JP2006038485A - 周波数安定度測定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 周波数変換部や高速な位相復調部を用いることなく、簡単な構成で精度の高い測定ができるようにする。
【解決手段】 標本化部２１は、第１のメモリ２４と第２のメモリ２６に対する基準信号Ｓｒと被測定信号Ｓｘのサンプル値の記憶処理を、クロック信号Ｃｓの周期の複数Ｍ倍より長い所定周期でＭ個ずつ間欠的に行う。演算部２０は、第１のメモリ２４と第２のメモリ２６へのＭ個ずつのサンプル値の記憶が完了した時点から次のＭ個ずつのサンプル値の記憶が開始されるまでの間に、記憶が完了した最新のＭ個ずつのサンプル値に基づいて、基準信号Ｓｒに対する被測定信号Ｓｘの周波数安定度の評価演算に必要な評価サンプル値を算出し、その評価サンプル値から長期または短期の周波数安定度の評価演算を行う。
【選択図】 図１

Description

本発明は、信号の周波数安定度を測定する装置において、簡単な構成で精度の高い測定を行うための技術に関する。

周波数標準として使用されるセシウムやルビジュウムの原子発振器、水晶発振器等から出力される信号、またはこれらの信号に基づいて生成された信号の安定度を測定する装置では、一般的に被測定信号より周波数安定度が高い信号（例えば水素メーザ発振器の出力等）を基準信号とし、この基準信号に対する被測定信号の位相変動を検出し、これを統計演算処理して、周波数安定度を算出している。なお、周波数標準の場合、５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１００ＭＨｚの周波数の信号が用いられる場合が多い。

このような比較的安定度の高い信号の周波数安定度を測定する装置として、従来では図図６に示す構成の周波数安定度測定装置１０が用いられていた。

この周波数安定度測定装置１０は、例えば１０ＭＨｚ帯の正弦波の基準信号Ｓｒと被測定信号Ｓｘとを周波数変換部１１のミキサ１１ａ、１１ｂにそれぞれ入力する。ミキサ１１ａ、１１ｂには、ローカル発振器１１ｃからのローカル信号Ｌが入力されており、一方のミキサ１１ａからはローカル信号Ｌと基準信号Ｓｒとの混合成分が出力され、その混合成分から低周波帯（例えば１０ｋＨｚ帯）に変換された基準信号Ｓｒ′がＬＰＦ１１ｄにより抽出される。また、他方のミキサ１１ｂからは、ローカル信号Ｌと被測定信号Ｓｘとの混合成分が出力され、その混合成分から低周波帯（例えば１０ｋＨｚ帯）に変換された被測定信号Ｓｘ′がＬＰＦ１１ｅにより抽出される。

そして、この低周波帯に変換された基準信号Ｓｒ′と被測定信号Ｓｘ′をそれぞれ第１のＡ／Ｄ変換器１２、第２のＡ／Ｄ変換器１３に入力し、共通のクロック信号Ｃｓでサンプリングし、これをデジタルのサンプル値Ｒ（ｋ）、Ｘ（ｋ）に変換して、位相復調部１５に入力する。

位相復調部１５は、サンプル値列Ｒ（ｋ）、Ｘ（ｋ）に基づいて、基準信号に対する被測定信号の位相変動量φ（ｋ）を求め、評価演算部１６に出力する。

評価演算部１６は、位相復調部１５から出力される位相変動量φ（ｋ）に対して、所定の統計演算、即ち、アラン標準偏差、修正アラン標準偏差、ＭＴＩＥ、ＴＤＥＶ等を求め、これを図示しない表示器等に出力する。

このように基準信号Ｓｒと被測定信号Ｓｘを周波数変換してからサンプリングを行う構成の周波数安定度測定装置は、例えば次の特許文献１に記載されている。

特開２００３−１６３７０８号公報

しかしながら、上記のように基準信号Ｓｒと被測定信号Ｓｘを低い周波数帯に変換してからサンプリングを行い、位相復調する構成では、入力信号の周波数帯に応じて、周波数変換部１１のローカル発振器１１ｃの出力周波数も可変できるようにしなければならず、装置が大型化し、コスト高になる。

また、周波数変換部１１を構成するミキサ１１ａ、１１ｂの温度特性、非線形特性、内部雑音のバラツキにより測定精度が低下する。

これを解決するために、近年高速化されているＡ／Ｄ変換器を用い、周波数変換部を省略して、基準信号Ｓｒと被測定信号Ｓｘを直接サンプリングすることが考えられる。

ところが、このように高速なＡ／Ｄ変換器を用いた場合、位相復調部１５としても高速動作が必要となり、位相復調部１５を構成する素子としてコストの高い素子が必要となってしまう。

また、リアルタイムに演算を行わずに、Ａ／Ｄ変換によって得られた全てのサンプル値をメモリに記憶してから、位相復調を行うことも考えられるが、周波数安定度の測定は数１０時間から数日におよぶため、膨大なメモリ容量が必要となり、非現実的である。

一方、周波数が高い入力信号に対し、その入力信号の周期の整数倍（例えば１０００倍）より僅か（例えば０．１ｐｓ）に長い周期でサンプリングを行い、その波形の情報を高い時間分解能で得る方法もある。このサンプリング方法は、アンダーサンプリング（または等価時間サンプリング）と呼ばれ、この方式のサンプリングを行うことで、入力信号の時間軸を拡大した信号（つまり低速化した信号）が得られる。

しかし、上記のように低速化された信号の位相変動を検出する方法では、時間軸を拡大した分だけ１Ｈｚ帯域当たりの量子化雑音電力が大きくなり、測定精度が低下してしまう。

本発明は、この問題を解決して、周波数変換部や高速な位相復調部を用いることなく、簡単な構成で精度の高い測定ができる周波数安定度測定装置を提供することを目的としている。

前記目的を達成するために、本発明の請求項１の周波数安定度測定装置は、
周波数安定度測定の基準となる基準信号と被測定信号とを共通のクロック信号に基づいてサンプリングし、該サンプリングで得られたデジタルのサンプル値をそれぞれ第１のメモリ（２４）と第２のメモリ（２６）に記憶する標本化部（２１）と、
前記第１のメモリと前記第２のメモリに記憶されたサンプル値に基づいて、前記基準信号に対する被測定信号の周波数安定度を評価するための演算を行う演算部（３０）とを備えた周波数安定度測定装置であって、
前記標本化部は、前記第１のメモリと前記第２のメモリに対するサンプル値の記憶処理を、前記クロック信号の周期の複数Ｍ倍より長い所定周期で前記複数Ｍ個ずつ間欠的に行い、
前記演算部は、前記第１のメモリと前記第２のメモリへの前記複数Ｍ個ずつのサンプル値の記憶が完了した時点から次の前記複数Ｍ個ずつのサンプル値の記憶が開始されるまでの間に、記憶が完了した最新の複数Ｍ個ずつのサンプル値に基づいて、前記被測定信号の周波数安定度の評価演算に必要な評価サンプル値を算出することを特徴としている。

また、本発明の請求項２の周波数安定度測定装置は、請求項１の周波数安定度測定装置において、
前記演算部は、
前記第１のメモリおよび前記第２のメモリに前記サンプル値が複数Ｍ個ずつ記憶される毎に、該複数Ｍ個ずつのサンプル値に基づいて前記基準信号に対する被測定信号の位相差を複数Ｍ個算出するとともに、該複数Ｍ個の位相差について位相不連続部がある場合には、これを修正して位相連続性を確保する位相復調部（３２）と、
前記位相復調部によって算出された複数Ｍ個の位相差の平均値を算出する平均位相差算出手段（３９）と、
前記平均位相差算出手段から順次出力される平均位相差について、位相不連続部がある場合には、これを修正して位相連続性を確保する位相連続化手段（４０）と、
前記位相連続化手段から出力される平均位相差を前記評価サンプル値として前記被測定信号の長期の周波数安定度の評価演算を行う周波数安定度評価演算部（４１）とを備えていることを特徴としている。

また、本発明の請求項３の周波数安定度測定装置は、請求項１の周波数安定度測定装置において、
前記演算部は、
前記第１のメモリおよび前記第２のメモリに前記サンプル値が複数Ｍ個ずつ記憶される毎に、該複数Ｍ個ずつのサンプル値に基づいて前記基準信号に対する被測定信号の位相差を複数Ｍ個算出するとともに、該複数Ｍ個の位相差について位相不連続部がある場合には、これを修正して位相連続性を確保する位相復調部（３２）と、
前記位相復調部によって算出された複数Ｍ個の位相差に基づいて、前記基準信号に対する被測定信号の周波数偏差を算出する周波数偏差算出手段（５１）と、
前記周波数偏差算出手段から出力される周波数偏差を前記評価サンプル値として前記被測定信号の長期の周波数安定度の評価演算を行う周波数安定度評価演算部（４１）とを備えていることを特徴としている。

また、本発明の請求項４の周波数安定度測定装置は、請求項１の周波数安定度測定装置において、
前記演算部は、
前記第１のメモリおよび前記第２のメモリに前記サンプル値が複数Ｍ個ずつ記憶される毎に、該複数Ｍ個ずつのサンプル値に基づいて前記基準信号に対する被測定信号の位相差を複数Ｍ個算出するとともに、該複数Ｍ個の位相差について位相不連続部がある場合には、これを修正して位相連続性を確保する位相復調部（３２）と、
前記位相復調部によって算出された連続した複数Ｍ個の位相差毎に、フーリエ変換を行って、前記基準信号に対する被測定信号の位相変調成分のスペクトラムを算出するフーリエ変換手段（５２）と、
前記フーリエ変換手段によって得られたスペクトラムに基づいて、前記基準信号に対する被測定信号の位相雑音特性を求める位相雑音評価演算部（５３）とを備えていることを特徴としている。

このように、本発明の周波数安定度測定装置では、基準信号および被測定信号に対する複数Ｍ個ずつのサンプル値の取得を所定周期で間欠的に行い、取得した最新の複数Ｍ個ずつのサンプル値から評価演算に用いる評価サンプル値の算出処理を、次の複数Ｍ個のサンプル値の取得開始タイミングまでの期間を利用して行っている。

このため、第１のメモリと第２のメモリの容量は、Ｍ個のサンプル値を記憶するための少ない容量で済み、また、演算部の演算処理を標本化部のサンプリング周期に対して格別高速に行う必要がない。

したがって、周波数変換部を用いることなく、基準信号と被測定信号に対して高速なサンプリングを直接行うことができ、簡単な構成で高精度の測定が可能となる。

また、高速なサンプリングで得られた精度の高いサンプル値から周波数安定度だけでなく、位相雑音特性も測定できる。

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用した周波数安定度測定装置２０の構成を示している。

図１に示す周波数安定度測定装置２０は、測定の基準となる極めて安定な所定周波数（例えば１０ＭＨｚ）の正弦波の基準信号Ｓｒと被測定信号Ｓｘに対するサンプリングを行うための標本化部２１と、標本化部２１のサンプリングによって得られたサンプル値に基づいて演算処理を行う演算部３０とによって構成されている。

標本化部２１は、例えばパーソナルコンピュータに対して着脱可能な基板上に構成され、クロック信号発生器２２、第１のＡ／Ｄ変換器２３、第１のメモリ２４、第２のＡ／Ｄ変換器２５、第２のメモリ２６およびコントローラ２７を有し、第１のメモリ２４と第２のメモリ２６に対するサンプル値の記憶処理を、クロック周期Ｔｓの複数Ｍ倍より長い所定周期τ_０で複数Ｍ個ずつ間欠的に行っている。

即ち、クロック信号発生器２２は、周波数Ｆｓ（例えば６０ＭＨｚ）のクロック信号Ｃｓを、第１のＡ／Ｄ変換器２３および第２のＡ／Ｄ変換器２５に出力する。このクロック信号発生器２２は、水晶発振器、ＰＬＬ制御型信号発生器またはＤＤＳ型信号発生器のいずれでもよい。

第１のＡ／Ｄ変換器２３および第２のＡ／Ｄ変換器２５は、同一構成で高い周波数のクロック信号Ｃｓに対応した動作速度を有しており、基準信号Ｓｒと、その基準信号Ｓｒの周波数Ｆｒに近い周波数Ｆｘの正弦波の被測定信号Ｓｘとを、共通のクロック周期（Ｔｓ＝１／Ｆｓ）でサンプリングし、デジタルのサンプル値Ｒ（ｋ）、Ｘ（ｋ）にそれぞれ変換して、第１のメモリ２４および第２のメモリ２６に出力する。

第１のメモリ２４と第２のメモリ２６は、コントローラ２７からの書込信号とアドレス信号とを受け、第１のＡ／Ｄ変換器２３から順次出力されるサンプル値Ｒ（ｋ）と第２のＡ／Ｄ変換器２５から順次出力されるサンプル値Ｘ（ｋ）とをそれぞれ記憶する。

コントローラ２７は、例えばＭ進（Ｍは複数で例えば６４）のカウンタを有し、図２の（ａ）に示すクロック信号Ｃｓと、図２の（ｂ）のように、クロック周期Ｔｓの複数Ｍ倍より長い所定周期τ_０のトリガ信号ＴＧとを受け、トリガ信号ＴＧが入力される毎（例えば立ち上がる毎）に、クロック信号Ｃｓの計数を初期値から開始し、その計数値ｍをアドレス信号として書込信号とともに第１のメモリ２４および第２のメモリ２６に出力して、サンプル値Ｒ_ｎ（ｍ）、Ｘ_ｎ（ｍ）をアドレス順に記憶させ、複数Ｍ個ずつ記憶した段階で終了し、次のトリガ信号ＴＧの入力を待つ、という動作を繰り返す（ｍ＝１，２，…，Ｍ）。なお、サンプル値Ｒ_ｎ（ｍ）、Ｘ_ｎ（ｍ）の添え字ｎはトリガ信号ＴＧの入力回数を表す。

したがって、図２の（ｃ）に示す基準信号Ｓｒのサンプル値のうち、トリガ信号ＴＧの立ち上がりタイミングからＭ個分のサンプル値Ｒ_ｎ（１）〜Ｒ_ｎ（Ｍ）が第１のメモリ２４に記憶され、これと並行して図２の（ｄ）に示す被測定信号Ｓｘのサンプル値のうち、トリガ信号ＴＧの立ち上がりタイミングからＭ個分のサンプル値Ｘ_ｎ（１）〜Ｘ_ｎ（Ｍ）が第２のメモリ２６に記憶される。ここで、Ｍ個ずつ取得されたサンプル値は、第１のメモリ２４および第２のメモリ２６に対して毎回同じアドレス領域に上書きされるので、各メモリのアドレスはＭ個あれば済む。

なお、この実施形態の標本化部２１では、トリガ信号ＴＧを演算部３０から受けているが、標本化部２１の内部でトリガ信号ＴＧを発生させてもよい。また、第１のＡ／Ｄ変換器２３および第２のＡ／Ｄ変換器２５に対するクロック信号Ｃｓの入力を制御して、所定周期τ_０毎にＭ回のサンプリングを行ってＭ個のサンプル値を求めて第１のメモリ２４と第２のメモリ２６にそれぞれ記憶させるように構成してもよい。

演算部３０は、標本化部２１の第１のメモリ２４と第２のメモリ２６に複数Ｍ個ずつのサンプル値が記憶されてから次の複数Ｍ個ずつのサンプル値の記憶が開始されるまでの間、即ち、図２の（ｂ）のτ_０−Ｔｍの期間（Ｔｍ＝Ｍ・Ｔｓ）に、記憶された最新の複数Ｍ個ずつのサンプル値に基づいて、評価演算に必要な評価サンプル値を算出し、所定周期τ_０毎に得られる評価サンプル値に基づいて評価演算を行う。

この演算部３０は、例えばコンピュータ（パーソナルコンピュータを含む）によって構成されており、その機能を示すと、図１に示しているように、トリガ信号発生手段３１、位相復調部３２、平均位相差算出手段３９、位相連続化手段４０、周波数安定度評価演算部４１、周波数偏差算出手段５１、フーリエ変換手段５２および位相雑音評価演算部５３を有している。

トリガ信号発生手段３１は、前記クロック周期Ｔｓの複数Ｍ倍と、位相復調部３２が複数Ｍの位相差を算出するのに要する時間と、平均位相差算出手段３９が位相差の平均値を算出するのに要する時間との合計時間以上の周期τ_０を有するトリガ信号ＴＧを出力する。前記したように、このトリガ信号発生手段３１は標本化部２１に設けてもよい。

位相復調部３２は、標本化部２１の第１のメモリ２４および第２のメモリ２６にサンプル値が複数Ｍ個ずつ記憶される毎に、その複数Ｍ個ずつのサンプル値に基づいて基準信号Ｓｒに対する被測定信号Ｓｘの位相差θ_ｎ（ｍ）を複数Ｍ算出するとともに、そのＭ個の位相差に位相不連続部がある場合には、これを修正して位相連続性を確保する。

この位相復調部３２は、例えば図３に示すように、第１のフィルタ３３、第２のフィルタ３４、直交検波手段３５、位相検波手段３６、Ｍサンプル位相連続化手段３７とを有している。

第１のフィルタ３３および第２のフィルタ３４は、高域通過型（ＨＰＦ）または帯域通過型（ＢＰＦ）のデジタルフィルタによって構成され、第１のメモリ２４に記憶されたＭ個のサンプル値列Ｒ_ｎ（ｍ）と第２のメモリ２６に記憶されたＭ個のサンプル値列Ｘ_ｎ（ｍ）から、第１のＡ／Ｄ変換器２３および第２のＡ／Ｄ変換器２５でそれぞれ重畳された直流分が除去された信号列Ｒ_ｎ（ｍ）′、Ｘ_ｎ（ｍ）′をそれぞれ出力する。

直交検波手段３５は、例えば図４に示すように、ミキサ３５ａに信号列Ｒ_ｎ（ｍ）′、Ｘ_ｎ（ｍ）′を入力して混合し、その混合成分からＬＰＦ３５ｂによってベースバンド成分Ｉ_ｎ（ｍ）を抽出する。また、信号列Ｘ_ｎ（ｍ）′を移相器３５ｃによって９０度移相した信号列Ｘ_ｎ（ｍ）″と信号列Ｒ_ｎ（ｍ）′とをミキサ３５ｄに入力して混合し、その混合成分からＬＰＦ３５ｅによってベースバンド成分Ｑ_ｎ（ｍ）を抽出する。なお、直交検波手段３５の構成は図４のものだけでなく、イメージ除去型のものであってもよい。

位相検波手段３６は、直交検波手段３５から出力されるベースバンド成分Ｉ_ｎ（ｍ）、Ｑ_ｎ（ｍ）に対して次の演算を行い、位相差θ_ｎ（ｍ）を求める。

θ_ｎ（ｍ）＝ｔａｎ^−１｛Ｑ_ｎ（ｍ）／Ｉ_ｎ（ｍ）｝

上記位相検波手段３６によって算出される位相差θ_ｎ（ｍ）は±πの近傍で不連続となるが、この不連続部は、Ｍサンプル位相連続化手段３７によって補正され、位相連続性が確保される。

例えば、基準信号Ｓｒに対する被測定信号Ｓｘの位相φ（ｔ）が図５の（ａ）に示すように、−πより小さい領域からゆるやかに変動しながら増加していく場合、位相検波手段３６によって算出される位相差θ_ｎ（ｍ）は図５の（ｂ）のように、ある時刻にπを超えて、−πの近傍に不連続に変化する。ここで、図５は、Ｍ＝６（即ち、ｍ＝１〜６）の例を示したものである。

なお、前記したように演算部３０の各処理は、標本化部２１で最新のサンプル値がＭ個ずつ得られた後から次のサンプル値の取得を開始するまでの間に行われるので、図５の（ｂ）および後述の図５の（ｃ）〜（ｅ）の処理は、図５の（ａ）の位相変化に対して、Ｔｍ〜τ_０−Ｔｍの範囲内で遅延する。

Ｍサンプル位相連続化手段３７は、次の演算によって上記のような位相差の不連続変化を図５の（ｃ）のように修正した位相差φ_ｎ（ｍ）を求める。

φ_ｎ（ｍ）＝θ_ｎ（ｍ）＋Ｃ_ｎ（ｍ）
ここで、
Ｃ_ｎ（ｍ）＝Ｃ_ｎ（ｍ−１）−２π ：θ_ｎ（ｍ）−θ_ｎ（ｍ−１）＞πの場合
Ｃ_ｎ（ｍ）＝Ｃ_ｎ（ｍ−１）＋２π ：θ_ｎ（ｍ）−θ_ｎ（ｍ−１）＜−πの場合
Ｃ_ｎ（ｍ）＝Ｃ_ｎ（ｍ−１） ：その他
ただし、Ｃ_ｎ（０）＝θ_ｎ（０）＝０とする。

なお、上記の位相連続化のための演算は、時系列に隣り合う位相差の変化量が±πの範囲内にあることを前提にしており、この前提は、２つの入力信号Ｓｒ、Ｓｘの周波数差がＡ／Ｄ変換のサンプリング周波数Ｆｓの１／２より小さいことで満足される。

このように位相連続化されたＭ個の位相差φ_ｎ（ｍ）は、平均位相差算出手段３９に出力され、次の演算により、図５の（ｄ）のように、Ｍサンプル当たりの平均位相差φａ（ｎ）が求められる（符号ｎはトリガ信号ＴＧの入力回数を示す）。

φａ（ｎ）＝（１／Ｍ）Σ［ｈ（ｉ）・φ_ｎ（ｉ）］
ただし、記号Σはｉ＝１〜Ｍまでの総和を表す。

上記平均演算において、ｈ（ｉ）は任意に設定可能な重み係数であり、ｈ（１）〜ｈ（Ｍ）＝１とすれば、最も簡単な単純加算平均となる。この単純加算平均の場合、カットオフ周波数がＦｓ／ＭのＬＰＦと等価であり、このカットオフ周波数が位相差の測定帯域の上限値Ｆｈとなる。また、重み係数ｈ（ｉ）を１以外の値に設定することで、カットオフ周波数の遮断特性を変えることができる。

上記平均位相差算出手段３９によって算出される平均位相差φａ（ｎ）は、トリガ信号ＴＧの周期τ_０毎に取得されるＭサンプルについての値であり、Ｍサンプル目のデータ取得から次のトリガ信号の入力タイミングまでのサンプル値が抜けているので、図５の（ｄ）に示しているように連続性を有していない。

この平均位相差φａ（ｎ）の不連続部は、前記Ｍサンプル位相連続化手段３７と全く同様の処理を行う位相連続化手段４０によって図５の（ｅ）のように修正され、位相連続性が確保される。

即ち、位相連続化手段４０は、次の演算によって連続化された平均位相差φａ（ｎ）′を求める。

φａ（ｎ）′＝φａ（ｎ）＋Ｄ（ｎ）
ここで、
Ｄ（ｎ）＝Ｄ（ｎ−１）−２π ：φａ（ｎ）−φａ（ｎ−１）＞πの場合
Ｄ（ｎ）＝Ｄ（ｎ−１）＋２π ：φａ（ｎ）−φ（ｎ−１）＜−πの場合
Ｄ（ｎ）＝Ｄ（ｎ−１） ：その他
ただし、Ｄ（０）＝φａ（０）＝０とする。

上記の位相連続化のための演算は、時系列に隣り合う平均位相差の変化量が±πの範囲内にあることを前提にしており、この前提は、２つの入力信号Ｓｒ、Ｓｘの周波数差がトリガ信号ＴＧの周波数（１／τ_０）の１／２より小さいことで満足される。

位相連続化手段４０によって位相連続化された平均位相差φａ（ｎ）′は、基準信号Ｓｒに対する被測定信号Ｓｘの周波数安定度の評価演算に用いる評価サンプル値として周波数安定度評価演算部４１に入力される。

周波数安定度評価演算部４１は、位相連続化手段４０から出力された複数Ｎの平均位相差φａ（ｎ）′（または後述する周波数偏差信号）を用いて、被測定信号Ｓｘの長期の周波数安定度を評価するための計算を行う。

この周波数安定度の評価演算に用いる函数としては、ＡＤＥＶ（アランデビエーション）、ＭＡＤＥＶ（修正アランデビエーション）、ＴＤＥＶ（タイムデビエーション）、ＴＩＥ（タイムインターバルエラー）、ＭＴＩＥ（マキシマムタイムインターバルエラー）、パワースペクトル密度等が一般的であり、これらの函数のいずれかを演算することで、基準信号Ｓｒに対する測定対象信号Ｓｘの周波数安定度の評価が行える。

なお、この評価演算は平均位相差φａ（ｎ）′を次のように時間差のデータｘ（ｎ）に置き換えて行う。

ｘ（ｎ）＝φａ（ｎ）′／（２πＦｘ） （ｎ＝１，２，…，Ｎ）

例えば、ＡＤＥＶで評価する場合、次の演算を行なう。

ＡＤＥＶ（ｋτ_０）＝｛_ｉΣ［ｘ（ｉ＋２ｋ）−２ｘ（ｉ＋ｋ）＋ｘ（ｉ）］^２
／［２ｋ^２τ_０ ^２（Ｎ−２ｋ）］｝^１／２
（ｋ＝１，２，…、ｕ）

ここで、記号_ｉΣは、ｉ＝１からＮ−２ｋまでの総和を表し、ｕは（Ｎ−１）／２を超えない最大の整数を表す。

また、ＭＡＤＥＶで評価する場合には、次の演算を行なう。

ＭＡＤＥＶ（ｋτ_０）
＝｛_ｊΣ｛_ｉΣ［ｘ（ｉ＋２ｋ）−２ｘ（ｉ＋ｋ）＋ｘ（ｉ）］｝^２
／［２ｋ^４τ_０ ^２（Ｎ−３ｋ＋１）］｝^１／２
（ｋ＝１，２，…、ｗ）

ただし、記号_ｉΣはｉ＝ｊからｋ＋ｊ−１までの総和、記号_ｊΣはｊ＝１からＮ−３ｋ＋１までの総和、記号ｗは、Ｎ／３を超えない最大の整数を表す。

また、ＴＤＥＶで評価を行なう場合には、次の演算を行なう。

ＴＤＥＶ（ｋτ_０）
＝｛_ｊΣ｛_ｉΣ［ｘ（ｉ＋２ｋ）−２ｘ（ｉ＋ｋ）＋ｘ（ｉ）］｝^２
／［６ｋ^２（Ｎ−３ｋ＋１）］｝^１／２
（ｋ＝１，２，…、ｗ）

また、ＭＴＩＥで評価を行なう場合には、次の演算を行なう。

ＭＴＩＥ（ｋτ_０）＝ｍａｘ｛ｍａｘ ｘ（ｉ）−ｍｉｎ ｘ（ｉ）｝
（ｋ＝１，２，…、Ｎ−１）

ただし、記号ｍａｘ ｘ（ｉ）は、ｘ（ｊ）〜ｘ（ｊ＋ｋ）の最大値、記号ｍｉｎ ｘ（ｉ）は、ｘ（ｊ）〜ｘ（ｊ＋ｋ）の最小値、記号ｍａｘ｛Ａ｝は、ｊ＝１〜Ｎ−ｋまでのＡの最大値を表す。

また、パワースペクトル密度で評価を行う場合には、Ｎ個の位相連続化された平均位相差φａ（ｎ）′をフーリエ変換して、位相差信号のパワースペクトル密度Ｓφ（ｆ）を求める。

このパワースペクトル密度Ｓφ（ｆ）の周波数帯域の上限は１／（２τ_０）、下限は、１／（Ｎτ_０）であるため、サンプル数Ｎが大きい程低い周波数成分まで観測できる。

また、上記各演算は、Ｍサンプル毎に平均化され位相連続化されたＮ個の平均位相差を評価サンプル値としていたが、周波数安定度を評価する別の演算として、周波数偏差を評価サンプル値とする方法もある。

即ち、図１に示しているように、位相復調部３２から出力されるＭサンプルの位相差φ_ｎ（ｍ）に対して、周波数偏差算出手段５１により次の演算を行い、周波数偏差ｙ（ｎ）を求める。

ｙ（ｎ）＝｛［φ_ｎ（Ｍ）−φ_ｎ（１）］／２πＦｘ｝・（Ｆｓ／Ｍ）

そして、この周波数偏差ｙ（ｎ）がＮ個得られた時点で、周波数安定度評価演算部４１において、２標本分散と呼ばれる次の演算を行う。

σ_ｙ ^２（ｋτ_０）＝｛Σ［ｙ（ｉ＋ｋ）−ｙ（ｉ）］^２｝／２（Ｎ−２ｋ）
（ｋ＝１，２，…，ｕ）
ただし、記号Σは、ｉ＝１〜Ｎ−２ｋまでの総和、記号ｕは、（Ｎ−１）／２を超えない最大の整数を表す。

上記の演算によって得られる２標本分散σ_ｙ ^２（ｋτ_０）の平方根から求まるσ_ｙ（ｋτ_０）は、周波数偏差ｙ（ｎ）がサンプル数 Ｍに依存しており、数Ｍが大きい程前記したＡＤＥＶ（アランデビエーション）の値に近づくことが知られている。

また、上記の各評価演算で得られた結果は、長期の周波数安定度、即ち、周波数の長期変動特性を示すものであるが、信号の短期変動特性を示す位相雑音特性を被測定信号Ｓｘの周波数安定度を評価する情報として求めることもできる。

被測定信号Ｓｘの位相変調スペクトラムにおいて、周波数安定度は直流分を含む極低周波成分の特性を示すのに対し、位相雑音は数Ｈｚ〜数１０ＭＨｚの広帯域にわたる成分を示し、一般的に被測定信号の全電力と側波帯電力との比で表される。

この実施形態の周波数安定度測定装置２０では、前記したように、高速なＡ／Ｄ変換処理を行っているので、そのサンプリング周波数Ｆｓの１／４以下の帯域にわたる位相雑音成分を計測することができる。

ここで、位相雑音Ｌ（ｆ）は、位相雑音電力が１ｒａｄより十分小さいとき、パワースペクトル密度Ｓφ（ｆ）の１／２に近似されることが知られている。

したがって、図１に示しているように、位相復調部３２から出力されるＭサンプルの位相差φ_ｎ（ｍ）をフーリエ変換手段５２によってフーリエ変換することで、スペクトラム密度Ｓφ_ｎ（ｆ）を求め、位相雑音評価演算部５３において、Ｍサンプル毎の位相雑音Ｌ（ｆ）を求めることができる。

ただし、位相差φ_ｎ（ｍ）には、基準信号Ｓｒと被測定信号Ｓｘの周波数差Δｆに比例する線形増加分が含まれており、この線形増加分を除去する必要がある。この除去は、フーリエ変換の前処理として行えばよい。また、Ｍサンプルの両端の不連続の影響を軽減するために、フーリエ変換の前にＭサンプルに対して窓関数をかけてもよい。

また、位相雑音評価演算部５３において、Ｎ組の位相差φ_ｎ（ｍ）から求めたＮ組のパワースペクトラム密度Ｓφ_ｎ（ｆ）を周波数ポイント毎に平均化し、その平均化したパワースペクトラム密度から位相雑音Ｌ（ｆ）を求めてもよい。

以上説明したように、実施形態の周波数安定度測定装置２０では、基準信号Ｓｒおよび被測定信号Ｓｘに対する複数Ｍ個ずつのサンプル値の取得を所定周期τ_０で間欠的に行い、取得した最新の複数Ｍ個ずつのサンプル値から評価演算に用いる評価サンプル値の算出処理を、次のサンプル値の取得開始タイミングまでの期間を利用して行っている。

このため、標本化部２１の第１のメモリ２４と第２のメモリ２６の容量は、Ｍ個のサンプル値を記憶するための少ない容量で済み、また、演算部３０の演算処理を標本化部２１のサンプリング周期に対して格別高速に行う必要がない。

したがって、周波数変換部を用いることなく、基準信号Ｓｒと被測定信号Ｓｘに対して高速なサンプリングを直接行うことができ、簡単な構成で高精度の測定を低コストに実現できる。

また、高速なサンプリングで得られた精度の高いサンプル値から、周波数安定度だけでなく、位相雑音特性も測定できる。

なお、上記実施形態では、位相連続化された平均位相差φａ（ｎ）′を評価サンプル値とする長期の周波数安定度の評価演算、周波数偏差ｙ（ｎ）を評価サンプル値とする長期の周波数安定度の評価演算およびパワースペクトル密度Ｓφ_ｎ（ｆ）を評価サンプル値とする位相雑音の評価演算（短期の周波数安定度の評価演算）の全てを行える構成で説明したが、これら評価演算のいずれかを単独で、あるいは任意の組合せで行う装置についても本発明を適用できる。

また、上記実施形態では、演算部３０を構成するコンピュータに対して着脱自在な基板上に標本化部２１を構成していたが、これは本発明を限定するものではなく、前記した標本化部２１と演算部３０とが一体的に構成されていてもよく、また、２チャネルのＡ／Ｄ変換器とそのサンプリング結果を記憶するメモリと、メモリに記憶したサンプル値に対する演算処理が可能な各種機器（例えばデジタルストレージオシロスコープ等）において、サンプル値の取得制御と演算処理とを、上記実施形態と同様に設定することで実現可能である。

また、前記実施形態では、標本化部２１内に第１のメモリ２４と第２のメモリ２６を設けていたが、第１のメモリ２４と第２のメモリ２６を演算部３０側に設けてもよく、また、第１のメモリ２４と第２のメモリ２６を、標本化部２１と演算部３０の間に独立に設けてもよい。

また、演算部３０をパーソナルコンピュータで構成した場合、標本化部２１の第１のメモリ２４および第２のメモリ２６の記憶内容を、パーソナルコンピュータ内のメモリに転送してから、位相復調処理およびそれ以降の処理を行うようにしてもよい。この場合、標本化部２１内のメモリ２４、２６とパーソナルコンピュータ内のメモリとで、本発明の第１のメモリと第２のメモリが構成されることになり、パーソナルコンピュータ内のメモリに対するＭサンプルの書込完了時から、次のパーソナルコンピュータ内のメモリへのＭサンプルの書込開始時までの間に、被測定信号の周波数安定度の評価演算に必要な評価サンプル値を算出する。

本発明の実施形態の構成を示す図 実施形態の要部の動作を説明するための図 実施形態の要部の構成例を示す図 実施形態の要部の構成例を示す図 実施形態の要部の動作を説明するための図 従来装置の概略構成を示す図

符号の説明

２０……周波数安定度測定装置、２１……標本化部、２２……クロック信号発生器、２３……第１のＡ／Ｄ変換器、２４……第１のメモリ、２５……第２のＡ／Ｄ変換器、２６……第２のメモリ、２７……コントローラ、３０……演算部、３１……トリガ信号発生手段、３２……位相復調部、３９……平均位相差算出手段、４０……位相連続化手段、４１……周波数安定度評価演算部、５１……周波数偏差算出手段、５２……フーリエ変換手段、５３……位相雑音評価演算部

Claims (4)

1. 周波数安定度測定の基準となる基準信号と被測定信号とを共通のクロック信号に基づいてサンプリングし、該サンプリングで得られたデジタルのサンプル値をそれぞれ第１のメモリ（２４）と第２のメモリ（２６）に記憶する標本化部（２１）と、
   前記第１のメモリと前記第２のメモリに記憶されたサンプル値に基づいて、前記基準信号に対する被測定信号の周波数安定度を評価するための演算を行う演算部（３０）とを備えた周波数安定度測定装置であって、
   前記標本化部は、前記第１のメモリと前記第２のメモリに対するサンプル値の記憶処理を、前記クロック信号の周期の複数Ｍ倍より長い所定周期で前記複数Ｍ個ずつ間欠的に行い、
   前記演算部は、前記第１のメモリと前記第２のメモリへの前記複数Ｍ個ずつのサンプル値の記憶が完了した時点から次の前記複数Ｍ個ずつのサンプル値の記憶が開始されるまでの間に、記憶が完了した最新の複数Ｍ個ずつのサンプル値に基づいて、前記被測定信号の周波数安定度の評価演算に必要な評価サンプル値を算出することを特徴とする周波数安定度測定装置。
2. 前記演算部は、
   前記第１のメモリおよび前記第２のメモリに前記サンプル値が複数Ｍ個ずつ記憶される毎に、該複数Ｍ個ずつのサンプル値に基づいて前記基準信号に対する被測定信号の位相差を複数Ｍ個算出するとともに、該複数Ｍ個の位相差について位相不連続部がある場合には、これを修正して位相連続性を確保する位相復調部（３２）と、
   前記位相復調部によって算出された複数Ｍ個の位相差の平均値を算出する平均位相差算出手段（３９）と、
   前記平均位相差算出手段から順次出力される平均位相差について、位相不連続部がある場合には、これを修正して位相連続性を確保する位相連続化手段（４０）と、
   前記位相連続化手段から出力される平均位相差を前記評価サンプル値として前記被測定信号の長期の周波数安定度の評価演算を行う周波数安定度評価演算部（４１）とを備えていることを特徴とする請求項１記載の周波数安定度測定装置。
3. 前記演算部は、
   前記第１のメモリおよび前記第２のメモリに前記サンプル値が複数Ｍ個ずつ記憶される毎に、該複数Ｍ個ずつのサンプル値に基づいて前記基準信号に対する被測定信号の位相差を複数Ｍ個算出するとともに、該複数Ｍ個の位相差について位相不連続部がある場合には、これを修正して位相連続性を確保する位相復調部（３２）と、
   前記位相復調部によって算出された複数Ｍ個の位相差に基づいて、前記基準信号に対する被測定信号の周波数偏差を算出する周波数偏差算出手段（５１）と、
   前記周波数偏差算出手段から出力される周波数偏差を前記評価サンプル値として前記被測定信号の長期の周波数安定度の評価演算を行う周波数安定度評価演算部（４１）とを備えていることを特徴とする請求項１記載の周波数安定度測定装置。
4. 前記演算部は、
   前記第１のメモリおよび前記第２のメモリに前記サンプル値が複数Ｍ個ずつ記憶される毎に、該複数Ｍ個ずつのサンプル値に基づいて前記基準信号に対する被測定信号の位相差を複数Ｍ個算出するとともに、該複数Ｍ個の位相差について位相不連続部がある場合には、これを修正して位相連続性を確保する位相復調部（３２）と、
   前記位相復調部によって算出された連続した複数Ｍ個の位相差毎に、フーリエ変換を行って、前記基準信号に対する被測定信号の位相変調成分のスペクトラムを算出するフーリエ変換手段（５２）と、
   前記フーリエ変換手段によって得られたスペクトラムに基づいて、前記基準信号に対する被測定信号の位相雑音特性を求める位相雑音評価演算部（５３）とを備えていることを特徴とする請求項１記載の周波数安定度測定装置。

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