JP2012103004A - 周波数差分出力装置、周波数測定装置、電子機器、及び周波数測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】カウンターのゲート時間を設定する基準クロックを必要としない周波数差分出力装置を提供する。
【解決手段】供給される第１のパルス列信号の周波数変化を抽出する周波数差分出力装置であって、上記第１のパルス列信号から該第１のパルス列信号と所定時間差を有する第２のパルス列信号を形成する第２パルス列形成手段(74)と、上記第１及び第２のパルス列信号から、一方のパルス列信号のパルス列間隔に存在する他方のパルス列信号のパルス数を各パルス列間隔について連続的に得て、上記パルス数の経時的変化から上記第１のパルス列信号の周波数変化を抽出する差分出力部(72,73,75)と、を備えることを特徴とする。
【選択図】図４

Description

本発明に係る一態様は周波数の測定に関し、特に、周波数差分出力装置、周波数測定装置、これを用いた電子機器、周波数測定方法等に関する。

パルス列信号の周波数測定方式には、決められたゲート時間（ゲートタイム）内に通過するパルスをカウントする直接カウント方式（例えば特許文献１参照）、及びパルス周期を正確に計測しその時間の逆数から周波数を求めるレシプロカル方式（例えば特許文献２参照）などが知られている。また、出願人は、上記に加えて新たに短ゲートタイムカウント方式（あるいは短ゲートカウント方式、短ゲート方式とも称する。）による周波数測定方法、及び周波数測定装置を提案している（特許文献３）。

特開２００１−１１９２９１号公報 特開平５−１７２８６１号公報 特開２００９−２５０８０７号公報

上記短ゲートタイムカウント方式による周波数カウントは、連続的な被測定パルス列信号を所定の短いゲートタイムで途切れることなく繰り返しカウント（サンプリング）を行い、得られた計数値の列から高周波成分を取り除くようにしたもの（フィルタリング）で、後述のように時間分解能・周波数分解能ともに従来法に比べ大幅に改善することができる。

また、短ゲートタイムカウント方式の周波数カウンターは、カウンター回路と小規模な演算回路で構成され、回路規模の増大を抑えつつマルチチャネル化が容易という特長を持つ。また、サンプリング周波数を高めるほど分解能が向上する等の特徴があり、ニオイセンサなどのＱＣＭ(Quartz Crystal Microbalance)デバイス等に用いて好適である。

しかしながら、上記短ゲートタイムカウント方式による周波数カウンターは、被測定パルス列信号を所定の短いゲートタイムで途切れることなく繰り返しカウントを行うので、所定のゲートタイムを生成するクロック信号（ゲートクロック信号）が必要である。このクロック信号は時間軸に揺らぎのない正確なクロック信号であることが望まれ、例えば、水晶振動子と温度補償回路などを組み合わせたクロック信号発生装置が使用されている。
このカウンターのゲート時間を設定するクロック信号が必要なくなれば、高価なクロック信号発生装置が不要となり、短ゲートタイムカウント方式による周波数カウンターの小型化、省電力化も可能となって望ましい。

一方、被測定パルス列信号の周波数変化を弁別して（見分けて）、周波数変化分（あるいは周波数差分）を被測定パルス列信号の初期周波数に逐次加算・減算（積分）することでも被測定パルス列信号の周波数を知ることが可能である。この周波数変化を弁別する装置を独立したゲートクロック信号発生装置を用いない短ゲートタイムカウント方式のカウンターで構成することが出来れば、上記の短ゲートタイムカウント方式による周波数カウンターの小型化、省電力化の利点が活用され得る。

また、例えば、デジタル信号でキャリアが変調されたＦＳＫ（Frequency-shift keying）信号は、ＦＳＫ信号の周波数シフト（変化）を弁別することによって元のデジタル信号を復調することができるが、このような周波数変化（あるいは周波数変化部分）を弁別する装置をゲートクロック信号発生装置を用いないで構成することが出来ればＦＳＫ信号の復調器を比較的に簡単な構成で得ることが可能となって望ましい。

そこで、本発明の一形態では、カウンターのゲート時間を設定する基準クロックを必要としない構成とした短ゲートタイムカウント方式の周波数差分出力装置を提供すること等を目的とする。

また、このような短ゲートタイムカウント方式の周波数差分出力装置を応用した電子機器を提供することを目的とする。

かかる課題を解決するために本発明の一態様の周波数差分出力装置は、供給される第１のパルス列信号の周波数変化を抽出する周波数差分出力装置であって、上記第１のパルス列信号から該第１のパルス列信号と所定時間差を有する第２のパルス列信号を形成する第２パルス列形成手段と、上記第１及び第２のパルス列信号から、一方のパルス列信号のパルス列間隔に存在する他方のパルス列信号のパルス数を各パルス列間隔について連続的に得て、上記パルス数の経時的変化から上記第１のパルス列信号の周波数変化を抽出する差分出力部と、を備えることを特徴とする。

かかる構成とすることによって、カウンターのゲート時間を設定する基準クロック信号を用いることなく、被測定信号（第１のパルス列信号）のパルス周波数の変化部分の出力（差分出力）を得ることが可能となる。

望ましくは、上記周波数差分出力装置において、上記第２パルス列形成手段は、上記第１のパル列信号と上記第２のパルス列信号との間に上記所定時間差を生じさせる信号遅延部を含み、上記差分出力部は、上記第１及び第２のパルス列信号のうちの一方のパルス列信号をゲート入力とし、他方のパルス列信号を計数入力とするカウンター部と、上記カウンター部が出力する一連のパルス計数値から高周波成分を除くローパスフィルター部と、を含む、ことを特徴とする。

望ましくは、上記周波数差分出力装置において、上記第２パルス列形成手段は、更に、上記第１及び第２のパルス列信号の少なくともいずれかのパルス列信号を分周して上記カウンター部に供給する分周部を含み、上記差分出力部は、更に、上記分周に対応して上記ローパスフィルターの出力値を調整するスケーリング部と、を含む、ことを特徴とする。

望ましくは、上記周波数差分出力装置において、上記第２パルス列形成手段は、更に、上記第１及び第２のパルス列信号のうち少なくともいずれかのパルス列信号を逓倍して上記カウンター部に供給する逓倍部を含み、上記差分出力部は、更に、上記逓倍に対応して上記ローパスフィルターの出力値を調整するスケーリング部を含むことを特徴とする。

望ましくは、上記周波数差分出力装置において、上記第２パルス列形成手段は、更に、上記第１及び第２のパルス列信号の少なくともいずれかのパルス列信号を分周して上記カウンター部に供給する分周部と、該パルス列信号を逓倍して上記カウンター部に供給する逓倍部と、を含み、上記差分出力部は、更に、上記分周及び逓倍に対応して上記ローパスフィルターの出力値を調整するスケーリング部を含むことを特徴とする。

また、本発明の一態様である周波数測定装置は、上述した周波数差分出力装置と、該周波数差分出力装置により抽出された上記第１のパルス列信号の周波数変化分を上記第１のパルス列信号の初期周波数に逐次累算し、上記第１のパルス列信号の現在の周波数を出力する累算部と、を備える。

また、本発明の一態様である電子機器は、上述したいずれかの周波数差分出力装置もしくは周波数測定装置を含むことを特徴とする。
電子機器としては、例えば、水晶を用いた各種センサー、ＦＳＫ信号の復調回路、多値のデータ復調回路、デジタル出力の微分器、ニオイセンサー、ガスセンサー、バイオセンサー用トランスデューサーアレイ、ＱＣＭデバイス、圧力センサー、加速度センサー等が該当する。これ等装置の小型化・軽量化・高分解能化・低コスト化に好都合である。

また、本発明の一態様の周波数変化の検出方法は、供給される第１のパルス列信号の周波数変化部分を抽出する周波数変化の検出方法であって、上記第１のパルス列信号から該第１のパルス列信号と所定時間差を有する第２のパルス列信号を形成し、上記第１及び第２のパルス列信号から、一方のパルス列信号のパルス列間隔に存在する他方のパルス列信号のパルス数を各パルス列間隔について連続的に得て、上記パルス数の経時的変化から上記第１のパルス列信号の周波数変化を抽出する、ことを特徴とする。

また、本発明の一態様の周波数測定方法は、供給される第１のパルス列信号の周波数を検出するパルス周波数の検出方法であって、上記第１のパルス列信号から該第１のパルス列信号と所定時間差を有する第２のパルス列信号を形成し、上記第１及び第２のパルス列信号から、一方のパルス列信号のパルス列間隔に存在する他方のパルス列信号のパルス数を各パルス列間隔について連続的に得て、上記パルス数の経時的変化から上記第１のパルス列信号の周波数変化を抽出し、上記第１のパルス列信号の初期値に、抽出された上記第１のパルス列信号の周波数変化分を逐次累算して上記第１のパルス列信号の周波数を得る。

かかる方法によって周波数を測定することにより、カウンターのゲート時間を設定する独立した基準クロック信号系統が不要となり、機器の小型化に好都合である。

なお、本明細書においては、「○○部」及び「○○回路」（○○は任意の語。）は、電気的な回路または部分を含むがこれに限定されず、当該回路または部分の機能を果たす物理的手段、又はソフトウェアで実現される機能的手段などをも含み得る。また、１つの回路または部分が有する機能が２つ以上の物理的又は機能的手段により実現されても、２つ以上の回路または部分の機能が１つの物理的又は機能的手段により実現されても良い。

本願発明の周波数差分出力装置によれば、カウンター部のゲートに基準クロック信号を使用せずに被測定信号の周波数の変化部分の検出が可能となる。

短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置の例を説明する説明図である。 短ゲートカウンター部の一連の計数値出力の例を経時的に示すグラフである。 一連の計数値出力から高周波成分を除くローパスフィルターの出力例を示すグラフである。 本発明の基本的な構成を説明する説明図である。 周波数差分出力装置の構成例を説明する説明図である。 被測定信号と疑似ゲート信号（遅延信号）を用いて差分パルス信号を形成し、周波数変化分を抽出する例を説明する説明図である。 被測定信号と疑似ゲート信号（遅延信号）を用いて周波数変化分を抽出する例において、被測定信号に周波数変化がない場合を説明する説明図である。 被測定信号と疑似ゲート信号（遅延信号）を用いて周波数変化分を抽出する例において、被測定信号に周波数変化が生じた場合を説明する説明図である。 被測定信号と疑似ゲート信号（遅延信号）を用いて周波数変化分を抽出する例において、被測定信号を分周した疑似ゲート信号を用いる場合を説明する説明図である。 周波数差分出力装置の他の構成例を説明する説明図である。 本発明の電子機器への適用例（受信機）を説明する説明図である。 ＦＳＫ信号の例を説明する波形図である。 ＦＳＫ信号から微分出力を得る例を説明する説明図である。 ＦＳＫ信号の他の例を説明する波形図である。 ＦＳＫ信号から微分出力を得る他の例を説明する説明図である。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して本発明の実施形態について説明する。以下で説明する実施形態はあくまで本発明の一例に過ぎず、本発明の技術的範囲を限定するものではない。なお、各図面において、同一の部品には同一の符号を付しており、その説明を省略する場合がある。

まず、本願の発明者によって提案された「短ゲートタイムカウント法」を使用する周波測定装置（例えば、特開２００９−２５０８０７号公報）の概略を図１乃至図３を参照して説明する。

図１は、「短ゲートタイムカウント法」の周波数測定装置の構成例を示す図である。同図に示すように、周波数測定装置は被測定信号源１０、短ゲートカウンター部（または「短ゲートタイムカウンター部」とも称する。）２０、ローパスフィルター（ＬＰＦ）３０、及び基準周波数信号源４０を含んで構成される。

被測定信号源（以下、「パルス発生器」とも称する。）１０はパルス列が連続する被測定信号６１を発生するよう構成される。被測定信号源１０は、例えば、発振周波数ｆ₀が３０ＭＨｚの水晶発振器であり、ニオイセンサー、ガスセンサー、バイオセンサーなどの検出部に相当する。ニオイ物質などが水晶振動子に付着すると付着量に応じて発振周波数が低下する。このパルス列状の被測定信号６１は短ゲートカウンター部２０に供給される。

基準周波数信号源４０は、被測定信号６１よりも低い周波数を有するパルス列状の信号である基準周波数信号６２を生成するよう構成される。すなわち、基準周波数信号６２は被測定信号６１よりも長い周期（パルス間隔）で変化するものである。以下、この基準周波数信号６２の１周期を「ゲート時間」または「ゲートタイム」と呼ぶことがある。当該基準周波数信号源４０は、例えば、被測定信号源１０で用いられたものとは別の水晶発振器の信号を所定の分周比で分周することで、例えば１００Ｈｚの基準周波数信号６２を生成するよう構成される。

短ゲートカウンター部２０は、供給される被測定信号６１のパルス列を、基準周波数信号６２に基づいて決定される比較的短いゲート時間で途切れることなく計数するよう構成される。具体的には、短ゲートカウンター部２０はゲート時間に含まれる被測定信号６１の変化数を計数する。例えば、短ゲートカウンター部２０は基準周波数信号６２の立ち上がりエッジから次の立ち上がりエッジまでの１周期の期間に発生する、被測定信号６１の立ち上がりエッジ（あるいは立ち下がりエッジ）の数を計数（サンプリング）するものである。ここで計数された一連の計数値６３はローパスフィルター３０に逐次供給される。短ゲートカウンター部２０は、例えば、基準周波数信号６２のゲート時間で２つの内部カウンターで被測定信号６１を交互に計数し、その計数値６３を交互に出力する構成によって得られる。また、短ゲートカウンター部２０は、サンプリング動作するカウンターの今回計数値から前回計数値を減ずる構成として各ゲート期間における計数値６３を得ても良い。なお、基準周波数信号６２の周波数を「サンプリング周波数」と称したり、基準周波数信号６２の１周期を「サンプリング周期」と称したりすることがある。

ローパスフィルター３０は、例えば、デジタルフィルターにより、あるいはＤ／Ａ変換器とアナログフィルターの組み合わせなどによって構成され、入力された計数結果（一連の計数値群）６３に含まれる高周波成分を除去し、その低周波成分のみを出力信号６４として出力するよう構成される。

図２は、短ゲートカウンター部２０の計数値出力６３の例を示しており、横軸が時間（０．１秒／ｄｉｖ）、縦軸が計数値を示している。時間軸上における計数値の位置（位相）に周波数変化成分（情報）が含まれている。この例では、被測定パルス列信号６１の周波数変化が１００Ｈｚ以内のものであるので計数値６３は量子化誤差（±１カウント誤差）により３０．０７２３ＭＨｚと３０．０７２４ＭＨｚとに分布している。

図３は、上述した図２の計数値６３の信号列をタップ数５１２のローパスフィルター（３段移動平均フィルター）３０に与えて高周波成分を除去した例を示している。図３に示されるように、供給された被測定信号６１の周波数の変化が連続的（アナログ的）な曲線として出力される。ローパスフィルター３０を用いることで、例えば、サンプリング周波数１００Ｈｚの計数では、通常のカウンタでは量子化誤差によって測定不能な領域である１００Ｈｚ以下の周波数（量子化誤差：１００Ｈｚ）まで、特に、１Ｈｚ以下の周波数変化まで検出することが可能となっていることが分かる。なお、サンプリング周波数１Ｈｚの計数では、量子化誤差は１Ｈｚと小さくなるが、計数値の数（サンプル数）はサンプリング周波数１００Ｈｚの場合の１／１００となり、ローパスフィルター３０の出力における時間分解能が低下する。

このように、短ゲートタイムカウント方式では、ゲート時間を短くする（サンプリング周波数を高くする）と、各々のサンプリングにおける計数値６３における測定誤差は大きくなる一方で、複数の測定値の列が得られる。この複数の測定値から、ローパスフィルター３０によって高周波成分を取り除くことで周波数測定分解能が向上する。ローパスフィルター３０の特性は、出力信号の所要のＳ／Ｎ、信号応答性などに応じて適宜に設計される。短ゲートタイムカウント方式では、回路規模を小さく抑えることができるため、マルチチャンネル化が容易である。アナログローパスフィルターを用いることによってアナログ出力にも対応することが可能である等の利点を有する。

上述した短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置では、供給される被測定パルス列信号のパルス間隔（パルス周波数）に対応したレベル出力を発生する。

次に、図４を参照して、本発明の周波数差分出力装置及びこれを用いた周波数測定装置について説明する。
図４（Ａ）は、本発明に係る周波数差分出力装置７０を説明する説明図であり、同図（Ｂ）は上記周波数差分出力装置７０を用いた差分累積方式（ΔΣ方式）の周波数測定装置の概略構成を示している。同図（Ｃ）は、周波数差分出力装置７０の構成例を示している。

周波数差分出力装置７０は、同図（Ａ）に示すように、ＱＣＭデバイスなどの被測定信号源１０から供給される被測定パルス列信号６１から周波数変化分（差分値、あるいは微分値）を弁別（見分ける、抽出する）し、周波数の変化分に対応した出力（周波数差分出力）を発生する。後述するように、周波数差分出力装置７０は、第１のパルス列信号（被測定パルス列信号）から該第１のパルス列信号と所定時間差を有する第２のパルス列信号（疑似ゲート信号）を形成する第２パルス列形成手段と、第１及び第２のパルス列信号から、一方のパルス列信号のパルス列間隔に存在する他方のパルス列信号のパルス数を各パルス列間隔について連続的に得て、前記パルス数の経時的変化から前記第１のパルス列信号の周波数変化を抽出する差分出力部と、を備える。

図４（Ｂ）に示すように、差分を累積する方式（差分累積方式）の周波数測定装置は、大別して、被測定信号の周波数変化分（差分値、あるいは微分値）を抽出する周波数差分出力装置７０と、被測定信号の周波数既知のある時点からの周波数変化分（増減分）を逐次累積して現在の周波数値を出力する累算部８０によって構成される。

周波数差分出力装置７０は、同図（Ｃ）に示すように、短ゲートカウンター部７２、ローパスフィルター部７３、信号遅延・分周・逓倍部７４、スケーリング部７５等を備えている。ここで、信号遅延・分周・逓倍部７４は第２パルス列形成手段に対応する。短ゲートカウンター部７２、ローパスフィルター部７３、スケーリング部７５は差分出力部に対応する。短ゲートカウンター部７２は既述した短ゲートカウンター部２０（図１参照）と同様に構成され、被測定信号源１０から供給される被測定パルス列信号６１を疑似ゲート信号６５によって計数する。疑似ゲート信号６５は後述のように被測定パルス列信号（第１のパルス列信号）６１を所定時間遅延させた第２のパルス列信号である。なお、被測定パルス列信号６１と疑似ゲート信号６５とは所定の時間差を有するものであるが、疑似ゲート信号６５に対して被測定パルス列信号６１を遅延させるものであっても良い（図１０参照）。短ゲートカウンター部７２は被測定信号６１の周波数が一定状態では一定値を出力し、被測定信号６１の周波数が変化した部分では変化量に対応した計数値（差分値）を遅延時間に対応した期間出力する。

ローパスフィルター部７３はローパスフィルター部３０と同様に構成され、短ゲートカウンター部７２から出力された一連の計数値列から高周波成分を除いて周波数変化分を含む連続的なカウント出力とする（図３参照）。ローパスフィルター部７３は短ゲートカウンター部７２の計数値の出力に同期して、あるいは疑似ゲート信号に同期して動作する。信号遅延・分周・逓倍部７４は被測定パルス列信号６１を遅延させ、これを（必要により）分周、逓倍などして疑似ゲート信号（疑似基準周波数信号）６５を形成し、短ゲートカウンター部７２に供給する。スケーリング部７５は疑似ゲート信号の分周比、逓倍比に対応してローパスフィルター部７３の出力を調整する。なお、以下に説明する図５（Ａ）に示される構成例の場合、分周部あるいは逓倍部は設けられていないので、スケーリング部ではなく、ローパスフルター部７３の出力を調整するレベル調整部７５が設けられている。スケーリング部及びレベル調整部はローパスフィルター部７３の出力値を適宜に調整している。

累算部８０は、被測定パルス列信号の初期値に、抽出された被測定パルス列信号の周波数変化分を逐次累算して被測定パルス列信号の現在の周波数を出力する。

図５は、周波数差分出力装置７０の信号遅延・分周・逓倍部７４のより具体的な構成例を複数説明する説明図である。同図において図４（Ｃ）と対応する部分には同一符号を付し、かかる部分の説明は省略する。
まず、図５（Ａ）は、信号遅延・分周・逓倍部７４を信号遅延部７４ａで構成した基本的な構成例を示している。信号遅延部７４ａは、例えば、所定時間遅延を生ずるトランジスタインバータ（信号反転器）を所要段数接続することによって構成することができる。被測定信号（パルス列信号）６１を所定時間遅延させた疑似ゲート信号（遅延パルス列信号）６５をカウンター部７２のゲート入力として被測定信号６１を計数すると、被測定信号６１と疑似ゲート信号のパルス周波数が同じ部分では計数値が一定となる。被測定信号６１のパルス周波数変化部分においては、疑似ゲート信号のパルス周波数と被測定信号のパルス周波数が異なる部分が生じ、計数値に変化（変動）が生じる。この変化分はパルス周波数の増減の程度に対応する。

図６乃至図９は、短ゲートタイム方式のカウンターを用いた被測定パルス列信号の周波数変化部分の検出を説明する説明図である。
まず、図６（Ａ）は、被測定信号６１とこれを遅延した疑似ゲート信号（遅延信号）６５のパルス周波数がそれぞれｆ１→ｆ２→ｆ１ （ただし、パルス周波数ｆ１＜ｆ２）と変化した場合のカウンター部７２の計数値出力の変化を差分信号６３として概略的に示している。なお、各信号のグラフの横軸は時間軸、縦軸は周波数である。

被測定信号６１と疑似ゲート信号６５とが共にパルス周波数ｆ１であるときはカウンタ７２の出力６３は一定の計数値（差分信号）である。被測定信号６１がパルス周波数ｆ１からｆ２に変化した部分では疑似ゲート信号のパルス周波数ｆ１によってゲート時間が設定されており、計数値６３には一定値出力状態からΔｆ１の変化（増加）が発生する。次に、被測定信号６１がパルス周波数ｆ２で疑似ゲート信号６５もパルス周波数ｆ２となった状態ではパルス周波数ｆ２でカウンタ部７２のゲート時間が設定されており、計数値６３は一定値出力状態である。被測定信号６１がパルス周波数ｆ２からｆ１に変化した部分では疑似ゲート信号のパルス周波数ｆ２によってゲート時間が設定されており、計数値６３は一定値出力状態から−Δｆ１の変化（減少）が発生する。一連の計数値（差分信号）６３はローパスフィルター部７３によって高周波成分が除かれ、スケーリング部７５を経て時間軸上の周波数変化部分の位置情報を含む周波数差分出力となる。図示しない後段でこの周波数差分出力と予め設定された比較基準値とを比較することによってΔｆの発生部分、すなわち、被測定信号６１の時間軸上における周波数変化部分を判別することができる。
被測定信号６１のパルス周波数の増減部分（変化部分）に対応した差分信号６３の計数値Δｆ１、−Δｆ１は、概略、被測定信号６１の変化部分における周波数変化量（差分値，微分値）に対応している。

図６（Ｂ）は、同様に、被測定信号のパルス周波数がｆ１→ｆ２→ｆ３ （ただし、パルス周波数ｆ３＜ｆ１＜ｆ２）と変化した場合を示す。
同図（Ａ）の場合と同様に、被測定信号６１がパルス周波数ｆ１からｆ２に変化した部分では疑似ゲート信号６５のパルス周波数ｆ１によってゲート時間が設定されており、カウンター部７２の計数値出力６３には一定値出力状態からΔｆ１分の変化（増加）が発生する。被測定信号６１のパルス周波数がパルス周波数ｆ２で疑似ゲート信号（遅延信号）６５もパルス周波数ｆ２となった状態ではパルス周波数ｆ２でゲート時間が設定されており、カウンター部７２の計数値６３は一定値出力状態である。被測定信号６１がパルス周波数ｆ２からｆ３に変化した部分では遅延信号６５のパルス周波数ｆ２によってカウンター部７２のゲート時間が設定されており、計数値（差分信号）６３には一定値出力状態から−Δｆ２分の変化（減少）が発生する。一連の計数値（差分信号）６３はローパスフィルター部７３によって高周波成分が除かれ、スケーリング部７５を経て時間軸上の周波数変化部分の位置情報を含む周波数差分出力となる。図示しない後段で周波数差分出力と予め設定された比較基準値とを比較することによってΔｆの発生部分、すなわち、被測定信号６１の時間軸上における周波数変化部分を判別することができる。
この例においても、被測定信号６１のパルス周波数の増減部分（変化部分）に対応した差分信号の計数値Δｆ１、−Δｆ２は、概略、被測定信号６１の周波数変動量（差分値、微分値）に対応している。

上述したように、短ゲートカウンター部７２は、一連の計数値（差分信号）６３からローパスフィルター部７３によって高周波成分を除き、次段のスケーリング部（あるいはレベル調整部）７５に出力される。スケーリング部７５は疑似ゲート信号６５の分周比、逓倍比に対応してローパスフィルター部７３の出力を調整する。

図７乃至図９は、上述した図６の説明をパルス列信号に置き換えて説明したものである。
被測定信号である第１のパルス列信号から被測定信号と所定時間差Δｔを有する疑似ゲート信号である第２のパルス列信号を形成し、第１及び第２のパルス列信号から、一方のパルス列信号のパルス列間隔に存在する他方のパルス列信号のパルス数（計数値）を各パルス列間隔について連続的に得て、パルス数の経時的変化から第１のパルス列信号の周波数変化を抽出し、第１のパルス列信号（被測定信号）の周波数変化部分を検出するものである。

まず、図７の（ａ）は被測定信号６１のパルス列に周波数変化が生じない場合の例を示している。被測定信号６１はパルス周波数がｆ１で一定である。同図中の（ｂ）は、被測定信号６１と、この被測定信号６１のパルス列を一定時間遅延させた疑似ゲート信号（遅延信号）６５とを並べて示している。被測定信号６１を疑似ゲート信号６５を基準にカウントを行うと、図中の（ｃ）に示すように、各ゲート時間に（この例では）１カウントすることになる。パルス列の計数値６３は一定値「１」で変化しない。

図８は、既述図６と同様に被測定信号６１のパルス周波数が変化する場合（パルス周波数ｆ１→ｆ２→ｆ１）について考察を行ったものである。
同図中の（ａ）に示されるように、被測定信号６１はそのパルス周波数が途中で周波数ｆ１からｆ２に変化する。同図の（ｂ）には、被測定信号６１と、被測定信号６１から一定時間遅延した疑似ゲート信号６５が示されている。被測定信号６１のパルス列を疑似ゲート信号６５のパルス列間隔で計数すると、同図中の（ｃ）に示されるように遅延時間に対応した時間範囲Δｔで非定常な計数値Δｆが得られる。これは、被測定信号６１の周波数変化部分（微分値）を検出したことに相当する。なお、図中で周波数の減少（計数値の減少）に相当する部分を−Δｆとして示している。

図９は、被測信号６１を分周したものを疑似ゲート信号６５として用いた例を示す。図中の（ａ）に被測定信号６１のパルス列とこの被測定信号６１のパルス列を２分周し、遅延させたた疑似ゲート信号６５とを上下に並べて示している。図中の（ｂ）には、被測定信号６１のパルス列と遅延・分周した疑似ゲート信号６５のパルス列信号を上下に並べて示している。被測定信号６１のパルス列を疑似ゲート信号６５のパルス列間隔で計数すると、同図の（ｃ）に示されるように、分周した場合でも被測定信号６１のパルス周波数の変化部分（微分）を検出できることが判る。図９（ｃ）で周波数の減少（計数値の減少）に相当する部分を−Δｆとして示している。

なお、特にパルス列信号で図示した説明は行わないが、同様に、被測定信号を逓倍し、遅延させたパルス列信号を疑似ゲート信号とした場合にも被測定信号のパルス周波数の変化部分（微分）を検出することができる。
また、図７乃至図９に示した被測定信号の例では、被測定信号６１のパルス列にジッター（時間軸の揺らぎ）のない理想的な場合で説明したが、短ゲートタイムカウント法では連続的な計数を継続するので、ジッターがある区間で発生した場合でも当該区間で計数できなかったパルスを後続の区間で計数することができる。例えば１，１，１とカウントするところを１，０，２とカウントしてしまうような場合でも、連続に計数する短ゲートカウント法では誤差が平均化（相殺）されるのでジッタの周波数計測に与える影響は少ない。

このように、短ゲートカウンター部７２、信号遅延部７４ａ、ローパスフィルター部７３を組み合わせた回路、特に、短ゲートカウンター部７２及び信号遅延部７４ａの回路は、被測定信号（パルス列信号）に対して被測定信号のパルス周波数の変化部分を検出する微分回路（あるいは差分出力回路）として機能する。

上述した周波数差分出力装置７０の信号遅延・分周・逓倍部７４の他の構成例について説明する。
図５（Ｂ）の構成例は、信号遅延・分周・逓倍部７４を上述した信号遅延部７４ａと分周部７４ｂによって構成している。分周部７４ｂは被測定信号６１の遅延信号を分周して疑似ゲート信号６５のパルス周波数を低くする（ゲート時間間隔を長くする）。分周部７４ｂに設定された分周比に対応してスケーリング部７５の倍率とオフセットが設定される。他の構成は図５（Ａ）と同様である。

図５（Ｃ）の構成例は、信号遅延・分周・逓倍部７４を上述した信号遅延部７４ａと周波数逓倍部７４ｃによって構成している。周波数逓倍部７４ｃは被測定信号６１の遅延信号を逓倍して疑似ゲート信号６５のパルス周波数を高くする（ゲート時間間隔を短くする）。分周部７４ｂと逓倍部７４ｃに設定された逓倍率に対応してスケーリング部７５の倍率とオフセットが設定される。他の構成は図５（Ａ）、同（Ｂ）と同様である。

図５（Ｄ）の構成例は、信号遅延・分周・逓倍部７４を、上述した信号遅延部７４ａと、周波数分周部７４ｂと、周波数逓倍部７４ｃによって構成している。周波数分周部７４ｂと周波数逓倍部７４ｃとを組み合わせることによってより細かい疑似ゲート信号のパルス周波数を設定することが可能となる。設定された分周・逓倍率に対応してスケーリング部７５の倍率とオフセットが設定される。他の構成は図５（Ａ）乃至同（Ｂ）と同様である。

図１０は、信号遅延・分周・逓倍部７４の他の構成例を示すもので、図５に示す各構成における信号遅延部７４ａの位置を被測定信号側に変更したものである。
図１０（Ａ）の構成例は、図５（Ａ）に示す構成において、信号遅延部７４ａをカウンター部７２のカウント入力側に配置した例である。被測定信号源１０からの被測定パルス列信号は信号遅延部７４ａを介して短ゲートカウンター部７２の計数入力に供給され、被測定信号が疑似ゲート信号として短ゲートカウンター部７２のゲート入力に供給される。他の構成は図５（Ａ）と同様である。この構成の場合、図６（Ａ）に示す差分信号６３の周波数変化部分の信号の増減の方向が図示のものとは逆向きになるが、同様に被測定信号の周波変化部分を検出することができる。

図１０（Ｂ）の構成例は、図５（Ｂ）に示す構成において信号遅延部７４ａをカウンター部７２のカウント入力側に配置した例である。被測定信号源１０からの被測定パルス列信号は信号遅延部７４ａを介して短ゲートカウンター部７２の計数入力に供給される。被測定信号が分周部７４ｂを介して疑似ゲート信号６５として短ゲートカウンター部７２のゲート入力に供給される。他の構成は図５（Ｂ）と同様である。この構成でも被測定信号の周波変化部分を検出することができる。

図１０（Ｃ）の構成例は、図５（Ｃ）に示す構成において信号遅延部７４ａをカウンター部７２のカウント入力側に配置した例である。被測定信号源１０からの被測定パルス列信号は信号遅延部７４ａを介して短ゲートカウンター部７２の計数入力に供給される。被測定信号が逓倍部７４ｃを介して疑似ゲート信号６５として短ゲートカウンター部７２のゲート入力に供給される。他の構成は図５（Ｃ）と同様である。この構成でも被測定信号の周波変化部分を検出することができる。

図１０（Ｄ）の構成例は、図５（Ｄ）に示す構成において信号遅延部７４ａをカウンター部７２のカウント入力側に配置した例である。被測定信号源１０からの被測定パルス列信号は信号遅延部７４ａを介して短ゲートカウンター部７２の計数入力に供給される。被測定信号が分周部７４ｂ、逓倍部７４ｃを介して疑似ゲート信号６５として短ゲートカウンター部７２のゲート入力に供給される。他の構成は図５（Ｄ）と同様である。この構成でも被測定信号の周波変化部分を検出することができる。

以上説明したように、被測定信号と疑似ゲート信号との相互間に時間差を形成するために、被測定信号及び疑似ゲート信号のいずれの側に信号遅延部を配置しても良い。また、図５及び図１０に示す実施例では、分周部、逓倍部を疑似ゲート信号側に配置しているが、被測定信号側に配置することとしても良い。また、特に、図示しないが、分周部を疑似ゲート信号側に、逓倍部を被測定信号側に配置しても良い。逆に、分周部を被測定信号側に、逓倍部を疑似ゲート信号側に配置しても良い。また、信号遅延部、分周部、逓倍部の配置順序は特に限定されるものではなく、これ等構成は適宜に選択することができる。例えば、分周の後で遅延を行うと遅延素子内での信号のスイッチング回数が減り、省電力に向く。

（周波数測定装置）
図４（Ｂ）及び同図（Ｃ）は、上述した周波数差分出力装置７０を利用して周波数測定装置を構成した例を示している。
本願の周波数測定装置では、被測定信号源１０から供給される被測定信号６１の周波数増減分を周波数差分出力装置７０で求め、この周波数増減分を累算器８０によって逐次累積する。例えば、ニオイセンサーなどに使用されるＱＣＭデバイス（水晶発振器）などでは、非測定状態におけるセンサー出力の発振周波数ｆ０が予め判っている。また、センサーに試料を暴露したときの周波数変化範囲も分かっている。そこで、累算器８０に周波数ｆｏを初期値として設定しておく。被測定信号のパルス周波数（センサーの現在の発振周波数）ｆｓ＝初期値（初期周波数）ｆｏ＋Σ（±周波数変化分Δｆｎ）として求めることができる。ニオイセンサーでは、例えば、発振周波数の変化パターンにより、吸着剤への特定のニオイ物質の付着を判別するため、被測定信号の周波数値自体の精度を必ずしも必要としない。したがって、カウンタ部７２に供給される疑似ゲート信号６５のパルス周波数が変化することによる被測定信号の周波数変化分が概略値であっても利用可能である。

（電子機器への応用例）
図１１乃至図１５は、上述した周波数差分出力装置の他の利用例を説明する図である。
図１１は、ＦＳＫ（Frequency-shift keying）信号を使用する送受信システムの例を概略的に示しており、受信機のＦＳＫ復号部に周波数差分出力装置７０が利用されている。

まず、送信機１００側では、デジタル信号の変調信号をＦＳＫ変調器１１０に印加し、搬送波をデジタル変調する。例えば、ＦＳＫ変調器１１０はＶＣＯ（電圧制御発振器）で構成され、その電圧制御入力にデジタル信号電圧が印加される。ＶＣＯ１１０はデジタル信号の二つの値（０，１）に対応して２．６ＧＨｚの搬送波を±０．５ＭＨｚ（２．５９９５ＧＨｚと２．６００５ＧＨｚ）に変化させてＦＳＫ信号を形成する。このＦＳＫ信号を送信部１２０でパワー増幅して送信機のアンテナから受信機２００側に送信する。

受信機２００の高周波受信部２１０は、アンテナに誘起した高周波信号からＦＳＫ信号を復調して復調部２２０に供給する。復調部２２０は上述した周波数差分出力装置を備えており、ＦＳＫ信号の周波数変移部分に対応して差分出力（微分出力）を発生する。この出力のレベルを図示しないレベル弁別器によって弁別することによって周波数シフトに対応したデジタル信号を復号化する。例えば、フリップフロップのセット端子、リセット端子に供給することで論理レベルのデジタル信号が復調（復号化）される。

この実施例において、上述した差周波数差分出力装置７０の信号遅延・分周・逓倍部７４は、受信信号（被測定周波数信号）を２３分周したものを４逓倍する構成とした。遅延時間については約４００ｎ秒を実現できるようＮＯＴ論理を５１２段直列接続したものを使用した。ローパスフィルター部７３は、３９タップの移動平均フィルターを３段構成とした（分周比と逓倍比を変えることでゲートクロック及び動作点が変化することから、ローパスフィルター部７３の調整と組み合わせることで、所望の分解能を設計することができる）。周波数差分出力装置７０の遅延・分周・逓倍部７４については、遅延・分周・逓倍を実行する順番を変更しても結果に相違は無いが、消費電力の点から、分周・遅延・逓倍の順で行うことにした。

図１２は、ＦＳＫ信号の波形例を示している。この例では、１μ秒毎に「０」と「１」を交互に配置して、データ列０１０１０１…が連続するデジタル信号を形成している。このデジタル信号の「１」に対応してキャリアの周波数を２．６００５ＧＨｚに設定し、「０」に対応してキャリアの周波数を２．５９９５ＧＨｚに設定したＦＳＫ信号が形成されている。

図１３は、図１２に示すＦＳＫ信号を復調部２２０の周波数差分出力装置で復調した出力波形（受信波形）を示している。ＦＳＫ信号の周波数シフトに対応した微分出力が得られている。例えば、正の微分出力をＳＲフリップフロップのセット入力に供給し、負の微分信号をリセット入力に供給することによって、フリップフロップから論理レベルの出力を得ることができ、データ信号が復号化される。
ＦＳＫ信号の周波数切り替え周期を徐々に短くして、復調される微分信号の周期が短くなる様子を観察すると、１Ｍｂｐｓ相当の通信速度を達成できていることが分かた（信号の遅れは６００ｎ秒程度）。さらに切り替え周期を短くしていくと復調信号波形が不安定化する様子が観察され、周期が０．５μ秒となった時点では微分信号を検出することができなかった。

他のＦＳＫ信号の例を図１４及び図１５を参照して説明する。図１４は送信側のＦＳＫ信号の波形（デジタルデータ０１１００１０１００…で変調）を示している。図１５はこれに対応する受信側の復調出力の微分波形を示している。上述したように微分波形をレベル弁別することによってデジタルデータ０１１００１０１００…が復号される。

この例でも、１Ｍｂｐｓ相当の通信速度でのバイナリーストリームが正しく受信できることを確認した（信号の遅れは図１２の場合と同じく６００ｎ秒程度である）。
上述した周波数差分出力装置の復調器への応用例では、２値（０，１）のデータ復調に関して説明したが、これに限定するものではない。周波数差分出力装置の測定原理より、例えば多値データ復調器や、デジタル出力の周波数信号の微分器としても動作可能である。

以上説明したように、本発明の周波数差分出力装置においては、短ゲートカウント回路において、被測定パルス列信号を遅延させたパルス列信号を短ゲート回路の基準クロック（疑似クロック信号）として用いる。このため、基準クロック生成用に振動子を用意する必要がなくなり、測定装置の小型化及び省電力化が可能となる。また、当該短ゲートカウンターは被測定信号の微分値を得ることができ、周波数のバイアスをキャンセルすることができる。
また、本発明の周波数差分出力装置では、被測定パルス列信号を「分周」又は「逓倍」し、あるいは「分周」及び「逓倍」し、「遅延」させた信号をカウンターのゲートクロック（疑似クロック信号）として用いる。逓倍することでゲートクロック周波数が上がるため、分解能が向上する。また、分周することで動作点を調整することができ、分解能が向上する。これらを組み合わせて設計することで、ＳＮ比を改善することができる。

なお、動作点パラメーターは周波数差分出力装置の出力中のパターンノイズと関連性がある。動作点パラメーターは特性把握の便宜上用いられている。以下のように定義される。

動作点パラメーター＝被測定周波数÷サンプリング周波数−Ｉｎｔ（被測定周波数÷サンプリング周波数） ただし、Ｉｎｔ（ｃ）はｃの整数部を示す関数である。上記定義式より、動作点パラメーターは（被測定周波数÷サンプリング周波数）の少数部分を指すものであり、０以上１未満の間の値を取る。

上述した周波数差分出力装置は、同じ性能を発揮するよう設計された従来型装置に比べ省電力で小型であるため、ある物理量を水晶振動子の周波数変化に変換するようにした水晶デバイス、例えば、圧力センサー、加速度センサーや、振動子基板表面の微量の質量変化を周波数変化に変換するようにしたＱＣＭ(Quartz Crystal Microbalance)デバイス（質量センサー、ニオイセンサー、ガスセンサー、バイオセンサー等）等に使用して好適である。また、ＦＳＫ信号の復調回路に使用して好適である。

上記発明の実施の形態を通じて説明された実施例や応用例は、用途に応じて適宜に組み合わせて、又は変更若しくは改良を加えて用いることができ、本発明は上述した実施形態の記載に限定されるものではない。そのような組み合わせ又は変更若しくは改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。

１０ 被測定信号源、２０，７２ 短ゲートカウンター部、 ３０，７３ ローパスフィルター、４０ 基準信号源、７４ 信号遅延・分周・逓倍部、７４ａ 信号遅延部、７４ｂ 分周部、７４ｃ 逓倍部、７５ スケーリング部（レベル調整部）。

Claims (9)

1. 供給される第１のパルス列信号の周波数変化を抽出する周波数差分出力装置であって、
   前記第１のパルス列信号から該第１のパルス列信号と所定時間差を有する第２のパルス列信号を形成する第２パルス列形成手段と、
   前記第１及び第２のパルス列信号から、一方のパルス列信号のパルス列間隔に存在する他方のパルス列信号のパルス数を各パルス列間隔について連続的に得て、前記パルス数の経時的変化から前記第１のパルス列信号の周波数変化を抽出する差分出力部と、
   を備えることを特徴とする周波数差分出力装置。
2. 請求項１に記載の周波数差分出力装置において、
   前記第２パルス列形成手段は、前記第１のパル列信号と前記第２のパルス列信号との間に前記所定時間差を生じさせる信号遅延部を含み、
   前記差分出力部は、前記第１及び第２のパルス列信号のうちの一方のパルス列信号をゲート入力とし、他方のパルス列信号を計数入力とするカウンター部と、前記カウンター部が出力する一連のパルス計数値から高周波成分を除くローパスフィルター部と、を含む、
   ことを特徴とする周波数差分出力装置。
3. 請求項２に記載の周波数差分出力装置において、
   前記第２パルス列形成手段は、更に、前記第１及び第２のパルス列信号のうち少なくともいずれかのパルス列信号を分周して前記カウンター部に供給する分周部を含み、
   前記差分出力部は、更に、前記分周に対応して前記ローパスフィルターの出力値を調整するスケーリング部と、を含む、
   ことを特徴とする周波数差分出力装置。
4. 請求項２に記載の周波数差分出力装置において、
   前記第２パルス列形成手段は、更に、前記第１及び第２のパルス列信号のうち少なくともいずれかのパルス列信号を逓倍して前記カウンター部に供給する逓倍部を含み、
   前記差分出力部は、更に、前記逓倍に対応して前記ローパスフィルターの出力値を調整するスケーリング部と、を含む、
   ことを特徴とする周波数差分出力装置。
5. 請求項２に記載の周波数差分出力装置において
   前記第２パルス列形成手段は、更に、前記第１及び第２のパルス列信号のうち少なくともいずれかのパルス列信号を分周・逓倍して前記カウンター部に供給する分周逓倍部を含み、
   前記差分出力部は、更に、前記分周・逓倍に対応して前記ローパスフィルターの出力値を調整するスケーリング部と、を含む、
   ことを特徴とする周波数差分出力装置。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載の周波数差分出力装置と、
   前記周波数差分出力装置により抽出された前記第１のパルス列信号の周波数変化分を前記第１のパルス列信号の初期周波数に逐次累算し、前記第１のパルス列信号の現在の周波数を出力する累算部と、
   を備える周波数測定装置。
7. 請求項１乃至５のいずれかに記載の周波数差分出力装置もしくは請求項６に記載の周波数測定装置を含む電子機器。
8. 供給される第１のパルス列信号の周波数変化部分を抽出する周波数変化の検出方法であって、
   前記第１のパルス列信号から該第１のパルス列信号と所定時間差を有する第２のパルス列信号を形成し、
   前記第１及び第２のパルス列信号から、一方のパルス列信号のパルス列間隔に存在する他方のパルス列信号のパルス数を各パルス列間隔について連続的に得て、前記パルス数の経時的変化から前記第１のパルス列信号の周波数変化を抽出する、
   ことを特徴とする周波数変化の検出方法。
9. 供給される第１のパルス列信号の周波数を検出するパルス周波数の検出方法であって、
   前記第１のパルス列信号から該第１のパルス列信号と所定時間差を有する第２のパルス列信号を形成し、
   前記第１及び第２のパルス列信号から、一方のパルス列信号のパルス列間隔に存在する他方のパルス列信号のパルス数を各パルス列間隔について連続的に得て、前記パルス数の経時的変化から前記第１のパルス列信号の周波数変化を抽出し、
   前記第１のパルス列信号の初期値に、抽出された前記第１のパルス列信号の周波数変化分を逐次累算して前記第１のパルス列信号の周波数を得る周波数測定方法。