DE2907315A1

DE2907315A1 - Schaltungsanordnung zur auswertung von dopplerradarsignalen fuer ein dopplerradar im ghz-bereich

Info

Publication number: DE2907315A1
Application number: DE19792907315
Authority: DE
Inventors: Uwe Dipl Ing Feddern; Juergen Dr Siebeneck
Original assignee: Philips Patentverwaltung GmbH
Current assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Priority date: 1979-02-24
Filing date: 1979-02-24
Publication date: 1980-08-28
Also published as: GB2044573A; FR2449899A1; US4310842A; JPS55117981A

Description

PHILIPS PATENTVERWALTUNG GMBH, 3TEINDAiIM 94, 2000 HAMBURG

-3-

PHD 79-01?

Schaltungsanordnung zur Auswertung von Dopplerradaraignalen für ein Dopplerradar im GHz-Bereich

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Auswertung von Dopplerradarsignalen für ein Dopplerradar im GHz-Bereich mit getastetem Sendeoszillator, dessen Frequenz sich durch das Tasten zwangsläufig während der Iast-r zeit ändert, bei der einer Mischeranordnung das Sende- als auch das Empfangssignal zugeführt werden und in dieser eine Richtspannung entsteht, der das Dopplerradarsignal, das sich in Abhängigkeit von einer Lageänderung des angemessenen Zieles in Abstrahlrichtung ändert, überlagert ist und hinter der Mischeranordnung eine Auswerteschaltungsanordnung zur Trennung der getasteten Dopplerradarsignale von der getasteten Richtspannung angeordnet ist.

Bei der Anwendung von Geschwindigkeitsmeßgeräten mit Hilfe des sogenannten Dopplerradars wird im allgemeinen ein Sender verwendet _f bei dem das Sende signal im sogenannten Dauerstrichbetrieb ausgestrahlt wird. Der sich daraus ergebende relativ hohe Stromverbrauch spielt dann keine Rolle, wenn die Spannungsversorgung vom Netz oder für kurze Zeit aus einer Autobatterie erfolgen kann. Gänzlich andere Anforderungen treten auf, wenn die Dopplerradargeräte für Einbruchssicherungsanlagen verwendet werden sollen, weil sie nämlich hier in Konkurrenz zu Einbruchssicherungsanlagen stehen, die auf Infrarotbasis arbeiten. Die Forderung

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an eine derartige EinlDruchssicherungsanlage ist nämlich die, daß sie bei Netzausfall automatisch auf Batterie umgeschaltet werden kann. Dann ist der Stromverbrauch einer derartigen Anlage von ausschlaggebender Bedeutung für die Zeit, in der eine derartige Anlage noch betriebssicher arbeitet.

Eine Einbruchssicherungsanlage mit einem Ku-Band-Doppler-Radar-Modul mit der Typenbezeichnung MDX 0724 ist im Valvp Brief "Messeinformationen Hannover" 1978 vom 19.4.1978 auf der S. 50 Abs. 1 veröffentlicht worden. Danach findet sich eine weitere Veröffentlichung für die Baugruppe MDX 0622 für eine X-Band-Doppler-Radar-Baugruppe. Hierzu gibt es weiterhin von der Firma Valvo ein vorläufiges Datenblatt, veröffentlicht im März 1978, mit dem Ku-Band-Doppler-Radar-Modul, die sich auf eine kompakte SHF-Sende-Empfangseinheit mit stabilem Gunn-Oszillator in Hohlraumtechnik bezieht, und die einen Diodenmischer und planare Sende-Empfangsantennenstruktur zum Aufbau von Bewegungsdetektoren aufweist. Der dort beschriebene Modul hat eine Reichweite von .15 m und _es ist ein Betriebsstrom von 150 mA angegeben. Die Betriebsfrequenz beträgt 13,55 GHz.

Der angegebene Betriebsstrom von 150 mA bei dem Modul MDX 0524 war groß, und deswegen wurde bereits auf der Hannover-Messe 1978, wie oben genannt, in der Literaturstelle Valvo Brief vom 19.4.1978 ein Doppler-Radar-Modul MDX 0724 vorgestellt, das im Pulsbetrieb arbeitet und dessen Stromaufnahme 15 mA beträgt. Auf der Hannover-Messe wurde nur der HF-Teil mit der Ansteuerschaltung gezeigt. Es fehlte noch die Auswerteschaltungsanordnung und auf einen Teil dieser bezieht sich die vorliegende Erfindung.

Ausgehend vom oben genannten Stand der Technik war es also bekannt, ein Dopplerradar im GHz-Bereich zu betreiben, und zwar mit getastetem Sendeoszillator. Wenn ein einfacher Gunn-Oszillator über seine Betriebsspannung getastet wird,

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verändert sich seine Frequenz während des Tastimpulses. Eine Forderung war aber die, daß die Dopplersignalfrequenz noch von der Tastfrequenz getrennt werden mußte. Die Dopplersignalfrequenz beträgt bei den bekannten Geräten, die bei etwa 10 GHz arbeiten, bis zu 100 Hz, und wenn bei einem getasteten Sender noch das Dopplersignal gesehen werden soll, so muß die Tastfrequenz größer als 200 Hz sein. Die Aufgabe der Erfindung bestand nun darin, alle diese bekannten Probleme zu berücksichtigen und eine Schaltungsanordnung vorzuschlagen, bei der eine gewisse Optimierung erreicht wird.

Zur Lösung dieser Aufgabe schlägt die Erfindung bei einer Schaltungsanordnung zur Auswertung von Dopplerradarsignalen für ein Dopplerradar im GHz-Bereich der eingangs genannten Art vor, die Auswerteschaltungsanordnung derart auszubilden, daß nur während eines Teiles der Tastzeit in der sogenannten Auswertezeit eine Auswertung erfolgt. Dabei kann in weiterer Ausgestaltung der Erfindung die Auswertezeit nur 10 bis 20 % der Tastzeit betragen, und zwar gerechnet von der Rückflanke des Tastimpulses ab. Die Tastfrequenz kann vorzugsweise etv/a 1 kHz betragen.

Eine Schaltungsanordnung für die Auswertesch&ltungsanordnung besteht nach der Erfindung aus einer sogenannten Abtast-Halte -Schaltungsanordnung, in der das getastete von der Mischeranordnung kommende Signal und das Tastsynchronsignal einem Schalter zugeführt werden, der nur während der Auswertezeit in Signallaufrichtung geöffnet ist und das Teilsignal zur Aufladung eines Kondensators an diesen weiter gibt und der Kondensator derart bemessen ist, daß er die aufgrund seiner dem zuletzt erhaltenen Teilsignal entsprechende Ladung entstehende Spannung in der auf die Auswertezeit folgenden Zeit bis zur nächsten Auswertezeit hält und an dem Kondensator ein Lastwiderstand angeschlossen ist, der derart bemessen ist, daß die Entladezeitkonstante sehr

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groß gegenüber der Pause zwischen zwei aufeinanderfolgenden Tastimpulsen ist.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in de^/Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 Diagramme der einzelnen Impulse und der Auswertungen, Fig. 2 eine Übersichtschaltungsanordnung und Fig. 3 ein detailliertes Schaltbild mit der Auswerteschaltungsanordnung.

Die Erklärung der Arbeitsweise der Erfindung erfolgt zunächst anhand der graphischen Darstellung nach Fig. 1 unter Zuhilfenahme der Schaltungsanordnung nach Fig. 2.

Fig. 2 zeigt einen Sender, dessen Hochfrequenzausgangssignal f im GHz-Bereich liegt. Dieses Signal gelangt an die Antenne, und zwar an die Sendeantenne. Es wird von der Empfangsantenne wieder, aufgefangen und heißt dort das Signal f„. Sowohl das Sende- als auch das Empfangssignal gelangen in bekannter Weise an eine Miseheranordnung M und am Ausgang der Mischeranordnung steht das Signal f_M> das einer Auswerteschaltungsanordnung A zugeführt wird. Am Ende der Auswerteschaltungsanordnung steht das Auswertesignal f». Bis hierhin ist die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 bekannter Stand der Technik. Solange die Sendeantenne auf ein stehendes Ziel arbeitet, wird das Empfangssignal f„ eine konstante Phasenverschiebung gegenüber dem Sendesignal f aufweisen und das hinter der Mischeranordnung erhaltene Signal f^ zeigt kein Dopplersignal. Es besteht nur aus einer konstanten Gleichspannung Uq. Erst dann, wenn sich in dem interessierenden Bereich, z.B. innerhalb eines Raumes innerhalb von 15 m ein Ziel bewegt, z.B. ein Einbrecher, dann ändert sich die Phase des Signals f_p gegenüber der Phase des Signals f und aufgrund dieser Phasenverschiebung entsteht eine Dopplerspannung in der Miseheranordnung M und

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am Ausgang der Mischeranordnung wird eine Wechselspannung f_M sichtbar, deren Frequenz sich in Abhängigkeit von der Schnelligkeit ändert, mit der sich das Ziel bewegt. In der bisher bekannten Auswerteschaltungsanordnung kann also das s Gleichspannungssignal, das konstant ist, von diesem Wechselspannungssignal auf einfache Weise getrennt und einer Anzeige oder Auswertung zugeführt werden.

Neu nach der Erfindung ist es, den Sender und die Auswerteschaltungsanordnung zu tasten. Dazu gibt es einen Taktgeber, der mit der Frequenz f. arbeitet, das ist die Tastwiederhohlfrequenz« Die Arbeitsweise der Erfindung soll nunmehr anhand der Fig. 1 erläutert werden.

Aufgrund der Tastung wird der Oszillator, also der Sender, mit den Impulsen I getastet, d.h. seine Gleichspannungsversorgung wird ein- und ausgeschaltet, bleibt also während der Zeit des Impulses I, wie in der ersten Zeile der Fig. 1 gezeigt, eingeschaltet und wird während der Zeit t3 ausgeschaltet. Das ist die Impulspause zwischen den HF-Impulsen. Aufgetragen ist hier also die Ausgangsleistung P2 des Oszillators über der Zeit. Wird der Sender jetzt getastet·, so wird normalerweise zu erwarten sein, daß hinter der Mischeranordnung M bei sich bewegendem Ziel eine Dopplerspannung entsteht, und diese ist in der Zeile 2 mit einer Wechselspannung eingezeichnet, und zwar ist das die Wechselspannung D, während die Gleichspannung, die sich bei stehendem Ziel ergibt» mit Uq bezeichnet wird. Die sich aufgrund des Dopplersignals ändernde Wechselspannung ist natürlich viel kleiner als die Spannung U_Q, z.B. beträgt die Spannung U₀ 1 bis 2 V, während der Unterschied zwischen Uq bis zur Amplitude, und zwar der größten Amplitude des Wechselspannungssignals D, z.B. 0,1 mV beträgt. Die Auswerteschaltung kann nun derart ausgebildet werden, daß sie das Wechselspannungssignal auswertet, d.h. der schraffierte Bereich wird einer Auswertung zugeführt, d.h. es wird inte-

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griert. Hinter der Mischeranordnung M folgt in der Auswerteschaltung ein Kondensator, der aufgeladen wird und über einen Widerstand entladen werden kann. Diese Anordnung arbeitet aber nur dann zuverlässig, wenn sich das Signal des Senders mit der Frequenz f nicht in der Frequenz ändert, d»h„ konstant bleibt.

Nun ist es aber bei Einbruchssicherungsanlagen, und zwar bei diesen sehr kleinen Modulen mit Gunnelementen außerordentlieh schwierig, die Frequenz stabil zu halten, denn dies erfordert doch einen verhältnismäßig sehr großen Aufwand. Wird dieser Aufwand nicht getrieben, dann, das ist allgemein bekannt, läuft die Frequenz des Senders während des Impulses. Z.B* wurde festgestellt, daß sich die Frequenz f um ca 10 MHz verschiebt, und zwar sehr stark am Anfang des Impulses und dann langsam/werdend bis zum Ende des Impulses I. Dies ist darauf zurückzuführen, daß sich der Halbleiterkristall des Gunnelements während des Impulses erwärmt und in der Pause wieder abkühlt und dadurch.seine HF-Eigenschaften ändert. Dieser Effekt beeinträchtigt die Funktion des Dopplerradargeräteswesentlich.

Er soll daher näher erklärt werden. Der Misrowellensender strahlt das HF-Signal mit der Frequenz f ab, das vom Ziel reflektiert wird. Das Signal durchläuft dabei den Weg 21. Ein vom Sendesignal abgeleitetes Bezugssignal und das Empfangssignal werden in bekannter Weise auf die Mischeranordnung gegeben. Zwischen dem Bezugssignal und dem Empfangssignal besteht nunmehr eine Phasendifferenz, die durch den Laufzeitunterschied entsteht. Die Phasendifferenz ist abhängig vom Laufweg 1 und von der Hochfrequenz f . Es be

stehen folgende Beziehungen:
U) 27

27Γ O₁ 2ΤΓ · ^fQ O₁ 4ίΓ . ^£o -~ ^J ~ ^J

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Bei einem normalen bekannten Dopplerradargerat ist die Sendefrequenz f konstant. Durch die Änderung des Weges 1, d.h., wenn sich ein Ziel im angemessenen Raum bewegt, verändert sich die Phase. Sie hat sich um 360° bzw. 2iT ver-21
ändert, wenn -χ- = 1 ist. Bei f_ = 10 GHz entsprechend

A = 3 cm ist 1 = % - 1,5 cm. Die Ausgangsspannung durchläuft also eine vollständige Schwingung, wenn sich das Ziel um 1,5 cia bewegt. Bewegt sich das Ziel gleichförmig, ist die Ausgangsspannung eine Wechselspannung, deren Frequenz proportional der Geschwindigkeit des Zieles ist. Daher ist, wie oben bereits beschrieben, am Ausgang der Mischeranordnung eine Wechselspannung sichtbar, die exakt proportional dem cos τ ist und ausgewertet werden kann.

Ändert sich aber nun bei einem gepulsten Dopplerradargerat während des Impulses die Frequenz, so ändert sich ί auch bei einem stehenden Ziel. Die Mischerausgangsspannung ist also während des Impulses nicht konstant. Beträgt die Änderung der Frequenz während des Impulses innerhalb der Impulszeit des HF-Impulses z.B. 10 MHz und die Entfernung z\xm Ziel 15 Ii so wird die Phase gerade um 360° verschoben. Diese Überlegung kann anhand der oben genannten Formeln recht leicht nachgeprüft werden: Ist 1 gleich konstant, dann gilti

Für f = 360° Δ zVf

wird 21 . Δ£ = 1

oder 1 = hr = = 15m
^2&£ 2-1O⁷ m/s

Die Ausgangsspannung am Mischer M besteht also aus einer vollständigen Sinusschwingung, die sich der Richtspannung U« überlagert.

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Bei einem stehenden Ziel ist die Phase beim Start des Impulses I konstant. Damit haben alle Impulse die gleiche Form. Bewegt sich aber das Ziel, so wird die Startphase verändert. Bei einer gleichförmigen Bewegung des Zieles wird die Schwingung gleichmäßig über den Impuls verschoben, wie in Zeile 4 zu Fig. 1 gezeigt.

Nun kann zunächst die Auswertung mit einer normalen Abtast-Halte -Schaltung erfolgen, in der ein Kondensator während der gesamten Impulsdauer aufgeladen wird. Seine Ladung entspricht dem Integral des Impulses, das aber von der Startphase unabhänjj.g ist und somit bei jedem Impulgigleich ist. Bei 1 - 15 m kann also kein Dopplersignal mehr gewonnen werden. Damit nimmt die Ausgangsspannung des gepulsten Dopplerradargerätes wesentlich stärker mit der Entfernung ab als es bei einem Dauerstrichgerät der Fall wäre. Die bekannte Funktion U₀ = f(1) ist mit einer Kosinusfunktion

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zu multiplizieren, deren Nullstelle bei 15m liegt.

Um also diesen Nachteil zu vermeiden, wird nach der Erfindung eine andere Abtast-Halte-Schaltung vorgeschlagen, die eine Abtastzeit aufweist, die nicht identisch mit der Impulsdauer ist. Es wird nach der Erfindung nur eine kleine Zeit ausgeschnitten und von dem Taktgenerator T nach Fig. 2 wird also nur ein Teilimpuls abgeleitet, und zwar nach der Erfindung wird nur ein Teil von etwa 10 bis 20 % der Impulsdauer des Hochfrequenzimpulses I verwertet, wie in Zeile 3 zu Fig. 1 gezeigt, und dieser Impuls nach der Erfindung hat die Zeitbreite ti und heißt 11. Dadurch gelingt es, wie aus Zeile 4 der Fig. 1 ersichtlich, nur immer einen kleinen Bereich aus dem Dopplersignal herauszuschneiden, und zwar auch aus dem Signal, das während des Tastimpulses empfangen wird, und in dieser Zeit sieht die Auswerteschaltungsanordnung A an sich nur immer einen kleinen Teil des durchlaufenden Signals, das sich auch aufgrund der 10 MHz-Verschiebung des Hochfrequenzsignales ergibt. Die Größe aber dieses durchlau-

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fenden Signals in dieser kurzen Zeit ist aber jetzt durch das Dopplersignal D bestimmt und damit ergibt sich wieder am Ende der Auswerteschaltungsanordnung ein Spannungsverlauf, der dem Dopplersignal D entspricht, wie dann in Zeile 5 in Fig. 1 gezeigt, und wenn jetzt der Ladekondensator und der zugehörige Lastwiderstand entsprechend bemessen sind, also eine Zeitkonstante aufweisen, die groß gegenüber der Zeit t3 + t2 ist, also groß gegenüber der Zeit, die zwischen zwei Impulsen 11 auftritt, dann wird eine Treppenspannung erhalten, wie in Zeile 6 nach Fig. 2 beschrieben. Diese Treppenspannung nähert die Dopplerfrequenz an und kann an einen entsprechenden Lastwiderstand einer Auswertung zugeführt werden.

Hierzu zeigt dann schließlich die Fig. 3 das Detailschaltbild. Im oberen Teil dieser Figur ist im wesentlichen die Spannungsversorgung gezeigt. Eine Versorgungsspannungsquelle UB ist vorhanden. Es folgt ein Glättungskondensator C1 und danach ein sogenannter integrierter Spannungsregler, z.B. vom Typ /uA 78G, der also über die Widerstände R1 und R2 eine einstellbare.Ausgangsspannung aufweist. Diese wird noch einmal an dem Kondensator C2 gesiebt und am Kondensator C2 steht dann also eine sehr gut stabilisierte Gleichspannung. Diese wird dem Transistor T1 zugeführt und der Ausgang des Transistors ist bei GO mit dem Gunn-Oszillatoreingang verbunden, d.h. hier erfolgt die Impulsspannungseinspeisung für den Hochfrequenzsender. Über den Kondensator C3 wird der Transistor T1 getastet. Dazu gibt es mehrere Flip-Flops F1, F2 und F3_S wobei der erste F1 die Zeit t3, der zweite F2 die Zeit ti und der dritte F3 die Zeit t2 erzeugt. F1 besteht z.B. aus der integrierten Schaltungsanordnung HEF 4047B. Seine oberen Anschlüsse sind von links nach rechts 1, 2, 3 und 14, die linke Seite von oben nach unten 8, 4 und 6, die rechte Seite nach unten 10, 11 und 13 und die untere Seite von links nach rechts 5» 7, 9 und 12. Diese Zahlenwerte bedeuten die Anschlußnummern von dem IC. Sie

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können in den entsprechenden und einschlägigen bekannten Unterlagen nachgesehen werden. Frequenzbestimmende Glieder sind der Kondensator C4 und der Widerstand R4. Das gleiche gilt für die Anordnung mit dem Flip-Flop F2. Die Anschlußbelegung ist wieder wie folgt:

Obere Seite von links nach rechts 1, 2, linke Seite von oben nach unten 3, 5, 4, rechte Seite Anschluß 6, untere Seite Anschluß 8. Für F2 kann z.B. ein IC genommen werden mit der Typenbezeichnung HEF 4528B, und zwar die eine Hälfte dieses IC, während die andere Hälfte für den Flip-Flop F3 genommen wird. -Hier ist die Belegung der Anschlüsse wie folgt: Obere Seite von links nach rechts Anschlüsse 15» 14, linke Seite von oben nach unten 13, 11, 12, rechte Seite von oben nach

unten 16, 10. Die Stromversorgung dieses IC ist eingezeichnet und von dem einen IC erfolgt schließlich die Tastung über den Kondensator C3 an den Transistor T1 in der gewünschten Weise.

Die eigentliche Abtast-Halte-Schaltungsanordnung nadider Erfindung ist im unteren Teil der Fig. 3 gezeichnet. Sie besteht aus einem Lastwiderstand Ry. Hier ist ein Operationsverstärker einsetzbar, z.B. der Type /uA 741. Um einen hohen Eingangswiderstand zu verwirklichen, wird der Verstärker als

Spannungsfolger betrieben. Der Ladekondensator, wie oben beschrieben, ist der Kondensator C8. Er wird über den Schalter T2 aufgeladen und hält seine Ladung, weil der Eingangswiderstand des Operationsverstärkers /uA 741 sehr hochohmig ist. Der Ausgang des Doppler-Radar-Moduls, der auch noch

die Mischeranordnung in Form z.B. einer Mischerdiode enthält, ist mit MD bezeichnet. Er arbeitet auf einem Arbeitswiderstand R8. Die Tastung des Transistors T2, der ein FET ist, erfolgt über die Widerstände R9 und C7 von oben genannter Schaltergruppe her. Die Stromversorgung des Operationsverstärkers erfolgt über R7 und über die Dioden D1, D2, die in Verbindung mit den Kondensatoren C9 und C10 aus einer im

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Impulsgeneratorteil erzeugten Rechteckspannung die negative Versorgungsspannung für den Verstärker erzeugt. Das Ausgangssignal kann schließlich als Niederfrequenzsignal an der Klemme NF abgenommen werden. Es ist nicht verstärkt '-<L 5 (Spannungsfoliser).

Für die in Fig. 3 gezeigten Bauelemente gelten z.B. folgende Werteϊ

Die Spannung +UB betrug 12 V,
der Transistor T1 war vom Typ BT 556, der Transistor T2 vom Typ BSV 80,
die Dioden D1 und D2 waren vom Typ BAX 16.

Die Kondensatoren hatten die folgenden Werte; C1 = 10 yuF_s C5 = 470 pF, C 9 = 47 /UF, C2 = 100 #uF, C6 = 1 nF_s C10 = 1 /UF, C3 = 1 /UF, C7 = 10 nF, C11 = 4,7 /uF. C4 = 10 nF» CS= 1 nF,

Die Widerstände hatten folgende Werte;

R1 = 10 k0hm„ R5 = 5,6 kOhm, R 8 = 10 kOhm,

R2 = 56 kOhm_s R6 = 15 kOhm, R 9 = 10 kOhm,

R3 = 4,7 kOhm» R7 = 1,8 kOhm, R10 = 10 kOhm. R4 = 6,8 kOfam*

Zu Fig. 1 Zeilen 5 und 6 wäre noch folgendes nachzutragen; In Zeile 5 sind entsprechend der Zeile 3 in Fig. 1 die schraffierten Flächen für drei Impulse 11 eingezeichnet. Die in Zeile 6 gezeichnete Treppenspannung wird bei einem derartig breiten Abstand der Impulse nicht erhalten, sie müssen dann dichter liegen. Jede in senkrechter Richtung gestrichelt eingetragene Linie in der Zeile 6 entspricht dem Anfang eines Impulses 11. Es sind also im gezeichneten Bereich 10 Impulse 11 vorhanden.

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Claims

PHILIPS PATENTVERWa]₁TrMa GMBH, STiSIiTDAMM 94, 2000 HAMBURG 1

PHD 79-017 PATENTANSPRÜCHE:

Schaltungsanordnung zur Auswertung von Dopplerradarsigna3.en für ein Dopplerradar im GHz-Bereich mit getastetem Sendeoszillator, dessen Frequenz sich durch das Tasten zwangsläufig während der Tastzeit ändert, bei der einer Miseheranordnung das Sende- als auch das Empfangssignal zugeführt werden und in dieser eine Richtspannung entsteht, der das Dopplerradarsignal, das sich in Abhängigkeit von einer Lageänderung des angemessenen Zieles in Abstrahlrichtung ändert, überlagert ist und hinter dor Mischeranordnung eine Auswerteschaltungsanordnung zur Trennung der getasteten Dopple-rsignale von der getasteter. Richtspannung angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltungsanordnung (A) derart ausgebildet ist, daß nur während eines Teiles (ti) der Tastzeit (ti und t2) in der sogenannten Auswertezeit (ti) eine Auswertung erfolgt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswertezeit (ti) nur 10 bis 20 % der Tastzeit (ti und t2), gerechnet von der Rückflanke des Tastimpulses (I) ab, beträgt.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oaer 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Tastfrequenz etwa 1 kHz beträgt.
4. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltungsanordnung (A) aus einer Abtast-Halte-Schaltungsanordnung besteht, in der das getastete, von der Mischeranordnung (M) kommende Signal und das Tastsynchronsignal (11) einem Schalter (T2) zugeführt werden, der nur während der Auswertezeit (ti) in Signallaufrichtung geöffnet ist und das Teilsignal zur Aufladung eines Konden-

sators (C8) an diesen weiter gibt und der Kondensator (C8) derart bemessen ist, daß er die aufgrund seiner dem zuletzt

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erhaltenen Teilsignal entsprechende Ladung entstehende Spannung in der auf die Auswertezeit (ti) folgenden Zeit (t3 und t2) bis zur nächsten Auswertezeit (ti) hält und an dem Kondensator (C8) ein Lastwiderstand (R,) angeschlossen

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ist, der derart bemessen ist, daß die Entladezeitkonstante (C8 · R_L) sehr groß gegenüber der Pause (t3 und t2) zwischen zwei aufeinander folgenden Tastimpulsen (11) ist.

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