JP2015087271A - 弾性表面波センサを備えた特性測定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低消費電力化や小型化が可能な、弾性表面波センサを備えた特性測定装置を提供する。
【解決手段】 所定周波数Ｆの入力信号をＳＡＷセンサ４に入力するＰＬＬ回路３１と、ＳＡＷセンサ４から出力される所定周波数Ｆの出力信号を、アンダーサンプリングして所定のサンプルレートＳＲでデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器３５と、Ａ／Ｄ変換器３５から出力されるデジタル信号を、所定のサンプルレートＳＲに従って同相成分信号と直交成分信号とに分け、この同相成分信号と直交成分信号とをそれぞれ所定の時間積分する直交検波回路７と、を備え、Ｆ＝正の整数×ＳＲ＋ＳＲ÷４、という関係を有する。
【選択図】 図１

Description

この発明は、対象物の特性を測定する特性測定装置に関し、特に、弾性表面波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）センサを備えた特性測定装置に関する。

弾性表面波センサは、水晶などの圧電性基板上に、櫛型（ＩＤＴ：ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極・弾性表面波素子が配置されたセンサであり、例えば、液体の濃度、粘性率、導電率、誘電率等の特性を測定するために用いられる（例えば、特許文献１等参照。）。すなわち、対象物である液体を弾性表面波センサに滴下し、弾性表面波センサに入力信号を入力して、弾性表面波センサからの出力信号の振幅および位相を検出することで、液体の特性を測定する。

具体的には、例えば図６に示すように、デジタル回路１２０とアナログ回路１３０とを備え、装置全体の源振である発振器１４０からの出力信号を、デジタル回路１２０ではクロック源として使用し、アナログ回路１３０ではＰＬＬ回路（位相同期回路）１３１のリファレンス信号として使用する。ＰＬＬ回路１３１は、アナログ回路１３０において送受信の変復調に使用されるローカルキャリア信号を生成、出力する発振器である。すなわち、位相比較器と電圧制御発振器とで構成され、周波数が低く安定した信号をリファレンス信号として、高周波信号の発振回路として利用される。ここで、ローカル周波数が２６１．５ＭＨｚである信号を出力する場合について説明し、ＰＬＬ回路１３１からのローカルキャリア信号は、直交変調器１３４とミキサ回路（ｍｉｘｅｒ）１３７とに入力される。

一方、デジタル回路１２０のベースバンド部（１０ＭＨｚ ＣＷ Ｂａｓｅｂａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ）１２１は、ＮＣＯ（数値制御発振器）１２２で生成される１０ＭＨｚの複素キャリア信号に基づいて、１０ＭＨｚの複素ベースバンド信号を２値（Ｉ値とＱ値）で出力する。この出力信号はそれぞれ、アナログ回路１３０の第１のＬＰＦ（低域通過フィルタ）１３２および第２のＬＰＦ１３３によって、基本波である１０ＭＨｚの信号だけが通過され、１０ＭＨｚの正弦波と余弦波とが直交変調器１３４に入力される。

直交変調器１３４は、１０ＭＨｚの複素ベースバンド信号とローカルキャリア信号とを乗算することで、つまり双方の差分によって、ベースバンド信号を２５１．５ＭＨｚの周波数に遷移する。この直交変調器１３４からの出力信号は、パワーアンプ１３５によって電力増幅されてＳＡＷセンサ１５０に入力される。ＳＡＷセンサ１５０は、デバイスとしてはＳＡＷフィルタであり、２５１．５ＭＨｚ付近の信号だけを通過させるように構成、設計されている。従って、センサとして狭帯域な検査信号と組み合わせることで、検査信号以外の周波数帯の雑音を抑圧し、高いＳＮ比（信号雑音比）を得ることができるものである。

ＳＡＷセンサ１５０からの出力信号は、ＬＮＡ１３６で電力増幅された後に、ミキサ回路１３７に入力される。ミキサ回路１３７は、ＰＬＬ回路１３１からの２６１．５ＭＨｚのローカルキャリア信号と、ＬＮＡ１３６からの２５１．５ＭＨｚの信号とを乗算することで、つまり双方の差分によって、１０ＭＨｚのベースバンド信号と高調波成分とに分ける。このように、ＳＡＷセンサ１５０の検査信号である２５１．５ＭＨｚの信号と、デジタル回路１２０におけるベースバンド信号である１０ＭＨｚの信号とを生成するために、ＰＬＬ回路１３１で２６１．５ＭＨｚのローカルキャリア信号を生成したり、ミキサ回路１３７で乗算処理したりするものである。

続いて、第３のＬＰＦ１３８で高調波成分を取り除いた後に、デジタル信号に変換するためＡ／Ｄ変換器１３９に入力される。Ａ／Ｄ変換器１３９のサンプルレートは、ナイキストのサンプリング定理により、通常、入力信号の周波数の２倍以上必要である。つまり、入力信号が１０ＭＨｚの場合、２０ＭＨｚ以上の高いサンプルレートを要する。Ａ／Ｄ変換器１３９によってデジタル信号に変換された検査信号は、デジタル回路１２０の乗算回路１２３、１２４によって、ＮＣＯ１２２で生成される１０ＭＨｚの複素キャリア信号と乗算されて、振幅情報と位相情報を含んだＤＣ成分と高調波成分とに分解される。続いて、第４のＬＰＦ１２５および第５のＬＰＦ１２６によって高調波成分を取り除いて、ＤＣ成分を取り出す。

ここで、各データ（ＤＣ成分）には雑音が含まれており、要求精度を満足するために、十分な量のデータをＲＡＭ１２７に格納、保存する。その後、上位制御部（ＣＰＵ）１６０は、ＲＡＭ１２７に格納されたデータを回収して平均化処理を行い、ＳＡＷセンサ１５０を通過した検査信号の振幅と位相を演算、取得する。そして、取得した検査信号の振幅と位相を、ＳＡＷセンサ１５０の種類に応じて、濃度やその他の様々な情報に変換するものである。

特開２０１０−１８１１７８号公報

ところで、特性測定装置を電池駆動式の携帯型として商品化する場合、回路規模を削減して、低消費電力化、小型化および低価格化することが求められる。しかしながら、上記のような特性測定装置では、サンプルレートが高い（２０ＭＨｚ以上の）Ａ／Ｄ変換器１３９や、アナログ回路１３０での直交変調器１３４やミキサ回路１３７、さらには、デジタル回路１２０でのＮＣＯ１２２や乗算回路１２３、１２４、ＲＡＭ１２７などを要する。このため、低消費電力化、小型化および低価格化が困難である。

そこでこの発明は、低消費電力化や小型化が可能な、弾性表面波センサを備えた特性測定装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために請求項１に記載の発明は、所定の周波数の入力信号を弾性表面波センサに入力する入力信号生成手段と、前記弾性表面波センサから出力される前記所定の周波数の出力信号を、アンダーサンプリングして所定のサンプルレートでデジタル信号に変換する変換手段と、前記変換手段から出力されるデジタル信号を、前記所定のサンプルレートに従って同相成分信号と直交成分信号とに分け、該同相成分信号と該直交成分信号とをそれぞれ所定の時間積分する直交検波手段と、を備え、前記所定の周波数と前記所定のサンプルレートとは、
正の整数×所定のサンプルレート＋所定のサンプルレート÷４
＝所定の周波数
という関係を有する、ことを特徴とする弾性表面波センサを備えた特性測定装置である。

この発明によれば、入力信号生成手段によって所定の周波数の入力信号が弾性表面波センサに入力されると、弾性表面波センサから所定の周波数の出力信号が出力される。この出力信号は、変換手段によってアンダーサンプリングされて所定のサンプルレートでデジタル信号に変換される。つまり、弾性表面波センサからの出力信号の周波数よりも低いサンプルレートでデジタル変換される。続いて、変換されたデジタル信号が直交検波手段によって、所定のサンプルレートに従って同相成分信号と直交成分信号とに分けられ、さらに、同相成分信号と直交成分信号とがそれぞれ所定の時間積分される。そして、所定時間分の同相成分信号と直交成分信号とに基づいて、弾性表面波センサからの出力信号の振幅と位相が演算、取得されるものである。

請求項１に記載の発明によれば、弾性表面波センサからの出力信号をアンダーサンプリングしてデジタル信号に変換するため、サンプルレートが低いＡ／Ｄ変換器で変換手段を構成することができる。また、ミキサ回路や直交変調器、ＮＣＯ、乗算回路などを備えなくても、弾性表面波センサからの出力信号の振幅と位相とを取得することができるため、構成が簡易となり、低消費電力化、小型化および低価格化が可能となる。また、弾性表面波センサに対する信号の周波数と、変換手段のサンプルレートとが、所定の関係式を満たせばよいため、周波数とサンプルレートとの選択自由度が高く、設計自由度を高めることができる。

この発明の実施の形態に係る弾性表面波センサを備えた特性測定装置を示す構成ブロック図である。 図１の特性測定装置におけるアンダーサンプリングを示すイメージ図である。 図１の特性測定装置における直交検波回路のブロック図である。 図３の直交検波回路による演算結果（真理値）を示す図であり、（ａ）はＩ値を示し、（ｂ）はＱ値を示す。 図１の特性測定装置における他の直交検波回路のブロック図である。 従来の弾性表面波センサを備えた特性測定装置を示す構成ブロック図である。

以下、この発明を図示の実施の形態に基づいて説明する。

図１は、この発明の実施の形態に係る弾性表面波センサを備えた特性測定装置（以下、「特性測定装置」という）１を示す構成ブロック図である。この特性測定装置１は、測定対象物の特性、例えば、液体の濃度、粘性率、導電率、誘電率などを測定するための装置であり、主として、発振器２と、アナログ回路３と、ＳＡＷセンサ（弾性表面波センサ）４と、デジタル回路５と、上位制御部（ＣＰＵ）６とを備えている。

発振器２は、特性測定装置１全体の源振であり、その出力信号が、アナログ回路３のＰＬＬ回路（位相同期回路）３１にリファレンス信号として入力されるとともに、デジタル回路５のクロック源として使用される。ここで、発振器２は、高い精度が要求されるため、水晶発振器が望ましい。

アナログ回路３は、ＰＬＬ回路（入力信号生成手段）３１と、パワーアンプ３２と、ＬＮＡ（低雑音増幅器）３３と、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）３４と、Ａ／Ｄ変換器（変換手段）３５とを備えている。

ＰＬＬ回路３１は、所定の周波数の検査信号（入力信号）を生成してＳＡＷセンサ４に入力する回路である。すなわち、位相比較器と電圧制御発振器とで構成され、発振器２から入力された周波数が低く安定した信号をリファレンス信号として、高周波信号の発振回路として機能し、所定の周波数の検査信号（ＲＦ信号）、この実施の形態では２５０ＭＨｚの検査信号を生成する。この検査信号は、パワーアンプ３２に入力され、パワーアンプ３２で電力増幅されてＳＡＷセンサ４に入力される。

ＳＡＷセンサ４は、この実施の形態では、デバイスとしての実態がＳＡＷフィルタであり、２５０ＭＨｚ付近の信号だけを通過させるように構成、設計されている。従って、センサとして狭帯域な検査信号と組み合わせることで、検査信号以外の周波数帯の雑音を抑圧し、高いＳＮ比（信号雑音比）を得ることができるものである。このようなＳＡＷセンサ４に入力される検査信号である入力信号と、ＳＡＷセンサ４から出力される検査信号である出力信号とは、周波数は同じであるが、ＳＡＷセンサ４に滴下等される測定対象物の特性に応じて、振幅や位相が異なり（変化し）、あるいは遅延が生じる。ここで、ＳＡＷセンサ４はＳＡＷフィルタでなくてもよく、センサとして測定したい特性・事象を電気信号の振幅や位相または遅延に変換可能なものであればよい。また、ＳＡＷセンサ４と並列にリファレンスチャネル（検査信号をパワーアンプ３２からＬＮＡ３３に通過させるだけの経路）を設け、スイッチの切り換えによって、検査信号をＳＡＷセンサ４に通過させたり通過させなかったりすることで、測定対象物の特性を測定する（比較測定する）ようにしてもよい。

このようなＳＡＷセンサ４を通過した検査信号は、所定の周波数の出力信号として、つまり２５０ＭＨｚの検査信号としてＬＮＡ３３に入力され、ＬＮＡ３３によって電力増幅された後に、ＢＰＦ３４に入力される。このＢＰＦ３４は、所定の周波数帯域の信号を通過させるフィルタであり、２５０ＭＨｚ付近の信号のみを通過させることで、ＳＮ比を改善するものである。従って、所定のＳＮ比を満たす場合には、ＢＰＦ３４を設けなくてもよい。このＢＰＦ３４を通過した検査信号は、Ａ／Ｄ変換器３５に入力される。

Ａ／Ｄ変換器３５は、ＳＡＷセンサ４から出力される２５０ＭＨｚの検査信号を、アンダーサンプリングして所定のサンプルレートでデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器である。ここで、検査信号の周波数とＡ／Ｄ変換器３５のサンプルレートとは、次のような関係式Ｋを満たす必要がある。
Ｆ＝Ｎ×ＳＲ＋ＳＲ÷４ あるいは ＳＲ＝Ｆ÷（Ｎ＋０．２５）
Ｎ：正の整数
ＳＲ：サンプルレート
Ｆ：検査信号の周波数

この実施の形態では、サンプルレート（ＳＲ）が８ＭＨｚで、正の整数（Ｎ）が３１の場合について、以下に説明する。つまり、図２に示すように、２５０ＭＨｚの検査信号を１／３１にアンダーサンプリングして、８ＭＨｚのサンプルレートで２ＭＨｚ（＝８ＭＨｚ×４）のデジタル信号に変換するものとする。ここで、上記の関係式Ｋを満たせば、サンプルレートは８ＭＨｚでなくてもよく、また、検査信号の周波数は２５０ＭＨｚでなくてもよい。つまり、上記の関係式Ｋを満たすように、サンプルレートや検査信号の周波数を決定すればよい。

上記の関係式Ｋにおいて「ＳＲ÷４」を含み、検査信号の周波数がサンプルレートの整数倍よりもサンプルレートの１／４だけ大きい（ずれている）、という関係を満たすようにしているのは、後述するようにして検査信号を直交変調するためである。すなわち、１波長を４サンプリングして、同相成分信号（Ｉ値）と直交成分信号（Ｑ値）とに分けられるようにするためである。この実施の形態では、１波長が２ＭＨｚで、１／４波長（１象限、９０°）が８ＭＨｚとなっており、８ＭＨｚごとに同相成分信号と直交成分信号を取得、演算するようになっている。

ここで、アンダーサンプリングについて簡単に説明する。まず、サンプリングを行うとサンプルレートの間隔で上位の周波数成分が折り重なってくる。つまり、周波数ｆｓのサンプルレートでサンプリングすると、１／２ｆｓ以下の周波数の入力信号では、Ａ／Ｄ変換前の周波数がそのまま出力されるが、１／２ｆｓよりも大きい周波数の入力信号では、Ａ／Ｄ変換すると入力信号以下の周波数に変換されてしまう。このような現象をエリアシング(折り返し)と呼ぶ。このため、通常は、所望の周波数信号の２倍以上の周波数でサンプリングを行い、さらに、上位の周波数の雑音などが重畳しないように予めＬＰＦなどで雑音や干渉波などを除去する。これに対してアンダーサンプリングは、高周波領域に存在する希望波を除去せず、あえて低い周波数のサンプルレートでサンプリングを行い（間引きしてサンプリングし）、重畳を利用して希望波を取得することで、Ａ／Ｄ変換器やデジタル信号処理のサンプルレートを下げる手法である。すなわち、エリアシングを利用して、周波数が高い所定周波数の入力信号を周波数が低い所定周波数ｆｓのサンプルレートでサンプリングすることで、入力信号の周波数をサンプレートの周波数ｆｓに変換するものである。従って、サンプレートの周波数ｆｓを適正に選択することで、外部で周波数変換を行わなくても、サンプリング（デジタル変換）と同時に周波数変換できるものである。また、アンダーサンプリングによって周波数情報は失われるが、振幅情報と位相情報は維持される。

また、Ａ／Ｄ変換器３５に内蔵されているアナログドライバ（増幅器）の帯域は、要求精度に応じて、高周波信号である検査信号を無歪みに、あるいは低い歪みで入力可能となっている。

デジタル回路５は、アナログ回路３からの検査信号をデジタル信号処理する回路であり、２ビットカウンタ５１と直交検波回路（直交検波手段）７とを備えている。２ビットカウンタ５１は、所定のサンプルレートつまり８ＭＨｚごとにカウントし、「０」、「１」、「２」、「３」、「０」、「１」・・・という制御信号（カウント値）を繰り返し出力するカウンタである。

直交検波回路７は、Ａ／Ｄ変換器３５から出力されるデジタル信号を、所定のサンプルレートに従って同相成分信号と直交成分信号とに分け、この同相成分信号と直交成分信号とをそれぞれ所定の時間積分する回路である。具体的には、この実施の形態では、図３に示すように、第１の論理回路７１と、第２の論理回路７２と、第１のフリップフロップ７３と、第２のフリップフロップ７４とを備えている。

第１の論理回路７１は、２ビットカウンタ５１の制御信号に従って、Ａ／Ｄ変換器３５から出力されデジタル信号に変換された検査信号の同相成分信号を、所定の時間積分する論理回路である。すなわち、Ａ／Ｄ変換器３５からのデジタル信号（出力信号）ＡＤＯと、第１のフリップフロップ７３に格納、蓄積されたＩ値が入力され、図４（ａ）に示すように、制御信号が「０」（０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値にデジタル信号ＡＤＯを加算して、第１のフリップフロップ７３に出力する。また、制御信号が「１」（９０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値をそのまま第１のフリップフロップ７３に出力し、制御信号が「２」（１８０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値からデジタル信号ＡＤＯを除算して、第１のフリップフロップ７３に出力し、制御信号が「３」（２７０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値をそのまま第１のフリップフロップ７３に出力する。

同様に、第２の論理回路７２は、２ビットカウンタ５１の制御信号に従って、Ａ／Ｄ変換器３５から出力されデジタル信号に変換された検査信号の直交成分信号を、所定の時間積分する論理回路である。すなわち、Ａ／Ｄ変換器３５からのデジタル信号（出力信号）ＡＤＯと、第２のフリップフロップ７４に格納、蓄積されたＱ値が入力され、図４（ｂ）に示すように、制御信号が「０」（０°）の場合には、第２のフリップフロップ７４のＱ値をそのまま第２のフリップフロップ７４に出力する。また、制御信号が「１」（９０°）の場合には、第２のフリップフロップ７４のＱ値にデジタル信号ＡＤＯを加算して、第２のフリップフロップ７４に出力し、制御信号が「２」（１８０°）の場合には、第２のフリップフロップ７４のＱ値をそのまま第２のフリップフロップ７４に出力し、制御信号が「３」（２７０°）の場合には、第２のフリップフロップ７４のＱ値からデジタル信号ＡＤＯを除算して、第２のフリップフロップ７４に出力する。

このように、サンプルレートである８ＭＨｚごとの制御信号（制御タイミング）に従って、制御信号が「０」（０°）の場合には、デジタル信号ＡＤＯを「＋」の同相成分信号に分け、制御信号が「１」（９０°）の場合には、デジタル信号ＡＤＯを「＋」の直交成分信号に分け、制御信号が「２」（１８０°）の場合には、デジタル信号ＡＤＯを「−」の同相成分信号に分け、制御信号が「３」（２７０°）の場合には、デジタル信号ＡＤＯを「−」の直交成分信号に分けて、同相成分信号と直交成分信号とをそれぞれ所定の時間積分、蓄積するものである。

第１のフリップフロップ７３と第２のフリップフロップ７４は、複数のビットで構成され、データ（１、０）を保持、記憶する論理回路・レジスタであり、第１のフリップフロップ７３は第１の論理回路７１からの出力値を記憶し、第２のフリップフロップ７４は第２の論理回路７２からの出力値を記憶する。このような両フリップフロップ７３、７４には、振幅情報と位相情報を含んだＤＣ成分・複素数（フーリエ変換の直流成分）のみが記憶、蓄積され、雑音や干渉成分は抑圧されるようになっている。また、積分時間、つまり両フリップフロップ７３、７４のビット数は、長くすればアンダーサンプリングによって劣化したＳＮ比を改善でき、各デジタル信号（サンプル）に含まれる雑音を抑圧して要求精度を満足するのに最適な時間に設定されている。

このような両フリップフロップ７３、７４に記憶、蓄積されたＩ値およびＱ値は、積分時間に達すると上位制御部６に入力され、ゼロクリアされる。つまり、積分時間ごとに、積分とダンプ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅ ａｎｄ Ｄｕｍｐ）を繰り返す。ここで、両フリップフロップ７３、７４の出力値は、すでに平均化処理が行われているため、上位制御部６への出力値（測定結果）の転送は、比較的低レートな伝送でよい。

上位制御部６は、両フリップフロップ７３、７４から出力されるＩ値およびＱ値に基づいて、ＳＡＷセンサ４から出力された検査信号の振幅と位相を演算して、測定対象物の特性を測定する演算処理部である。すなわち、ＳＡＷセンサ４を通過する検査信号の振幅と位相を、ＳＡＷセンサ４の種類に応じて濃度やその他の情報に変換する。ここで、上位制御部６は、このような上位制御の役割を担うものであればよく、スマートフォン（多機能携帯電話）やパーソナルコンピュータで構成してもよい。また、デジタル回路５内にハード的に実装してもよい。

次に、このような構成の特性測定装置１の作用および特性測定方法などについて説明する。ここで、ＳＡＷセンサ４には測定対象物が滴下等され、ＳＡＷセンサ４は測定対象物にさらされているものとする。

まず、アナログ回路３のＰＬＬ回路３１によって２５０ＭＨｚの検査信号が生成され、パワーアンプ３２で電力増幅されてＳＡＷセンサ４に入力される。次に、ＳＡＷセンサ４を通過して振幅や位相が変化した検査信号が、ＬＮＡ３３によって電力増幅され、ＢＰＦ３４で２５０ＭＨｚ付近の信号のみがＡ／Ｄ変換器３５に入力される。続いて、Ａ／Ｄ変換器３５によって、２５０ＭＨｚの検査信号が１／３１にアンダーサンプリングされて、８ＭＨｚのサンプルレートでデジタル信号に変換される。

一方、デジタル回路５の２ビットカウンタ５１によって８ＭＨｚごとにカウントされ、その制御信号（カウント値）に従って、Ａ／Ｄ変換器３５から出力されたデジタル信号が、直交検波回路７によって同相成分信号と直交成分信号とに分けられ、それぞれが所定の時間積分される。すなわち、上記のように、制御信号が「０」（０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値にデジタル信号ＡＤＯを加算し、制御信号が「１」（９０°）の場合には、第２のフリップフロップ７４のＱ値にデジタル信号ＡＤＯを加算し、制御信号が「２」（１８０°）の場合には、第１のフリップフロップ７３のＩ値からデジタル信号ＡＤＯを除算し、制御信号が「３」（２７０°）の場合には、第２のフリップフロップ７４のＱ値からデジタル信号ＡＤＯを除算する、という演算処理が所定の積分時間だけ繰り返される。

その後、積分されたＩ値とＱ値とが上位制御部６に入力され、上位制御部６において、Ｉ値およびＱ値に基づいてＳＡＷセンサ４から出力された検査信号の振幅と位相が演算され、その結果、測定対象物の特性が測定されるものである。

以上のように、このような構成の特性測定装置１によれば、ＳＡＷセンサ４から出力された２５０ＭＨｚの検査信号を１／３１にアンダーサンプリングしてデジタル信号に変換するため、Ａ／Ｄ変換器３５のサンプルレートを８ＭＨｚという低いサンプルレートにすることができる。また、Ａ／Ｄ変換器３５によってデジタル変換と周波数変換とを同時に行うことができるため、周波数変換器を別途設ける必要がない。

さらに、アンダーサンプリングによって従来のミキサ回路が不要になり、これとともにＰＬＬ回路３１の出力信号をそのまま検査信号としてＳＡＷセンサ４に入力するため、従来の直交変調器も不要となる。このようにミキサ回路や直交変調器が不要になることは、単キャリア信号の振幅や位相、またはその両方からセンサとしての情報を取り出す本特性測定装置１に、特有の効果である。さらに、アンダーサンプリングを行う際に、検査信号の周波数ＦとサンプルレートＳＲとが上記の関係式Ｋを満たすことで（デジタル回路５のベースバンド信号周波数（２ＭＨｚ）をサンプルレートＳＲ（８ＭＨｚ）の１／４にすることで）、従来のＮＣＯや乗算器も不要となり、上記のような簡易な構成の直交検波回路７を使用することができ、しかも、ＮＣＯや乗算器を使用した場合と同等の演算精度を得ることが可能となり、ＳＡＷセンサ４からの検査信号の振幅や位相を適正に取得することができる。このようにして、特性測定装置１の構成が簡易となり、低消費電力化、小型化および低価格化が可能となる。

また、ＳＡＷセンサ４に対する検査信号の周波数Ｆと、Ａ／Ｄ変換器３５のサンプルレートＳＲとが、上記の関係式Ｋを満たせばよいため、周波数ＦとサンプルレートＳＲとの選択自由度が高く、設計自由度を高めることができる。このため、多様なＳＡＷセンサ４および測定対象物に対応、適用することができる。

以上、この発明の実施の形態について説明したが、具体的な構成は、上記の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても、この発明に含まれる。例えば、上記の実施の形態では、直交検波回路７においてＩ値とＱ値を所定時間積分してから上位制御部６に入力しているが、サンプルレートごとにＩ値とＱ値を上位制御部６に入力してもよい。すなわち、図５に示すように、乗算と等価な論理回路７５、７６と積分器（またはＬＰＦ）７７、７８を分離し、積分器７７、７８として１次のＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｃｅ、無限インパルス応答）型デジタルフィルタなどを用いて連続的に積分する。そして、第１の論理回路７５からの出力値（Ｉ値）が第１の積分器７７に入力される度に、第１の積分器７７内のＩ値を上位制御部６に入力するとともに、第２の論理回路７６からの出力値（Ｑ値）が第２の積分器７８に入力される度に、第２の積分器７８内のＱ値を上位制御部６に入力する。これにより、リアルタイムに積分値を出力することができ、ＳＡＷセンサ４によって特性を測定するだけではなく、高速な制御装置としても適した装置にすることが可能となる。

１ 弾性表面波センサを備えた特性測定装置
２ 発振器
３ アナログ回路
３１ ＰＬＬ回路（入力信号生成手段）
３５ Ａ／Ｄ変換器（変換手段）
４ ＳＡＷセンサ（弾性表面波センサ）
５ デジタル回路
５１ ２ビットカウンタ
６ 上位制御部（ＣＰＵ）
７ 直交検波回路（直交検波手段）

Claims (1)

1. 所定の周波数の入力信号を弾性表面波センサに入力する入力信号生成手段と、
   前記弾性表面波センサから出力される前記所定の周波数の出力信号を、アンダーサンプリングして所定のサンプルレートでデジタル信号に変換する変換手段と、
   前記変換手段から出力されるデジタル信号を、前記所定のサンプルレートに従って同相成分信号と直交成分信号とに分け、該同相成分信号と該直交成分信号とをそれぞれ所定の時間積分する直交検波手段と、
   を備え、
   前記所定の周波数と前記所定のサンプルレートとは、
   正の整数×所定のサンプルレート＋所定のサンプルレート÷４
   ＝所定の周波数
   という関係を有する、ことを特徴とする弾性表面波センサを備えた特性測定装置。