Frequenz fb_? geliefert wird, das durch die Mischung des ausgesandten Signals mit dem an der zweiten Empfangsantenne empfangenen Signal in einem zweiten Mischer erhalten wird. Ein derartiges Radarsystem ist ein Abstandsmessgerät und ist zu diesem Zweck mit einer derartigen Steuerschleife ausgerüstet, das das erste Mischsignal Fb₁ auf einer nahezu konstanten Frequenz fb₁ aufrechterhalten wird, wenn der erwähnte Abstand variiert. Die Folge davon ist eine Variation in der Dauer des ausgesandten Sägezahnsignals in linearer Abhängigkeit vom Abstand für einen Frequenzhub Δ f des konstanten Sägezahnsignals.

Es sei bemerkt, dass die Erfindung sich nicht auf diese Art von Anordnung beschränkt. Sie wird ebenfalls in einem Radarsystem angewandt, das Sägezahnsignale mit konstanter Frequenz, konstanter Dauer und konstantem Frequenzhub aussendet und zwei Mischsignale Fb₁ und Fb „ erzeugt, die je durch subtraktives Mischen des ausgesandten Signals mit dem Signal erhalten werden, das als Echo des Antwort-

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senders an einer Empfangsantenne ankommt.

Der benutzte Antwortsender ist beispielsweise vom Typ nach der Beschreibung in der FR-PS 2 3^3 2fj8 und insbesondere in Fig. 9 und 10 dieser Patentschrift. Hiermit lässt sich das Azimut des Ziels bis zu Entfernungen über 100 km ermitteln.

Mit Hilfe zweier Abstandsmessgeräte vom Typ nach der Beschreibung in der bereits erwähnten Fr-PS 1 557 67O und mit einer gemeinsamen Sendeantenne und je nur einer Empfangsantenne ist es bekannt, das Azimut durch Dreiecks— messung ausgehend von der Messung zweier Abstände auf Basis der Formel:

^R1 - ^R2
sxn QL. = j

zu ermitteln, worin

d der (feste) Abstand zwischen Empfangsantennen, R der Abstand zwischen dem Antworteender und einer Empfangsantenne und
R der Abstand zwischen dem Antwortsender und der anderen Empfangs antenne ist.

Das Prinzip zur Bestimmung von OL ist mit weiteren Einzelheiten in der bereits erwähnten französischen Patentschrift 2 343 258 beschrieben.

Eine derartige Ermittlung von oC hat den Nachteil, dass zumindest ein Abstandsmessgerät benötigt wird (durch abwechselndes Umschalten der Steuerschleife von einer zur anderen Empfangsantenne, wobei die Frequenzen fb₁ und fb„ in diesem Fall gleich sind) und dass zum anderen die Ermittlung von oi. ungenau hinsichtlich der Länge des Signalbearbeitungskreises ist, der zur Ermittlung der Abstände R und R₂ und ihres Unterschieds erforderlich ist, was durch die absoluten Fehler, die durch die verschiedenen Signalbearbeitungsorgane verursacht werden, zusammengefügt werden, wobei die Vergrösserung des kumulativen Fehlers stärker ist, je grosser der Abstand R ist.

Weiter ist es möglich, den ¥inkel oc mit nachstehender Gleichung zu ermitteln:

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wobei c die Fortpflanzungsgeschwindigkeit eines elektromagnetischen Impulses ist.

Eine derartige Bestimmung von OC , die aus Messungen von T, fb.. bzw. fb abgeleitet ist, hat die gleichen Nachteile wie in der obigen Beschreibung erwähnt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für oi eine ziemlich hohe Genauigkeit zu erhalten, beispielsweise von einigen hundert Grad mit einer einfachen Radaranordnung, wobei die Genauigkeit die gleiche Grössenordnung hat wie die mit einem Radarsystem, das als Hilfsmittel bei der Landung eines Flugzeugs benutzt wird (iLS-System). Insbesondere hat die Erfindung die Aufgabe, diese hohe Genauigkeit mit Hilfe von nur zwei Antennen zu erreichen, während in den bekannten Winkelmesssystemen diese hohe Genauigkeit mit einer Vielzahl von Antennen erreicht wird, (interferometer mit mehreren Antennen).

Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, dass das eingangs erwähnte Verfahren erfindungsgemäss zumindest folgende Schritte umfasst:

- Die algebraische Messung des Phasenunterschieds <f_n zwischen den Signalen Fb₁ und Fb₂ und die Messung der Frequenz F zu einem vorgegebenen, beliebig gewählten Zeitpunkt t .

- Die algebraische Messung des Phasenunterschieds ^'_n zwischen den Signalen Fb₁ und Fb _? und die Messung der Frequenz F zu einem zweiten, beliebig gewählten Zeitpunkt t , wobei (f> ' - ψ derart ist, dass nahezu die gleiche Anzahl von Sinusperioden von fb₁ und fb zwischen den beiden Zeitpunkten t₁ und t„ gezählt wird.

- Die Berechnung einer allgemeinen, relativen Phasenunterschiedsänderung Δ ψ , die gegebenenfalls grosser als 2 ft* zwischen den Zeitpunkten t.. und t durch die Berechnung des Unterschieds zwischen ψ ' und ψ~ ist.

- Die genäherte Berechnung von Cf als der allgemeine Phasenunterschied zum ersten Zeitpunkt t₁, gerechnet von der Frequenz F, die zwischen den Signalen Fb₁ und Fb als Funk-

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tion von F₁, F„ und vom Wert von Δ f gleich. Null ist, der im vorangehenden Schritt gefunden wurde, z.B. Ψ&α> ·

- Die Bestimmung des maximalen Winkels 2k Tf , wobei k eine ganze positive Zahl ist, die wirklich im Winkel if ab (f , ^., liegt, welcher W_ert im vorangehenden Schritt gefunden wurde, und der entsprechenden Vorzeichen von ψ und Δ ψ .

- Die Kennung von ^ in der Summe: If_n + 2k & oder

ψ _n - 2k Tf je nach den entsprechenden Vorzeichen von ^_n und

- Die Berechnung von sin OC aus Werten von F , d und des genauen Werts von ψ , der im vorangehenden Schritt gefunden wurde.

- Die Berechnung von oi, aus dem Wert von sin pe aus dem vorangehenden Schritt.

- Die Anzeige des im vorangehenden Schritt gefundenen Werts für oC .

Weiter ist zum Erreichen einer hohen Genauigkeit für O^ die eingangs erwähnte Anordnung nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, dass sie mit folgenden Mitteln versehen ist:

- Ersten Mitteln zur Bildung der Signale Fb , Fb _p mit der Frequenz fb.. und fb in Form von Rechtecksignalen mit gleicher Phase und gleicher Frequenz, . Zweiten Mitteln zur Messung des Phasenunterschieds ψ zwischen den Rechtecksignalen mit der Frequenz fb.. und fb sowie der Frequenz F zumindest für einen Punkt des Sägezahns,

- Dritten Mitteln zur Bestimmung zumindest zweier Reihen rechteckiger Signale mit der gleichen Periodenanzahl, deren Anfang untereinander zumindest um eine Periode verschieden ist.

- Vierten Mitteln zur Messung der allgemeinen gegenseitigen Phasenänderung Δ if zwischen dem Anfang zum Zeitpunkt t₁ f_ur die Frequenz F₁ und am Ende zum Zeitpunkt t für eine Frequenz F„ der erwähnten Reihen rechteckiger Signale. - Fünften Mitteln zur Berechnung und Anzeige des Winkels cc ausgehend von Werten für F₁ F₂, d ψ und Af.

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Eine einfache Gleichung, die in der detaillierten Beschreibung angegeben ist, ermöglicht es, für einen gegebenen Punkt des Sägezahns den Wert von sin oi dadurch zu berechnen, dass vom ¥ert tP des allgemeinen Phasenunterschiede zwischen Fb₁ und Fb mit der erforderlichen Genauigkeit ausgegangen wird. Der fur diesen Punkt des Sägezahns gemessene Wert (^_n stellt dabei jedoch nur den Teil von ψ kleiner als 2.¹^f dar.

Der Grundgedanke der Erfindung besteht in der Bestimmung des Winkels 2k TT , der zusammen mit V„ den Winkel

ψ darstellt. Dies ist durch die Messung des Phasenunterschieds ψ ' zumindest für einen zweiten Punkt des Sägezahns möglich. Wenn die Phasenunterschiede φ~ und ψ''' also mit einer Genauigkeit in der Grössenordnung von 1 gemessen werden, zum Beispiel ein relativer Fehler in der Grössenordnung von 0,5%» ist es möglich, den Winkel γ mit einer viel höheren relativen Genauigkeit zu erhalten. Der allgemeine Phasenunterschied zwischen Fb und Fb₅, wird nämlich mit einer relativen Genauigkeit in der Grössenordnung von 1° bei einer Phase in der Grössenordnung mehrerer tausend Grad erhalten. Diese hohe Genauigkeit hat ihre Rückwirkung auf die von Oi- .

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung näher erläutert. Für entsprechende Elemente sind gleiche Bezugsziffern verwendet. Es zeigen:

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Radarsystems, das gleichzeitig ein hochfrequentes als Sägezahn moduliertes Dauersignal sendet oder empfängt und diejenigen Signale erzeugt, die für die Verwendung der Erfindung erforderlich sind,

Fig. 2 die FrequenzSchwankung als Funktion der Zeit der ausgesandten und ankommenden Signale.

Fig. 3 das Blockschaltbild einer erfindungsgemässen Ausführungsform,

Fig. h ein Zeitdiagram zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltungen nach Fig. 1 und 3·

In Fig. 1 ist ein Radarsystem 1 dargestellt, das ein Funkhöhenmessgerät oder ein Abstandsmessgerät mit einem

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hochfrequenten als Sägezahn modulierten Dauersignal sein kann, und mit einer Sendeantenne 2 sowie mit zwei Empfangsantennen 3 und 4 ausgerüstet ist, die im Abstand d voneinander angebracht sind. Das Radarsystem 1 ist Teil eines Systems, das ausserdem mit einem radioelektrischen Antwortsender 5 versehen ist, der links in Fig. 1 dargestellt und durch eine Unterbrechung 6 vom Radarsystem getrennt ist, die einen Abstand symbolisiert, der mehr als 14O km betragen kann. Der Antwortsender 5 ist beispielsweise mit einer einzigen Sende/Empfangsantenne 7 bei o¹ ausgerüstet. Zum Rücksenden des an der Antenne 2 empfangenen Signals mit ausreichender Energie zu den Antennen 3 und 4 des Radarsystems 1 insbesondere über grössere Entfernungen ist der Antwortsender 5 vorzugsweise vom Typ nach der Beschreibung in der FR-PS 2 343 258, insbesondere in Fig. 3 und 10 dieser Patentschrift, oder ein Antwortsender mit vergleichbarer Struktur und Leistungen. Dieser Typ von Antworteendern ist mit einer Lautzeitleitung ausgerüstet, die eine Verzögerung T₀ in der Grössenordnung einer Mikrosekunde zwisehen dem empfangenen Signal und dem neu ausgestrahlten Signal einführt, mit einem Verstärker und Mitteln zum Abtasten des empfangenen Signals bei einer Frequenz in der Grössenordnung von einigen hundert Kilohertz in Form zumindest eines Schalters für Funkfrequenzen. Das Radarsystem 1 ist zum Analysieren der Signale ausgelegt, die vom Antwortsender 5 zurückgestrahlt sind und an den Empfangsantennen 3 und 4 ankommen, und zum Ableiten von Aus — gangssignalen daraus, mit deren Hilfe es erfindungsgemäss möglich ist, mit einer Genauigkeit in der Grössenordnung von einigen hundertstel Grad den Wert des Winkels cc zu bestimmen, der das Azimut des Antwortsenders in bezug auf das Radarsystem ist. In Fig. 1 ist o£ der Winkel zwischen der Mittels.enkrech.ten οέ des Linienabschnitts mit der Länge d und der Mitte 0, die die Mitten der Antennen 3 und 4 verbindet, und mit der Richtung OÖ'.

Hinsichtlich des Sendeteils ist das Radarsystem 1 mit einem spannungsgesteuerter Oszillator 8 ausgerüstet, der mit der Sendeantenne 2 verbunden ist und dessen Eingang

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das Ausgangssignal eines Sägezahngenerators 9 empfängt. Der Empfangsteil besteht aus zwei gleichen Signalverarbeitungskreisen. Der erste Kreis enthält eine Mischschaltung 10, deren erster der beiden Eingänge mit dem Ausgang der Antenne 3 verbunden ist und deren zweiter Eingang an den Ausgang des Oszillators 8 über eine Kopplungsanordnung 11 angeschlossen ist. Ein Ausgang der Mischschaltung 10 ist an eine Kaskadenschaltung aus einem Tiefpassfilter 12, einem Verstärker 13 und einem Amplitudenbegrenzer lh angeschlossen. Die Mischschaltung 10 mischt subtraktiv das ausgestrahlte und empfangene Signal, wodurch an einem Ausgang 15 ein Signal Fb₁ mit der Frequenz fb.. erscheint, die gleich dem momentanen Frequenzunterschied zwischen dem bei 2 ausgestrahlten Signal und dem bei 3 empfangenen Signal ist.

Wie der erste Kreis besteht der zweite Kreis aus der Kaskadenfolge der Empfangsantenne i4, der Mischschaltung i6, des Tiefpassfilters 17, des Verstärkers 18 und des Amplitudenbegrenzers 19, wobei der zweite Eingang der Mischsschaltung 16 ebenfalls mit der Kopplungsanordnung 11 verbunden ist. Der Ausgang des Amplitudenbegrenzers I9 erzeugt an einem Ausgang 20 ein Signal Fb_ mit der Frequenz fb die der momentane Frequenzunterschied zwischen dem bei 2 ausgesandten Signal und dem bei k empfangenen Signal ist.

Weiter enthält das Radarsystem 1 zwei Organe 21 und 22, die vorzugsweise über einen Leiter 28 das Ausgangssignal des Sägezahngenerators 9 empfangen. Das Organ 21, ein logischer Signalgenerator 21, erzeugt Signale DE und S an den Ausgängen 23 bzw. 2k und ein Organ 22, das ein Signal F (oder Λ) an einem Anschluss 25 erzeugt, wobei die Signale DE und S ebenfalls dem Organ 22 zugeführt werden. Die Funktion der Organe 21 und 22 wird nachstehend an Hand der Fig. 3 und k näher erläutert. In Fig. 1 sind ebenfalls zwischen dem Ausgang des Amplitudenbegrenzers 14 und einem Steuereingang des Sägezahngenerators 9 ein Frequenzdiskriminator 26 mit der Zentralfrequenz F^ und ein Integrator 27 dargestellt. Ihr Einsatz ist fakultativ, ist mit der gestrichelten Linie angegeben und ihre Wirkung wird nach-

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s teilend erläutert.

In Fig. 2 sind einige Frequenzkurven als Funktion der Zeit dargestellt, d.h.. das bei 2 (und 11) ausgesandte Signal EM und die Umhüllende der bei 3 und h ankommenden Signale, also RE bzw. RE .

Die Kurve EM hat die Form eines symmetrischen oder asymmetrischen Sägezahns mit einer festen oder variablen Dauer T und einem Frequenzhub Δ F, der vorzugsweise konstant ist. Die Frequenz am Anfang des Sägezahns beträgt

1OF. Jn der Praxis ist F in der G-rössenordnung von GHzen 00

und Λ F in der G-rössenordnung von zehn oder mehreren zehn MHz. ¥enn der Doppler-Effekt vernachlässigt und davon ausgegangen wird, dass das bei 3 und k ankommende Signal kontinuierlich ist, werden die Kurven RE und RE„ aus der Kurve EM durch eine Verschiebung parallel zur Zeitachse- mit einer Dauer von ΐ _Λ bzw. "V^ abgeleitet. Unter Verweisung auf Fig. 1 ist 7 die Zeit, die das Signal zum Zurücklegen der Strecke R zwischen den Antennen 2 und 7> zum Durchfliessen des Antwortsenders (Zeit ~_o) und zum Zurücklegen der Strecke R₁ zwischen den Antennen 7 und 3 benötigt, also:

R + R₁

Ebenso ist
R + R

Die entsprechenden Mischfrequenzen fb₁ zwischen RE und EM einerseits und fb zwischen RE und EM andererseits sind durch nachstehende G-leichungen gegeben: _{R +}

"*■ "τ

Es sei bemerkt, dass RE und RE nur die Umhüllenden der im Radarsystem ankommenden Signale sind. Hinsichtlich des vorzugsweise benutzten Antwortsendertyps wird das ausgesandte Signal insbesondere von diesem Antwortsender durch die Abtastfrequenz beschränkt, d.h. für jeden Abtastzyklus

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mit einer Dauer, die in einem kennzeichnenden Fall gleich 2/us beträgt, ist dieses Signal am Ausgang des Antwortsenders etwa 1 /us nicht vorhanden. Es folgt daraus, dass das Mischsignal bei der Frequenz IfTb₁ (oder fb ) am Ausgang einer Mischschaltung 10 oder 16 selbst mit der Abtastfrequenz des Antwortsenders, die in der Grössenordnung von 500 kHz beträgt, selbst abgetastet wird. Die Funktion des Tiefpassfilters 12 oder 17 besteht eben in der Neubildung des Mischsignals in Form eines Sinusoids mit der Frequenz fb.. und fb_ insbesondere durch die Beseitigung der Abtastfrequenz und ihrer Vielfachen im Spektrum des ankommenden Signals. Dies ist möglich, weil die Frequenzen fb. und fb_o kleiner als die Hälfte der Abtastfrequenz sind, z.B. 250 kHz (Shannon-Theorie).

Wenn der Sägezahn fest ist (T und A F konstant) bringt das im vorangehenden Absatz definierte Kriterium eine Beschränkung des Abstands zwischen dem Radarsystem und dem Antwortsender auf Basis der Gleichungen 3 und h mit sich. Zur Beseitigung dieser Beschränkung kann die Abtastfrequenz erhöht (durch Verringerung der Dauer t ~ des Antwortsenders) und/oder das Verhältnis Δ f/T durch derartiges Beeinflussen der ¥erte von Δ F und T im Radarsystem verkleinert werden, dass dieser Grenzabstand, der durch die Abtastung bewirkt wird, grosser als der Grenzabstand wird, der von der maximalen Ausbeute des Antwortsenders 7 bestimmt wird.

Nach einer bevorzugten AusfUhrungsform der Erfindung wird eine der Mischfrequenzen fb.. oder fb_ nahezu gleich einer konstanten Frequenz f_n durch eine Steuerschleife des Sendeteils des Radarsystems gehalten. In Fig. 1 besteht diese Steuerschleife zwischen dem Koppler 11 und einem Steuereingang aus der Kaskadenschaltung des Sägezahngenerators 9» des Mischers 10, des Filters 12, des Verstärkers I3 und des Amplitudenbegrenzers 14, des Frequenzdiskriminators 26 und des Integrators 27. Das Ausgangssignal des Diskriminators 26 wirkt über den Integrator 27 so auf den Generator 9 ein, dass unter Beibehaltung der konstanten Frequenz fb., der Neigungswinkel der

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Sägezähnte als Funktion des Abstands vom Antwortsender geändert wird. In diesem Typ von Abstandsmessgerät, das bereits aus dem vorgenannten FR-PS 1 557 670 bekannt ist, ist die Dauer T des Sägezahns eine lineare Funktion des Abstands zwischen dem Antwortsender und dem Radarsystem, wodurch, dieser Abstand messbar ist.

Die Bedeutung der beschriebenen Steuerschleife für die Erfindung besteht in dem Besitz nahezu konstanter Verte für fb₁ und fb„ (wobei der Wert von fb sehr nahe bei dem von fb.. liegt) unabhängig vom Abstand zwischen dem Radarsystem und dem Antworteender, wodurch sichergestellt ist, dass das Abtasttheorem berücksichtigt ist. In der Praxis hat die Frequenz f die Grössenordnung von einigen zahn kHz, also eine Grössenordnung kleiner als die der Abtastfrequenz.

Wenn nach dem linken Teil der Fig. 1 übergewechselt wird, ist ersichtlich, dass die entsprechenden Leitungsabschnitte R, R₁ und R₀, die die Antenne 7 mit den Antennen 2, 3 "oxiä. k verbinden, eine derartige Länge haben, dass diese Leitungsabschnitte mit guter Näherung als parallel betrachtet werden können. Es folgt daraus, dass die Gerade senkrecht auf der Geraden OO * (und auf den Leitungsabschnitten R und R_?) aus der Mitte der Antenne 3 mit dem Leitungsabschnitt mit der Länge d einen Winkel gleich *6 bildet (Winkel mit je zwei und zwei senkrecht stehenden Seiten). Es kann folgendes daraus abgeleitet werden:

sin OL = (5)

Zum anderen wird durch Subtraktion der Gleichungen 3 und h folgende Gleichung abgeleitet:

A

(6)

Der Unterschied fb₁ - fb_o kann in Form einer Anzahl von Perioden, die eine linear ansteigende Funktion der Zeit sind, oder durch einen "allgemeinen Phasenunterschied" ü> ausgedrückt werden, dessen Absolutwert grosser als 2 fr' in folgender Form ist:

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φ = 2Jf (^b₁ - fb₂) t (7)

wobei ein geeigneter Anfang für t genommen wird, d.h. für jeden Sägezahn, den Punkt 0", an welcher Stelle die Gerade EM in Fig. 2 die Abszisse schneidet.

Ausgehend von der Gleichung (6) kann die Gleichung (7) wie folgt geschrieben werden:

(8)

Der Ausdruck der Kurve F als Funktion der Zeit für jeden Sägezahn ist: F = t, indem der gleiche Anfang 0" wie oben genommen wird.

Die Gleichung (8) kann also wie folgt geschrieben werden:

- R) 1

(9)

15 ^= 1 — ^F

Durch die Kombination der Gleichungen 5 und 9 bekommt man folgendes:

20 also:

In der Gleichung (ii) sind die ¥erte für F (oder von λ =— ) und d mit grosser Genauigkeit bekannt, aber der Winkel ψ ist nicht direkt messbar: Es ist nur möglich, mit einer Genauigkeit in der Grössenordnung von 1 Grad seine Darstellung in algebraichem Wert ^_n zu messen, dessen Periode kleiner als 2 Tf ist und dessen Vorzeichen dem Vorzeichen <f (und also Oi ) oder dem entgegengesetzten Vorzeichen entspricht. Die Messung von V_n* also eine Phasenmessung, ergibt eine Unbestimmtheit und ist ungenügend für die genaue Bestimmung von ψ mit einer Genauigkeit von einem Grad, während der Absolutwert des Winkels <f in der Grössenordnung von einigen hundert bis einigen tausend Grad beträgt.

Der Winkel ψ kann also als Funktion von £> in

einer der beiden folgenden Gleichungen ausgedrückt werden: ψ - f ₀ + 2k TT, wenn V" positiv ist,

ψ = f₀ - 2k ff , wenn ψ negativ ist, ^¹

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wobei k eine positive ganze Zahl ist.

Um die mit der Messung von f verknüpfte Zweideutigkeit zu "beseitigen, sei bemerkt, dass, weil F wie ψ während der Sägezahnmodulation variiert, so dass beispiels· weise zwischen dem Anfang ( $?, F₁) und dem Ende (^₂' ^F2^ des Sägezahns gilt:
Δ If = £f - (f und ausgehend von der Gleichung (ΐθ):

^ 2 ~ 1'^f

Λ -ρ

Αψ = ZTf d sin Oc (13)

c
die wie folgt geschrieben werden können

Δ ^ ist ein elektrischer ¥inkel, der das Vorzeichen von OC hat und die für die Erfindung herangezogene Anwendung nur selten 2'7/überschreitet. Es sei bemerkt, dass, wenn Δ ψ grosser als 2 Τ? ist, sein Wert gemessen werden kann, weil es sich um die Aenderung zwischen den gegenseitigen Phasenunterschieden zweier Signale in einem gegebenen Zeitintervall handelt, das nur eine beschränkte Periodenanzahl für die Signale Fb und Fb₂ enthält.

Für eine Genauigkeit bei der Messung von 4 ^, die der an ^_n gewonnenen Genauigkeit vergleichbar ist, also

etwaiein Grad, bietet die Gleichung (13) für sinPC eine weniger hohe Genauigkeit als die Formel (11), wie nachstehend ersichtlich, aber dagegen ist es hierdurch möglich, sinCX undzweideutig zu bestimmen.

Die Erfindung besteht dabei aus der Messung des Winkels nf in der Amplitude und im Vorzeichen, wobei dieses Vorzeichen auch das Vorzeichen von cC und also von ψ durch die Gleichungen (i'l·) und (11) ist, aus der Berechnung der Werte von sinc£ aus der Gleichung (i4), die weiter mit sin'X. bezeichnet wird, aus der Uebertragung dieses Werts von sin»^ aus der Gleichung (io) und aus der durch Ableitung eines ersten angenäherten Werts des Winkels ψ , der mit (f_Au> bezeichnet wird, durch seine Berechnung. Zum anderen wird 6» _n auch gemessen und vorzugsweise mit ^ ₁ bezeichnet.

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Durch den Vergleich, der "Vorzeichen von &ψ und ψ' kann abgeleitet werden, welche der Gleichungen (12) zur Bestimmung von k benutzt wird ( ψ und Δ ψ haben das gleiche Vorzeichen). Wenn beispielsweise die zweite dieser Gleichungen benutzt wird, wird der Wert von k als der vollständige Wert definiert, der nächst zum berechneten Wert liegt, der gleich

zir

ist. In umgekehrter Richtung wird die Berechnung von ψ aus derselben Gleichung (12) ausgeführt, die zur Bestimmung von k mit dem vollständigen für k gefundenen Wert benutzt ist, und schliesslich wird dieser letzte richtige, für φ gefundene Wert auf die Gleichung (11) übertragen, mit der sich der Wert von sin Ct und danach von cc mit der gewünsch ten Genauigkeit berechnen lässt. Durch Differenzierung aus der Gleichung (ΐθ) wird folgende Gleichung gefunden:

also unter der Annahme, dass d + 4m, F = F₁ = 1,22 GHz, beispielsweise:
für OC _ ο, d_Ä = O, OO97 d Ψ

für OL = 30° d = 0,0112 d ψ

⁰^ ο

d.h. ein Fehler von etwa 1 Grad in ψ entspricht etwa 0,01

25 in oc .

Dagegen würde, wenn der Wert von et allein aus dem Wert von Δ*/⁷ bestimmt werden muss, durch Differenzierung der Gleichung 13 folgendes erhalten werden:

^COS

30 el OL, ~ c

also unter der Annahme d=4m, 4^ =10 MHz (F = 1,22 GHz,

F₂ = 1,23 GHz), beispielsweise:

In diesem Fall schwankt die für OC gewonnene Genauigkeit zwischen etwa 1,2° für 0C=O bis 1,4° für oC = 30° bei einer Genauigkeit an Δ ψ von +; 1°. Dies ist also wesentlich unzu-

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länglich, in bezug auf die gewünschte Genauigkeit.

Es sei bemerkt, dass für d = 4m η F = 1,22 GHz, der ¥inkel ψ von 2'^* schwankt, wenn cc von 3»4° bei 0° oder 4° bei 30° schwankt. Die fUr oC gewünschte Genauigkeit, die aus der Gleichung (i6) abgeleitet ist, genügt also, um sicherzugehen, dass der richtige ¥ert für k aus einer der Gleichungen (12) bestimmt werden kann. Im Fall, in dem diese Genauigkeit nicht mehr ausreichen würde, kann dies durch Erhöhung des Werts von d und/oder des ¥erts von A F begünstigt werden.

Eine Ausführungsform der Erfindung, in der das beschriebene Mess- und Rechenverfahren benutzt wird, ist an Hand der Fig. 3 und 4 beschrieben. In dieser'Ausführungsform wird die Messung der Phasenunterschiede vorzugsweise durch vergleichendes Zählen von Taktimpulsen ausgeführt, wobei diese Impulsanzahlen zwischen den 0-Durchgängen der Mischsignale Fb₁ und Fb „ gezählt werden.

Die Zeitpunkte, die den Anfang und das Ende der Phasenmessung bei einem Sägezahn trennen, lassen sich beliebig wählen, es sei denn dass man die Wellenlänge oder die zu diesen beiden Zeitpunkten ausgesandte Frequenz kennt. Als erster Zeitpunkt wird beispielsweise der Zeitpunkt, der dem Anfang des Sägezahns, und als zweiter Zeitpunkt der Zeitpunkt gewählt, der 90 des Hubs des Sägezahns entspricht, also Δ F' = 0,9 Δ F-.

Die Anordnung nach Fig. 3 enthält zwei gleiche Signalverarbeitungskreise, deren Eingänge das Signal Fb am Anschluss I5 bzw. das Signal Fb „ am Anschluss 20 empfangen. Der Kreis, der das Signal Fb₁ (Fb„) empfängt, enthält in Kaskadenschaltung eine Impulsformschaltung 30 (4o), die das ankommende Sinussignal in Rechtecksignale umwandelt, eine Synchronisationsschaltung 3I (4i), ein UND-Gatter 32 (42) einen Periodenzähler 33 (43) und einen Vergleicher 34. Die Ausgänge der Elemente 30, 3I und 32 enthalten die Signale A₁, B₁ bzw. C (Fig. 4). Das Signal A₁ (a„) gelangt direkt an einen zweiten Eingang des UND-Gatters 32 (42). Weiter wird ein erster (zweiter) Ausgang des "Vergleichers 34 an ein UND-Gatter 35 (45) angeschlossen,

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das an einem zweiten Eingang das Signal S am Anschluss Zk empfängt und dessen Ausgang mit einem zveiten Eingang der Synchronisationsschaltung 31 (^-"0 verbunden ist. Die Schaltung 31 (^1) empfängt an einem dritten Eingang das Signal DE am Anschluss 23· Die Signale B₁ und B„ gelangen an ein einziges ODER-Gatter 50 und an einen ersten Schaltungsdetektor 51. Ausgehend vom Ausgang des Gatters 50, das das Signal E empfängt, sind in Kaskadenschaltung ein UND-Gatter 52 (das am zweiten Eingang das Ausgangssignal eines schnellen Taktgebers 53 empfängt), an dessen Ausgang das Signal H erscheint, einen Impulszähler 54, einen Speicher 55» ein Rechenelement 56 für die Berechnung von AU*, sinOi.^ , V^i>> > ^k> ty » sin οί. und CL und ein Wiedergabeelement 57 für den ¥ert von cc angeordnet. Die Schaltung 51, deren Funktion aus der Bestimmung des Vorzeichens der gemeissenen Phasenunterschiede besteht, überträgt dieses Vorzeichen beispielsweise in Form logischer Signale mit Hilfe zweier Leiter auf den Speicher 55· Zum anderen empfängt das Rechenelement 56 in digitaler Form den ¥ert des Abstands d, der in einem Element 58 wiedergegeben wird, sowie den Wert der ausgestrahlten Frequenz F (oder der Wellenlänge ^. ), die auf den Anschluss 25 zu Zeitpunkten (t., t ) übertragen werden, die dem Umschalten der logischen Signale DE und S auf den höheren Pegel entsprechen, was in Fig. 1 durch die Leiter angegeben ist, die einen jeden der Anschlüsse 23 und Zh mit einem Steuereingang des Analog-Digitalwandlers 22 verbinden.

Die Wirkung der Anordnung nach Fig. 3 ist "weiter unten an Hand der Fig. h weiter beschrieben, die ein Zeitdiagramm der Signale EM, DE, S, Fb , A₁, B , C , Fb , A , B , C₂, E, H ist. In Fig. k ist das Signal G eine feste Frequenzschwelle, die dem Element 21 nach Fig. 1 inhärent ist, beispielsweise gleich 90$ des Spitzenwerts des Sägezahns ( AF¹ = 0,94F) und S ist ein logisches Signal, das von 0 nach 1 geht, wenn die Schwelle G erreicht wird und am Ende des Sägezahns nach 0 zurückkehrt.

Der Phasenunterschied zwischen den von den Antennen 3 und k empfangenen Echosignalen werden auf die

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Misch.sxgn.ale mit Frequenz Fb und Fb über die Mischschaltungen 10 und 16 (Fig. i) übertragen, wobei diese Signale in eine kontinuierliche Sinusform den Anschlüssen 15 und 20 (Fig. 1) zugeführt werden und in dieser Form in Fig. 4 dargestellt sind. Die Impulsformschaltungen 30 und 40 (Fig. 3) setzen die Signale Fb₁ und Fb₂ in Rechtecksignale A₁, A₂ um, deren Amplitude an die nachfolgenden, logischen Schaltungen angepasst ist, (logische Pegel 0 und 1). Jede Synchronisationsschaltung 31» 4i hat einen Ausgang B , B_?, der den O-Pegel zwischen den Sägezähnen hat und auf 1-Pegel beim ersten Uebergang von 0 nach 1 des Signals A₁ oder A₂ übergeht, das dem Zeitpunkt t folgt, also beispielsweise am Anfang des Sägezahns. Zu diesem Zweck empfängt diese Synchronisationsschaltung 31» 41 das Signal DE am dritten Starteingang. ¥enn diese Schaltung zum Zeitpunkt t„ ein Signal am zweiten Stoppeingang empfängt, gehtB.. bzw. B_p nach 0 zum Zeitpunkt des TJebergangs nach dem Zeitpunkt des Uebergangs des ersten Signals der Signale A₁ oder A₂ von 0 nach 1. Derartige logische Schaltungen 3I und 41 sind dem Fachmann bekannt. Das -UND-Gatter 32 bzw. 42 das die Signale A₁ und B oder A„ und B₀ empfängt, erzeugt an seinem Ausgang eine gerade

(C- fit

Anzahl von Perioden von C₁ oder C„ (ansteigende Anzahl N oder N_?). Der Zähler 33, 43 erzeugt somit eine Anzahl gleich der Sinusperiodenanzahl von Fb₁ oder Fb_? in der herangezogenen Periode. Wenn das Signal S auf den Pegel 1 übergeht um den Uebergang des Signals B nach 0 (oder des Signals B₃) über die UND-Gatter 35 oder 45 zu ermöglichen, ist einer der beiden folgenden Betriebszustände der Anordnung möglich:

1) N„ ^, N (der in der Figur herangezogene Fall), bei dem der Zähler 34 eine logische "1" über das UND-Gatter 45 überträgt, das den Ausgang B„ des Gatters 4i beim Uebergang von 0 nach 1 in der folgenden Periode auf 0 bringt.

Das UND-Gatter 35 ist nach wie vor geschlossen, bis N =N_. Zu diesem Zeitpunkt stellt der Vergleicher 34 den Uebergang seines ersten Ausgangs auf 1 fest, wodurch die Synchronisationsschaltung 31 über das Gatter 35 auf 0 kommt. Die

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UND-Gatter 42 und 32 haben also die gleiche Periodenanzahl erzeugt und die Pegeldauer "1" der Signale B. und B_ stellen die betreffende Dauer der gleichen Sinusperiodenanzahl in den beiden Bearbeitungskreisen der entsprechenden Signale Fb₁ und Fb dar.

2) N ^ N₁, wobei die beschriebenen Bearbeitungen zwischen den beiden Kreisen umgekehrt werden und mit der gleichen Begründung das gleiche Ergebnis aus dem vorangehenden Absatz erreicht wird.

Die Signale B₁ und B„ sind also beispielsweise in Fig. 4 dargestellt, wobei andere Konfigurationen möglich sind, weil B oder B_ als erstes Signal von einem niedrigen auf einem hohen Pegel übergeht (erste und zweite Schaltungen) und dass B₁ oder B anschliessend als erste vom hohen Pegel auf den niedrigen Pegel umschaltet (dritte und vierte Schaltvorgänge).

Das Vorzeichen ύοώ. y⁵ ist von der chronologischen Reihenfolge des ersten und zweiten Schaltvorgangs abhängig. Verabredungsgemäss wird beispielsweise ψ~ positiv gezählt, wenn der erste Schaltvorgang im ersten Signalverarbeitungskreis erfolgt, und negativ gezählt, wenn dieser Vorgang im zweiten Verarbeitungskreis erfolgt. Diese Verabredung ermöglicht es, wie nachstehend näher erläutert, den ¥ert von 00 auf trigoniometrische Weise zu bestimmen. In Fig. 4 ist der Winkel ψ_ nach der gleichen Verabredung negativ. Zum anderen stellt der Unterschied zwischen der Dauer der hohen Pegel der Signale B und B_p den Absolutwert des allgemeinen gegenseitigen Phasenunterschieds Δψ dar. Der absolute Wert und das Vorzeichen von Δ ψ können durch algebraische Messung von ψ ' erhalten werden, welcher Wert der Unterschied in algebraischem Wert ist zwischen den RUckflanken der Signale B₁ und B„ (dritte und vierte Schaltvorgänge) mit der gleichen Begründung des Vorzeichens wie oben und durch Subtraktion des für ψ_ erhaltenen alge-

·" braischen Wert (erste und zweite Schaltvorgänge) von diesem algebraischen Wert, wobei ^diese Regel ungeachtet des Musters der Signale B und B gilt. Das für Δ f gewonnene Vorzeichen ist auch das Vorzeichen oC auf Basis der Gleichung (i4).

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Jn Fig-. 4 sind die beiden gemessenen Phasenunterschiede negativ, ihr Unterschied (der zweite weniger den ersten) ist negativ, was bedeutet, dass der Winkel negativ ist, indem als Ursprung die Achse oz genommen wird (der in Fig. 1 und 2 dargestellte Fall). Es sei bemerkt, dass die Fig. 1, 2 und 4 für den gleichen Fall representativ sind, für den die nachstehende Ungleichheit untersucht wurde: Fb „ ^ Fb . Wenn die Mischfrequenz Fb, konstant gehalten wird und gleich einem vorgegebenen Wert ist, beispielsweise 24 kHz (Periode von 40/Us), wenn B₁ eine Verzögerung von 10/us am Anfang von 20/us am Ende hat, so beträgt

- der anfängliche Phasenunterschied ψ

- der endgültige Phasenunterschied ψ'

=|g = - ^= -180°

Die Aenderung im Phasenunterschied Δ ψ beträgt

also: (-5T) - (- f) = - f = -90°.

Mit dieser Aenderung kann der Wert von sin OC in erster Näherung berechnet werden (Genauigkeit in der Grössenordnung von 1 bei Are sinoi. ), wenn ab dem Anschluss 25 die Aenderung der Frequenz bekannt ist, die zwischen dem Anfang und dem Ende des Zählvorgangs ausgestrahlt wird, beispielsweise F₂ - F .

Die eigentliche Mess- und Rechenschaltung von OC ausgehend von representativen Zeitmessungen der Phasenunterschiede tP _n und ^(Pist im rechten Teil der Fig. 3 dargestellt (Elemente 50 ... 58).

Das Exklusiv-ODEH-Gatter 50 empfängt die beiden Signale B₁ und B und erzeugt das Signal E (Fig. 4), das bei einem gegebenen Sägezahn zwei Impulse enthält, die den anfänglichen und den endgültigen Phasenunterschied if und φ* darstellen. Ueber das UND-Gatter 52, das ebenfalls das Ausgangssignal des schnellen Taktgebers 53 empfängt, wird das Signal E in ein Zählimpulssignal H beispielsweise bei der Frequenz von 20 MHz umgewandelt. Da der Zähler

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Λ Λ,

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vorher am Anfang einer jeden Impulsserie durch nicht dargestellte bekannte Mittel auf Null zurückgestellt ist, gibt er am Ende einer jeden Serie vom UND-Gatter 52 erzeugter Impulse den Wert des Phasenunterschids an, der mit einer Zahl ausgedrückt wird, die die Zeit misst, die zwischen dem SehaltVorgang der gleichen Art der Signale B und B vergangen ist.

Die Schaltung 51 detektiert den Kreis, aus welchem Kreis jeweils der erste-..Schaltvorgang herrührt, und leitet nach der genehmigten Verabredung ein + oder - Vorzeichen daraus ab, das anschliessend in Form logischer Signale übertragen wird.

Nach der Zählung bei 54 werden die Zahl und das Vorzeichen bei 55 i*¹ den Speicher eingeschrieben, der vorzugsweise ein Kurzdauerspeicher ist, beispielsweise ein Pufferspeicher. Diese digitalen Werte werden anschliessend auf den Rechner 56 übertragen, der vorzugsweise ein Mikroprozessor ist. Nach obiger Beschreibung empfängt der Rechner 56 auch in digitaler Form den Wert der Frequenz F oder die Wellenlänge des ausgesandten Signals sowie den Wert des Abstands d aus dem Element 58. Die bei 56 für jeden Sägezahn durchgeführten Bearbeitungen oder Berechnungen sind in chronologischer Reihenfolge wie folgt;

- Identifikation des ersten algebraischen Wertes aus dem Speicher 55 bei (f _ und des zweiten algebraischen Wertes bei f'_o;

- Berechnung von Δ if durch den Unterschied zwischen if ' _ und f_Q;

- Berechnung von sin et aus der Gleichung (14) sina . .. ; _ Berechnung von ^. , aus der Gleichung (io);

- Wahl der zu benutzenden Gleichung (12) als Funktion der entsprechenden Vorzeichen von γ und Δ if> \

- genäherte Berechnung von k aus einer geeigneten Gleichung (12) und Bestimmung von k;

_ Berechnung von ψ aus derselben Gleichung (12) durch die Verwendung des ganzen Werts von k;

- Berechnung von sin Co aus der Gleichung (11);

- Berechnung von <κ als Funktion von sin oC .

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Der so bestimmte Wert wird auf das Element 57 übertragen, das die Wiedergabe vorzugsweise in digitaler Form durchführt, beispielsweise in Grad und Minuten des Winkels oder in hundertstel Grad mit Hilfe elektrolumineszierender Dioden oder durch Flüssigkristalle.

Es sei bemerkt, dass die erwähnte Berechnung von ¹J/\u> dadurch vereinfacht werden kann, dass es ausser für die deutliche Begründung unnütz ist, durch den angenäherten Wert von sin QL zu gehen, beispielsweise sin ⁰^u? . Durch Kombination der Gleichungen (i4) und (ΐθ) wird nämlich erhalten:

also:

IC Tj\ Tj\

O JC Jj

τ λ jj j*—]? * F-F · 0 /O

in welcher Gleichung nicht mehr als die einfachen Werte von F₁, F₀, CS? und ψ · auftreten, also die eigentlichen Messwerte. Hinsichtlich der gewonnene Genauigkeit sei bemerkt, dass, wenn der Absolutfehler an Αψ und ψ gleich ist, nach genauer Berechnung des letzten mit dem Verhältnis

von dem bei Δ <-f gemachten relativen Fehler auf den Fehler übergegangen werden kann, der bei Δψ auf Grund der letzten Gleichungen gemacht wurde, wobei die grosse, für ψ gewonnene Genauigkeit auf die für OC übertragen wird.

Nach einer anderen, weiter nicht erläuterten Ausführungsform der Erfindung kann die beim Wert von oo gewonnene Genauigkeit weiter verbessert und auf einige hundertstel Grad bis etwa 1 hundertstel Grad zurückgebracht werden, die in bezug auf das Beispiel nach einer Genauigkeit von 1 Grad bei den Messungen des Phasenunterschieds erreicht wurde. Diese AusfUhrungsform besteht aus der Messung des Phasenunterschieds mehrerer Sinusperiodenpaare, die den Signalen Fb und Fb₉ durch jeweilige Erhöhung des entsprechenden Werts der Frequenz (oder der Wellenlänge) des ausgesandten Signals und durch Verbindung des gleichen

Winkelwerts ψ ' mit einem jeden so gewonnenen Wert von CP U O

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zugeordnet sind, der durch die Rückflanke der Signale B und B₂ bestimmt wird. Dadurch kann das Rechenelement für jeden Sägezahn genau soviel Werte von sinöt bestimmen, wie es verschiedene Werte für den Winkel if _ und die Frequenz F gemessen hat, die hiermit durch die jeweilige Verwendung des gleichen Werts für ψ' und für F_p übereinstimmt. In diesem Fall muss das Rechenelement eine zusätzliche Bearbeitung einer anderen Art durchführen, die zur Bestimmung vom <*" aus der Vorbestimmung des Mittelwerts der verschiedenen für sin &- gefundenen Werte besteht.

Vorzugsweise sind die Antennen 2, 3 und k, die in Fig. 1 dargestellt sind, Richtantennen und bestreichen einen Winkelsektor in der Grössenordnung von 60°. Sie können ebenfalls einen grösseren Winkelsektor bestreichen, beispielsweise von etwa 120 , auf die Gefahr hin, dass für die Bestimmung des Winkels oC eine geringere Genauigkeit als beim maximalen Winkel von 60° erreicht wird. Durch die Aufstellung von sechs Anordnungen nach obiger Beschreibung die untereinander über 6θ verschoben sind, oder von drei Anordnungen, die über 120 verschoben sind, je nach der Grosse des Bereiches der Antennen 6θ oder 120 ist, ist es möglich, den ganzen Bereich zu bestreichen.

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Leerseite

Claims

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PATENTAJSrSPRUECHE:

1 ./ Verfahren zum Ermitteln des Azimuts ϋί eines radioelektrischen Antwortsenders in bezug auf ein Radarsystem, das ein Signal ausstrahlt, dessen Frequenz F eine zeitlich lineare Funktion ist, wobei das erwähnte Radar-

^ system mit einer Sendeantenne sowie mit zwei in einem Abstand d voneinander getrennten Empfangsantennen ausgerüstet ist und nach der Mischung des ausgestrahlten Signals mit dem Signal, das als Echo aus dem Antwortsender an einer jedem der beiden Empfangsantennen empfangen wird, Misch-

ii" signale Fb und Fb^ mit Frequenzen von fb₁ bzw. fb erzeugt, dadurch gekennzeichnet dass dieses Verfahren erfindungsgemäss zumindest folgende Schritte umfasst:

- Die algebraische Messung des Phasenunterschieds */* zwischen den Signalen Fb₁ und Fb „ und die Messung der

'■3 Frequenz F zu einem vorgegebenen, beliebig gewählten Zeitpunkt t ;

- die algebraische Messung des Phasenunterschieds ty' zwischen den Signalen Fb₁ und Fb„ und die Messung der Frequenz F„ zu einem zweiten, beliebig gewählten Zeitpunkt t~,

-3 wobei ^?¹ - ψ derart ist, dass nahezu die gleiche Anzahl von Sinusperioden von fb und fb_? zwischen den beiden Zeitpunkten t₁ und t_? gezählt wird;

- die Berechnung einer allgemeinen, relativen Phasenunterschiedänderung Δ <-f, die gegebenenfalls grosser als 2 Tf

2S zwischen den Zeitpunkten t.. und t durch die Berechnung des Unterschieds zwischen ψ'_η und ψ^ ist;

- die genäherte Berechnung von ψ als der allgemeine Phasenunterschied zum ersten Zeitpunkt t.., gerechnet von der Frequenz F, die zwischen den Signalen Fb und Fb₂ als

2^r' Funktion von F , F„ und vom Wert von Δ γ gleich Null ist, der im vorangehenden Schritt gefunden wurde, z.B. ψ. ^ ;

- die Bestimmung des maximalen Winkels 2k Tt , wobei k eine ganze positive Zahl ist, die wirklich im Winkel ψ ab

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_f yip l±eg±_} welcher Wert ±m vorangehenden Schritt

gefunden wurde, und der entsprechenden Vorzeichen von ψ

- die Kennung von φ in der Summe: <f + 2k.iT¹ oder ψ -2L· rf je nach den entsprechenden Vorzeichen von if ^ und A<f ;

- die Berechnung von sine*, aus Werten von F₁, d und des genauen ¥erts von If , der im vorangehenden Schritt ge-

funden wurde;

- die Berechnung von tx aus dem ¥ert von sin (X. aus dem vorangehenden Schritt,

- die Anzeige des im vorangehenden Schritt gefundenen ¥erts für <X .

2. Verfahren zur Bestimmung des Azimuts OL> nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass es ausserdem folgende Schritte umfasst:

- die algebraische Messung des Phasenunterschieds ( ^_n). zwischen den Signalen Fb₁ und Fb „ und die Messung der entsprechenden Frequenz F. für verschiedene Zeitpunkte t. die dem erwähnten Zeitpunkt t vorangehen; - die Bestimmung eines jeden ¥inkels cd . aus den ¥erten VOnF₁, F₂, (Δψ)_± = y« - ( Vq)₁S k_±; { ψ_Q)_±l d,

- die Bestimmung des ¥inkels oc , der gleich dem Mittelwert der ¥inkel 0C₁ ist, die in den vorangehenden Schritten bestimmt wurden.

3. Anordnung zur Ermittlung des Azimuts OC zum Durchführen des Verfahrens, diese Anordnung ist ein Teil eines Radarsystems, das ein Dauersignal mit einer als Sägezahn modulierten hohen Frequenz mit einem konstanten Frequenzhub Λ F und einer Dauer T ausstrahlt und gleichzeitig dazu ausgelegt ist, das zuvor ausgestrahlte Signal zu empfangen, das nach der Reflektion an einem radioelektrischen Antwortsender zurttckgevorfen wird, wobei das erwähnte Radarsystem ein Signal Fb mit einer ersten Mischfrequenz fb₁, das aus der subtraktiven Mischung des mit der momentanen Frequenz F ausgesandten Signals mit dem Signal abgeleitet wird, das an einer ersten Empfangsantenne ankommt, und ein Signal Fb_? mit einer zweiten Mischfrequenz fb erzeugt, das aus der subtraktiven Mischung des gleichen,

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mit der Frequenz F ausgesandten Signals mit dem Signal abgeleitet ist, das an einer zweiten Empfangsantenne ankommt, wobei die Bezugsrichtung zur Ermittlung des Azimuts

<X des erwähnten Antwortsenders die Mittelsenkrechte des Linienabschnitts mit der Länge d zwischen den Enden der Empfangsantennen ist, dadurch gekennzeichnet, dass sie mit folgenden Mitteln versehen ist:

- ersten Mitteln zur Bildung der Signals Fb₁, Fb„mit der Frequenz fb₁ und fb in Form von Rechtecksignalen mit gleicher Phase und gleicher Frequenz,

- zweiten Mitteln zur Messung des .Phasenunterschieds if _ zwischen den Rechtecksignalen mit der Frequenz fb.. und fb sowie der Frequenz F zumindest für einen Punkt des Sägezahns,

^ - dritten Mitteln zur Bestimmung zumindest zweier Reihen rechteckiger Signale mit der gleichen Periodenanzahl, deren Anfang untereinander zumindest um eine Periode verschieden ist,

- vierten Mitteln zur Messung der allgemeinen gegenseitigen Phasenänderung Αψ zwischen dem Anfang zum Zeitpunkt t^ für die Frequenz F₁ und am Ende zum Zeitpunkt t„ für eine Frequenz Y der erwähnten Reihen rechteckiger Signale, -fünften Mitteln zur Berechnung und Anzeige des Winkels OC ausgehend von Werten für F₁, F_, d y? und Αψ.

k. Anordnung zur Messung des Azimuts nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Dauer T des Sägezahns fest ist.

5· Anordnung zur Messung des Azimuts nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Dauer T des Sägezahns in linearer Abhängigkeit vom Abstand zwischen dem erwähnten Radarsystem und dem erwähnten Antwortsender durch eine Regelschleife des ausgesandten Signals variiert, die eine der Frequenzen fb.. und fb nahezu konstant und gleich einer festen Frequenz hält.

6. Anordnung zur Messung des Azimuts nach einem der Ansprüche 3» ^- oder 5» dadurch gekennzeichnet, dass der erwähnte Punkt des erwähnten Sägezahns als Koordinaten die Zeit t und die Frequenz F = F₁ hat.

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7. Anordnung zur Messung des Azimuts nach einem der Ansprüche 3> ^ oder 5» dadurch gekennzeichnet, dass sie mit Mitteln zur Messung des Phasenunterschieds (φ ). und der Frequenz F. für verschiedene Punkte des Sägezahns zu den Zeitpunkten t. -versehen ist, die später oder gleich t sind und von t vorangegangen werden.

8. Anordnung zur Messung des Azimuts nach einem der Ansprüche 3 bis 7> dadurch gekennzeichnet, dass die erwähnten zweiten Mittel zur Messung des Phasenunterschieds ψ η einerseits für ein jedes der Signale Fb₁ oder Fb mit einer Synchronisationsschaltung ausgerüstet sind, die das Ausgangssignal A₁ (bzw. A„) der erwähnten ersten Mittel zur Umsetzung in die Form empfängt, die an einem dritten Eingang ein erstes Steuersignal DE empfängt, das vom Sägezahn abgeleitet ist, ein logisches Signal B (bzw. B_?) empfängt und zum anderen ein Exklusiv-ODER-Gatter und eine Detektionsschaltung zum ersten Umschalten enthalten, die je die Signale B und B„ empfangen, wobei der Ausgang des erwähnten Exklusiv-ODER-Gatters mit dem Kaskadenkreis eines UND-Gatters verbunden ist, das an einem zweiten Eingang das Ausgangssignal eines schnellen Taktgebers empfängt, mit einem Impulszähler und mit einem Kurzdauerspeicher, der ebenfalls das Ausgangssignal der erwähnten Detektorschaltung der ersten Schaltung empfängt.

9· Anordnung zur Messung des Azimuts nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die erwähnten dritten Mittel zur Bestimmung zumindest zweier Serien rechteckiger Signale, die die gleiche Periodenanzahl für ein jedes der Signale Fb₁ oder Fb aufweisen, mit einem ersten UND-Gatter ausgerüstet sind, das die Signale A , B₁ (bzw. A , B₂) empfängt, das mit einem Zähler für die PeriodenanzaEl verbunden ist, der selbst mit einem Vergleicher verbunden ist, dessen Ausgang mit einem zweiten UND-Gatter verbunden ist, das an einem zweiten Eingang ein zweites Steuersignal S empfängt, das aus dem Sägezahn abgeleitet ist und ein zweites Steuersignal zu einem zweiten Eingang der erwähnten Synchronisationsschaltung liefert. 10. Anordnung zur Messung des Azimuts nach Anspruch

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8 und 9» dadurch, gekennzeichnet, dass die erwähnten vierten

Mittel aus der Kombination der erwähnten zweiten und

dritten Mittel bestehen.

11. Anordnung zur Messung des Azimuts nach einem

der Ansprüche 3 bis 10, in der die erwähnten fünften Mittel

zur Berechnung und zur ¥iedergabe des Winkels OC aus einem

Mikroprozessor bestehen.

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