JP2012501617A

JP2012501617A - 高精度位相シフト測定のシステムと方法

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Publication number: JP2012501617A
Application number: JP2011526849A
Authority: JP
Inventors: ポール・エル・ケバビアン
Original assignee: エアロダインリサーチインコーポレイテット
Priority date: 2008-08-27
Filing date: 2009-05-01
Publication date: 2012-01-19
Also published as: EP2329599B1; CN102197598A; KR20110066150A; CN102197598B; US8364430B2; US20100057390A1; WO2010024835A1; EP2329599A1

Abstract

一つの実施形態において、周波数発生器は励起信号、局部発信信号及び励起信号と局部発信信号の差周波数におけるリファレンス信号を生成する。励起信号は反応信号を生成するために物理的システムに供給され、それは局部発振信号と混合される。フィルターが差周波数成分を選択する。励起信号及び／又は局部発振信号の周波数は変化され、周波数の差は一定であるが、差周波数の符号はプラスからマイナスに変化する。差周波数成分の位相シフトは、リファレンス信号と関連して、差周波数の二つの符号のそれぞれにおいて、測定される。マイナス符号において測定された位相シフトはプラス符号において測定された位相シフトから引き算され、その差は２で割り算され、結果を生ずる。
【選択図】図１

Description

この発明は、周期的に励起される物理的システムにおける位相シフトの高精度測定に関する。

周期的に励起される物理的システムにおける位相シフトの高精度測定の需要はしばしばある。当該測定は関心を集めている、何故なら励起と応答の間の位相シフトは物理的システムのある特性を測定する高感度な方法を提供する、共振周波数または減衰定数のような、それらはその環境の下で観測される、温度あるいは化学的成分のような、数量と共に順次変化する。

例えば、その物理的システムは二つの高反射率鏡を対峙させ構成された光学的共振キャビティーであることがある。励起は二個の鏡の一つを照らす非干渉性の変調された光の強さのとすることができる；反応はキャビティーから漏れる変調光の強さとすることができる。この様な場合には励起の変調と反応の変調間の位相シフトは共振キャビティー内の光子の寿命と共に変化する。すなわち、それは減衰定数と共に変化する、それはキャビティーに充満した光吸収性の化学種の存在により発生する光学的損失と共に順次変化する。当該技術は様々な化合物の存在を感知するために用いられる可能性がある。例えば、光の波長が440nmの帯域であれば、二酸化窒素による光学的吸収がこの方法で感知することができる。

更に例示すれば、物理的システムは圧電性の水晶共振子とすることができる。励起は電圧を印加されることが可能である；反応は電流を生じることが可能である。この様な場合には電流と電圧間の位相シフトは共振周波数の変化と共に変化する、それは温度或は表面上の質量堆積のような、要素に応じて順次変化する。

多くの実用的状況において、高い励起周波数と低い反応強度の組合せは反応及び励起間の位相シフトを直接測定することは実現不能である。これらの場合には、より低い周波数で測定されるためにヘテロダイン検出が典型的に採用される。

しかしながら、実際の位相シフトの測定を実行され得る前に通常は反応の増幅が必要となる。この増幅は問題を生じる、それにおいて実験中の物理的システムによる位相シフトと区別されるべき追加的な位相シフトを生じる。

したがって、周期的に励起される物理的システムにおける位相シフトの高精度測定の技術改善が求められている、それはこれらの欠点に影響されないものである。

米国６１／０９２、２５７２７．０８．２００８

解決しようとする問題点は、ヘテロダイン検出の採用により位相シフトを測定する場合に、周期的に励起される物理的システムにおける位相シフトと区別されるべき追加的な位相シフトが生じることである。

本発明は、周期的に励起される物理的システムにおける位相シフトを、励起信号、励起信号と干渉する局部発信信号、および励起信号と局部発信信号の差周波数によるリファレンス信号を生じる発振器を含むヘテロダイン位相シフト測定システムにより、出力信号の差周波数成分の位相シフトを、二つの差周波数成分のそれぞれの符号において測定し、マイナス符号で測定された位相シフトはプラス符号で測定された位相シフトから引き算され、その差を２で割り算し位相シフトの結果を得ることを最も主要な特徴とする。

本発明は、周期的に励起される物理的システムによる位相シフトを、ヘテロダイン位相シフト測定において他の要素、例えば混合器以降の回路要素、により生じたいかなる位相シフトからも実質的に独立して測定することができる利点がある。

はヘテロダイン位相シフト測定システムの一例の回路図である。は図１の位相シフト測定システムにおいて用いるのにふさわしい復調素子の第一の実行例を示した回路図である。は図１の位相シフト測定システムにおいて用いるのにふさわしい復調素子の第二の実行例を示した回路図である。は図3での復調素子の例のタイミングチャートである。は図１のヘテロダイン位相シフト測定システムを用いた測定システムに含まれる代表的な波形を示している。は高精度ヘテロダイン位相シフト測定におけるステップの流れの例であるは図３の復調素子に連動して用いられる周波数発振器の第一例を示す。は図２の復調素子と連動して用いられる局部発信信号のセロダイン周波数オフセット発振器を使用する周波数発振器の第二例である。は図３の復調素子に連動した周波数オフセット発信のための位相ロックループを用いた周波数発振器の第三例である。

図１はヘテロダイン位相シフト測定システム１０００の回路図である。励起周波数における周期的励起信号１００１は実験中の物理的システム１００２の入力ポートに供給される。反応信号１００３は混合器１００４の二つある入力ポートのうちの一つ１０４１に行く、他の一方の入力ポート１０４４は局部発信周波数の局部発信信号１０４２を受信している。混合器１００４の出力信号１０４３は増幅器１００５の入力ポート１０５１に行く、その出力信号１０５２は復調素子１００８と１００８’の入力ポート１０８１と1081’に行く。これらはまたリファレンス信号1006、1006’がそれぞれ供給されるリファレンス入力ポート１０８２、１０８２’を備えている。これらのリファレンス信号は励起周波数、及び最も単純な場合は、それぞれサイン波およびコサイン波である。復調器素子１００８、１００８’は出力信号１０５２とこれらのリファレンス信号波形１００６、１００６’を掛け算する、およびその積の積分をする（または別の方法でローパスフィルター）、それらは同相Iと直角位相Qの出力１０８３、１０８３’として得られる。復調器素子1008、1008’は同等の動作および出力10011生成のために通常、直接実行されずに、しかしコンピュータ素子10010（すなわち、マイクロコントローラ、プロセッサー、又は算術的計算又は／或はコントロール信号発生を実行し得るデジタル論理回路の集積）と連動して働くことに注意する。

復調器素子1008、1008’の実現化は多く可能である、かつ現存の技術は広い範囲で異なった復調器を用いることができる。したがって、以下の二つの復調器に関する記述は単に具体的例示を意図している。両方の例とも、増幅器1005の出力信号1052は電圧−周波数変換器によって可変周波数パルス列に変換されるものとして想定している。

実際の信号波形は信号処理の過程を通して変容する可能性があることにもまた注意する。例えば、入力信号1001は論理状態として発生し得る、それは物理的システム1002の励起のため光強度に変換される、物理的システムを出た光は混合器1004により使用されるための電流に変換されることが可能である、そこからの電流は、増幅後、復調器素子1008、1008’への入力の為可変周波数パルス列に変換される。簡略化のため、話題が曖昧さを排除すべき基本である場合を除き、これらの変換操作は良く知られた技術なので以下詳述はしない。

混合器1004は二つの入力信号1003、1042を掛け算することによって動作可能である。したがって、入力信号が正弦波であれば、混合器1004の出力は周波数成分+及び-、すなわちそれぞれの周波数成分の和と差を持つ。差周波数成分はまた、中間周波数IF、或はリファレンス周波数、という呼び方で知られている、以降後者の方を使用する。差周波数は続く処理で利用される、増幅器1005は混合器の差周波数出力を選択し和周波数を排除するため混合器1004の出力信号1043をフィルターするローパスフィルターを含む。

多くの関心は、における励起信号1001、及び周波数における局部発信信号1042が実際は矩形波であることである。その理由として矩形波はナノ秒レンジの立ち上り時間と遅延時間をもつデジタル論理素子により、励起の典型的周期、1／、概ね100ミリ秒以上と比較すれば、一般的に発生されることが可能だからである。このようにして、これらの信号発生により生じる好ましくない位相シフトはしばしば1周期のより小さい単位、〜13秒角、であり、その角度の不安定さは更に小さい。対照的に、信号1001、1042が正弦波であったら、これらの発生は一般的に増幅とフィルター動作に委ねられる、それらにおいては位相シフトの低いレベルを達成することは困難であったろう、さらにそれらは温度の不安定さによる不安定性に特に左右される。

励起信号1001、局部発信信号1042が矩形波の場合、一般的に混合器1004の出力は-）、-）などの追加的周波数成分を持つ、更に増幅器1005はこれらを抑圧するためのさらなるフィルターを備えることになる。更に、位相シフトを測定するために、周波数、及びは干渉しなければならない、すなわち、の一周期の間、及びはともに整数回の完全周期を持たなければならない。

図2は図.1の位相シフト測定における復調器素子1008と1008’の使用に適した復調器素子の第一の実施例を示す回路図である。Nビットのデジタルカウンター2000(例えば、N=4)はクロックポート2004において周波数
のパルス列2002を受信する、それはクロックパルスとして働く。周波数の各周期の間に、出力ポート2006に供給されたNビットの出力信号2003は全ての二つの可能な値を通る。Nビットのデジタルカウンター2000はさらにリセットポート2005においてリセット信号2001を周期的に受けることができる。Nビットデジタルカウンター2000のNビット出力信号2003はディマルチプレクサ−2010のアドレスポート2011に供給される、それはさらに、データポート2012において、出力信号1052(パルス列の形式で)を受ける、ここにおいて信号1052は電圧−周波数変換器（示されていない）に従った.1の増幅器1005の出力信号である。出力信号1052はアドレスにしたがって、一つの出力ポート2012に送られる、そのいずれもがカウンターを備えたカウンターアレイ2022のカウンター2021に送られる。規定されたの周期数の間、パルス列出力信号1052を積算した後、これらのカウンター2021の内容はコンピュータ素子10010により読み取られ、カウンターアレイ2022へバス10020によって繋がれる。例えば、コンピュータ素子10010はその後、下表１に示されるウェイトにより読み値を掛け算する(N=4の場合)、さらに列方向の結果を総計する。これらの総計は同相Iと直角位相Qの値であり、位相シフトの総計はν＝arctan(Q/I)として表される。それはウェイトの選択により予め分かる、の選択された高調波に対する反応は0にすることができる；例えば、表１により与えられるウェイトは3、５および７の周波数に対応して0となる。
表１
元のカウンター I Q
１ W1 W4
２ W2 W3
３ W3 W2
４ W4 W1
５ −W4 W1
６ −W3 W2
７ −W2 W3
８ −W1 W4
９ −W1 −W4
１０ −W２ −W3
１1 −W3 −W２
１２
−W4 −W1
１３ W４ −W1
１４ W3 −W2
１５ W2
−W3
１６ W1
−W4
W1=１．０
W2=０．８４７７５９０７
W3=０．５６６４５４５０
W4=０．１９８９１２３７

任意的に、カウンター2000はさらに周波数のリセット信号パルス列2001を入力として受信する、局部発信信号1042と励起信号が同相のときに、それは0ステートにリセットする(全出力ビットはクリアーされる)、すなわち共に同じ瞬間に変換を経験する、そしてそれは各差周波数サイクルに一度発生する。代わって、Nビット信号2003は局部発信または励起信号の瞬時的位相を能動的に成立させるために使うことができる。これは以降詳述される。

図3は図1の位相シフト測定における復調器素子1008と1008’の使用に適した復調器素子の第二の実施例を示す回路図である。デジタルタイマー3031、3033はトリガポート3020、3021でトリガ信号、およびクロックポート3025、3026でクロック信号3001を受ける、加えて出力ポート3028、3029から出力信号3002、3003をそれぞれ生成する。トリガ信号の立下りでトリガされたときは、のクロックパルスの間出力信号はLowの状態を保持される、その後クロックパルスの間Highとなり、その後再度Lowとなる。この機能は、例えば、Advance
Micro Device社、カリフォルニア州サニーベイル、製造のカウンター回路AM9513A／AM9513で可能である。デジタルタイマー3033はデジタルタイマー3031からの出力パルスの最後(立下り)によりトリガされることに注意しなければならない。これらの出力信号3002、3003の出力パルスはゲート入力として二つのさらなるカウンター、デジタルタイマー3031により制御される第一カウンター3036、デジタルタイマー3033による第二カウンター3037、のゲートポート3046、3047に供給される、これらのカウンター3036、3037は、クロックポート3041、3042、でそれらのクロック入力として受ける、出力信号1052(パルス列の形式)は、例えば、増幅器1005と連動して電圧−周波数変換機（示されていない）から得られる。ゲート入力がHighにとき、これらのパルスはカウントされ、Lowのときはこれらのパルスは無視される。それらはバス10020を通しコンピュータ素子10010によって読み出されることでき、さらに上記要素（示されていない）の再現が同様にバス10020’を通して読み出されることができる。

図4は復調器素子図3のタイミングチャート4000の一例である。デジタルタイマー3031へ行くクロック信号3001はリファレンス周波数の倍数、No、である、従って時間軸は０からNoとして目盛をつけられる。軌跡4010はトリガパルス列3000である。軌跡4020は第一デジタルタイマー3031の出力3002である、Lowの時間及びHighの時間は
及びで示されている。軌跡4030は第二デジタルタイマー3033の出力3003である、Low及びHighの期間は及びで示されている。これらはカウンター3036、3037のゲート信号である、更にコンピュータ素子10010はそのウェイトを+１及び-１と割当てる事ができる。この様にして、これらの波形と算出の組合せは軌跡4040で示せれるリファレンス波形と等価である。軌跡4050はサイン、コサインを示す、こうして位相角測定の０点を規定する。＝/12、＝/6そして＝＝/3とすることにより、レファレンス波形はサイン波の対称性を持つこと、コサイン波の入力に対する反応が0であることに注意する。この様にして、波形4040はサイン波に近似される、さらに特定の算出とともに図3で示される要素は、図.1で示される復調素子1008’の実現の構成要素となる。同様にして、を/3に置き換えて、図.1で示される復調素子1008が実現される。更に、上記で与えられたNの値は3における信号に対応して結果として０となる。

他の要素による位相シフトから独立した物理的システム1002により生じた位相シフトを測定するために今までに無い技術が上述したものと類似のシステムと連動して採用されることが可能である、例えば、増幅器1005または混合器1004以降の回路要素により生じる位相シフトから実質的に影響されない物理的システム1002により生じる位相シフトを測定する。当該技術は励起信号1001の周波数及び／または局部発信信号1042の周波数を変化（例えば調整）させることを含む、差周波数（リファレンス周波数）−が一定となるような、しかしながら差周波数の符号がプラスからマイナスに変化する。差周波数（リファレンス周波数）−の位相シフトは差周波数の二つの符号それぞれにおけるリファレンス信号1006に従って測定することができる。マイナス符号において測定された位相シフトはプラス符号において測定された位相シフトから引き算される、かつ2で割り算され位相シフトの結果が算出される。当該位相シフトは、期間の相殺のために、増幅器1005または混合器1004以降の回路要素による追加的位相シフトから実質的に影響を受けない。

図.5は図.1のヘテロダイン位相シフト測定システムを用いたヘテロダイン位相シフト測定システムの一例に含まれた代表的波形の表示5000である。物理的システム1002からの反応信号1003の一例、周波数における、信号5001として現されさらに局部発信信号1042の一例は信号5002として現されている。上述の通り、局部発信信号1042は矩形であってもよく、同様に励起信号1001も、更に物理的システム1002からの反応信号1003は励起信号をフィルターされたものであってよい。どの瞬間においても、増幅器1005の出力信号1052は反応信号5001と局部発信信号1042の積の平均値である、ここで反応信号と局部発信信号の時間オフセットdTは周期毎に拡大する、何故なら、であるからである。通常の応用では、さらに/であることに注意する必要がある。これは出力信号が反応信号5001の畳み込みであること及び矩形波パルス信号の幅が実質的に1/2に等しいこと、/により目盛付けされた時間依存性と共に、を意味する。畳み込みの関係のために、出力信号は1/2の期間の矩形波パルスであるインパルス反応によってフィルターされた信号5001として述べることができる。であるとき、局部発信信号5002のプラス状態は反応信号5001に従ってわずかに遅れて、励起信号の通過したそれぞれの周期と共に、生じる事に注意すべきである。このようにして、出力信号5003の具体例は、上述したように、フィルターされた信号5001の仮に目盛付けされたものである。のときはしかしながら、出力信号は仮の目盛付けのみならず時間の反転でもある。時間反転のケースは信号5004で表されている。図.5の波形は一周期の分割に対してプロットされており、さらに波形5001は実時間目盛でプロットされている、加えて5002は通常5003及び5004の時間目盛より大幅に短い。縦軸は任意の単位である。

波形5003、5004は式からなるフーリエ級数により表される。時間反転した波形は、その期間tは-tに変わる、それはの期間が不変であるのに、が-に置き換わるのと同等である。位相シフトは＝arctan(/)であるので、は不変のまま、からへ、変化することが見られる、位相シフトは符号が反転する。この変化は
を変化させること無く、さらに混合器1004以降の信号経路の部品を変更すること無く、達成できる。位相シフトは追加的な量であるので、以下の今までに無い以下の動作が可能となる。：

i) での差周波数出力およびリファレンス信号間の位相シフトの総計を測定する

ii) での差周波数出力およびリファレンス信号間の位相シフトの総計を、をステップi)と同様に保持しながら、測定する。

iii) 上の測定結果の中間を取る。
これらの操作の結果として、増幅器1005或は混合器1004以降の回路要素により追加的に生じる位相シフトは相殺される。

図.6は高精度ヘテロダイン位相シフト測定の流れを示した一例である。ステップ5010において、励起信号1001が発生される。ステップ5020において、励起信号1001と干渉する局部発信信号1042が発生される。ステップ5030において、励起信号1001と局部発信信号1042の差周波数であるリファレンス信号1006が発生される。当該リファレンス信号1006は励起信号及び局部発信信号共に干渉する。ステップ5040において、反応信号1003を生じる為に励起信号1001を物理的システム1002に供給する。ステップ5050において、反応信号1003は、例えば、出力信号1043を生じる為に混合器1004で局部発信信号1042と混合される。ステップ5060において、混合器からの出力信号1043の差周波数成分が選択され出力信号1052として用いられる。ステップ5070において、ここでステップ5010から5050までが繰り返される、励起信号及び／または局部発信信号は変化（例えば調整）される、周波数の差は一定で、しかし差周波数の符号がプラスからマイナスに変化するように。この様な変化はコンピュータ素子10011の指令の下に達成可能である。ステップ5080において、差周波数の二つの符号におけるリファレンス信号と関連した差周波数成分の位相シフトが測定される。最後に、ステップ5090において、位相シフトの結果を生成するために、プラス符号において測定された位相シフトはマイナス符号において測定された位相シフトから引き算され、2で割り算される。

上述した今までに無い技術によると、周期的に励起される物理的システム1002において高精度に位相シフトを測定するために、周波数、及びでの相互干渉信号を発生することが要求される、それは差周波数（リファレンス周波数）＝−の符号の変化、大きさは不変で、と同様である。符号変換を達成する一つの直接的方法は励起信号と局部発信信号の配線を交換することである1001、1042。これは実験中の物理的システムが急峻な共振点を持たないところではこれらの応用の望ましい実施形態である。

図.７は図.3の復調器素子と連動して用いられる周波数発振器6000の第一例の回路図を示す。この実施例において発生される周波数は一つのマスタークロック、6001、周波数の分割によって得ることが可能である、それは水晶発振子であっても良い。この周波数は2個のdivide-by-Nカウンター6002、6003により分周される、出力が矩形波であることを保証するためこれらのコントローラーはdivide-by-twoステージ（示されていない）が後に続く。これらの部品の出力周波数はそれぞれ/2及び/2である。これらの周波数間の差は(/2)(1/-1/)であり、さらに＝＋1のとき、それは/2となる。が奇数でかつが3で割り切れる偶数であるとする。そのとき、2は12で割り切れ、カウンター6005と6006の組合せはと2の約数を持ち、それぞれ、図.3で示された復調器素子の信号3000及び3001の上述した目的に適合する。

図７において6100として示されている要素は図.1で示されているヘテロダイン位相シフト測定システムの素子を、図.3で示される素子によって実行されている復調器1008及び1008’と共に、代表している。カウンター6002及び6003の出力は、図.1に示されるシステムで用いられている励起信号1001及び局部発信信号1042を生成するため、コントロール信号6041を発生するコンピュータ素子10010の制御の下で、スイッチ6004、によって選択的に交換可能である。での位相シフトの総計の測定、を一定に保持しながら、での位相シフトの総計、さらにそれらの測定結果の差の二分の一をとるために、コンピュータ素子10010はさらに上述したi,
iiおよびiiiの動作を実行することができる。

ある応用においては、実施例１の周波数発生技術を変更することが望ましい場合がある。例えば、実験中の物理的システムが狭い共振点を持っていた場合（例えば水晶発振子）、実施例１が生成する励起周波数の緩やかな変更であっても望ましくない場合がある。加えて約数とが減少する中で、が急激に増加するために、高い励起周波数における動作が、を望ましい範囲に保持する為に、非常に高いを示す場合がある。これらの事象は二つの高周波数信号（と）のうち一つがセロダイン周波数オフセット発振器を用いたものから発生されるときに解決される可能性がある。

セロダイン周波数オフセット発振器は周波数Fにおける信号を最大2πラジアンスの位相シフトを持つ鋸歯波形により位相変調Φ(t)
するように支配する。最大位相シフトが2πであるため、位相変調された波形は結果として位相が2πから0にリセットする過渡期において連続となり、位相変調された信号はF+dΦ/dtとなる。

図８は局部発信信号の為のセロダイン周波数オフセット発振器を用いた、図.2の復調器素子と連動した、周波数発振器7000の第二例を示した回路図である。周波数の源振7001はNビットカウンター7002、その最高ビット数は周波数/の矩形波7022を生じる、のクロック入力ポート7021に供給される。例えば、N=4で、矩形波7022の周波数は/16となる。

カウンター7002におけるビットの全てのNは全加算回路7003の1からnのA入力に供給され、B入力1からnはN
XORゲート7010で構成される符号変換回路7004を通るNビット整数信号7041に繋がれる。全加算器7003の出力はΣ＝A+B+である、ここでは桁上げ入力（0又は1）である。桁上げ出力は使われない可能性がある。2s-コンプリメント二進数のマイナスは1s-コンプリメントに1を加えた物であることに注意する。符号制御信号7005がHiのとき、XORゲート7010はその入力の1s-コンプリメントを出力する。符号制御信号7005はまた全加算器7003の桁上げ入力ポートに繋がれる。このようにして、全加算器7003は供給された符号制御信号7005の状態に従ったカウンター7002の内容からの整数を足し算又は引き算をする。

カウンター7002の内容に正の数が加えられたとき、最高ビットの変移がその周期の早い時期に生じ、そしてそれが引き算された場合は、変移が遅い時期に発生することに注意する。このように、加算器7003の最高ビット出力はN-ビットカウンター7002により生成された信号7022の位相変調版である。整数7041が継続的に増加する場合は、加算器7032の最高ビット出力が信号7022の周波数オフセット版であり、符号制御線7005の状態により決定されるオフセットの符合、および整数7041の最高ビットにおける周波数の大きさである。

信号7022もまたカウンター7006に供給される、それは周波数分割器として用いられる。カウンター7006の出力は図.2のデジタルカウンター2000へのパルス列入力2002として用いられることができる。そのデジタルカウンター2000はN-ビット信号7041として用いられ、N-ビット出力信号2003を供給する、セロダイン周波数オフセット発振器への位相変調入力である。このようにして、図８に関連して上述された回路図は図.1の位相シフト測定システムの例に必要な全ての信号を、図.2の復調器素子の例を用いながら、提供する。コンピュータ素子10010は上で設計した動作i、ii及びiiiを実行し、かつ符号制御信号7005を生成する。

実施例2のカウンター7002から生じる適当な周波数分割が望ましい物でないくこのように高い励起周波数、、が要求される応用が有る可能性がある。この様な場合には、位相ロックループに基づいた実施形態が望ましい。図.8は周波数オフセット発振器のための位相ロックループを用いた周波数発振器8000の第三例の回路図でありかつ図.3の復調素子と連動している。図９で示すように、発振器8000の出力はdivide-by-カウンター8002のクロック入力と同様に直接として用いられ、その出力は図.3における復調器例のクロック信号3001として用いられる、さらに、divide-by-カウンター8003に送られる。による分割カウンター8003の出力は周波数であり、トリガ信号3000として送られる。

可変周波数（典型的に電圧制御）発振器8001は局部発信信号発生のために用いられる。これは第二カウンター8004bを用い分割され、＝×+1の分割比を持ち、位相ロックループコントローラ8010の入力ポート8011に供給される出力信号8005である。位相ロックループコントローラ8010の他の入力ポート8012は周波数においてdivide-by-カウンター8003からの出力信号8006を受けることができる。このようにして、＝××及び＝(×+1)×＝＝となり、これが望まれた値である。

位相ロックループは二つの入力の位相差を検出し0又はπ/2ラジアンスのような基準値に到達するための位相差を起す電圧制御発振器に送る電圧を調節することにより動作する。

位相ロックループ使用の一部に、この実施形態は実施例1と同様に動作することが有る可能性がある。実施例1のように、励起と局部発信の線を、スイッチ8004aと8004bを利用して、交換することは周波数交換には好ましい技術である。

この実施例は最高の励起周波数が望まれたときに好ましい可能性がある、しかしほかの関連では実施例1及び2が好ましい可能性がある。その理由は、電圧制御発振器は周波数安定性と同調性が相反する関係にあるからである、さらに励起信号と局部発信信号は独立し違った物であるので局部発振周波数の不安定性は測定された位相シフトにおいてノイズとして直接現れる。

上の記述は様々な実施例について述べているが、数多くの変更及び／又は追加を発明の精神と範囲から発することなくなすことができるのは明らかである。例えば、上述の技術はソフトウェアー、ハードウェアーまたはそれらの組合せにおいて実行できる。ソフトウェアーの実行はコンピュータ判読可能な保存媒体、例えばCD、DVD、ハードディスク、半導体収録装置、揮発性収録装置、またはその他認識可能な媒体、に収められたコンピュータ実行可能な指令を含む可能性がある。ハードウェアーの実行はプロセッサー、メモリ、プログラム可能な論理回路、特殊ICの応用、及び／又は他のタイプのハードウェアー部品。さらに、組み合わされたソフトウェアー／ハードウェアーの実行はコンピュータ判読可能媒体中に具体化されたコンピュータ実行可能な指令、一つ以上のハードウェアー部品と同様、を共に含む可能性がある。したがって、上の記述は単に例示を意味するものと理解されるべきである。

Claims

励起信号によって励起される物理的システムにおいて位相シフトを測定する為の機器は、以下のものを含む：
励起信号、局部発振信号及びリファレンス信号、ここにおいてリファレンス信号は励起信号と局部発振信号の差周波数である、を成生させるために構成された周波数発生器；
物理的システムの出力を励起信号に応じて検出する為、かつその出力を局部発振信号と混合するために構成された混合器；
混合器出力の差周波数を選択する為に構成されたフィルター；
及び以下で構成されるコンピュータ素子：励起信号、または局部発振信号、或は両方の、周波数を変更し差周波数の大きさを一定とし、しかし差周波数の符号はプラスからマイナスに変化する、を生じさせ、二つの差周波数の符号においてそれぞれに関連した差周波数の位相シフトを測定し、及びプラスの符号において測定された位相シフトからマイナスの符号において測定された位相シフトを引き算し、2で割り算し、位相シフトの結果を生じさせる。
請求項１の機器は、ここにおいて周波数発生器は励起信号と干渉する局部発振信号、および励起信号と局部発振信号と干渉するリファレンス信号を生成する為に構成されている。
請求項１の機器は、ここにおいて周波数発生器はマスタークロックから周波数分割により生ずる励起信号、局部発振信号およびリファレンス信号を含む。
請求項１の機器は、ここにおいて周波数発生器は1以上の励起信号、局部発振信号およびリファレンス信号を発生する為に構成されたセロダイン差周波数を含む。
請求項１の機器は、ここにおいて周波数発生器は1以上の励起信号、局部発振信号およびリファレンス信号を発生する為に構成された位相ロックループを含む。
請求項１の機器は、更に以下のものを含む：
差周波数出力とリファレンス信号を受信する為のおよび位相シフトの結果を生じるためのコンピュータ素子と連携して動作するための1以上の復調器素子。
請求項６の機器は、ここにおいて１以上の復調素子はディマルティプレクサーに結合されたデジタルカウンターを含む、それは交互にカウンターアレイに結合される。
請求項６の機器は、ここにおいて１以上の復調素子は第一及び第二カウンターにそれぞれ結合される第一及び第二デジタルタイマーを含む。
請求項１の機器は、ここにおいてフィルターは増幅器によりなされるローパスフィルターである。
励起信号により励起された物理的システムにおいて位相シフトを測定する方法は、以下によって構成される：励起信号、局部発振信号および励起信号と局部発振信号の差周波数の発生；
反応信号を生じる為に励起信号を物理的システムに供給する；
混合、混合器において、出力信号を生じる為の局部発振信号を伴った反応信号；
出力信号の差周波数成分を選択；
励起信号、または局部発振信号、または両方の周波数を変更し、差周波数の大きさが一定となり、しかし差周波数の符号はプラスからマイナスに変化するようにする。；
差周波数の二つの符号のそれぞれにおいてリファレンス信号に関連した差周波数成分の位相シフトを測定；
及びマイナスの符号における位相シフトとプラスの符号における位相シフトの差の二分の一を位相シフトの結果として使用する。
請求項１０の方法は、ここにおいて発生は励起信号と干渉する局部発振信号、および励起信号と局部発振信号と干渉するリファレンス信号を生成する。
請求項１０の方法は、ここにおいて発生は周波数分割により励起信号、局部発振信号およびリファレンス信号を発生する。
請求項１０の方法は、ここにおいて発生はセロダイン差周波数の発生により１以上の励起信号、局部発振信号およびリファレンス信号を発生する。
請求項１０の方法は、ここにおいて発生は位相ロックループを用い１以上の励起信号、局部発振信号およびリファレンス信号を発生する。
励起信号により励起された物理的システムにおいて位相シフトを測定する方法は、以下によって構成される：
コンピュータ素子により、励起信号の周波数の、または局部発振信号、または両方の周波数の変更をし、励起信号と局部発信信号の差周波数の大きさが一定となる、しかし差周波数の符号はプラスからマイナスに変化する；
励起信号を物理的システムに供給することにより得られる差周波数の二つの符号においてリファレンス信号に関連した差周波数成分の位相シフトを測定する；
および位相シフトの結果を決定するに当たりマイナス符号の位相シフトとプラス符号の位相シフトの差を用いる。
請求項１５の方法は、更に以下のものを含む：
励起信号発生；
励起信号と干渉する局部発振信号の発生；
および励起信号と局部発振信号と干渉する差周波数の発生。
請求項１５の方法は、更に以下のものを含む：
リファレンス信号を生じる為に励起信号を物理的システムに供給する；
出力信号を生じる為にリファレンス信号を局部発振信号と混合する；
および出力信号の差周波数成分を選択する。
励起信号によって励起される物理的システムにおいて位相シフトを測定する為の機器は以下のものを含む：
励起信号、または局部発振信号、または両方、の周波数を変化させ、励起信号と局部発振信号の周波数の差は一定とし、しかし差周波数の符号はプラスからマイナスへ変化する手段；
物理的システムに励起信号を供給することにより得られる差周波数の二つの符号においてリファレンス信号に関連した差周波数成分の位相シフトを測定する手段；
およびマイナス符号で測定された位相シフトとプラス符号で測定された位相シフトの差の二分の一を位相シフトの結果として用いる為の手段。
請求項１８の機器は、更に以下のものを含む：
励起信号発生の為の手段；
励起信号と干渉する局部発振信号を発生させる為の手段；
および励起信号と局部発振信号と干渉する差周波数を発生させる為の手段
請求項１９の機器は、更に以下のものを含む：
反応信号を生じる為の励起信号を物理的システムに供給するための手段；
出力信号を生じる為に反応信号を局部発振信号と混合する手段；
及び出力信号の差周波数成分を選択する手段。