KR20110066150A - 정밀 위상 시프트 측정 시스템 및 방법 - Google Patents

정밀 위상 시프트 측정 시스템 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20110066150A
KR20110066150A KR1020117006869A KR20117006869A KR20110066150A KR 20110066150 A KR20110066150 A KR 20110066150A KR 1020117006869 A KR1020117006869 A KR 1020117006869A KR 20117006869 A KR20117006869 A KR 20117006869A KR 20110066150 A KR20110066150 A KR 20110066150A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
phase shift
local oscillator
difference frequency
excitation signal
Prior art date
Application number
KR1020117006869A
Other languages
English (en)
Inventor
폴 엘. 케배비안
Original Assignee
에어로다인 리서치, 인크.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 에어로다인 리서치, 인크. filed Critical 에어로다인 리서치, 인크.
Publication of KR20110066150A publication Critical patent/KR20110066150A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R25/00—Arrangements for measuring phase angle between a voltage and a current or between voltages or currents

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Measuring Phase Differences (AREA)
  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

일 실시예에서, 주파수 생성기는, 여기 신호, 로컬 발진기 신호, 및 여기 신호 및 로컬 발진기 신호의 차 주파수인 기준 신호를 생성한다. 여기 신호는 물리적 시스템에 인가되어 응답 신호가 생성되며, 응답 신호는 로컬 발진기 신호와 믹스된다. 필터는 차 주파수 성분을 선택한다. 차 주파수의 크기가 일정하지만, 차 주파수의 부호는 양에서 음으로 변경되도록, 여기 신호 및/또는 로컬 발진기 신호의 주파수들이 변경된다. 차 주파수의 2개의 부호들 각각에서, 시스템에 대해, 차 주파수의 위상 시프트가 측정된다. 음 부호에서 측정된 위상 시프트는 양 부호에서 측정된 위상 시프트로부터 감산되고, 그 차는 1/2로 나누어져서, 결과가 생성된다.

Description

정밀 위상 시프트 측정 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR PRECISION PHASE SHIFT MEASUREMENT}
본 발명은 일반적으로 정밀 측정에 관한 것으로, 특히, 주기적으로 여기되는 물리적 시스템의 위상 시프트의 정밀 측정에 관한 것이다.
주기적으로 여기되는 물리적 시스템의 위상 시프트의 정밀 측정을 종종 달성할 필요가 있다. 이러한 측정들은, 온도 또는 화학적 합성 등의 환경에서 모니터링되는 양에 의해 변하는, 공진 주파수 또는 댐핑 상수(damping constant) 등의 여기 및 응답 간의 위상 시프트가 물리적 시스템의 일부 특성을 측정하는 민감한 방법을 종종 제공하기 때문에, 관심 있는 일이다.
예를 들어, 물리적 시스템은, 두개의 반대 고 반사력 거울들로 형성된 광 공진 공동(optical resonant cavity)일 수 있다. 여기(excitation)는 상기 거울들 중 한 거울을 조사하는 변조된 인코히런트 광원의 강도일 수 있으며; 응답(response)은 공동으로부터 누설되는 변조 광의 강도일 수 있다. 이러한 경우에, 여기 변조 및 응답 변조 간의 위상 시프트는 공진 공동 내의 광자 수명에 따라 변한다. 즉, 이는, 공동을 채우는 가스의 광 흡수성 화학종들(optically absorptive chemical species)의 존재로 인해 야기되는 광 손실들에 의해 변하는, 댐핑 상수에 따라 변한다. 이러한 기술은 다양한 혼합물들의 존재를 감지하는데 사용될 수 있다. 예를 들어, 빛이 440 nm 스펙트럼 영역에서 한 파장을 가지면, 이산화 질소에 의한 광 흡수는 이러한 방법으로 감지될 수 있다.
다른 일례에서, 물리적 시스템은 압전 수정 결정판 공진기(piezoelectric quartz crystal resonator)일 수 있다. 여기는 인가된 전압일 수 있다; 응답은 결과 전류일 수 있다. 이러한 경우에, 전류 및 전압 간의 위상 시프트는 온도 또는 표면으로의 다량 증착 등의 요인에 따라 변하는, 공진 주파수의 변경들에 따라 변한다.
다수의 실제 상황들에서, 고 여기 주파수 및 저 응답 강도의 조합은 응답 및 여기 간의 위상 시프트의 직접 측정을 실현 불가능하게 한다. 이러한 경우에, 더 낮은 주파수에서 측정이 이루어질 수 있도록 헤테로다인 검출이 통상 사용되었다.
그러나, 실제 위상 시프트 측정이 실행될 수 있기 전에, 통상적으로 응답이 약간 증폭될 필요가 있다. 이러한 증폭은 연구중인 물리적 시스템에 의해 야기되는 위상 시프트로부터 구별되어야만 하는 추가 위상 시프트를 일반적으로 야기한다는 점에서 문제점을 발생시킨다.
따라서, 이러한 결점들에 의해서 영향을 받지 않는, 주기적으로 여기되는 물리적 시스템의 위상 시프트의 정밀 측정을 위한 향상된 기술이 필요하다.
일 실시예에서, 헤테로다인 위상 시프트 측정 시스템은, 여기 신호, 상기 여기 신호와 코히런트인 로컬 발진기 신호, 및 여기 신호 및 로컬 발진기 신호와 코히런트인, 여기 신호 및 로컬 발진기 신호의 차 주파수의 기준 신호를 생성하는 주파수 생성기를 포함한다. 여기 신호는 물리적 시스템에 인가되어 응답 신호가 생성되며, 응답 신호는 믹서에 의해 로컬 발진기 신호와 믹스되어, 출력 신호가 생성된다. 예를 들어, 증폭기의 필터는 출력 신호의 차 주파수 성분을 선택한다. 예를 들어, 계산 소자의 제어 하에서, 주파수 생성기는, 차 주파수 성분의 크기가 일정하지만, 차 주파수 성분의 부호는 양에서 음으로 변경되도록, 여기 신호, 및/또는 로컬 발진기 신호의 주파수들을 변경한다. 출력 신호의 차 주파수 성분의 위상 시프트는, 기준 신호와 관련하여, 차 주파수 성분의 2개의 부호들 각각에서, 측정된다. 음 부호에서 측정된 위상 시프트는 양 부호에서 측정된 위상 시프트로부터 감산되고, 그 후 그 차는 1/2로 나누어져서, 위상 시프트 결과가 생성된다. 이러한 방식으로, 물리적 시스템에 의해 야기된 위상 시프트는, 예를 들어, 믹서의 다운스트림의 회로 컴포넌트들에 의해, 헤테로다인 위상 시프트 측정 시스템의 다른 컴포넌트들에 의해 야기된 임의의 위상 시프트들에 실질상 독립적으로 측정될 수 있다.
이하의 설명은 첨부 도면들을 참조한다.
도 1은 일례의 헤테로다인 위상 시프트 측정 시스템의 개략도이다.
도 2는 도 1의 위상 시프트 측정 시스템에서 사용되기에 적합한 복조기 소자의 제1 일례의 구현을 도시한 개략도이다.
도 3은 도 1의 위상 시프트 측정 시스템에서 사용되기에 적합한 복조기 소자의 제2 일례의 구현을 도시한 개략도이다.
도 4는 도 3의 일례의 복조기 소자의 일례의 타이밍도이다.
도 5a는 도 1의 헤테로다인 위상 시프트 측정 시스템을 사용한 일례의 헤테로다인 위상 시프트 측정에 수반된 대표 파형들을 도시한다.
도 5b는 정밀한 헤테로다인 위상 시프트 측정을 위한 단계들의 일례의 시퀀스이다.
도 6은 도 3의 복조 소자와 함께 사용되는 제1 일례의 주파수 생성기를 도시한 개략도이다.
도 7은 도 2의 복조 소자와 함께 사용되는 로컬 발진기 신호를 위한 세로다인 주파수 오프셋 생성기를 사용하는 제2 일례의 주파수 생성기를 도시한 개략도이다.
도 8은 도 3의 복조 소자와 함께 주파수 오프셋 생성을 위한 위상-로크 루프를 사용하는 제3 일례의 주파수 생성기를 도시한 개략도이다.
도 1은 일레의 헤테로다인 위상 시프트 측정 시스템(1000)의 개략도이다. 여기 주파수, fx의 주기적 여기 신호(1001)는 연구중인 물리적 시스템(1002)의 입력 포트에 제공된다. 그 후, 응답 신호(1003)는 믹서(1004)의 2개의 입력 포트들 중 한 포트(1041)에 제공되고, 다른 입력 포트(1044)는 로컬 발진기 주파수, flo에서, 로컬 발진기 신호(1042)를 수신한다. 믹서(1004)의 출력 신호(1043)는 증폭기(1005)의 입력 포트(1051)에 제공되고, 그 출력 신호(1052)는 복조기 소자들(1008, 1008')의 입력 포트들(1081, 1081')에 제공된다. 이 복조기 소자들은 또한, 기준 신호들(1006, 1006')이, 각각, 제공되는 기준 입력 포트들(1082, 1082')을 갖는다. 이 기준 신호들은 여기 주파수, fr이며, 가장 간단한 경우에, 각각 사인 파형 및 코사인 파형이다. 복조기 소자들(1008, 1008')은 출력 신호(1052)를 이 기준 신호 파형들(1006, 1006')로 승산하고, 그 결과들을 적분(integrate)해서 (또는 다르게는 로우-패스 필터해서), 동위상, I, 및 직각 위상, Q, 출력들(1083, 1083')로서 보고된다. 복조기 소자들(1008, 1008')은 통상 직접 구현되지 않지만, 계산 소자(10010)(즉, 마이크로컨트롤러, 프로세서, 또는 수학적 계산 및/또는 제어 신호 생성이 가능한 디지털 논리 회로들의 다른 집합체)와 함께 작업해서, 동등한 오퍼레이션을 달성하고 출력(10011)을 생성함을 주지하라.
복조기 소자들(1008, 1008')의 다양한 실현들이 가능하며, 본 기술들은 광범위한 상이한 복조기들과 함께 사용될 수 있다. 따라서, 2개의 가능한 복조기들의 이하의 설명은 단지 예시적인 일례들로서만 의도된다. 두 일례들에서, 증폭기(1005)의 출력 신호(1052)는 전압-주파수 변환기(도시되지 않음)에 의해 가변 주파수 펄스 트레인으로 변환되었다고 가정된다.
또한, 신호들의 실제 형태는 신호 처리 과정 중에 변할 수 있다. 예를 들어, 입력 신호(1001)는 논리 상태로서 시작할 수 있으며, 이는 물리적 시스템(1002)의 여기를 위한 광 강도로 트랜스듀싱되며, 물리적 시스템에서 나오는 광은 믹서(1004)에 의해 사용될 전류로 트랜스듀싱될 수 있으며, 증폭 후에, 그 전류는 복조기 소자들(1008, 1008')에 입력될 가변 주파수 펄스 트레인의 주파수로 트랜스듀싱된다. 간결하게, 이러한 트랜스듀싱 오퍼레이션들은, 본 기술 분야에 널리 공지된 것이므로, 모호성을 방지하는데 필수적인 설명을 제외하고는, 구체적으로 후술되지는 않을 것이다.
믹서(1004)는 2개의 입력 신호들(1003, 1042)을 승산함으로써 동작할 수 있다. 따라서, 입력들이 사인 곡선들이면, 믹서(1004)의 출력은 주파수들 fx + flo 및 fx - flo의 주파수 성분들 또는 합 및 차 주파수 성분들을 각각 갖는다. 차 주파수 성분은 중간 주파수, IF 및 기준 주파수, fr로도 알려져 있으며, 후자가 이하의 곳곳에서 사용될 것이다. 차 주파수는 차후 프로세싱에 사용되어서, 증폭기(1005)는 믹서(1004)의 출력 신호(1043)를 로우-패스 필터링해서 믹서의 차 주파수 출력을 선택하고 믹서의 합 주파수 출력을 거부하기 위한 필터를 포함한다.
관심 있는 여러 가지 경우들에서, fx의 여기 신호(1001) 및 주파수 flo의 로컬 발진기 신호(1042)는 실제로 네모파들(sqaure waves)이다. 그 이유는, 네모파들은, 통상, 대략 100 마이크로세컨드이거나 또는 그 보다 긴 전형적인 여기 주기, 1/fx에 비해, 나노세컨드 범위의 상승 시간들 및 지연 시간들을 갖는 디지털 논리 소자들에 의해 생성될 수 있기 때문이다. 따라서, 이러한 신호들의 생성으로부터 비롯된 원치 않는 위상 시프트들은 < 종종 사이클의 10-5 정도, ~13 아크세컨드이며, 해당 각도의 불안정성은 통상 더욱 더 작다. 대조적으로, 신호들(1001, 1042)이 사인 곡선들이었으면, 그 생성은 통상 증폭 및 필터링 오퍼레이션들을 수반했다. 이는 위상 시프트의 로우 레벨을 달성하기 어렵게 하며, 특히, 온도 불안정성으로 인한 불안정성을 겪게 된다.
여기 신호(1001) 및 로컬 발진기 신호(1042)가 네모파들이면, 믹서(1004)의 출력은, 일반적으로, 3(fx - flo), 5(fx - flo) 등의 추가 주파수 성분들을 가지며, 증폭기(1005)는 이를 억제하도록 필터링을 더 구현할 수 있다. 또한, 위상 시프트를 측정하기 위해, fr, fx, flo는 코히런트이어야만 한다. 즉, fr의 완전한 사이클 중에, fx, flo는 정수의 완전한 사이클들을 가져야만 한다.
도 2는 도 1의 위상 시프트 측정 시스템에서 복조기 소자들(1008, 1008') 중 하나로서 사용되기에 적합한 복조기 소자의 제1 일례의 구현을 도시한 개략도이다. N-비트 디지털 카운터(2000)(예를 들어, N=4)는 클록 펄스로서 서빙하는, 클록 포트(2004)에서 주파수 2N fr의 펄스 트레인(2002)을 수신한다. 주파수 fr의 각각의 사이클 중에, 출력 포트(2006)상에 제공된 N-비트 출력 신호(2003)는 2N개의 모든 가능한 값들을 통해 진행된다. N-비트 디지털 카운터(2000)는 리셋 포트(2005)에서 리셋 신호(2001)를 주기적으로 더 수신할 수 있다. N-비트 디지털 카운터(2000)의 N-비트 출력 신호(2001)는 디멀티플렉서(2010)의 어드레스 포트(2011)에 제공되며, 디멀티플렉서(2010)는 데이터 포트(2012)에서 (펄스 트레인의 형태로) 출력 신호(1052)를 더 수신하며, 신호(1052)는 전압-주파수 변환기(도시되지 않음)의 대상인 도 1의 증폭기(1005)의 출력이다. 출력 신호(1052)는 어드레스에 따라 2N개의 출력 포트들(2012) 중 하나에 송신되고, 2N개의 출력 포트들(2012) 각각은 2N개의 카운터들을 갖는 카운터 어레이(2022)의 카운터(2021)에 연결된다. fr의 규정된 수의 사이클들 동안 펄스 트레인 출력 신호(1052)를 누적한 후에, 이러한 카운터들(2021)의 콘텐츠는 버스(10020)에 의해 카운터 어레이(2022)에 연결된 계산 소자(10010)에 의해 판독된다. 그 후, 계산 소자(10010)는, 예를 들어, (N=4인 경우) 표 1(이하)에 도시된 웨이트들로 판독값(readings)을 승산하고, 열 단위로(columnwise) 결과들을 합한다. 이러한 합들은 동위상, I, 및 직각 위상, Q, 값들이며, 그로스 위상 시프트(gross phase shift)는
Figure pct00001
=arctan(Q/I)로서 구해질 수 있다. 웨이트들의 선택에 의해, fr의 선택된 조파(harmonics)에 대한 응답은 0이 될 수 있음을 쉽게 알 수 있다; 예를 들어, 표 1의 웨이트들은 주파수들 3fr, 5fr, 및 7fr에 제로 응답을 야기한다.
선택적으로, 카운터(2000)는 또한 로컬 발진기 신호(1042) 및 여기 신호들이 동위상일 때, 즉, 각각의 차 주파수 사이클에서 한번 발생하는, 동일한 순간에 전이를 경험할 때, 제로 상태(모든 출력 비트들이 클리어됨)로 리셋하는, 리셋 신호 펄스 트레인(2001)을 주파수 fr에서 입력으로서 수신한다. 대안으로, N-비트 신호(2003)는 로컬 발진기 또는 여기 신호들의 순시 위상을 활발히 설정하는데 사용될 수 있다. 이는 더 후술된다.
I 및 Q를 평가하기 위해, 카운터 어레이(2022)의 카운터들(1021)에 인가된 일례의 웨이트들
소스 카운터＼행선 I Q
1 W1 W4 W1 = 1.0
2 W2 W3 W2 = 0.84775907
3 W3 W2 W3 = 0.56645450
4 W4 W1 W4 = 0.19891237
5 -W4 W1
6 -W3 W2
7 -W2 W3
8 -W1 W4
9 -W1 -W4
10 -W2 -W3
11 -W3 -W2
12 -W4 -W1
13 W4 -W1
14 W3 -W2
15 W2 -W3
16 W1 -W4
도 3은 도 1의 위상 시프트 측정 시스템에서 복조기 소자들(1008, 1008') 중 하나로서 사용되기에 적합한 복조기 소자의 제2 일례의 구현을 도시한 개략도이다. 디지털 타이머들(3031, 3033)은, 각각, 트리거 포트들(3020, 3021)에서 트리거 신호들을 수신하고, 클록 포트들(3025, 3026)에서 클록 신호(3001)를 수신하며, 출력 포트들(3028, 3029)에서 출력 신호들(3002, 3003)을 생성한다. 트리거 신호의 하강 에지에 의해 트리거될 때, 출력 신호는 N1 클록 펄스들 동안 로우로 유지된 후, N2 클록 펄스들 동안 하이가 되며, 그 후, 다시 로우가 된다. 이 기능은, 예를 들어, 캘리포니아주, 써니베일(Sunnyvale), 어드밴스드 마이크로 디바이스(Advanced Micro Devices)에 의해 최초 제조된 AM9513A/AM9513 카운터 회로들로부터 유효하다. 디지털 타이머(3033)가 디지털 타이머(3031)로부터의 출력 펄스의 엔드(하강 에지)에 의해 트리거됨을 주지하라. 출력 신호들(3002, 3003)의 이러한 출력 펄스들은 2개의 다른 카운터들, 디지털 타이머(3031)에 의해 제어되는 제1 카운터(3036), 디지털 타이머(3033)에 의해 제어되는 제2 카운터(3037)의 게이트 포트들(3046, 3047)에 게이트 입력들로서 제공된다. 이러한 카운터들(3036, 3037)은, 예를 들어, 증폭기(1005)와 연관된 전압-주파수 변환기(도시되지 않음)로부터 획득된 (펄스 트레인 형태의) 출력 신호(1052)를, 클록 포트들(3041, 3042)에서, 클록 입력들로서 수신한다. 게이트 입력이 하이일 때, 펄스들은 카운팅되고, 게이트 입력이 로우일 때, 펄스들은 무시된다. 이는 버스(10020)를 통해 계산 소자(10010)에 의해 판독될 수 있으며, 상기 성분들(도시되지 않음)의 복제물이 버스(10020')를 통해 유사하게 판독될 수 있다.
도 4는 도 3의 복조기 소자의 일례의 타이밍도(4000)이다. 디지털 타이머(3031)로 가는 클록 신호(3001)은 기준 주파수 fr의 배수, N0이며, 따라서, 시간축은 0 내지 N0으로서 스케일링된다. 트레이스(4010)은 트리거 펄스 트레인(3000)이다. 트레이스(4020)는, 로우 타임 및 하이 타임이, 각각, N11 및 N12로 지정된, 제1 디지털 타이머들(3031)의 출력(3002)이다. 트레이스(4030)는, 로우 및 하이 지속 기간들이 N21 및 N22인, 제2 디지털 타이머들(3033)의 출력(3003)이다. 이들은, 각각, 2개의 카운터들(3036, 3037)에 대한 게이트 신호들이고, 계산 소자(10010)는, 각각, +1 및 -1의 웨이트들을 할당할 수 있다. 따라서, 이러한 파형들 및 계산의 조합은 트레이스(4040)에 도시된 기준 파형과 동일하다. 트레이스(4050)는 사인파 및 코사인파를 도시하며, 따라서, 위상 각 측정의 제로 포인트를 정의한다. N11 = N0/12, N21 = N0/6, N12 = N22 = N0/3이 되게 함으로써, 기준 파형은 사인파의 대칭이며, 코사인파의 입력에 대한 응답이 제로가 됨을 관찰하라. 따라서, 파형(4040)은 사인파에 근사하며, 열거된 계산과 함께 도 3에 도시된 소자들은, 도 1에 도시된 복조기 소자(1008')의 구현물을 구성한다. 유사한 방식으로, N11을 N0/3으로 변경해서, 도 1에 도시된 복조기 소자(1008)가 구현된다. 또한, 상술된 바에서 구해진 N 값들은 3fr의 신호들에 대해 제로 응답을 야기한다.
다른 컴포넌트들로부터의 위상 시프트들과 독립적으로 물리적 시스템(1002)에 의해 야기된 위상 시프트를 측정하기 위해, 예를 들어, 증폭기(1005) 또는 믹서(1004)의 다운스트림의 다른 회로 컴포넌트들에 의해 야기된 임의의 위상 시프트가 실제로 없이 물리적 시스템(1002)에 의해 야기된 위상 시프트를 측정하기 위해, 상술된 바와 유사한 신규 기술들이 시스템과 관련해서 사용될 수 있다. 이러한 기술들은, 차 주파수(기준 주파수) fx - flo의 크기가 일정하지만, 차 주파수의 부호가 양으로부터 음으로 변경되도록, 여기 신호(1001)의 주파수 fx 및/또는 로컬 발진기 신호(1042)의 주파수 flo를 변경(예를 들어, 조정)하는 것을 포함한다. 차 주파수(기준 주파수) fx - flo의 위상 시프트는 차 주파수의 2개의 부호들 각각에서 기준 신호(1006)와 관련해서 측정된다. 음 부호에서 측정된 위상 시프트는 양 부호에서 측정된 위상 시프트로부터 감산되고, 그 후, 절반으로 나누어져서, 위상 시프트 결과가 산출된다. 이렇게 측정된 위상 시프트는, 항들의 소거로 인해, 증폭기(1005) 또는 믹서(1004)의 다운스트림의 다른 회로 컴포넌트들에 의해 야기된 임의의 추가 위상 시프트가 실제로 없다.
도 5a는 도 1의 헤테로다인 위상 시프트 측정 시스템을 사용한 일례의 헤테로다인 위상 시프트 측정에 수반된 대표 파형들의 도면(5000)이다. 주파수 fx에서의 물리적 시스템(1002)으로부터의 일례의 응답 신호(1003)는 신호(5001)로서 도시되고, 일례의 로컬 발진기 신호(1042)는 신호들(5002)로서 도시된다. 상술된 바와 같이, 로컬 발진기 신호(1042)는, 여기 신호(1001)에서와 같이 네모파일 수 있으며, 물리적 시스템(1002)으로부터의 응답 신호(1003)는 여기 신호의 필터링된 버전일 수 있다. 임의의 순간에, 증폭기(1005)의 출력 신호(1052)는 응답 신호(5001) 및 로컬 발진기 신호(5002)의 적의 평균이며, fx ≠ flo이므로 응답 신호 및 로컬 발진기 간의 타임 오프셋 dT는 사이클 마다 점차적으로 전개된다. 전형적인 애플리케이션들에서, fr << fx, flo이며 종종 fx/flo<10-3임을 주지하라. 이는, 출력 신호가 응답 신호(5001)의 컨볼루션(convolution)이며 폭의 스퀘어 펄스 신호는 실제로 1/2 fx와 동일하며, 시간 종속은 fx/fr에 의해 스케일링됨을 의미한다. 이러한 컨볼루션 관계로 인해, 출력 신호는 또한 지속 기간 1/2 fx의 스퀘어 펄스인 임펄스 응답에 의해 필터링된 신호(5001)로서 기술될 수 있다. flo < fx일 때, 로컬 발진기 신호(5002)의 양 상태는, 여기의 사이클을 패스할 때마다, 응답 신호(5001)에 대해 약간 후에 발생함을 주지하라. 따라서, 일례의 출력 신호(5003)는, 상술된 바와 같이, 필터링된 신호(5001)의 임시 스케일링 버전이다. 그러나, flo > fx일 때, 출력 신호는 임시로 스케일링될 뿐만 아니라, 타임 리버스된다. 타임 리버스 경우는 신호(5004)에서 도시된다. 도 5a의 파형들은 사이클의 일부에 대해 표시되며, 파형들(5001 및 5002)의 실제 타임 스케일은 통상 파형들(5003 및 5004) 보다 훨씬 더 짧음을 주지하라. 수직축은 임의의 단위들이다.
파형들 5(C), 5(D) 각각은 식 Ansin(n2πfrt) + Bncos(n2πfrt)의 항들로 구성된 푸리에 급수로 표현된다. 타임 리버스 파형의 경우, 이러한 항들에서 -t는 t를 대신하며, 이는 Bn 항들을 변경하지 않은 채로 남겨둔채 An을 -An으로 대체하는 것과 동일하다. 위상 시프트가
Figure pct00002
=arctan(A1/B1)이기 때문에, flo < fx로부터 flo > fx로 변경되고, ｜flo - fx｜는 변경되지 않으며, 위상 시프트는 부호가 반전됨을 알 수 있다. 이러한 변경은 fr을 변경시키지 않고 실행될 수 있으며, 따라서, 믹서(1004)의 신호 경로 다운스트림의 부분들의 임의의 기여도(contribution)는 변경되지 않는다. 위상 시프트가 추가적인 양이기 때문에, 이하의 새로운 오퍼레이션들이 실행될 수 있다:
i) flo < fx일 때의 차 주파수 출력 및 기준 신호 간의 그로스 위상 시프트를 측정한다.
ii) 단계 (i)에서와 동일하게 ｜flo - fx｜를 유지하면서, 차 주파수 출력 및 기준 신호 간의 flo > fx일 때의 그로스 위상 시프트를 측정한다.
iii) 이러한 측정치들 간의 차의 절반을 취한다.
이러한 오퍼레이션들의 결과로서, 증폭기(1005) 또는 믹서(1004)의 다운스트림의 다른 회로 컴포넌트들에 의해 기여된 임의의 추가 위상 시프트는 소거된다.
도 5b는 정밀한 헤테로다인 위상 시프트 측정을 위한 단계들의 일례의 시퀀스를 도시한다. 단계(5010)에서, 여기 신호(1001)가 생성된다. 단계(5020)에서, 여기 신호(1001)와 코히런트인 로컬 발진기 신호(1042)가 생성된다. 단계(5030)에서, 여기 신호(1001) 및 로컬 발진기 신호(1042)의 차 주파수의 기준 신호(1006)가 생성된다. 이러한 기준 신호(1006)는 여기 신호 및 로컬 발진기 신호 둘 다와 코히런트이다. 단계(5040)에서, 여기 신호(1040)는 물리적 시스템(1002)에 인가되어, 응답 신호(1003)가 생성된다. 단계(5050)에서, 응답 신호(1003)는, 예를 들어, 믹서(1004)에서, 로컬 발진기 신호(1042)와 믹스되어, 출력 신호(1043)가 생성된다. 단계(5060)에서, 믹서로부터의 출력 신호(1043)의 차 주파수 성분이 선택되어 출력 신호(1052)로서 사용된다. 단계(5070)에서, 단계들(5010 내지 5050)을 반복하며, 차 주파수의 크기는 일정하지만, 차 주파수의 부호는 양에서 음으로 변경되도록, 여기 신호 및/또는 로컬 발진기 신호의 주파수들이 변경(예를 들어, 조정)된다. 이러한 변경은 계산 소자(10011)의 지시하에서 달성될 수 있다. 단계(5080)에서, 차 주파수의 2개의 부호들 각각에서 기준 신호에 대한 차 주파수 성분의 위상 시프트가 측정된다. 마지막으로, 단계(5090)에서, 음 부호에서 측정된 위상 시프트는 양 부호에서 측정된 위상 시프트로부터 감산되고, 절반으로 나누어져서, 위상 시프트 결과를 산출한다.
실시예 1
상술된 신규한 기술에 따라, 주기적으로 여기되는 물리적 시스템(1002)의 위상 시프트를 정밀하게 측정하기 위해, 주파수들 fr, fx, flo에서 서로 코히런트인 신호들을 생성할 뿐만 아니라, 차 주파수(기준 주파수) fr = fx - flo의 크기는 변경하지 않고, 부호를 변경하는 것이 바람직하다. 부호 변경을 달성하는 한가지 직접적인 방법은, 여기 및 로컬 발진기 신호들(1001, 1042)을 전달하는 라인들을 서로 교환하는 것이다. 이는 연구중인 물리적 시스템(1002)의 위상 시프트가 심하게 공진하지 않는 애플리케이션들에서 양호한 실시예이다.
도 6은 도 3의 복조 소자와 함께 사용되는 제1 일례의 주파수 생성기(6000)를 도시한 개략도이다. 본 실시예에서 생성된 주파수들은, 수정 결정판-제어 발진기일 수 있는, 싱글 마스터 클록(6001)의 주파수 f0을 분할해서 획득될 수 있다. 이 주파수는 2개의 divide-by-N 카운터들(6002, 6003)에 의해 나누어지며, 각각은 divide-by-2 스테이지(도시되지 않음)가 이어질 수 있어서, 출력이 네모파임이 보장된다. 이러한 컴포넌트들의 출력 주파수들은, 각각, f0/2N1 및 f0/2N2이다. 이러한 주파수들 간의 차는 (f0/2)(1/N1-1/N2)이며, N2 = N1 +1일 때, f0/2N1N2가 된다. N1은 홀수이고 N2는 짝수이며 3으로 나누어질 수 있음을 가정하라. 그러면, 2N2는 12로 나누어질 수 있어서, 제수들 N1 및 2N2을 각각 갖는 카운터들(6005 및 6006)의 조합은 도 3에 도시된 복조기 소자의 신호들(3000 및 3001)에 대한 상술된 목표들을 만족시킨다.
도 6의 (6100)으로서 표시된 소자는 도 1에 도시된 헤테로다인 위상 시프트 측정 시스템의 컴포넌트들을 나타내고, 복조기들(1008, 1008')은 도 3에 도시된 컴포넌트들에 의해 구현된다. 카운터들(6002, 6003)의 출력들은, 계산 소자(10010)의 제어 하에서, 스위치(6004)에 의해 선택적으로 교환될 수 있다. 계산 소자(10010)는 제어 신호(6041)를 생성하여, 도 1에 도시된 시스템에서 사용되는 여기 신호(1001) 및 로컬 발진기 신호(1042)를 생성한다. 계산 소자(10010)는, ｜flo - fx｜를 동일하게 유지하면서, flo < fx인 그로스 위상 시프트를 측정하고 flo > fx인 그로스 위상 시프트를 측정해서, 이러한 측정치들 간의 차의 절반을 취하기 위해, 상술된 오퍼레이션들 i, ii, 및 iii을 더 구현할 수 있다.
실시예 2
특정 애플리케이션들에서, 실시예 1의 주파수 생성 기술들을 변경하는 것이 바람직할 수 있다. 예를 들어, 연구중인 물리적 시스템이 협소한 공진을 가지면(예를 들어, 수정 결정판이면), 실시예 1이 생성할 수 있는 여기 주파수의 가장 온당한 변경조차도 바람직하지 않을 수 있다. 또한, 제수들 N1 및 N2가 감소함에 따라 fr이 급격히 증가하기 때문에, 하이 여기 주파수들에서의 오퍼레이션은 희망 범위에서 fr을 유지하기 위해 매우 높은 f0을 제안할 수 있다. 이러한 문제들은, 2개의 하이 주파수 신호들(즉, fx 또는 flo) 중 하나가 세로다인 주파수 오프셋 생성기를 사용해서 다른 신호로부터 생성될 때, 처리될 수 있다.
세로다인 주파수 오프셋 생성기는 주파수 F에서 신호를 2π 라디안 최대 위상 시프트를 갖는 톱니 파형에 의해 위상 변조 ψ(t)를 겪게 한다. 최대 위상 시프트가 2π이기 때문에, 위상이 2π로부터 0으로 리셋하는 전이들에서 결과 위상 변조 파형은 연속적이고, 위상 변조 신호의 주파수는 F + dψ/dt이다.
도 7은, 도 2의 복조 소자와 함께, 로컬 발진기 신호를 위한 세로다인 주파수 오프셋 생성기를 사용하는 제2 일례의 주파수 생성기(7000)를 도시한 개략도이다. 소스(7001)는, 주파수 f0에서, 클록 입력 포트(7021)에 제공되어 N-비트 카운터(7002)에 제공되며, 그 최고 비트는 주파수 f0/2N에서, 네모파(7022)를 생성한다. 예를 들어, N = 4를 사용해서, 네모파(7022)의 주파수는 f0/16이다.
카운터(7002)의 모든 N개의 비트들은 전가산기 회로(7003)의 A 입력들 1...n에 제공되며, B 입력들 1...n은 N XOR 게이트들(7010)을 포함하는 부호 변경 회로(7004)를 통과한 N-비트 정수 신호(7041)에 결합된다. 전가산기(7003)의 출력은 ∑=A+B+Ci 이며, Ci는 캐리 입력(0 또는 1)이다. 캐리 출력은 사용될 수 없다. 2의 보수 이진수의 네가티브는 1의 보수 + 1임을 주지하라. 부호 제어 신호(7005)가 하이(참)일 때, XOR 게이트들(7010)은 입력의 1의 보수를 출력한다. 부호 제어 신호(7005)는 또한 전가산기(7003)의 캐리 입력 포트(7031)와 관련된다. 따라서, 전가산기(7003)는 부호 제어 신호(7005)의 상태에 따라 카운터(7002)의 콘텐츠로부터 제공된 정수를 가산 또는 감산한다.
양수가 카운터(7002)의 콘텐츠에 가산될 때, 최고 비트의 전이들은 사이클에서 초기에 발생하며, 감산될 때, 전이들은 나중에 발생함을 관찰하라. 따라서, 가산기(7003)의 최고 비트 출력은 N-비트 카운터(7002)에 의해 야기된 신호(7022)의 위상 변조 버전이다. 정수(7041)가 계속해서 증가하면, 가산기(7032)의 최고 비트 출력은 신호(7022)의 주파수 오프셋 버전이고, 오프셋의 부호는 부호 제어 라인(7005)의 상태에 의해 결정되며, 크기는 정수(7041)의 최고 비트의 주파수이다.
신호(7022)는 또한 주파수 분할기(frequency divider)로서 사용되는 카운터(7006)에 제공된다. 카운터(7006)의 출력은 도 2에 도시된 디지털 카운터(2000)에 대한 펄스 트레인 입력(2002)으로서 사용될 수 있다. 디지털 카운터(2000)는 N-비트 신호(7041), 세로다인 주파수 오프셋 생성기에 대한 위상 변조 입력으로서 사용되는 N-비트 출력 신호(2003)를 제공한다. 따라서, 도 7과 관련해서 상술된 회로는, 도 2의 일례의 복조기 소자를 사용해서, 도 1의 일례의 위상 시프트 측정 시스템에 필요한 모든 신호들을 제공한다. 계산 소자(10010)는 상술된 오퍼레이션들 i, ii 및 iii을 실행하고, 부호 제어 신호(7005)를 생성한다.
실시예 3
실시예 2의 카운터(7002)로부터 야기되는 가장 온화한 주파수 분할조차도 바람직하지 않은, 하이 여기 주파수, fx가 요구되는 애플리케이션들이 존재할 수 있다. 이러한 경우에, 위상 로크 루프를 기반으로 하는 실시예가 양호할 수 있다. 도 8은 도 3의 복조 소자와 함께 주파수 오프셋 생성을 위한 위상 로크 루프를 사용하는 제3 일례의 주파수 생성기(8000)의 개략도이다. 도 8에 도시된 바와 같이, 발진기(8000)의 출력은 divide-by-N1 카운터(8002)의 클록 입력 뿐만 아니라 fx로서 직접 사용된다. 카운터(8002)의 출력은 도 3에 도시된 일례의 복조기의 클록 신호(3001)로서 사용되며, 다른 divide-by-N2 카운터(8003)에 송신된다. divide-by-N2 카운터(8003)의 출력은 주파수 fr의 경우이며, 트리거 신호(3000)로서 송신된다.
가변 주파수(통상, 전압 제어) 발진기(8001)는 로컬 발진기 신호를 생성하는데 사용될 수 있다. 이는 분할 비율(division ratio) N3 = N1*N2 +1을 갖는, 제2 카운터(8004b)를 사용해서 나누어지고, 그 출력 신호(8005)는 위상 로크 루프 제어기(8010)의 입력 포트(8011)에 제공된다. 위상 로크 루프 제어기(8010)의 다른 입력 포트(8012)는, 주파수 fr에서, divide-by-N2 카운터(8003)로부터 출력 신호(8006)를 수신할 수 있다. 따라서, fx = N1*N2*fr이고, 희망 값인 flo = (N1*N2+1)*fr = fx + fr 이다.
2개의 입력들 간의 위상 차를 검출하고, 위상 차가 0 또는 π/2 라디안 등의 고정 값에 도달하도록 전압 제어 발진기에 송신된 전압을 조정함으로써 위상 로크 루프는 동작한다.
위상 로크 루프 사용은 별개로 하고, 본 실시예는 실시예 1과 유사한 동일한 방식으로 동작할 수 있다. 실시예 1에서와 같이, 스위치들(8004a 및 8004b)을 사용해서, 여기 및 로컬 발진기 라인들을 교환하는 것은 주파수 스위칭을 위한 양호한 기술이다.
본 실시예는 최고 가능 여기 주파수가 요구될 때 양호할 수 있지만, 다른 점들에서, 실시예들 1 및 2가 양호할 수도 있다. 그 이유는, 전압 제어 발진기가 튜닝 가능성에 대해 주파수 안정성을 트레이드오프할 수 있기 때문이며, 여기 신호 및 로컬 발진기 신호가 독립적이고 구별되기 때문에, 로컬 발진기 신호의 임의의 불안정성은 측정된 위상 시프트에서 노이즈로서 직접 나타날 수 있다.
상술된 설명이 다양한 실시예들을 기술했지만, 다수의 변경들 및/또는 추가들이 본 발명의 의도된 원리 및 범위 내에서 이루어질 수 있음이 명백하다. 예를 들어, 상술된 기술들은, 소프트웨어, 하드웨어, 또는 그 조합으로 구현될 수 있다. 소프트웨어 구현은, 컴퓨터 판독 가능 기억 매체, 예를 들어, CD, DVD, 하드디스크, 고체 상태 기억 장치, 휘발성 기억 장치 또는 다른 실체적 매체에 저장된 컴퓨터 실행 가능 명령들을 포함할 수 있다. 하드웨어 구현은 프로세서들, 메모리들, 프로그래머블 논리 회로들, 주문형 반도체들(ASIC), 및/또는 다른 타입들의 하드웨어 컴포넌트들을 포함할 수 있다. 또한, 조합된 소프트웨어/하드웨어 구현은, 하나 이상의 하드웨어 컴포넌트들 뿐만 아니라 컴퓨터 판독 가능 매체에서 구체화된 컴퓨터 실행 가능 명령들을 포함할 수 있다. 따라서, 상술된 설명들은 단지 일례임을 알 수 있다.

Claims (20)

  1. 여기 신호(excitation signal)에 의해 여기된 물리적 시스템에서 위상 시프트를 측정하는 장치로서,
    상기 여기 신호, 로컬 발진기 신호(local oscillator signal), 및 기준 신호(reference signal)를 생성하도록 구성된 주파수 생성기 - 상기 기준 신호는 상기 여기 신호 및 로컬 발진기 신호의 차 주파수(difference frequency)임 - 와,
    상기 여기 신호에 응답해서 상기 물리적 시스템의 출력을 검출하고 상기 출력을 상기 로컬 발진기 신호와 믹스하도록 구성된 믹서와,
    상기 믹서의 차 주파수 출력을 선택하도록 구성된 필터와,
    계산 소자
    를 포함하고,
    상기 계산 소자는,
    상기 차 주파수의 크기가 일정하지만, 상기 차 주파수의 부호는 양에서 음으로 변경되도록, 상기 여기 신호, 또는 상기 로컬 발진기 신호, 또는 양쪽 모두의 주파수들이 변경되게 하고,
    상기 차 주파수의 2개의 부호들 각각에서 상기 기준 신호에 대해 상기 차 주파수 출력의 위상 시프트를 측정하며,
    상기 음 부호에서 측정된 위상 시프트를 상기 양 부호에서 측정된 위상 시프트로부터 감산하고, 절반으로 나누어서, 위상 시프트 결과를 생성하도록
    구성되는, 위상 시프트 측정 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 주파수 생성기는, 상기 여기 신호와 코히런트(coherent)인 로컬 발진기 신호, 및 상기 여기 신호 및 상기 로컬 발진기 신호와 코히런트인 기준 신호를 생성하도록 구성되는, 위상 시프트 측정 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 주파수 생성기는 마스터 클록을 포함하며, 상기 마스터 클록으로부터 상기 여기 신호, 상기 로컬 발진기 신호 및 상기 기준 신호가 주파수 분할에 의해 생성되는, 위상 시프트 측정 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 주파수 생성기는, 상기 여기 신호, 상기 로컬 발진기 신호 및 상기 기준 신호 중 적어도 하나를 생성하도록 구성된 세로다인 차 주파수 생성기(serrodyne difference frequency generator)를 포함하는, 위상 시프트 측정 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 주파수 생성기는, 상기 여기 신호, 상기 로컬 발진기 신호 및 상기 기준 신호 중 적어도 하나를 생성하도록 구성된 위상 로크 루프를 포함하는, 위상 시프트 측정 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 차 주파수 출력 및 상기 기준 신호를 수신하고, 상기 위상 시프트 결과를 생성하도록 상기 계산 소자와 함께 동작하는 적어도 하나의 복조기 소자를 더 포함하는, 위상 시프트 측정 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 복조기 소자는 디멀티플렉서에 결합되어, 카운터 어레이에 결합되는 디지털 카운터를 포함하는, 위상 시프트 측정 장치.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 복조기 소자는, 각각, 제1 및 제2 카운터들에 결합된 제1 및 제2 디지털 타이머들을 포함하는, 위상 시프트 측정 장치.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 필터는 증폭기에 의해 구현된 로우-패스 필터인, 위상 시프트 측정 장치.
  10. 여기 신호에 의해 여기된 물리적 시스템에서 위상 시프트를 측정하는 방법으로서,
    여기 신호, 로컬 발진기 신호, 및 상기 여기 신호 및 로컬 발진기 신호의 차 주파수를 생성하는 단계와,
    응답 신호를 생성하기 위해 상기 여기 신호를 상기 물리적 시스템에 인가하는 단계와,
    출력 신호를 생성하기 위해, 믹서에서, 상기 응답 신호를 상기 로컬 발진기 신호와 믹스하는 단계와,
    상기 출력 신호의 차 주파수 성분을 선택하는 단계와,
    상기 차 주파수의 크기가 일정하지만, 상기 차 주파수의 부호는 양에서 음으로 변경되도록, 상기 여기 신호, 또는 상기 로컬 발진기 신호, 또는 양쪽 모두의 주파수들을 변경하는 단계와,
    상기 차 주파수의 2개의 부호들 각각에서 상기 기준 신호에 대해 상기 차 주파수 성분의 위상 시프트를 측정하는 단계와,
    상기 음 부호에서 측정된 위상 시프트와 상기 양 부호에서 측정된 위상 시프트의 차의 1/2을 위상 시프트 결과로서 사용하는 단계
    를 포함하는, 위상 시프트 측정 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 생성 단계는, 상기 여기 신호와 코히런트인 상기 로컬 발진기 신호, 및 상기 여기 신호 및 상기 로컬 발진기 신호와 코히런트인 상기 기준 신호를 생성하는, 위상 시프트 측정 방법.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 생성 단계는, 상기 여기 신호, 상기 로컬 발진기 신호 및 상기 기준 신호를 주파수 분할에 의해 생성하는, 위상 시프트 측정 방법.
  13. 제10항에 있어서,
    상기 생성 단계는, 상기 여기 신호, 상기 로컬 발진기 신호 및 상기 기준 신호 중 적어도 하나를 세로다인 차 주파수 생성에 의해 생성하는, 위상 시프트 측정 방법.
  14. 제10항에 있어서,
    상기 생성 단계는, 위상 로크 루프를 사용해서, 상기 여기 신호, 상기 로컬 발진기 신호 및 상기 기준 신호 중 적어도 하나를 생성하는, 위상 시프트 측정 방법.
  15. 여기 신호에 의해 여기된 물리적 시스템에서 위상 시프트를 측정하는 방법으로서,
    여기 신호 및 로컬 발진기 신호의 차 주파수의 크기가 일정하지만, 상기 차 주파수의 부호는 양에서 음으로 변경되도록, 상기 여기 신호, 또는 상기 로컬 발진기 신호, 또는 양쪽 모두의 주파수들을 계산 소자에 의해 변경하는 단계와,
    상기 차 주파수의 2개의 부호들 각각에서 상기 기준 신호에 대해 상기 여기 신호를 상기 물리적 시스템에 인가해서 획득된 차 주파수 성분의 위상 시프트를 측정하는 단계와,
    상기 음 부호에서 측정된 위상 시프트와 상기 양 부호에서 측정된 위상 시프트의 차를 사용해서 위상 시프트 결과를 결정하는 단계
    를 포함하는, 위상 시프트 측정 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 여기 신호를 생성하는 단계와,
    상기 여기 신호와 코히런트인 상기 로컬 발진기 신호를 생성하는 단계와,
    상기 여기 신호 및 상기 로컬 발진기 신호와 코히런트인 상기 차 주파수를 생성하는 단계
    를 더 포함하는, 위상 시프트 측정 방법.
  17. 제15항에 있어서,
    응답 신호를 생성하기 위해 상기 여기 신호를 상기 물리적 시스템에 인가하는 단계와,
    출력 신호를 생성하기 위해 상기 응답 신호를 상기 로컬 발진기 신호와 믹스하는 단계와,
    상기 출력 신호의 상기 차 주파수 성분을 선택하는 단계
    를 더 포함하는, 위상 시프트 측정 방법.
  18. 여기 신호에 의해 여기된 물리적 시스템에서 위상 시프트를 측정하는 장치로서,
    여기 신호 및 로컬 발진기 신호의 차 주파수의 크기는 일정하지만, 상기 차 주파수의 부호는 양에서 음으로 변경되도록, 상기 여기 신호, 또는 상기 로컬 발진기 신호, 또는 양쪽 모두의 주파수들을 변경하는 수단과,
    상기 차 주파수의 2개의 부호들 각각에서 상기 기준 신호에 대해 상기 여기 신호를 상기 물리적 시스템에 인가해서 획득된 차 주파수 성분의 위상 시프트를 측정하는 수단과,
    상기 음 부호에서 측정된 위상 시프트 및 상기 양 부호에서 측정된 위상 시프트의 차의 1/2을 사용해서 위상 시프트 결과를 결정하는 수단
    을 포함하는, 위상 시프트 측정 장치.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 여기 신호를 생성하는 수단과,
    상기 여기 신호와 코히런트인 상기 로컬 발진기 신호를 생성하는 수단과,
    상기 여기 신호 및 상기 로컬 발진기 신호와 코히런트인 상기 차 주파수를 생성하는 수단
    을 더 포함하는, 위상 시프트 측정 장치.
  20. 제19항에 있어서,
    응답 신호를 생성하기 위해 상기 여기 신호를 상기 물리적 시스템에 인가하는 수단과,
    출력 신호를 생성하기 위해 상기 응답 신호를 상기 로컬 발진기 신호와 믹스하는 수단과,
    상기 출력 신호의 상기 차 주파수 성분을 선택하는 수단
    을 더 포함하는, 위상 시프트 측정 장치.
KR1020117006869A 2008-08-27 2009-05-01 정밀 위상 시프트 측정 시스템 및 방법 KR20110066150A (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US9225708P 2008-08-27 2008-08-27
US61/092,257 2008-08-27

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20110066150A true KR20110066150A (ko) 2011-06-16

Family

ID=40940650

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020117006869A KR20110066150A (ko) 2008-08-27 2009-05-01 정밀 위상 시프트 측정 시스템 및 방법

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8364430B2 (ko)
EP (1) EP2329599B1 (ko)
JP (1) JP2012501617A (ko)
KR (1) KR20110066150A (ko)
CN (1) CN102197598B (ko)
WO (1) WO2010024835A1 (ko)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9047155B2 (en) 2009-06-30 2015-06-02 Red Hat, Inc. Message-based installation management using message bus
TWI470937B (zh) * 2009-09-04 2015-01-21 Mstar Semiconductor Inc 鎖相迴路之頻率校正裝置及頻率校正方法
JP5421502B1 (ja) * 2012-01-30 2014-02-19 京セラ株式会社 検体センサおよび検体センシング方法
CN104330052B (zh) * 2014-11-21 2016-09-28 天津工业大学 外差式三频不等步相移解相位方法
US9696283B1 (en) 2016-10-11 2017-07-04 Aerodyne Research, Inc. Apparatus and methods for photoacoustic measurement of light absorption of particulate and gaseous species
US11409183B1 (en) * 2020-02-27 2022-08-09 National Technology & Engineering Solutions Of Sandia, Llc Phase-wrapping method for beam steering in optical phased arrays

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3740748A (en) * 1968-05-31 1973-06-19 Hughes Aircraft Co Electronic image cancellation for doppler receivers
US3675136A (en) * 1971-04-01 1972-07-04 Bell Telephone Labor Inc Apparatus for use in measuring phase dispersion produced by apparatus or a system
US3845412A (en) * 1973-10-12 1974-10-29 Microwave Ass Inc Digital modulate/demodulate system
US3986113A (en) 1973-11-23 1976-10-12 Hewlett-Packard Company Two channel test instrument with active electronicphase shift means
US3950750A (en) * 1974-10-03 1976-04-13 Raytheon Company Radar system having quadrature phase detector compensator
FR2481465A1 (fr) * 1980-04-25 1981-10-30 Trt Telecom Radio Electr Procede et dispositif pour la determination precise d'azimut a partir de la mesure de plusieurs dephasages
JPS5764171A (en) 1980-10-08 1982-04-19 Advantest Corp Spectrum analyzer
US4980899A (en) * 1988-06-21 1990-12-25 Siemens Ag Method and apparatus for synchronization of a clock signal generator particularly useful in a digital telecommunications exchange
US5303412A (en) 1992-03-13 1994-04-12 Massachusetts Institute Of Technology Composite direct digital synthesizer
US7126324B1 (en) * 2005-11-23 2006-10-24 Innalabs Technologies, Inc. Precision digital phase meter
US7268600B2 (en) * 2005-11-30 2007-09-11 International Business Machines Corporation Phase- or frequency-locked loop circuit having a glitch detector for detecting triggering-edge-type glitches in a noisy signal
CN1996986B (zh) * 2006-11-16 2011-05-18 天津大学 全相位时移相位差频谱校正法

Also Published As

Publication number Publication date
CN102197598A (zh) 2011-09-21
EP2329599A1 (en) 2011-06-08
CN102197598B (zh) 2014-02-05
EP2329599B1 (en) 2015-02-25
WO2010024835A1 (en) 2010-03-04
JP2012501617A (ja) 2012-01-19
US20100057390A1 (en) 2010-03-04
US8364430B2 (en) 2013-01-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR20110066150A (ko) 정밀 위상 시프트 측정 시스템 및 방법
Dawkins et al. Considerations on the measurement of the stability of oscillators with frequency counters
EP0419823B1 (en) Digital time base generator with adjustable delay between two outputs
US8395428B2 (en) Reference clock sampling digital PLL
US20110036151A1 (en) Instrumentation of Acoustic Wave Devices
JPH09232948A (ja) デジタル位相検波器
Vutha et al. Frequency-offset separated oscillatory fields
US8416124B2 (en) Frequency synthesizer for a level measuring device and a level measuring device
US20100018383A1 (en) Digital complex tone generator and corresponding methods
RU2189055C2 (ru) Приемно-передающее устройство гомодинного радиолокатора
EP3220545B1 (en) Phase measuring device and apparatuses using phase measuring device
JPS6143893B2 (ko)
Zhou et al. A practical method to process time and frequency signal
Kazda et al. Suppression of microwave leakage shifts in fountain clocks by frequency detuning
Caram et al. Harmonic ring oscillator time-to-digital converter
Coffield A high-performance digital phase comparator
WO2022176378A1 (ja) 低相対位相雑音光コム発生装置
US7492464B2 (en) Triggering for a heterodyne interferometer
Gautam et al. Double demodulation type open-loop synchronization method for single-phase system
Heavner et al. Frequency biases in pulsed atomic fountain frequency standards due to spurious components in the microwave spectrum
JP4012747B2 (ja) ２相発振器の位相ずれ検出方法およびその位相ずれ検出装置
JPH02248816A (ja) 内挿処理回路
JP2007298528A (ja) ヘテロダイン干渉計の高速タイプの非線形性を補償するためのシステム及び方法
SU1126894A1 (ru) Способ измерени фазовой погрешности преобразовани частоты смесителей
JPH07225250A (ja) 位相検出装置

Legal Events

Date Code Title Description
WITN Application deemed withdrawn, e.g. because no request for examination was filed or no examination fee was paid