JP2019015545A

JP2019015545A - 特性測定装置

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Publication number: JP2019015545A
Application number: JP2017131462A
Authority: JP
Inventors: 幸治吹野; Koji Fukino; 俊笠井; Shun Kasai
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2017-07-04
Filing date: 2017-07-04
Publication date: 2019-01-31
Anticipated expiration: 2037-07-04
Also published as: JP6976645B2

Abstract

【課題】回路構成を簡素化し、消費電力を低減することが可能な特性測定装置を提供する。【解決手段】特性測定装置１は、測定対象物の特性、例えば、液体の濃度、粘性率、導電率、誘電率などを測定するための装置である。ＰＬＬ回路３１で生成された２６０ＭＨｚの入力信号ＩＳは、ミキサ回路３２及びパワーアンプ３３を経由して２５０ＭＨｚに周波数遷移され、ＳＡＷセンサ４に入力される。ＳＡＷセンサ４の２５０ＭＨｚの出力信号ＯＳは、ＬＮＡ３４、ミキサ回路３５、及びＬＰＦ３６を経由し、１０ＭＨｚのベースバンド信号ＢＳとしてＡ／Ｄ変換器３７に入力される。Ａ／Ｄ変換器３７では、ベースバンド信号ＢＳが１１．９７５μｓのサンプルレートの時間間隔でアンダーサンプリングされてデジタル信号ＤＳに変換され、直交検波回路７に出力され、積分されたＩ値とＱ値とが上位制御部６に入力される。【選択図】図１

Description

本発明は、対象物の特性を測定する特性測定装置に関し、例えば、弾性表面波（ＳＡＷ：ＳｕｒｆａｃｅＡｃｏｕｓｔｉｃＷａｖｅ）センサを備えた特性測定装置に関する。

対象物である液体の特性、例えば濃度、粘性率、導電率、誘電率等を測定する特性測定装置には、特性センサとして、例えば、弾性表面波センサが用いられる。弾性表面波センサは、水晶などの圧電性基板上に、櫛型（ＩＤＴ：ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌＴｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極・弾性表面波素子が配置されたセンサであり（例えば、特許文献１等参照。）、対象物である液体を弾性表面波センサに滴下し、弾性表面波センサに入力信号を入力して、弾性表面波センサからの出力信号の振幅および位相を検出することで、液体の特性を測定するセンサである。

具体的には、例えば図６に示す特性測定装置１００は、デジタル回路１２０とアナログ回路１３０とを備え、装置全体の源振である発振器１４０からの出力信号を、デジタル回路１２０ではクロック源として使用し、アナログ回路１３０ではＰＬＬ回路（位相同期回路）１３１のリファレンス信号として使用する。ＰＬＬ回路１３１は、アナログ回路１３０において送受信の変復調に使用されるローカルキャリア信号を生成、出力する発振器である。すなわち、位相比較器と電圧制御発振器とで構成され、周波数が低く安定した信号をリファレンス信号として、高周波信号の発振回路として利用される。なお、ここでは、ローカルキャリア信号のローカル周波数は２６１．５ＭＨｚとする。ＰＬＬ回路１３１からのローカルキャリア信号は、直交変調器１３４とミキサ回路（ｍｉｘｅｒ）１３７とに入力される。

一方、デジタル回路１２０のベースバンド部（１０ＭＨｚＣＷＢａｓｅｂａｎｄＳｉｇｎａｌ）１２１は、ＮＣＯ（数値制御発振器）１２２で生成される１０ＭＨｚの複素キャリア信号に基づいて、１０ＭＨｚの複素ベースバンド信号を２値（Ｉ値とＱ値）で出力する。この出力信号はそれぞれ、アナログ回路１３０の第１のＬＰＦ（低域通過フィルタ）１３２および第２のＬＰＦ１３３によって、基本波である１０ＭＨｚの信号だけが通過され、１０ＭＨｚの正弦波と余弦波とが直交変調器１３４に入力される。

直交変調器１３４は、１０ＭＨｚの複素ベースバンド信号とローカルキャリア信号とを乗算することで、つまり双方の差分によって、ベースバンド信号を２５１．５ＭＨｚの周波数に遷移する。この直交変調器１３４からの出力信号は、パワーアンプ１３５によって電力増幅されてＳＡＷセンサ（弾性表面波センサ）１５０に入力される。ＳＡＷセンサ１５０は、デバイスとしてはＳＡＷフィルタであり、２５１．５ＭＨｚ付近の信号だけを通過させるように構成、設計されている。従って、センサとして狭帯域な検査信号と組み合わせることで、検査信号以外の周波数帯の雑音を抑圧し、高いＳＮ比（信号雑音比）を得ることができるものである。

ＳＡＷセンサ１５０からの出力信号は、ＬＮＡ１３６で電力増幅された後に、ミキサ回路１３７に入力される。ミキサ回路１３７には、ＰＬＬ回路１３１からの２６１．５ＭＨｚのローカルキャリア信号と、ＬＮＡ１３６からの２５１．５ＭＨｚの信号とが入力され、これらの信号を乗算することで、つまり双方の差分によって、１０ＭＨｚのベースバンド信号と高調波成分とに分けられる。このように、ＳＡＷセンサ１５０の検査信号である２５１．５ＭＨｚの信号と、デジタル回路１２０におけるベースバンド信号である１０ＭＨｚの信号とを生成するために、ＰＬＬ回路１３１では、２６１．５ＭＨｚのローカルキャリア信号が生成され、ミキサ回路１３７では、乗算処理が行われる。

続いて、第３のＬＰＦ１３８で高調波成分を取り除いた後に、ベースバンド信号は、デジタル信号に変換されるためにＡ／Ｄ変換器１３９に入力される。Ａ／Ｄ変換器１３９のサンプルレートは、ナイキストのサンプリング定理により、通常、入力信号の周波数の２倍以上必要である。つまり、入力信号が１０ＭＨｚの場合、２０ＭＨｚ以上の高いサンプルレートを要する。Ａ／Ｄ変換器１３９によってデジタル信号に変換された検査信号は、デジタル回路１２０の乗算回路１２３、１２４によって、ＮＣＯ１２２で生成される１０ＭＨｚの複素キャリア信号と乗算されて、振幅情報と位相情報を含んだＤＣ成分と高調波成分とに分解される。続いて、第４のＬＰＦ１２５および第５のＬＰＦ１２６によって高調波成分を取り除いて、ＤＣ成分を取り出す。

ここで、各データ（ＤＣ成分）には雑音が含まれており、要求精度を満足するために、十分な量のデータをＲＡＭ１２７に格納、保存する。その後、上位制御部（ＣＰＵ）１６０は、ＲＡＭ１２７に格納されたデータを回収して平均化処理を行い、ＳＡＷセンサ１５０を通過した検査信号の振幅と位相を演算、取得する。そして、取得した検査信号の振幅と位相を、ＳＡＷセンサ１５０の種類に応じて、濃度やその他の様々な情報に変換するものである。

特開２０１０−１８１１７８号公報

ところで、このような特性測定装置を電池駆動式の携帯型として商品化する場合、回路規模を削減して、低消費電力化、小型化および低価格化することが求められる。そのためには、全ての回路構成を１チップのＩＣに搭載することが望ましい。しかしながら、上記のような特性測定装置は、回路構成が複雑で消費電力も高いものであり、回路構成の簡素化、消費電力の低減が必要であった。

そこで本発明は、回路構成を簡素化し、消費電力を低減することが可能な特性測定装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、発振器からの発振信号を受信し、前記発振信号の基準周波数に基づき入力信号を生成する入力信号生成手段と、前記入力信号を受信し、被測定物の特性に応じた出力信号を出力する特性センサと、前記入力信号と、前記出力信号とを乗算し、所定の周波数のベースバンド信号を出力するミキサ手段と、前記ベースバンド信号をアンダーサンプリングし、所定のサンプルレートでデジタル信号に変換して出力する変換手段と、前記デジタル信号を、前記所定のサンプルレートに従って同相成分信号と直交成分信号とに分け、該同相成分信号と該直交成分信号とをそれぞれ所定の時間積分する直交検波手段と、を備え、前記所定のサンプルレートの時間間隔は、前記特性センサの精度が確保される所定の時間から、前記ベースバンド信号の周期の４分の１の時間を減じた値である、ことを特徴とする特性測定装置である。

この発明によれば、入力信号生成手段によって生成された入力信号が特性センサに入力されると、特性センサから被測定物の特性に応じた出力信号が出力される。この出力信号は、ミキサ手段によって入力信号と乗算されて周波数シフトされ、変換手段によってアンダーサンプリングされ、所定のサンプルレートでデジタル信号に変換される。このとき、所定のサンプルレートの時間間隔は、特性センサの精度が確保される所定の時間から、ベースバンド信号の周期の４分の１の時間を減じた値である、この値は、特性センサからの出力信号の周波数よりも低いサンプルレートである。変換されたデジタル信号は、直交検波手段によって、所定のサンプルレートに従って同相成分信号と直交成分信号とに分けられ、さらに、同相成分信号と直交成分信号とがそれぞれ所定の時間積分される。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の特性測定装置において、前記特性センサは、前記入力信号の弾性表面波の伝搬特性の変化を検出する弾性表面波センサである、ことを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の特性測定装置において、前記所定のサンプルレートの時間間隔は、前記弾性表面波センサにおける前記弾性表面波の遅延の影響が所定以下になる時間から、前記ベースバンド信号の周期の４分の１の時間を減じた値である、ことを特徴とする。

請求項１に記載の発明によれば、特性センサからの出力信号がミキサ手段によって周波数シフトされ、特性センサからの出力信号の周波数よりも低いサンプルレートでアンダーサンプリングされてデジタル信号に変換されるので、サンプルレートが低いＡ／Ｄ変換器で変換手段を構成することができる。そのため、消費電力を低減することが可能になる。また、直交変調器、ＮＣＯ、及び乗算回路等を備えなくても、弾性表面波センサからの出力信号の振幅と位相とを取得することができるため、構成を簡素化することができる。

請求項２に記載の発明によれば、特性センサを、入力信号の弾性表面波の伝搬特性の変化を検出する弾性表面波センサで構成したことにより、直交検波手段によって、所定時間分の同相成分信号と直交成分信号とに基づいて弾性表面波センサからの出力信号の振幅と位相を演算、取得することが可能である。これにより、測定対象物である液体の濃度、粘性率、導電率、誘電率等を測定する特性測定装置を低コストで提供することができる。

請求項３に記載の発明によれば、変換手段における所定のサンプルレートの時間間隔は、弾性表面波センサにおける弾性表面波の遅延の影響が所定以下になる時間から、ベースバンド信号の周期の４分の１の時間を減じた値であるため、入力信号の１バーストに対して１回のサンプリングになる。これにより、等価的にアンダーサンプリングを行うことができる。さらに、直交検波手段により１バースト毎に位相が９０°回転するので、乗算回路を備える必要がなくなるため、回路構成を簡素化することが可能になる。

この発明の実施の形態に係る特性測定装置１の概略を示すブロック構成図である。図１の入力信号ＩＳ、出力信号ＯＳ、及びベースバンド信号ＢＳの波形を示す波形図である。図１の直交検波回路５を示すブロック構成図である。図３の直交検波回路５による演算を示すイメージ図である。図３の直交検波回路５によるＩ値及びＱ値の演算結果（真理値）を示す図である。従来の弾性表面波センサを備えた特性測定装置を示す構成ブロック図である。

以下、この発明を図示の実施の形態に基づいて説明する。

図１は、この発明の実施の形態に係る特性測定装置１を示す構成ブロック図である。この特性測定装置１は、測定対象物の特性、例えば、液体の濃度、粘性率、導電率、誘電率などを測定するための装置であり、主として、発振器２と、アナログ回路３と、ＳＡＷセンサ（特性センサ）４と、デジタル回路５と、上位制御部（ＣＰＵ）６とを備えている。

発振器２は、特性測定装置１全体の源振であり、例えば１０ＭＨｚの発振信号ＷＳを出力し、その発振信号ＷＳが、後述するアナログ回路３のＰＬＬ回路（位相同期回路）３１にリファレンス信号として入力されるとともに、デジタル回路５のクロック源として使用される。ここで、発振器２は、高い精度が要求されるため、水晶発振器が望ましい。また、後述するように、アナログ回路３のミキサ回路（ｍｉｘｅｒ）３２に入力され、ＰＬＬ回路３１の出力信号と乗算されることで、例えば２５０ＭＨｚの周波数に遷移するために使用される。

アナログ回路３は、ＰＬＬ回路（入力信号生成手段）３１と、ミキサ回路３２と、パワーアンプ３３と、ＬＮＡ（低雑音増幅器）３４と、ミキサ回路（ミキサ手段）３５と、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）３６と、Ａ／Ｄ変換器（変換手段）３７とを備えている。

ＰＬＬ回路３１は、所定の周波数の入力信号ＩＳを生成してＳＡＷセンサ４に入力する回路である。すなわち、位相比較器と電圧制御発振器とで構成され、発振器２から入力された周波数が低く安定した発振信号ＷＳをリファレンス信号として、高周波信号の発振回路として機能し、所定の周波数の入力信号ＩＳ（ＲＦ信号）、この実施の形態では２６０ＭＨｚの入力信号ＩＳを生成する。この入力信号ＩＳは、ミキサ回路３２に入力される。

ミキサ回路３２は、２６０ＭＨｚの入力信号ＩＳと１０ＭＨｚの発振信号ＷＳとを乗算することで、つまり双方の差分によって、入力信号ＩＳを２５０ＭＨｚの周波数に遷移する回路である。この入力信号ＩＳは、パワーアンプ３３に入力され、パワーアンプ３３で電力増幅されてＳＡＷセンサ４に入力される。

ＳＡＷセンサ４は、この実施の形態では、デバイスとしての実態がＳＡＷフィルタであり、２５０ＭＨｚ付近の信号だけを通過させるように構成、設計されている。従って、センサとして狭帯域な入力信号ＩＳと組み合わせることで、入力信号ＩＳ以外の周波数帯の雑音を抑圧し、高いＳＮ比（信号雑音比）を得ることができるものである。このようなＳＡＷセンサ４に入力される入力信号ＩＳと、ＳＡＷセンサ４から出力される出力信号ＯＳとは、周波数は同じであるが、ＳＡＷセンサ４に滴下等される測定対象物の特性に応じて、振幅や位相が異なり（変化し）、あるいは遅延が生じる。ここで、ＳＡＷセンサ４はＳＡＷフィルタでなくてもよく、センサとして測定したい特性・事象を電気信号の振幅や位相または遅延に変換可能なものであればよい。また、ＳＡＷセンサ４と並列にリファレンスチャネル（入力信号ＩＳをパワーアンプ３３からＬＮＡ３４に通過させるだけの経路）を設け、スイッチの切り換えによって、検査信号をＳＡＷセンサ４に通過させたり通過させなかったりすることで、測定対象物の特性を測定する（比較測定する）ようにしてもよい。

このようなＳＡＷセンサ４を通過した検査信号は、２５０ＭＨｚの出力信号ＯＳとしてＬＮＡ３４に入力され、ＬＮＡ３４によって電力増幅された後に、ミキサ回路３５に入力される。ミキサ回路３５は、ミキサ回路３２と同様の構成であり、２５０ＭＨｚの出力信号ＯＳと、ＰＬＬ回路３１から出力される２６０ＭＨｚの入力信号ＩＳとを乗算することで、つまり双方の差分によって、出力信号ＯＳを１０ＭＨｚの周波数に遷移してベースバンド信号ＢＳを出力する回路である。このベースバンド信号ＢＳは、ＬＰＦ３６に入力される。このＬＰＦ３６は、高調波成分を取り除くフィルタであり、１０ＭＨｚ付近の信号のみを通過させることで、ＳＮ比を改善するものである。従って、所定のＳＮ比を満たす場合には、ＬＰＦ３６を設けなくてもよい。このＬＰＦ３６を通過したベースバンド信号ＢＳは、Ａ／Ｄ変換器３７に入力される。

Ａ／Ｄ変換器３７は、１０ＭＨｚのベースバンド信号ＢＳをアンダーサンプリングして、例えば、１１．９７５μｓのサンプルレートの時間間隔でデジタル信号ＤＳに変換するアナログデジタル変換器である。このＡ／Ｄ変換器３７には、アナログドライバ（増幅器）が内蔵され、アナログドライバの帯域は、要求精度に応じて、高周波信号を無歪みに、あるいは低い歪みで入力可能となっている。

ここで、このサンプルレートの時間間隔を１１．９７５μｓに設定する理由について説明する。ＳＡＷセンサ４には、２５０ＭＨｚの周波数に遷移された入力信号ＩＳがバースト信号として入力され、測定対象物が滴下等され、測定対象物の特性に応じて出力信号ＯＳの振幅や位相が変化し、あるいは遅延が生じる。これにより、ＳＡＷセンサ４内にバースト信号の多重反射が生じるが、この影響が一定以下になる時間、すなわち、ＳＡＷセンサ４の精度が確保される所定の時間が、１２μｓである。また、Ａ／Ｄ変換器３７に入力されるベースバンド信号ＢＳの周波数は１０ＭＨｚであるため、周期が０．１μｓであるが、後述するように、デジタル信号ＤＳを直交変調し、１サンプリング毎に１／４波長（１象限、９０°）ずつ回転するので、１象限毎のベースバンド信号ＢＳの周期は、０．１μｓの４分の１（＝０．０２５μｓ）になる。そのため、ＳＡＷセンサ４の精度が確保される時間１２μｓから、ベースバンド信号ＢＳの１象限毎の周期０．０２５μｓを減じた値１１．９７５μｓを、サンプルレートの時間間隔にする。

図２は、図１のパワーアンプ３３から出力される入力信号ＩＳ、ＬＮＡ３４に入力される出力信号ＯＳ、及びＡ／Ｄ変換器３７に入力されるベースバンド信号ＢＳの波形を示す波形図である。図２に示すように、サンプルレートの時間間隔を１１．９７５μｓにすると、Ａ／Ｄ変換器３７にベースバンド信号ＢＳが入力されているタイミング（ベースバンド信号ＢＳの波形が上下に開いているタイミング）でサンプリングが行われるので、等価的にサンプリングを行うことが可能になる。なお、このサンプルレートの時間間隔は、上記のようなＳＡＷセンサ４内の多重反射の影響が一定以下になる時間、及びベースバンド信号ＢＳの周波数の関係が成立する値であれば、１１．９７５μｓに限られない。

デジタル回路５は、アナログ回路３のＡ／Ｄ変換器３７から出力されるデジタル信号ＤＳをデジタル信号処理する回路であり、２ビットカウンタ５１と、直交検波回路（直交検波手段）７とを備えている。２ビットカウンタ５１は、所定のサンプルレート時間間隔、つまり１１．９７５μｓごとにカウントし、「０」、「１」、「２」、「３」、「０」、「１」・・・という制御信号（カウント値）を繰り返し出力するカウンタである。

直交検波回路７は、Ａ／Ｄ変換器３７から出力されるデジタル信号ＤＳを、１１．９７５μｓごとに同相成分信号と直交成分信号とに分け、この同相成分信号と直交成分信号とをそれぞれ所定の時間積分する回路である。具体的には、この実施の形態では、図３に示すように、第１の論理回路７１と、第２の論理回路７２と、第１のフリップフロップ７３と、第２のフリップフロップ７４とを備えている。

第１の論理回路７１は、２ビットカウンタ５１の制御信号に従って、Ａ／Ｄ変換器３７から出力されてデジタル信号ＤＳに変換された出力信号ＯＳの同相成分信号を、所定の時間積分する論理回路である。すなわち、Ａ／Ｄ変換器３７からのデジタル信号ＤＳと、第１のフリップフロップ７３に格納、蓄積されたＩ値が入力され、図４に示すように、２ビットカウンタ５１の制御信号が「０」（初期位相θ_０＋０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値（ｘ_０−ｘ_２）にデジタル信号ＤＳ（ｘ_０）を加算して、第１のフリップフロップ７３に出力する。また、制御信号が「１」（初期位相θ_０＋９０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値（ｘ_０−ｘ_２）をそのまま第１のフリップフロップ７３に出力し、制御信号が「２」（初期位相θ_０＋１８０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値（ｘ_０−ｘ_２）からデジタル信号ＤＳ（ｘ_２）を減算して、第１のフリップフロップ７３に出力し、制御信号が「３」（初期位相θ_０＋２７０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値（ｘ_０−ｘ_２）をそのまま第１のフリップフロップ７３に出力する。

同様に、第２の論理回路７２は、２ビットカウンタ５１の制御信号に従って、Ａ／Ｄ変換器３７から出力されデジタル信号ＤＳに変換された出力信号ＯＳの直交成分信号を、所定の時間積分する論理回路である。すなわち、Ａ／Ｄ変換器３７からのデジタル信号ＤＳと、第２のフリップフロップ７４に格納、蓄積されたＱ値が入力され、制御信号が「０」（初期位相θ_０＋０°）の場合には、第２のフリップフロップ７４のＱ値（ｘ_１−ｘ_３）をそのまま第２のフリップフロップ７４に出力する。また、制御信号が「１」（初期位相θ_０＋９０°）の場合には、第２のフリップフロップ７４のＱ値（ｘ_１−ｘ_３）にデジタル信号ＤＳ（ｘ_１）を加算して、第２のフリップフロップ７４に出力し、制御信号が「２」（初期位相θ_０＋１８０°）の場合には、第２のフリップフロップ７４のＱ値（ｘ_１−ｘ_３）をそのまま第２のフリップフロップ７４に出力し、制御信号が「３」（初期位相θ_０＋２７０°）の場合には、第２のフリップフロップ７４のＱ値（ｘ_１−ｘ_３）からデジタル信号ＤＳ（ｘ_３）を除算して、第２のフリップフロップ７４に出力する。

このように、サンプルレート時間間隔の１１．９７５μｓごとの制御信号（制御タイミング）に従って、制御信号が「０」（初期位相θ_０＋０°）の場合には、デジタル信号ＤＳを「＋」の同相成分信号に分け、制御信号が「１」（初期位相θ_０＋９０°）の場合には、デジタル信号ＤＳを「＋」の直交成分信号に分け、制御信号が「２」（初期位相θ_０＋１８０°）の場合には、デジタル信号ＤＳを「−」の同相成分信号に分け、制御信号が「３」（初期位相θ_０＋２７０°）の場合には、デジタル信号ＤＳを「−」の直交成分信号に分けて、同相成分信号と直交成分信号とをそれぞれ所定の時間積分、蓄積するものである。

第１のフリップフロップ７３と第２のフリップフロップ７４は、複数のビットで構成され、データ（１、０）を保持、記憶する論理回路・レジスタであり、第１のフリップフロップ７３は第１の論理回路７１からの出力値を記憶し、第２のフリップフロップ７４は第２の論理回路７２からの出力値を記憶する。このような両フリップフロップ７３、７４には、振幅情報と位相情報を含んだＤＣ成分・複素数（フーリエ変換の直流成分）のみが記憶、蓄積され、雑音や干渉成分は抑圧されるようになっている。また、積分時間、つまり両フリップフロップ７３、７４のビット数は、長くすればアンダーサンプリングによって劣化したＳＮ比を改善でき、各デジタル信号（サンプル）に含まれる雑音を抑圧して要求精度を満足するのに最適な時間に設定されている。

このような両フリップフロップ７３、７４に記憶、蓄積されたＩ値およびＱ値は、積分時間に達すると上位制御部６に入力され、ゼロクリアされる。つまり、積分時間ごとに、積分とダンプ（ＩｎｔｅｇｒａｔｅａｎｄＤｕｍｐ）を繰り返す。ここで、両フリップフロップ７３、７４の出力値は、すでに平均化処理が行われているため、上位制御部６への出力値（測定結果）の転送は、比較的低レートな伝送でよい。

前述の第１の論理回路７１と第２の論理回路７２との出力値により、第１のフリップフロップ７３のＩ値及び第２のフリップフロップ７４のＱ値は、図５に示すように出力される。すなわち、制御信号が「０」（初期位相θ_０＋０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値は１であり、第２のフリップフロップ７４のＱ値は０である。また、制御信号が「１」（初期位相θ_０＋９０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値は０であり、第２のフリップフロップ７４のＱ値は１であり、制御信号が「２」（初期位相θ_０＋１８０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値は−１であり、第２のフリップフロップ７４のＱ値は０であり、制御信号が「３」（初期位相θ_０＋２７０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値は０であり、第２のフリップフロップ７４のＱ値は−１である。

上位制御部６は、両フリップフロップ７３、７４から出力されるＩ値およびＱ値に基づいて、ＳＡＷセンサ４から出力された出力信号ＯＳの振幅と位相を演算して、測定対象物の特性を測定する演算処理部である。すなわち、ＳＡＷセンサ４を通過する入力信号ＩＳの振幅と位相を、ＳＡＷセンサ４の種類に応じて濃度やその他の情報に変換する。ここで、上位制御部６は、このような上位制御の役割を担うものであればよく、スマートフォン（多機能携帯電話）やパーソナルコンピュータで構成してもよい。また、デジタル回路５内にハード的に実装してもよい。

次に、このような構成の特性測定装置１の作用および特性測定方法等について説明する。ここで、ＳＡＷセンサ４には測定対象物が滴下等され、ＳＡＷセンサ４は測定対象物にさらされているものとする。

まず、アナログ回路３のＰＬＬ回路３１によって２６０ＭＨｚの入力信号ＩＳが生成され、ミキサ回路３２で周波数遷移され、パワーアンプ３３で電力増幅されてＳＡＷセンサ４に入力される。次に、ＳＡＷセンサ４を通過して振幅や位相が変化されて出力信号ＯＳが出力され、この出力信号ＯＳがＬＮＡ３４によって電力増幅され、ミキサ回路３５で周波数遷移されたベースバンド信号ＢＳが、ＬＰＦ３６により高調波成分を取り除かれ、１０ＭＨｚのベースバンド信号ＢＳがＡ／Ｄ変換器３７に入力される。続いて、Ａ／Ｄ変換器３７によって、１１．９７５μｓのサンプルレートの時間間隔でデジタル信号ＤＳに変換される。

一方、デジタル回路５の２ビットカウンタ５１によって、サンプルレート時間間隔１１．９７５μｓごとにカウントされ、その制御信号（カウント値）に従って、Ａ／Ｄ変換器３７から出力されたデジタル信号が、直交検波回路７によって同相成分信号と直交成分信号とに分けられ、それぞれが所定の時間積分される。そして、積分されたＩ値とＱ値とが出力される。すなわち、制御信号が「０」（初期位相θ_０＋０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値は１であり、第２のフリップフロップ７４のＱ値は０である。また、制御信号が「１」（初期位相θ_０＋９０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値は０であり、第２のフリップフロップ７４のＱ値は１であり、制御信号が「２」（初期位相θ_０＋１８０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値は−１であり、第２のフリップフロップ７４のＱ値は０であり、制御信号が「３」（初期位相θ_０＋２７０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値は０であり、第２のフリップフロップ７４のＱ値は−１である。

その後、積分された上記のＩ値とＱ値とが上位制御部６に入力され、上位制御部６において、Ｉ値およびＱ値に基づいてＳＡＷセンサ４から出力された検査信号の振幅と位相が演算され、その結果、測定対象物の特性が測定されるものである。

以上のように、このような構成の特性測定装置１によれば、ＳＡＷセンサ４から出力された２５０ＭＨｚの出力信号ＯＳがミキサ回路３５によって周波数シフトされることにより、１１．９７５μｓという長いサンプルレートの時間間隔でアンダーサンプリングされてデジタル信号ＤＳに変換されるので、Ａ／Ｄ変換器３７のサンプルレートが低くても良くなる。そのため、特性測定装置１の消費電力を低減することが可能になる。また、特性測定装置１は、直交検波回路７を備えたことにより、直交変調器、ＮＣＯ、及び乗算回路等を備える必要がないので、構成が簡素化されたＳＡＷセンサを実現することができる。

さらに、Ａ／Ｄ変換器３７が、ＳＡＷセンサ４の精度が確保される時間１２μｓからベースバンド信号ＢＳの１象限毎の周期０．０２５μｓを減じた値１１．９７５μｓの時間間隔でサンプリングするので、入力信号ＩＳの１バーストに対して１回のサンプリングになる。これにより、等価的にアンダーサンプリングを行うことができる。

以上、この発明の実施の形態について説明したが、具体的な構成は、上記の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても、この発明に含まれる。例えば、上記の実施の形態では、特性センサをＳＡＷセンサ４で構成したが、被測定物の特性に応じて、入力信号を変換して出力信号を出力するセンサであれば、ＳＡＷセンサ以外のセンサであっても良い。

１特性測定装置
２発振器
３アナログ回路
３１ＰＬＬ回路（入力信号生成手段）
３２ミキサ回路（ｍｉｘｅｒ）
３３パワーアンプ
３４ＬＮＡ（低雑音増幅器）
３５ミキサ回路（ミキサ手段）
３６ＬＰＦ（低域通過フィルタ）
３７Ａ／Ｄ変換器（変換手段）
４ＳＡＷセンサ（特性センサ）
５デジタル回路
５１２ビットカウンタ
６上位制御部（ＣＰＵ）
７直交検波回路（直交検波手段）
７１第１の論理回路
７２第２の論理回路
７３第１のフリップフロップ
７４第２のフリップフロップ

Claims

発振器からの発振信号を受信し、前記発振信号の基準周波数に基づき入力信号を生成する入力信号生成手段と、
前記入力信号を受信し、被測定物の特性に応じた出力信号を出力する特性センサと、
前記入力信号と、前記出力信号とを乗算し、所定の周波数のベースバンド信号を出力するミキサ手段と、
前記ベースバンド信号をアンダーサンプリングし、所定のサンプルレートでデジタル信号に変換して出力する変換手段と、
前記デジタル信号を、前記所定のサンプルレートに従って同相成分信号と直交成分信号とに分け、該同相成分信号と該直交成分信号とをそれぞれ所定の時間積分する直交検波手段と、を備え、
前記所定のサンプルレートの時間間隔は、前記特性センサの精度が確保される所定の時間から、前記ベースバンド信号の周期の４分の１の時間を減じた値である、
ことを特徴とする弾性表面波センサを備えた特性測定装置。
前記特性センサは、前記入力信号の弾性表面波の伝搬特性の変化を検出する弾性表面波センサである、
ことを特徴とする請求項１に記載の特性測定装置。
前記所定のサンプルレートの時間間隔は、前記弾性表面波センサにおける前記弾性表面波の遅延の影響が所定以下になる時間から、前記ベースバンド信号の周期の４分の１の時間を減じた値である、
ことを特徴とする請求項２に記載の特性測定装置。