CN102197598A - 用于精确相移测量的系统和方法 - Google Patents

Abstract

在一个实施例中，频率发生器产生：激励信号，本地振荡器信号，以及处于激励信号和本地振荡器信号的差频的参考信号。激励信号被施加于物理系统以产生响应信号，该响应信号与本地振荡器信号混合。滤波器选择差频分量。改变激励信号和/或本地振荡器信号的频率，以使得差频分量的幅度是恒定的，但是差频分量的符号从正变为负。在该差频的两个符号中的每一个处，测量差频分量相对于参考信号的相移。从在正的符号处测量的相移减去在负的符号处测量的相移，并且然后将差分成两半以产生结果。

Description

用于精确相移测量的系统和方法

技术领域

本发明总体上涉及精确测量，并且更具体地测量周期性地激励的物理系统中的相移的精确测量。

背景技术

在周期性地激励的物理系统中常常存在对相移的精确测量的需要。对这样的测量很感兴趣，因为激励和响应之间的相移常常为测量物理系统的某种属性（例如其谐振频率或阻尼常数）提供了一种敏感的方法，所述属性又随着在环境中要被监控的量（例如温度或化学成分）而变化。

例如，物理系统可以是由两个相对的高反射率反射镜形成的光学谐振腔。激励可以是照射反射镜之一的已调制的非相干光源的强度；响应可以是漏到腔之外的已调制的光的强度。在这种情况下，激励的调制和响应的调制之间的相移随着谐振腔内的光子寿命而变化。也就是说，它随着阻尼常数而变化，该阻尼常数又随着因为填充腔的气体中的光学吸收化学物种的存在而引起的光损耗而变化。这样的技术可以被用来感测各种各样的化合物的存在。例如，如果光具有440nm光谱范围中的波长，则可以以这种方式感测到二氧化氮的光学吸收。

在另一例子中，物理系统可以是压电石英晶体谐振器。激励可以是施加的电压；响应可以是结果产生的电流。在这种情况下，电流和电压之间的相移随着谐振频率的改变而变化，谐振频率又响应于诸如温度或沉积在表面上的质量之类的因子而变化。

在许多实际情形中，高激励频率和低响应强度的组合使得直接测量响应和激励之间的相移不可行。在这些情况下，通常采用外差检测来允许完成较低频率处的测量。

然而，通常在可以执行实际的相移测量之前需要响应的一定放大。该放大产生问题，因为其通常引起必须与由待研究物理系统产生的相移区分开的附加相移。

因此，存在对精确测量周期性地激励的物理系统中的相移的改进技术的需要，该技术不会受到那些缺点的影响。

发明内容

在一个实施例中，外差相移测量系统包括频率发生器，该频率发生器产生：激励信号，与激励信号相干的本地振荡器信号，以及处于激励信号和本地振荡器信号的差频下的参考信号，所述参考信号与激励信号和本地振荡器信号相干。激励信号被施加于物理系统以产生响应信号，该响应信号又通过混合器与本地振荡器信号混合以产生输出信号。例如放大器的滤波器选择输出信号的差频分量。在例如计算元件的控制下，频率发生器改变激励信号和/或本地振荡器信号的频率，以使得差频分量的幅度是恒定的，但是差频分量的符号从正变为负。在该差频分量的两个符号中的每一个处，测量输出信号的差频分量相对于参考信号的相移。从在正的符号处测量的相移减去在负的符号处测量的相移，并且然后将差分成两半以产生相移结果。以这种方式，可以基本上独立于由外差相移测量系统中的其他部件（例如由混合器的下游的电路部件）引起的任何相移而测量由物理系统引起的相移。

附图说明

下面的描述参考附图，在附图中：

图1是示例外差相移测量系统的示意图；

图2是示出适合于在图1的相移测量系统中使用的解调器元件的第一示例实施方式的示意图；

图3是示出适合于在图1的相移测量系统中使用的解调器元件的第二示例实施方式的示意图；

图4是用于图3的示例解调器元件的示例时序图；

图5A是在使用图1的外差相移测量系统的示例外差相移测量中涉及的代表性波形的描述；

图5B是精确外差相移测量的示例步骤序列；

图6是示出结合图3的解调元件使用的第一示例频率发生器的示意图；

图7是示出使用针对结合图2的解调元件使用的本地振荡器信号的线性调频转发器频率偏移发生器的第二示例频率发生器的示意图；以及

图8是示出使用针对结合图3的解调元件的频率偏移生成的锁相回路的第三示例频率发生器的示意图。

具体实施方式

图1是示例外差相移测量系统1000的示意图。激励频率为f_x的周期性激励信号1001被供应给待研究的物理系统1002的输入端口。响应信号1003然后进入混合器1004的两个输入端口中的一个1041，另一个输入端口1044接收本地振荡器频率为f_lo的本地振荡器信号1042。混合器1004的输出信号1043进入放大器1005的输入端口1051，该放大器1005的输出信号1052进入解调器元件1008、1008’的输入端口1081、1081’。它们还具有参考输入端口1082、1082’，分别将参考信号1006、1006’供应给所述参考输入端口1082、1082’。这些参考信号处于激励频率f_r，并且在最简单的情况下，它们分别是正弦和余弦波形。解调器元件1008、1008’使输出信号1052乘以这些参考信号波形1006、1006’，且对该乘积积分（或者以其他方式低通滤波），其被报告为同相的I以及正交的Q输出1083、1083’。注意，解调器元件1008、1008’通常不是直接实施的，而是结合计算元件10010（即微控制器、处理器、或能够执行数学计算和/或生成控制信号的其他数字逻辑电路的集合）一起工作以便完成等同的操作并产生输出10011。

解调器元件1008、1008’的许多实现是可能的，并且可以与各种不同的解调器一起使用本技术。因此，下面两个可能的解调器的描述仅意图成为说明性示例。在这两个示例中，放大器1005的输出信号1052被假设成已被电压到频率转换器（未示出）转换成可变频率脉冲序列。

还要注意，信号的实际形式可以在整个信号处理过程中变化。例如，输入信号1001将起源为逻辑状态，其被转变成激励物理系统1002的光强度，离开物理系统的光可以被转变成由混合器1004使用的电流，来自该混合器1004的电流在放大之后被转变成可变频率脉冲序列的频率，以输入到解调器元件1008和1008’。为了简洁，在下文中将不明确地讨论这些转变操作，因为他们在本领域中是公知的，除非此处的讨论本质上是为了避免模糊之外。

混合器1004可以通过乘以其两个输入信号1003、1042而工作。因此，如果输入是正弦波，则混合器1004的输出具有频率为f_x+f_lo和f_x-f_lo的频率分量，或者分别具有和频分量以及差频分量。差频分量还被称为以下名称，中频IF以及参考频率f_r，其中将在下文的某些位置处使用后者。差频被用于后续的处理，所以放大器1005包括滤波器，其用于低通滤波混合器1004的输出信号1043以选择混合器的差频输出并且丢弃混合器的和频输出。

在许多感兴趣的情况中，频率为f_x的激励信号1001以及频率为f_lo的本地振荡器信号1042实际上是方波。这样的原因是方波通常可以由具有与激励的典型周期1/f_x（大约100微秒或更长）相比较的处于毫微秒范围的上升时间与延迟时间的数字逻辑元件生成。因此，由这些信号的生成引起的不想要的相移通常处于循环（cycle）的<10^-5（～13弧秒）的量级，并且该角度的不稳定性通常甚至更小。相反，如果信号1001、1042是正弦波，则它们的生成通常将具有需要的放大和滤波操作，其中将难以实现低等级的相移，并且这将经历特别归因于温度不稳定性的不稳定性。

如果激励信号1001和本地振荡器信号1042是方波，则混合器1004的输出一般将具有3（f_x-f_lo）、5（f_x-f_lo）等处的附加频率分量，并且放大器1005可以进一步结合滤波来抑制这些附加的频率分量。此外，为了测量相移，频率f_r、f_x和f_lo应该是相干的，即在f_r的完整循环期间，f_x和f_lo二者还应该具有整数数目个完整循环。

图2是示出适合于在图1的相移测量系统中作为解调器元件1008和1008’中的一个而使用的解调器元件的第一示例实施方式的示意图。N位数字计数器2000（例如N=4）在时钟端口2004处接收频率为2^Nf_r的脉冲序列2002，其被用作时钟脉冲。在频率为f_r的每个循环期间，供应给输出端口2006的N位输出信号2003逐步通过（step through）所有2^N个可能值。N位数字计数器2000进一步在重置端口2005上周期性地接收重置信号2001。N位数字计数器2000的N位输出信号2001被供应给解复用器2010的地址端口2011，其进一步在数据端口2012上接收输出信号1052（以脉冲序列的形式），其中信号1052是经历电压到频率转换器（未示出）的图1的放大器1005的输出。输出信号1052根据地址被传送到2^N个输出端口2012中的一个，所述2^N个输出端口2012中的每一个连接到具有2^N个计数器的计数器阵列2022中的计数器2021。在累积用于指定数目个f_r的循环的脉冲序列输出信号1052之后，这些计数器2021的内容被通过总线10020连接到计数器阵列2022的计算元件10010读取。计算元件10010然后例如使读数乘以（下文）表1中示出的权重（例如对于N=4的情况），并且逐列将结果相加。这些和是同相的I和正交的Q值，并且总的相移可以被发现为                                                

。容易看出通过选择权重，对所选择的f_r的谐波的响应可以成为零；例如在表1中给出的权重产生对频率3f_r、5f_r和7f_r的零响应。

可选地，计数器2000还接收频率为f_r的重置信号脉冲序列2001作为输入，当本地振荡器信号1042和激励信号同相（即二者在同一时刻经历转变）时，将其重置成零状态（清除所有输出位），这在每个差频循环发生一次。可替换地，N位信号2003可以被用于有效地确定本地振荡器或激励信号的瞬时相位。这将在下文中进一步讨论。

表1 应用于计数器阵列2022中的计数器1021以评估I和Q的示例权重

图3是示出适合于在图1的相移测量系统中作为解调器元件1008和1008’中的一个而使用的解调器元件的第二示例实施方式的示意图。数字计时器3031、3033分别在触发端口3020、3021上接收触发信号并且在时钟端口3025、3026上接收时钟信号3001，并且在输出端口3028、3029上产生输出信号3002、3003。当由触发信号的下降沿触发时，输出信号对于N₁时钟脉冲保持低，然后对于N₂时钟脉冲变为高，然后再次变为低。这一功能可以从例如最初由Advanced Micro Devices(Sunnyvale，CA)制造的AM9513A/AM9513计数器电路获得。注意，数字计时器3033由来自数字计时器3031的输出脉冲的结束（下降沿）触发。输出信号3002、3003的这些输出脉冲被作为门输入供应给两个其它计数器的门端口3046、3047，第一计数器3036由数字计时器3031控制，并且第二计数器3037由数字计时器3033控制。这些计数器3036、3037在时钟端口3041、3042上接收例如从与放大器1005相关联的电压到频率转换器（未示出）获得的输出信号1052（以脉冲序列的形式）作为它们的时钟输入。当门输入为高时，对这些脉冲计数，并且当门输入为低时，忽略它们。它们可以由计算元件10010通过总线10020读出，并且上述分量（未示出）的复制品可以类似地通过总线10020’被读出。

图4是图3的解调器元件的示例时序图4000。进入数字计时器3031的时钟信号3001是参考频率f_r的倍数N₀倍，并且因此时间轴被从0标度到N₀。轨迹4010是触发脉冲序列3000。轨迹4020是第一数字计时器3031的输出3002，其中低时间和高时间被分别指定为N₁₁和N₁₂。轨迹4030是第二数字计时器3033的输出3003，其中低持续时间和高持续时间被分别指定为N₂₁和N₂₂。这些分别是用于两个计数器3036、3037的门信号，并且计算元件10010可以将这些权重分别指定为+1和-1。因此，这些波形和计算的结合等同于在轨迹4040中示出的参考波形。轨迹4050示出正弦波和余弦波，并且因此限定相角测量的零点。观察到通过使得N₁₁=N₀/12, N₂₁=N₀/6,和N₁₂= N₂₂=N₀/3,参考波形将具有正弦波的对称性，并且对余弦波的输入的响应将为零。因此，波形4040是对正弦波的近似，并且在图3中示出的元件和指定的计算一起构成在图1中示出的解调器元件1008’的实现。以类似的方式，通过将N₁₁变成N₀/3，实现在图1中示出的解调器元件1008。此外，上文给出的N的值在3f_r处产生对信号的零响应。

可以结合类似于上述的系统采用新颖的技术来独立于来自其它部件的相移而测量由物理系统1002引起的相移，例如在基本上不受由放大器1005或混合器1004的其它下游电路部件引入的任何相移影响的情况下测量由物理系统1002引起的相移。此类技术包括改变（例如调整）激励信号1001的频率f_x和/或本地振荡器信号1042的频率f_lo，以使得差频（参考频率）f_x-f_lo的幅度是恒定的，但是差频的符号从正变成负。在该差频的两个符号中的每一个处，测量差频（参考频率）f_x-f_lo相对于参考信号1006的相移。从在正的符号处测量的相移减去在负的符号处测量的相移，并且然后将差分成两半以产生相移结果。这样测量的相移因为项的消除而基本上不受由放大器1005或混合器1004的其它下游电路部件引起的任何附加相移的影响。

图5A是在使用图1的外差相移测量系统的示例外差相移测量中涉及的代表性波形的描述5000。来自物理系统1002的频率为f_x的示例响应信号1003被描绘为信号5001，并且示例本地振荡器信号1042被描绘为信号5002。如上所提到的那样，本地振荡器信号1042可以是方波，可以作为激励信号1001，并且来自物理系统1002的响应信号1003可以是激励信号的经滤波的版本。在任何时刻，放大器1005的输出信号1052是响应信号5001和本地振荡器信号5002的乘积的平均，其中响应信号和本地振荡器之间的时间偏移dT随着循环逐渐演变，因为f_x≠f_lo。注意，在典型应用中，f_r

f_x、f_lo，并且通常f_x/f_lo<10^-3。这意味着，输出信号是响应信号5001和宽度基本上等于1/2f_x的方形脉冲信号的卷积，其中时间相关性被以f_x/f_r缩放。因为该卷积关系，输出信号还可以被描述为通过作为持续时间为1/2f_x的方形脉冲的脉冲响应滤波的信号5001。注意，当f_lo<f_x时，本地振荡器信号5002的正状态相对于响应信号5001出现地稍微晚些，其中每一个都通过激励的循环。因此，如上所述，示例输出信号5003是经滤波的信号5001的临时缩放的版本。然而，当f_lo>f_x时，输出信号不仅临时被缩放，而且还被时间反转。在信号5004中描绘了时间反转的情况。注意，在图5A中绘出了波形与循环的一部分的关系，并且对于波形5001和5002的实际时间标度通常比对于5003和5004的更短。垂直轴是任意单位的。

波形5(C)、5(D)中的每一个都由包括形式为的项的傅里叶级数表示。对于时间反转的波形，在这些项中用-t代替t，这等同于用-A_n代替A_n，同时留着B_n项不变。因为相移是，所以可以看到从f_lo<f_x变成f_lo>f_x，其中︱f_lo-f_x︱不变，相移在符号上反转。该改变可以在不改变f_r的情况下完成，并且因此混合器1004的下游信号路径的部分的任何贡献不变。因为相移是相加量，可以执行下面新颖的操作：

i）测量差频输出和参考信号之间的总相移，其中f_lo<f_x；

ii）测量差频输出和参考信号之间的总相移，其中f_lo>f_x，︱f_lo-f_x︱保持与步骤（i）中的相同；

iii）取这些测量之间的差的一半。

这些操作的结果是，消除由放大器1005或混合器1004的其他下游电路部件贡献的任何附加相移。

图5B描绘精确外差相移测量的示例步骤序列。在步骤5010处，生成激励信号1001。在步骤5020处，生成与激励信号1001相干的本地振荡器信号1042。在步骤5030处，生成处于激励信号1001和本地振荡器信号1042的差频的参考信号1006。这样的参考信号1006与激励信号和本地振荡器信号二者相干。在步骤5040处，激励信号1040被施加于物理系统1002以产生响应信号1003。在步骤5050处，响应信号1003例如在混合器1004处与本地振荡器信号1042混合以产生输出信号1043。在步骤5060处，来自混合器的输出信号1043的差频分量被选择并且被用作输出信号1052。在步骤5070处，重复步骤5010到5050，激励信号和/或本地振荡器信号的频率被改变（例如调整）以使得差频的幅度是恒定的，但是差频的符号从正变为负。可以在计算元件10011的引导下完成这样的变化。在步骤5080处，在该差频的两个符号中的每一个处，测量差频分量相对于参考信号的相移。最后，在步骤5090处，从在正的符号处测量的相移减去在负的符号处测量的相移，并且然后将差分成两半以产生相移结果。

实施例1

根据上述新颖技术，为了精确地测量周期性地激励的物理系统1002的相移，期望生成与频率f_r、f_x和f_lo互相相干的信号，并且改变差频（参考频率）f_r=f_x-f_lo的符号，但是不改变差频（参考频率）f_r=f_x-f_lo的幅度。一种实现符号改变的直接方法是交换载送激励和本地振荡器信号1001、1042的线。这是对于其中待研究的物理系统1002的相移不会急剧地谐振的那些应用的优选实施例。

图6是示出结合图3的解调元件使用的第一示例频率发生器6000的示意图。在该实施例中生成的频率可以通过对单个主时钟6001的频率f₀进行分频来获得，所述主时钟6001可以是石英晶体控制的振荡器。该频率被两个N次分频计数器6002、6003分频，它们中的每一个之后是二次分频级（未示出）以便保证输出是方波。这些分量的输出频率分别是f₀/2N₁和f₀/2N₂。这些频率之间的差是

，并且当

时，变成

。假设N₁是奇数，并且N₂是偶数且可被3整除。于是2N₂可被12整除，以使得分别具有除数N₁和2N₂的计数器6005和6006的组合满足上面提到的对于在图3中示出的解调器元件的信号3000和3001的目标。

在图6中被表示为6100的元件代表在图1中示出的外差相移测量系统的部件，其中通过在图3中示出的部件来实施解调器1008、1008’。计数器6002、6003的输出可以在计算元件10010（其生成控制信号6041）的控制下由开关6004选择性地交换，以生成在图1所示的系统中使用的激励信号1001和本地振荡器信号1042。计算元件10010可以进一步实施上面给出的操作i、ii和iii以测量f_lo<f_x时的总相移，测量f_lo>f_x时的总相移(保持︱f_lo-f_x︱相同)，并且取这些测量结果之间的差的一半。

实施例2

在某些应用中，可能期望修改实施例1的频率生成技术。例如，如果待研究的物理系统具有窄的谐振（例如如果它是石英晶体），则甚至实施例1可以产生的激励频率中的适度变化可能都是不期望的。而且，因为f_r随着除数N₁和N₂的减小而快速增大，处于高激励频率的操作可能建议非常高的f₀以保证f_r在期望的范围中。这些问题可以在使用线性调频转发器频率偏移发生器来从两个高频信号（即f_x或f_lo）中的一个高频信号生成另一个高频信号时而解决。

线性调频转发器频率偏移发生器受到频率为F的信号以通过具有2π弧度最大相移的锯齿波形进行调相

。因为最大相移是2π，所以结果产生的调相的波形在其中相位从2π重置为0的转变处是连续的，并且经过调相的信号的频率是

。

图7是示出使用针对结合图2的解调元件使用本地振荡器信号的线性调频转发器频率偏移发生器的第二示例频率发生器7000的示意图。频率f₀处的源7001被提供给N位计数器7002的时钟输入端口7021，其最高位在频率f₀/2^N处产生方波7022。例如，使用N=4，方波7022的频率是f₀/16。

计数器7002的所有N个位被提供给全加法器电路7003的A输入1…n，B输入1…n被耦合到已通过包括N个XOR门7010的符号改变电路7004的N位整数信号7041。全加法器7003的输出是

，其中Ci是进位输入（0或者1）。可以不使用进位输出。注意，2补数二进制数的负数是1补数加1。当符号控制信号7005为高（真）时，XOR门7010输出它们的输入的1补数。符号控制信号7005还受到全加法器7003的进位输入端口7031的约束。因此，全加法器7003根据符号控制信号7005的状态或者添加从计数器7002的内容提供的整数或者减去从计数器7002的内容提供的整数。

观察到，当正数被添加到计数器7002的内容时，其最高位的转变在循环早期出现，并且当它被减去时，转变在循环后期出现。因此，加法器7003的最高位输出是由N位计数器7002产生的信号7022的经过调相的版本。如果整数7041继续增加，则加法器7032的最高位输出是信号7022的频率偏移版本，偏移的符号由符号控制线7005的状态确定，并且幅度是整数7041的最高位的频率。

信号7022还被供应给计数器7006，其被用作分频器。计数器7006的输出可以被用作到图2中示出的数字计数器2000的脉冲序列输入2002。该数字计数器2000提供被用作N位信号7041（到线性调频转发器频率偏移发生器的调相输入）的N位输出信号2003。因此，关于上面图7描述的电路使用图2的示例解调器元件提供对于图1的示例相移测量系统的所有必要信号。计算元件10010执行上文阐述的操作i、ii和iii，并且还生成符号控制信号7005。

实施例3

可能存在其中期望这种高激励频率f_x的应用，其中甚至不期望由实施例2的计数器7002引起的适度分频。在这些情况下，可以优选基于锁相回路的实施例。图8是示出使用针对频率偏移生成的锁相回路并结合图3的解调元件的第三示例频率发生器8000的示意图。如图8中所示的那样，振荡器8000的输出直接被用作f_x以及N₁次分频计数器8002 时钟输入，所述N₁次分频计数器8002的输出被用作图3中示出的示例解调器的时钟信号3001，并且还被发送到另一个N₂次分频计数器8003。N₂次分频计数器8003的输出的频率为f_r，并且被作为触发信号3000发送。

可变频率（通常电压控制的）振荡器8001可以被用来生成本地振荡器信号。使用具有分频比

的第二计数器8004b来对其分频，并且其输出信号8005被供应给锁相回路控制器8010的输入端口8011。锁相回路控制器8010的另一输入端口8012可以从N₂次分频计数器8003接收频率为f_r的输出信号8006。因此

和 ，其是期望的值。

锁相回路通过检测该锁相回路的两个输入之间的相差并且调整发送到电压控制的振荡器的电压来操作以使相差到达稳定的值，例如0或π/2弧度。

除了锁相回路的使用之外，该实施例可以以类似于实施例1的相同方式来操作。如在实施例1中那样使用开关8004a和8004b交换激励和本地振荡器线是针对频率切换的优选技术。

当期望最高可能的激励频率时该实施例可能是优选的，但是在其他方面实施例1和2可能是优选的。这样的原因是电压控制的振荡器可以针对可调谐性而权衡频率稳定性，并且因为激励信号和本地振荡器信号是独立的并且不同的，所以本地振荡器信号的任何不稳定性可以直接被看作所测量的相移中的噪声。

尽管上面的描述讨论各种实施例，但是应该认识到可以在不偏离本发明的意图精神和范围的情况下进行许多修改和/或添加。例如，上述技术可以以软件、硬件或其组合来实施。软件实施可以包括存储在例如CD、DVD、硬盘、固态存储设备、易失性存储设备或其他有形介质的计算机可读存储介质中的计算机可执行指令。硬件实施可以包括处理器、存储器、可编程逻辑电路、专用集成电路和/或其他类型的硬件部件。此外，组合的软件/硬件实施方式可以包括在计算机可读介质中体现的计算机可执行指令以及一个或多个硬件部件二者。因此，应该理解上述描述意味着仅以示例的方式来采用。

Claims (20)

1.一种用于测量由激励信号激励的物理系统中的相移的设备，包括：

频率发生器，其被配置成产生激励信号、本地振荡器信号以及参考信号，其中参考信号处于激励信号和本地振荡器信号的差频；

混合器，其被配置成响应于激励信号而检测物理系统的输出并且将所述输出与本地振荡器信号混合；

滤波器，其被配置成选择混合器的差频输出；以及

计算元件，其被配置成：

     使激励信号或本地振荡器信号或二者的频率改变以使得差频的幅度是恒定的，但是差频的符号从正变成负，

     在该差频的两个符号中的每一个处测量差频输出相对于参考信号的相移，以及

     从在正的符号处测量的相移减去在负的符号处测量的相移，并且然后将差分成两半以产生相移结果。

2.根据权利要求1所述的设备，其中所述频率发生器被配置成产生与激励信号相干的本地振荡器信号，并且参考信号与激励信号和本地振荡器信号相干。

3.根据权利要求1所述的设备，其中所述频率发生器包括主时钟，根据所述主时钟，通过分频来生成激励信号、本地振荡器信号以及参考信号。

4.根据权利要求1所述的设备，其中所述频率发生器包括线性调频转发器差频发生器，其被配置成生成激励信号、本地振荡器信号以及参考信号中的至少一个。

5.根据权利要求1所述的设备，其中所述频率发生器包括锁相回路，其被配置成生成激励信号、本地振荡器信号以及参考信号中的至少一个。

6.根据权利要求1所述的设备，还包括：

至少一个解调器元件，其被配置成接收差频输出和参考信号并且结合计算元件来操作以产生相移结果。

7.根据权利要求6所述的设备，其中所述至少一个解调器元件包括耦合到解复用器的数字计数器，所述解复用器又耦合到计数器阵列。

8.根据权利要求6所述的设备，其中所述至少一个解调器元件包括分别耦合到第一和第二计数器的第一和第二数字计时器。

9.根据权利要求1所述的设备，其中所述滤波器是由放大器实施的低通滤波器。

10.一种用于测量由激励信号激励的物理系统中的相移的方法，包括：

生成激励信号、本地振荡器信号以及激励信号和本地振荡器信号的差频；

将激励信号施加于物理系统以产生响应信号；

在混合器处将响应信号与本地振荡器信号混合以产生输出信号；

选择输出信号的差频分量；

改变激励信号或本地振荡器信号或二者的频率，以使得差频的幅度是恒定的，但是差频的符号从正变成负；

在该差频的两个符号中的每一个处测量差频分量相对于参考信号的相移；以及

使用在负的符号处测量的相移和在正的符号处测量的相移的差的一半作为相移结果。

11.根据权利要求10所述的方法，其中所述生成产生与激励信号相干的本地振荡器信号，以及与激励信号和本地振荡器信号相干的参考信号。

12.根据权利要求10所述的方法，其中所述生成通过分频来生成激励信号、本地振荡器信号以及参考信号。

13.根据权利要求10所述的方法，其中所述生成通过线性调频转发器差频发生来生成激励信号、本地振荡器信号以及参考信号中的至少一个。

14.根据权利要求10所述的方法，其中所述生成通过使用锁相回路来生成激励信号、本地振荡器信号以及参考信号中的至少一个。

15.一种用于测量由激励信号激励的物理系统中的相移的方法，包括：

通过计算元件来引起激励信号或本地振荡器信号或二者的频率变化，以使得激励信号和本地振荡器信号的差频的幅度是恒定的，但是差频的符号从正变成负；

在该差频的两个符号中的每一个处测量从将激励信号施加于物理系统获得的差频分量相对于参考信号的相移；以及

在确定相移结果中使用在负的符号处测量的相移和在正的符号处测量的相移的差。

16.根据权利要求15所述的方法，还包括：

生成激励信号；

生成与激励信号相干的本地振荡器信号；以及

生成与激励信号和本地振荡器信号相干的差频。

17.根据权利要求15所述的方法，还包括：

将激励信号施加于物理系统以产生响应信号；

将响应信号与本地振荡器信号混合以产生输出信号；以及

选择输出信号的差频分量。

18.一种用于测量由激励信号激励的物理系统中的相移的设备，包括：

用于改变激励信号或本地振荡器信号或二者的频率以使得激励信号和本地振荡器信号的差频的幅度是恒定的，但是差频的符号从正变成负的装置；

用于在该差频的两个符号中的每一个处测量从将激励信号施加于物理系统获得的差频分量相对于参考信号的相移的装置；以及

用于使用在负的符号处测量的相移和在正的符号处测量的相移的差的一半作为相移结果的装置。

19.根据权利要求18所述的设备，还包括：

用于生成激励信号的装置；

用于生成与激励信号相干的本地振荡器信号的装置；以及

用于生成与激励信号和本地振荡器信号相干的差频的装置。

20.根据权利要求19所述的设备，还包括：

用于将激励信号施加于物理系统以产生响应信号的装置；

用于将响应信号与本地振荡器信号混合以产生输出信号的装置；以及

用于选择输出信号的差频分量的装置。

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