DE2724093C2

DE2724093C2 - Radargerät zum Erfassen eines Fahrzeuges

Info

Publication number: DE2724093C2
Application number: DE2724093A
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Yokosuka Endo
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 1976-05-29
Filing date: 1977-05-27
Publication date: 1982-12-30
Also published as: US4110754A; GB1539495A; DE2724093A1; JPS534932A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Radargerät der im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten Art.

Bei einem solchen, aus der DE-OS 21 43 406 bekannten Radargerät sind die beiden Antennen an dem Fahrzeug nach hinten gerichtet, um den sogenannten toten Winkel im Blickfeld der Rückspiegel des Fahrzeuges hinsichtlich eventueller und insbesondere auf benachbarten Fahrspu-

*5 ren fahrender Fahrzeuge abzusuchen. Die Antennen senden dabei elektromagnetische Wellen zweier Frequenzen aus und empfangen auch die von einem zu ortenden Fahrzeug reflektierten Wellen. In einem Vergleicher werden durch Phasenvergleich der ausgesendeten und empfangenen Wellen zwei Dopplersignale erzeugt. Die Phasendifferenzen werden hinsichtlich der Vcreü-Nacheil-Beziehungen der miteinander in ihrer Phasenlage verglichenen Signale untersucht und daraus festgestellt, ob sich der Abstand zwischen dem mit dem Radargerät ausgerüsteten Fahrzeug und dem zu ortenden Fahrzeug vergrößert oder verkleinert. Wenn sich der Abstand verkleinert und einen bestimmten Grenzwert unterschreitet, erhält der Fahrer des mit dem Radargerät ausgerüsteten Fahrzeugs ein optisches oder akustisches Warnsignal.

Aus der DE-OS 21 24474 ist ein Radargerät bekannt, das zwei jeweils sendende und empfangende Antennen an jeder Seite eines Fahrzeuges umfaßt, wobei aus den von einem Objekt innerhalb des Fahrzeugweges reflektierten und empfangenen elektromagnetischen Wellen zwei

(^ Dt.pplersignale gebildet werden, mit denen die Winkel zwischen den Bewegungsrichtungen des mit dem Radargerät ausgerüsteten Fahrzeuges und des Objektes bestimmt werden können. Die Antennen sind dabei so an-

geordnet, daß die Polarisationsebene der von der einen Antenne abgestrahlten elektromagnetischen Welle senkrecht zu der Polarisationsebene der von der anderen Antenne abgestrahlten elektromagnetischen Welle ausgerichtet ist. Eine Rechnerschaltung dividiert das von der einen Antenne empfangene Signal durch das von der anderen Antenne empfangene Signal, um einen Quotienten zu erhalten, der mit einem Bezugswert in einem Vergleicher verglichen wird, um ein Ausgangssigr.al abzugeben, wenn der Quotient den Bezugswert übersteigt.

Aus der DE-OS 2308812 ist ein. Radargerät bekannt, das eine Sendeantenne zum Aussenden von elektromagnetischen Wellen einer einzigen Frequenz und eine Empfangsantenne benutzt. Eine Abtast- und Halte-Schaltung tastet das mit Hilfe eines Mischers aus dem empfangenen Signal gewonnene Zwischenfrequenzsignal ab. um Dopplersignale abzuleiten.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Radargerät der im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten Art so weiterzubilden, daß in einfacher Weise und mit ausreichender Genauigkeit die jeweilige Winkelverschiebung des zu ortenden Fahrzeuges gegenüber dem mit dem Radargerät ausgerüsteten Fahrzeug zu erfassen ist.

Bei einem Radargerät der genannten Art ist diese Auf gäbe durch die im Anspruch 1 angegebene Erfindung gelöst.

Das erfindungsgemäße Radargerät bestimmt die jeweilige Winkelverschiebung durch Messen der Entfernungen von den beiden Antennen bis zu dem georteten Fahrzeug und durch anschließendes Dividieren eines Differenzwertes zwischen diesen Entfernungen durch den Abstand zwischen den beiden Antennen. Die beiden Entfernungen zwischen den beiden Antennen und dem zu ortenden Fahrzeug können in sehr einfacher Weise mit Hilfe der von den beiden Antennen ausgesendeten Wellen unterschiedlicher Frequenz ermittelt werden, wobei jeweils erste und zweite Paare von Dopplersignalen gebildet werden. Anschließend werden dann eine erste Phasendifferenz zwischen den Dopplersignalen des ersten Paares und eine zweite Phasendifferenz zwischen den Dopplersignalen des zweiten Paares ermittelt, aus denen mit Hilfe eines Digitalrechners die Entfernungen zwischen dem zu ortenden Fahrzeug und den beiden Antennen errechnet werden können.

Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Zeichnung erläutert. Im einzelnen zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild des Radargerätes.

Fig. 2 ein Signaldiagramm, das bei der Beschreibung der Arbeitsweise des in Fig. 1 gezeigten Blockschaltbildes nützlich ist,

Fig. 3 den Ort eines Objektes in Bezug zu einem Fahrzeug, das auf einer Fahrspur zu einem gegebenen Zeitpunkt fährt, und die Bezeichnungen der Größen, die zur Berechnung des gewünschten Ergebnisses benutzt werden,

Fig. 4a und 4b eine erste bevorzugte Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 5 und 6 Signaldiagramme, die bei der Beschreibung der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform nützlich sind,

Fig. 7 ein Flußdiagramm, das für die Berechnung der Ausgangssignale von den Phasendetektoren zum Erhalten des Azimutwinkels erforderlich ist,

Fig. 8 ein Flußdiagramm, das den Bestimmungsprozeß zeigt, wenn sich das Fahrzeug in Gefahr eines Zusammenstoßes befindet.

Fig. 9 eine zweite bevorzugte Ausfuhrungsform der Erfindung und

Fig. 10 ein Signaldiagramm, das zur Beschreibung der Arbeitsweise der in Fig. 9 gezeigten Ausführungsform nützlich ist.

In Fig. 1 ist das erfindungsgemiße Radargerät schematisch dargestellt, das zwei Parabolantennen 10 und 11 aufweist, die am Vorderende eines Landfahrzeuges in einem Abstand 21 ange ordnet sind. Hochfrequenzsignale

ίο im Mikrowellenbereich mit Frequenzen./, und/₂ werden abwechselnd von Generatoren 12 und 13 über einen elektronischen Schalter 14 unter der Steuerung eines Signals von einer Zeitsteuereinheit 15 zugeführt. Die geschalteten Hochfrequenzsignale werden an einen Mischer 16 als ein örtliches Schwingungssignal und auch an Umlaufschalter 18 und 19 und dann an die Antennen 10 und 11 über elektronische Schalter 20 und 21 jeweils gegeben. Die elektronischen Schalter 20 und 21 werden ihrerseits von Signalen von der Zeitsteuereinheit 15 gesteuert.

Der elektronische Schalter 14 wird von einer Folge von periodischen Impulsen gesteuert, die in Fig. 2a gezeigt sind und auf einer Leitung 22 von der Steuereinheit 15 zugeführt werden, so daß während des Zeitintervalls f₀ bis f, das Signal mit der Frequenz/, über den Schalter 14 an die Umlaufschalter 18 und 19 und während des Zeitintervalls I₁ bis J₂ das Signal mit der Frequenz/₂ an die UmlaufschaUer gegeben wird. Typischerweise haben die Steuerimpulse auf der Leitung 22 jeweils eine Dauer und Impulspause von je einer Mikrosekunde.

Der elektronische Schalter 20 bleibt normalerweise geschlossen, während der elektronische Schalter 21 normalerweise geöffnet ist und diese Schalter werden von einer Folge von Rechteckimpulsen gesteuert, die auf einer Leitung 23 von der Zeitsteuereinheit zugeführt werdenVDie Impulse auf der Leitung 23 haben eine Dauer, die doppelt so groß ist wie die der Impulse auf der Leitung 22. wie dieses aus Fig. 2b zu erkennen ist, so daß während des Zeitintervalls I₀ bis I₂ der Schalter 20 geschlossen bleibt, damit das Signal von dem Schalter 14 an die Antenne 10 gegeben werden kann. Während des Zeitintervalls /, bis ι_Λ ist der Schalter 21 geschlossen, um das Signal von dem Schalter 14 an die Antenne 11 zu geben. Daraus ist zu erkennen, daß Signale mit Frequenzen/, und I₂ aufeinanderfolgend in Form eines Spitzensignals mit einer Dauer von einer Mikrosekunde abwechselnd von den Antennen 10 und 11 in einer Weise ausgesendet werden, wie dieses in den Fig. 2c und 2d gezeigt ist.
Die ausgesendeten Signale unterliegen einer Dopplerverschiebung, wenn sie von einem Objekt vor dem Fahrzeug zurückkehren und von der Antenne empfangen werden, von der die Signale ausgesendet wurden. Die Signale /, und/₂, die während dem Zeitintervall r₀ bis t, von der Antenne 10 ausgesendet werden, unterliegen einer Frequenzverschiebung, so daß die rückkehrenden Signale in Form eines Spitzensignals bei Frequenzen fa und fb nacheinander während des gleichen Intervalles empfangen werden, wie dieses in F i g. 2e gezeigt ist, wobei/a =/, ±f_di und fb=J₂±J]₁₁ ist, wobei/,, und/,₂ die Doppler-Frequenzen der jeweiligen Rückkehrsignale sind. In gleicher Weise weiden die von der Antenne 11 während des Zeitintervalls von t₂ bis i₄ ausgesendeten Signale/, und/, in der in Fig. 2f angegebenen Weise empfangen. Die Rückkehrsignale werden durch die jeweiligen Umlaufschalter an den Mischer 16 gegeben, wo sie mit dem örtlichen Schwingungssignal vom Ausgang des Schalters 14 gemischt werden. Das Ausgangssignal des Mischers wird dann an einen Dopplerdetektor 24 gegeben, der das

■ Ausgangssignal des Mischers in unterschiedliche Dopplersignale trennt.

Wie in Fig. 3 gezeigt ist, wird angenommen, daß das Fahrzeug 25, das mit dem Radargerät ausgerüstet ist, in der durch den Pfeil A angegebenen Richtung längs einer Fahrspur 26 zu einem vorgegebenen Augenblick mit einer Geschwindigkeit Va mit einer Entfernung r zu dem Objekt 27 fährt, das eine Entfernung d von der Mittenlinie 32 des Fahrzeuges entfernt ist. Die Entfernungen zwischen dem Objekt 27 und den Antennen 10 und 11 sind jeweils mit R₁ und R₂ bezeichnet und der Azimutwinkel des Objekts in bezug auf die Mittenlinie 32 ist durch θ (Bogeneinheit) gegeben. Die folgende Beziehung

Daher gilt,

21

Nach der Lehre des Buches »Introduction to Radar Systems« von M. 1. Skolnik. veröffentlicht von Mcgraw-HiIl Book Company, Inc., Seiten 114 und 115. ist die Doppler-Komponente von dem Mischer 16, dem das Signal /, von der Antenne 10 zugeordnet ist. gegeben durch

D₁₁=^₁

sin (l

(4)

und die Doppler-Komponente, dem das Signal/, von der gleichen Antenne zugeordnet ist, ist gegeben als

₁₂ = ,4₂sin \2nf_d2t-

(5)

wobei c die Ausbreitungsgeschwindigkeit ist. In gleicher Weise sind die Doppler-Komponenten, des Ausgangssignals des Mischers, dem die Signale/! und/₂, die von der Antenne 11 ausgesendet sind, zugeordnet sind, jeweils durch die folgenden Beziehungen gegeben:

(6)

= B₂ sin

(2nf_J2,--^

(7)

Diese Doppler-Komponenten D₁₁ bis D₁₂ werden voneinander in der Detektorschaltung 24 getrennt und an Phasendetektoren 28 und 29 gegeben. Der Phasendetektor 28 bewirkt die Erfassung der Phasendifferenz zwischen den Doppler-Signalen D₁₁ und D₁₂. In gleicher Weise erzeugt der Phasendetektor 29 ein Ausgangssignal, das die Phasendifferenz zwischen den Signalen D₂₂ und D₂₁ angibt.

Die Ausgangssignale von den Phasendetektoren 28 und 29 werden daher jeweils durch die folgenden Beziehungen gegeben:

4π Δ φ, =— Zi₁ (Λ -/₂)

Αφ₂=

di' se ergeben:

(J]-J₂)

4π (Z₁ -J₂)

Dann ist die Differenz Δ R zwischen R₁ und R₂

wobei Δ Λ die Differenz zwischen den Entfernungen R₁ und R₁ ist. Der Azimutwinkel wird durch die folgende Beziehung gegeben:

4 (2)

AR = -

: (A-Z₂)' ^V1 ™
wenn |Δ 0, -Δ </>₂| kleiner ist als η Bogeneinheit, und

wenn |Δ </>, — Δ φ₂\ gleich oder größer als π Bogeneinheit ist.

Aus den Gleichungen (3), (12) und (13) ergibt sich der Azimutwinkel als:

0 =

oder

0 =

8 κ/(A-Z₂)

8 π/ (/,-Z₂)

Die Ausgangssignale der Phasendetektoren 28 und 29 werden in einen Digitalrechner 30 gegeben, der programmiert ist, um die die Phasendifferenzen Δ φ₁ und Δ φ₂ angebenden Eingangssignale zu verarbeiten, um den Azimutwinkel 0 abzuleiten. An den Digitalrechner 30 wird außerdem eine Anzahl von Daten gegeben, die die Fahrzeuggeschwindigkeit Va, die Relativgeschwindigkeit Vr zu einem Objekt und die Entfernung oder den Bereich R zu dem Objekt betreffen. Diese Daten werden mit dem Azimutwinkel zusammen verarbeitet, um zu bestimmen, wenn das Fahrzeug in Gefahr eines Zusammenstoßes ist, und ein Ausgangssignal an eine Betätigungsschaltung 31 zu geben, die den Fahrzeugführer warnt oder die Bremsen betätigt.

Die Fig. 4a und 4b zeigen eine erste bevorzugte Aus-

führungsform. In Fig. 4a weist die Zeitsteuereinheit 15 einen Quarzkristalloszillator oder Taktgenerator 41 auf, der eine Impulsfolge mit einer Wiederholungsfrequenz von 1 MHz mit einer Dauer von 0,5 Mikrosekunden erzeugt, wie dieses in F i g. 5a dargestellt ist. Das Ausgangssignal des Taktgenerators 41 wird an einen Zwei-Bit-Zähler 42 gegeben, der eine Impulsfolge mit einer Dauer von einer Mikrosekunde (Fig. 5 b) auf der Leitung 43 für einen Eingang eines Abtastimpulsgenerators 45 und für einen Impulstreiber 46 erzeugt sowie eine Impulsfolge

mit einer Dauer von 2 Mikrosekunden (Fig. 5c) für den anderen Eingang des Abtastimpulsgenerators 45 und eine Leitung 44 für ei· in invertierten Steueranschluß eines Übertragungsgatters 47 und den nichtinvertierenden Steueranschluß eines Gatters 48 erzeugt. Der Abtastimpulsgenerator 45 baut Abtastimpulse auf und verteilt diese auf Ausgangsleitungen Gl, G2, G3 und G4. die mit den Abtastgattern von Abtast- und Halteschaltungen 51, 52,53 und 54 des Doppler-Detektors 24 verbunden sind. Di se Abtastimpulse haben jeweils eine Dauer von, 1 Mikrosekunde und erscheinen auf den Ausgangsleitungen in einer Folge einer nach dem anderen (siehe Fjgi5ti, 5e, 5fund5g). ' - ...

Der Ausgang des Treibers 46 ist mit einihn Gunn-

Oszillator 55 verbunden, der in Abhängigkeit von dem Signalpegel der Eingangsimpulse Signale erzeugt, so daß während eines gegebenen Intervalls von 1 Mikrosekunde das Ausgangssignal des Gunn-Oszillators eine Frequenz /, hat und während eines nachfolgenden Intervalls die Ausgangsfrequenz auf/₂ geändert wird. Daher wird der Gunn-Oszillator in seiner Frequenz auf/, und/₂ während eines Intervalls von jeweils 1 Mikrosekunde verschoben, während die Übertragungsgatter 47 und 48 abwechselnd ihre Gatter zur Übertragung für ein Intervall von 2 MikroSekunden öffnen. Das Ausgangssignal von dem Gunn-Oszillator 55 wird über einen Richtungskoppler 57 auf einen Mischer 56 und einen weiteren Richtungskoppler 58 und dann an die Umlaufschalter 59 und 60 gegeben. Dieses ergibt die Aussendung einer wiederkehrenden Foige von 2-Mikrosekundcn-Frequer.zverschobenen Spitzen von der Antenne 10 abwechselnd mit einer wiederkehrenden Folge von gleichen Spitzen von der Antenne 11 (Fig. 5h und 5i). Jede Spitze gibt zwei aufeinanderfolgende Energien von gleicher Dauer von Frequenzen /, und/₂ an.

Während jedes Übertragungsgatter leitend ist. gelangt das Rückkehrsignal durch den jeweiligen Pfad, der durch die Umlaufschalter 59 und 60 gegeben ist, an einen Richtungskoppler 61 und dann an den Mischer 56. Der Mischer erhält daher eine Folge von Spitzen von 2 Mikrosekunden bei Frequenzen von/ä und/Z> eines eine Mikrosekunde-Intervalls jeweils durch die Antenne 10, das Gatter 47 und den Umläufer 59 und eine gleiche Folge solcher Spitzen durch die Antenne 11, das Gatter 48 und den Umlaufschalter 60 zu abwechselnden Intervallen mit den vo:: der Antenne 10 empfangenen Spitzen (Fig. 5j) und 5k).

Das Ausgangssignal des Mischers ist eine Folge von Dopplersignalen, jeweils von einer Mikrosekunde Dauer, das von einem Vorverstärker 62 verstärkt und an die Abtast- und Halteschaltungen 51 bis 54 gegeben wird. Da die Abtastimpulse mit den Zeitpunkten der Frequenzverschiebung des Gunn-Oszillators 55 synchronisiert sind, wird das Ausgangssignal des Mischers mit Hilfe der Abtast- und Halteschaltungen 51 bis 54 in vier Dopplersignale getrennt, die jeweils einer unterschiedlichen Sendefrequenz und einem Hin- und Rücklauf-Pfad zugeordnet sind. Die abgetasteten Signale werden im wesentlichen auf dem gleichen Pegel gehalten, bis die nächste Abtastung auftritt, so daß das Ausgangssignal einer jeden Abtast- und Halteschaltung ein inkrementelles Spannungssignal ist, das in ein Sinussignal mit Hilfe eines von Tiefpaßfiltern 71,72,73 und 74 geglättet und an jeweils einen von Verstärkern 81,82,83 und 84 mit automatischer Verstärkungsregelung gegeben wird. Das Ausgangssignai am Anschluß 91 vom Verstärker 81 ist daher ein Dopplersignal D₁₁, das sich aus der Aussendung eines Signals/, von der Antenne 10 während des Zeitintervalls Z₀ bis r j und so weiter ergibt, und das Ausgangssignal am Anschluß 92 ist ein Dopplersignal O₁₂, das sich aus der Aussendung des Signals /₂ von der gleichen Antenne während des Zeitintervalls ;, bis Z₂ usw. ergibt. In gleicher Weise ist das Ausgangssignal am Anschluß 93 ein Dopplersignal D₂₁, das sich aus der Aussendung des Signals/, von der Antenne 11 während des Zeitintervalls Z₂ bis Z₃ usw. ergibt und das Ausgangssignal am Anschluß 94 ist ein Dopplersignal D₂₂, das sich aus der Aussendung des Signals/₂ von der gleichen Antenne während des Zeitintervalls r₃ bis Z₄. usw. ergibt.

Die Ausgangsanschlüsse 91 und 92 sind mit Pulsformerschaltungen 101 und 102 des Phasendetektors 28 (Fig. 4b) jeweils verbunden und die Ausgangsanschlüsse 93 und 94 sind mit Impulsformerschaltungen 103 und 104 des Phasendetektors 29 jeweils verbunden. Die Impulsformer 101 und 102 sind jeweils mit Differenzierern 111 und 112 verbunden, die ihrerseits mit dem Rücksetz- und dem Setz-Anschluß eines Flip-Flops 115 verbunden sind. Die Q- und Q-Ausgänge des Flip-Flops 115 sind mit einem Eingang von Zwei-Pegel-UND-Gliedern 116 und 117 und dann mit Binärzählern 118 und 119 jeweils verbunden. In gleicher Weise sind die Ausgange der Differenzierer 113 und 114 mit den Rücksetz- und Setz-Anschlüssen eines Flip-Flops 120 verbunden. Die Q- und Q-Ausgänge des Flip-Flops 120 sind mit einem Eingang von Zwei-Pegel-UND-Gliedern 121 und 122 und dann mit Binärzählern 123 und 124 jeweils verbunden. Die anderen Eingänge der UND-Glieder 116, 117, 121 und 122 sind zusammen mit einer Taktimpulsquelle 125 verbunden, die Taktimpulse zu Intervallen von einer Mikrosekunde zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen erzeugt. Die Arbeitsweise der Phasendetektoren 28 und 29 ist in Verbindung mit den in Fig. 6 gezeigten Signalformen zu verstehen. Die in den Fig. 6a, 6b, 6c und 6d gezeigten Sinussignale sind jeweils Dopplersignale O_n, O₁₂, D₂₁ und D₂₂. Die Impulsformer 101 bis 104 bewirken eine Verstärkung der Dopplersignale, um Rechtecksignale zu erzeugen, wie dieses jeweils in den Fig. 6e, 6f, 6g und 6h gezeigt ist, so daß die Nulldurchgänge eines jeden Dopplersignals der vorderen oder hinteren Flanke der geformten Rechteckimpulse entspricht. Zum Zeitpunkt Z₀ erzeugt der Differenzierer 112 ein Ausgangssignal, das das Flip-Flop 115 setzt, wodurch das Q-Ausgangssignal hohen Pegel annimmt, der zum Zeitpunkt Z₁(FIg-Oi) endet, wenn der Differenzierer 111 sein Ausgangssignal erzeugt. Das UND-Glied 117 wird daher während des Zeitintervalls Z₀ bis Z₁ leitend und gibt Taktimpulse an den Binärzähler 119, der seinerseits an seinem Ausgang ein dezimales Zählausgangssignal a, erzeugt (Fig. 6k). Während des Zeitintervalls I₁ bis Z₄ bleibt das Flip-Flop 11£ in seinem rückgesetzten Zustand, so daß sein ß-Ausgangssignal einen hohen Spannungspegel hat, so daß das UND-Glied 116 leitend ist, um Taktimpulse an den Zähler 118 zu geben, der ein dezimales Zählausgangssignal b₁ (Fig. 61) erzeugt. Die PhasendiffcrenzA ψ, zwischen den Signalen D₁, und D₁₂ wird gegeben durch InO_xKa₁ +£,) und die Ausgangssignale von den Zählern 118 und 119 werden an den Digitalrechner 30 gegeben, um die Berechnung durchzuführen.

Zum Zeitpunkt Z₂ erzeugt der Differenzierer 114 ein Ausgangssignal, das das Flip-Flop 120 in seinen Setzzustand umschaltet, der durch das Ausgangssignal von dem

so Differenzierer 113 zum Zeitpunkt Z₃ (F i g. 6j) beendet ist. Auf diese Weise wird das UND-Glied 122 während des Zeitintervall I₁ bis t₃ leitend, um die Taktimpulse an den Zähler 124 zu geben, der ein dezimales Ausgangssignal a₂ (Fig. 6m) erzeugt. Während des Zeitintervalls Z₃ bis f₅ befindet sich das Flip-Flop 120 in seinem rückgesetzten Zustand, der das UND-Glied 121 leitend macht, so daß der Zähler 123 ein dezimales Zählausgangssignal b₂ (F i g. 6n) erzeugt. Diese die dezimalen Zählerstände a₂ und b₂ angebenden Signale werden in den Mikrocomputer 30· gegeben, um die Phasendifferenz Δ φ₂ zwischen den Signalen O₂₁ und O₂₂ zu erhalten, die gegeben ist durch und 2na₂/(a₂ + b₂).

Der Digitalrechner 30 kann irgendeine herkömmliche Auslegung haben, mit der Rechenoperationen durchzuführen sind. Der Digitalrechner 30 ist so programmiert, daß er die dezimalen Ausgangssignale,, ί>,, a₂ und b₂ von_: den Phasendetektoren 28 und 29 nach Maßgabe einer Folge von in Fig. 8 gezeigten Schritten verarbeiten kann.

Beim Schritt 1 ist der Digitalrechner so programmiert, daß er die Phasendifferenz Δ φ_ι zwischen den Dopplersignalen O₁₁ und D₁₂ erhält und beim Schritt 2 die Phasendifferenz Δ φ2 zwischen den Dopplersignalen D₂₁ und D₁₁ berechnet. Beim Schritt 3 wird die Differenz Δ φ_κ zwischen den ersten und zweiten Phasendifferenzen Δ ^₁ und Δ φ₂ berechnet und mit Bogeneinheit verglichen. Das Programm geht dann zum Schritt 4, oder4₂ in Abhängigkeit davon, ob die Phasendifferenz Δ φ_κ kleiner oder größer als π Bogeneinheit ist. Beim Schritt 5 wird ι ο die BereichsdifferenzA φ_κ nach Maßgabe der Gleichung (12) oder (13) berechnet und beim Schritt 6 wird der Azimutwinkel θ unter Benutzung des Ergebnisses des Schrittes 5 endgültig erhalten.

Der Digitalrechner ist außerdem programmiert, um zu bestimmen, wenn das Objekt vor dem Fahrzeug sich innerhalb einer gefährlichen Zone des Fahrzeuges befindet. Fig. 8 zeigt ein Flußdiagramm, bei dem die verschiedenen Daten zugeführt werden, die für die Berechnung erforderlich sind. Die Daten umfassen die Fahrzeuggeschwindigkeit Va, die Relativgeschwindigkeit Vr zu dem Objekt vor dem Fahrzeug, den Bereich R zu dem Objekt und den Azimutwinkel Θ.

Beim Schritt 1 werden Va und Vr aufeinander verglichen und, wenn die erstere größer als die letztere ist, wird das Objekt als ein sich bewegendes Objekt erkannt und der Bremsweg Ra des Fahrzeugs nach Maßgabe der Formel beim Schritt 2 berechnet. Ist die erstere geringer als die zweite, so geht das Programm zum Schritt 3 weiter, um zu bestimmen, ob Va im wesentlichen gleich Vr ist, und wenn dieses der Fall ist, wird das Objekt als ein stationäres Objekt erkannt und die Formel beim Schritt 4 wird berechnet, um den maximalen Bremsweg gegenüber dem stationären Objekt zu bestimmen.

Ein die Entfernung zu dem Objekt bei einem gegebenen Zeitpunkt angebendes Bereichssignal R wird in das Programm eingegeben, um diese mit dem berechneten Bremsweg Ra zu vergleichen. Der Schritt 5 führt diesen Vergleich durch und wenn das Signal R größer als Ra ist, schreitet das Programm zum Schritt 6 weiter, um den Azimutwinkel 0, der in der zuvor beschriebenen Weise erhalten wurde, mit einem l/R angebenden Bezugssignal zu vergleichen. Ist der Azimutwinkel kleiner als der Bezugswert, so geht das Programm zum Schritt 7 weiter, um (IdJdR zu berechnen. Wenn dieser differenzierte Wert gleich oder kleiner als I/R² ist, das die Ableitung von IjR nach R ist, so erkennt der Digitalrechner die Situation als gefährlich und gibt ein Gefahrsignal ab, das zum Warnen des Fahrzeuglenkers oder zum Betätigen der Bremsen benutzt wird. Gibt irgendeiner der Schritte 5,6 und 7 kein so Signal ab, so wird das Programm erneut begonnen, um den Vorgang zu wiederholen.

Fig. 9 zeigt eine zweite bevorzugte Ausführungsform. In Fig. 9 gibt ein Taktimpulsgenerator 201 Taklimpulse (Fig. 10a) an einen Zwei-Bit-Zähler 202, der das Eingangssignal in eine erste Impulsfolge mit der Hälfte der Eingangsfrequenz und eine zweite Impulsfolge mit einem Viertel der Eingangsfrequenz umformt. Jeder Impuls der ersten Impulsfolge hat eine Dauer, die zum Zeitpunkt /₀ beginnt und zum Zeitpunkt /₄ endet, während der Impuls der zweiten Impulsfolge eine doppelt so große Zeitdauer wie die der ersten Impulsfolge hat. Die erste Impulsfolge wird über eine Leitung 204 an einen Eingang eines Gatterimpulsgenerators 203 und auch an einen Impulstreiber 207 gegeben, während die zweite Impulsfolge über eine Leitung 205 an die Steueranschlüsse von Übertragungsgattern 210 und 211 gegeben wird. Die Taktimpulse werden ebenfalls über eine Leitung 206 zu einem Übertragungsimpulsgenerator 208 gegeben, der in Abhängigkeit von ihnen Impulse kurzer Dauer (Fig. 10b) erzeugt, die an einen Modulator 209 gegeben werden, um schmale Impulse (Fig. lOo) zu erzeugen. Der Gatterimpulsgenerator 203 verarbeitet die Eingangsimpulse, um vier Folgen von Gatterimpulsen zu erzeugen, die nacheinander während Zeitintervallen f₀ bis t₂, t₂ bis /₄, t_A bis f₆ und r₆ bis f₈ (Fig. 10c bis 100 auftreten.

Der Impulstreiber 207 bewirkt eine Verstärkung der Eingangsimpulse und treibt einen Gunn-Diodenoszillator 212, so daß dessen Ausgangssignal während des Zeitintervalls t₀ bis I₂ eine Frequenz/] und während des nachfolgenden Zeitintervalls t₂ bis r₄ eine Frequenz von /₂ hat. Das Ausgangssignal des Oszillators wird über einen Richtungskoppler 213 an den Impulsmodulator 209 gegeben und durch diesen nach Maßgabe von Steuerimpulsen(Fig. 10b)an Umläufer 214 und 215 über einen Richtungskoppler 216 hindurchgelassen. Das Übertragungsgatter 210 wird während eines Intervalls r₀ bis /₄ in den leitenden Zustand versetzt, während das Gatter 211 während des Intervalls r₄ bis /₈ leitend wird. Die Folge ist eine Aussendung von wiederholten Folgen von mehrere Spitzen aufweisenden Signalen von der Antenne 10 abwechselnd mit einer sich wiederholenden Folge von gleichen, mehrere Spitzen aufweisenden Signalen, die von der Antenne 12 ausgesendet werden. Jedes, mehrere Spitzen aufweisende Signal stellt getrennte Spitzen von Energie mit Frequenzen von/j und/, dar (vgl. Fig. 10g und 10h). Das Ausgangssignal des Oszillators wird von dem Richtungskoppler 213 zu einem weiteren Richtungskoppler 217 aufgeteilt, der einen Teil des Eingangssignals an einen Phasenschieber 218 einerseits und an einen Mischer 219 als örtliche Schwingung andererseits abzweigt. Der Phasenschieber 218 bewirkt eine 90°-Phasenverschiebung für das Eingangssignal und gibt die phasenverschobene örtliche Schwingung an einen zweiten Mischer 220. Ein Richtungskoppler 221 ist vorgesehen, der das Rückkehrsignal vom Umlaufschalter 214 an die Mischer

219 und 220 und auch das Rückkehrsignal vom Umlaufschalter 215 an beide Mischer gibt. Da das Übertragungsgattcr 210 während des Zeitintervalls I₀ bis r₄ leitend geschaltet ist, kann ein Rückkehrsignal zum Zeitpunkt /, und zum Zeitpunkt /₃ empfangen werden (Fig. lOi). Das Rückkehrsignal zum Zeitpunkt Z₁ hat eine Frequenz fa (=/, ±f_dl) und die Mischer 219 und 220 bewirken eine synchrone Erfassung des empfangenen Signals durch seine Mischung mit den örtlichen Schwingungen, wodurch sich ein Ausgangssignal M₁ von dem Mischer 219 und ein Ausgangssignal M₁ von dem Mischer 220 ergibt (Fig. 10k und 101). Das andere zum Zeitpunkt /₃ empfangene Rückkehrsignal hat eine Frequenz fd (=/₂ ±f_i2) und wird in gleicher Weise erfaßt, so daß Ausgangssignale M₃ und AZ₄ von den Mischern 219 und 220 jeweils abgeleitet werden.

Während des Zeitintervalls r₄ bis r_g ist das Übertragungsgatter 211 in seinen leitenden Zustand geschaltet, um Signale vom Umläufer 215 zu übertragen und die Rückkehrsignale mit Frequenzen/a und/b zu Zeitpunkten Z₅ und I₁ jeweils zu empfangen. Zum Zeitpunkt i₅ wird das empfangene Signal von den Mischern 219 und

220 erfaßt, um Ausgangssignale M₅ und Af₆ von den Mischern 219 und 220 jeweils zu erzeugen, während zum Zeitpunkt I₁ die Mischer 219 und 220 jeweils ihre Ausgangssignale Af₇ und Ai₈ erzeugen.

Da eine Phasendifferenz von 90° zwischen den zwei örtlichen Schwingungen auftritt, besteht eine Phasenverschiebung von 90° zwischen den Einhüllenden der Ausgangssignale von den Mischern 219 und 220, so daß

immer ein Ausgangssigna! geeigneter Amplitude an mindestens einem der Ausgänge der Mischer zu jedem Augenblick des Signalempfanges auftritt. Das Ausgangssignal des Mischers 219 wird von einem Verstärker 221 verstärkt und dann einerseits an den Dopplerdetektor 24 und andererseits an einen Begrenzer 222 gegeben, wo das Signal stark verstärkt wird, um Rechteckimpulse zu bilden und an einen Pegeldetektor 223 gegeben wird. Der Detektor 223 vergleicht das Eingangssignal mit einem bestimmten Schwellwertpegel und beseitigt die Signale, dcen Amplitude unterhalb des Erfassungspegels (Fig. 10m) liegt. Das Ausgangssignal von dem Mischer 220 wird in gleicher Weise durch einen Begrenzer 224 und einen Pegeldetektor 225 verarbeitet, um die in Fig. 1On gezeigten Impulse zu erzeugen, die an ein ODER-Glied 226 gegeben werden, an das auch das Signal von dem Detektor 223 gegeben wird. Das Ausgangssignal von Jem ODER-Glied 226 wird zum Aufbau der Abtastimpulse für den Doppler-Detektor 24 benutzt. Ein Flip-Flop 227 ist vorgesehen, dessen Setzanschluß mit dem Übertragungsimpulsgenerator 208 verbunden ist, um dessen Impulse (Fig. lOo) zu empfangen, und sein Rücksetz-Anschluß ist mit dem Ausgang des ODER-Gliedes 226 verbunden. Dieses bewirkt eine Impulsfolge, die in Fig. 11p gezeigt ist, von dem Flip-Flop 227. Ein Differenzierer 228 ist mit dem Flip-Flop 227 verbunden, um dessen Ausgangssignal zu differenzieren und Impulse in Abhängigkeit von den Rückflanken der Eingangsimpulse (F ig. 1Oq) zu erzeugen. Das Ausgangssignal des Differenzierers tritt in Schritten mit dem Erhalt der Rückkehrsignale auf und wird um ein bestimmtes Intervall durch eine Verzögerungsschaltung229(Fig. 1 Or) verzögert und an UND-Glieder 231, 232, 233 und 234 gegeben. Diese UND-Glieder werden durch Einschalt-Impulse G₁, G₂, G₃ und G₄ (Fig. 10c und 100 jeweils leitend geschaltet, um den verzögerten Impuls an die Abtast- und Halteachaltungen 51.32,53 und 54 nacheinander zu geben. Die Abtast- und Halteschaltung 51 wird Ganer durch einen

ίο Abtastimpuls S₁ vom UND-Glied 231 angesteuert, um das Ausgangssignal Λ/, des Mischers 219 in der Mitte seiner Dauer abzutasten. In gleicher Weise wird der Abtastimpuls S₂ vom UND-Glied 232 an die Abtast- und Halteschaltung 52 gegeben, um das Ausgangsuignal AZ₃ abzutasten. Abtastimpulse S₃ und S₄. werden zum Abtasten der Ausgangssignale M₅ und M₁ des Mischers 219 benutzt. In gleicher Weise wie bei dcrn vorherigen Ausführungsbeispiii >/erden die abgetasteten Signale gehalten, bis der nächste Abtastimpuls auftritt und an die jeweiligen Tiefpaßfilter 71 bis 74 gegeben und von den jeweiligen Verstärkern 81 bis 84 verstärkt wird.

Da das Flip-Flop 227 in seinen stabilen Schaltzustand in Abhängigkeit von jedem Augenblick umgeschaltet wird, bei dem eine Energiespitze der Mikrowellenfrequenz (/, oder/₂) ausgesendet wird, und diesen stabilen Schaltzustand beibehält, bis das Rückkehrsignal empfangen wird, wird der Abtastimpuls nur in Abhängigkeit von dem Rückkehrsignal erzeugt, das von dem zum Fahrzeug nächsten Objekt reflektiert wird.

Hierzu 10 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Radargerät zum Erfassen der Winkelverschiebung eines zu ortenden Fahrzeuges gegenüber einem mit dem Radargerät ausgerüsteten Fahrzeug mit einem Sender zum Aussenden elektromagnetischer Wellen zweier Frequenzen aufeinanderfolgend während abwechselnder Intervalle von rechten und linken Antennen zu dem zu ortenden Fahrzeug, mit einem Empfänger zum Empfangen der von dem zu ortenden Fahrzeug reflektierten Wellen über die Antennen, mit einem Detektor zum Erfassen der Dopplerverschiebung der empfangenden Wellen und zum Erzeugen von Dopplersignalen aus den von der rechten Antenne empfangenen reflektierten Wellen und weiterer Dopplersignale aus den von der linken Antenne empfangenen reflektierten Wellen und mit einem Phasendetektor zum Erfassen der Phasendifferenz zwischen den Dopplersignalen, um die Entfernung zum Ort der Reflexion zu bestimmen, d a d a rch gekennzeichnet, daß sich die Antennendiagramme der rechten und linken Antenne (10,11) im zu überwachenden Bereich überlappen und daß eine Schaltung (30) die Winkelablage des Ortes der Reflexion als Quotient aus der Entfernungsdifferenz (Δ R) der über die rechte und linke Antenne ermittelten Entfernungen (Λ,. R₂) und dem Abstand (2/) zwischen der linken und rechten Antenne (10, 11) errechnet.

2. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Phasendetektor (28) die Phasendifferenz (Δ Φ,) zwischen den Dopplersignalen (D₁ i,D_l2) erfaßt, die aus den von der rechten Antenne (10) empfangenen reflektierten Wellen abgeleitet sind, um die Entfernung (R₁) von der rechten Antenne (10) bis zu dem zu ortenden Fahrzeug (Objekt 27) zu bestimmen, daß ein zweiter Phasendetektor (29) eine weitere Phasendifferenz (Δ Φ₂) zwischen den weiteren Dopplersignalen (D₂,, D₂₂) erfaßt, die aus den von der linken Antenne (11) empfangenen reflektierten Wellen abgeleitet sind, um die Entfernung (Zi₂) von der linken Antenne (1) bis zu dem zu ortenden Fahrzeug zu bestimmen, und daß die Schaltung (30) mit den Ausgängen beider Phasendetektoren (28, 29) verbunden ist.

3. Radargerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Phasendetektor (28) Einrichtungen (101, 102,111,112,115,117,119) zum Ableiten eines ersten Binärsignals (α,), das die Zeitdauer (Z₀-/,) zwischen einem ersten Nulldurchgang des Dopplersignals (D₁₂) und einem ersten Nulldurchgang des Dopplersignals(D_n)angibt,durch Erfassen der Nulldurchgänge der Dopplersignale (D₁₁, D₁,) und Einrichtungen (101,102,111,112,115,116,118) zum Ableiten eines zweiten Binärsignals (b,), das eine Zeitdauer (T₁ — T₄) zwischen dem ersten Nulldurchgang des Dopplersignals (D₁₁) und einem zweiten Nulldurchgang des Dopplersignals (D₁₂) angibt, durch Erfassen der Nulldurchgänge der Dopplersignale (D, j, D, ₂) aufweist, daß der zweite Phasendetektor (29) Einrichtungen (103, 104, 113, 114, 120, 122, 124) zum Ableiten eines dritten Binärsignals (a₂) das eine Zeitdauer (I₂-I₃) zwischen einem ersten Nulldurchgang des Dopplersignals (D₂₂) und einem ersten Nulldurchgang des Dopplersignals (D₂,) angibt, durch Erfassen der Nulldurchgänge der Dopplersignale (D₂₁, D₂₂) und Einrichtungen (103, 104, 113, 114,120, 121, 123) zum Ableiten eines vierten Binärsignals (b₂), das eine Zeitdauer (/₃ — ;₅) zwischen dem ersten Nulldurchgang des Dopplersignals D₂₁) und einem zweiten Nulldurchgang des Dopplersignals (D₂₂) angibt, durch Erfassen der Nulldurchgänge der Dopplersignale (D₂₁, D₂₂) aufweist und daß die Schaltung einen Digitalrechner (30) aufweist, der programmiert ist, um den Ausdruck 2KaIZ(O₁-I-O₁) zu berechnen und die erste Phasendifferenz (Δ Φ;) abzuleiten und den Ausdruck 2na₂/(a₂+b₂) zu berechnen und die zweite Phasendifferenz (Δ Φ₂) abzuleiten.

4. Radargerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Digitalrechner (30) programmiert ist, um die Entfernungen (A₁, R₂) durch MuItipiizieren des Ausdruckes C/4ji (/", -f₂) mit den ersten und zweiten Phasendifferenzen (Δ Φ,,Δ Φ₂) jeweils abzuleiten, wobei C die Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Wellen und Z₁,/₂ die jeweiligen Frequenzen der ausgesendeten Wellen sind.

5. Radargerät nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Digitafrechnung (30) programmiert ist, um die Differenz (Δ R) durch Berechnen eines Ausdruckes C\A Φ, -Δ Φ₂|/4π (/", -/₂), wenn |Δ Φ, -Δ Φ₂1 kleiner als π Bogenmaß ist, oder durch Berechnen eines Ausdruckes C(2n-\A4>_: -Δ Φ₂)/4π (/", -f₂), wenn |Δ Φ, -Δ Φ₂| gleich oder größer als π Bogenmaß ist, abzuleiten, wobei |Δ Φ, —Δ Φ₂1 die Differenz zwischen den ersten und zweiten Phasendifferenzen (ΔΦ,, Δ Φ₂) und/,,/₂ die jeweiligen Frequenzen der ausgesendeten Wellen sowie C die Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Wellen sind.