JP2021141401A - 位相補正装置、測距装置及び位相変動検出装置 - Google Patents
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Abstract
Description
(実施形態)
図1は実施の形態に係る位相変動検出装置及び位相補正装置を含む測距装置により構成される測距システムを示すブロック図である。図1の装置1,2間で単一波信号の送受信を行うことで、装置1と装置2との間の距離を求める測距が可能となる。なお、単一波信号は、無変調キャリア等の単一周波数の信号である。
lox1=sin(2πfx1t+θx1) (1)
mpl1Aは、OSC1の発振周波数をkL倍する。mpl1Aの出力信号S2の位相φtx1は、
φtx1=2πkLfx1t+θLx1 (2)
と表される。ここで、θLx1はmpl1Aの出力信号S2の初期位相である。mpl1Aの出力は一般に位相ロックループ(PLL)技術と電圧制御発振器(VCO)技術により生成される。なお、PLLの位相同期部にフラクショナルPLLを用いたmpl1Aでは、θLx1=kLθx1は一般に成立しない。そこで、上記(2)式では、mpl1Aの出力S2の初期位相をθLx1と定義している。
lox2=sin(2πfx2t+θx2) (3)
mpl2Aにおいても、OSC2の発振周波数をkL倍する。mpl2Aの出力信号S5の位相φtx2は、
φtx2=2πkLfx2t+θLx2 (4)
と表される。ここで、θLx2はmpl2Aの出力の初期位相である。mpl2Aの出力についても、mpl1Aの出力と同様に、θLx2=kLθx2は一般に成立しない。そこで、上記(4)式では、mpl2Aの出力の初期位相をθLx2と定義した。
φb2=−m2πfx2t+θBx2 (5)
ここで、θBx2はdiv2からのIFMIX2用LO信号の初期位相であり、周波数−mfx2はIF周波数である。
φtx2=2π(kL+m)fx2t+θLmx2(1) (6)
ここで、θLmx2(1)は時刻t1と時刻t2間におけるmpl2Aの出力信号S5の初期位相である。なお、装置1Aにおいては、mpl1Aの周波数を変更する必要がないので、mpl1Aの出力信号S2の位相φtx1は(2)式のままである。
φb1=−m2πfx1t+θBx1 (7)
ここで、θBx1はdiv1からのIFMIX1用LO信号の初期位相であり、周波数−mfx1はIF周波数である。
φtx1=2π(kL+m)fx1t+θLmx1(1) (8)
ここで、θLmx1(1)は時刻t2と時刻t3間におけるmpl1Aの出力信号S2の初期位相である。
φtx2=2πkLfx2t+θLx2(2) (9)
次のシーケンスになる時刻t3と時刻t4との間においては、装置1Aと装置2Aの設定は図5と同じになる。装置2Aは、装置1Aからの周波数kLfx1の単一波信号を受信するために、RFMIX2に与えるLO信号(信号S5)の周波数はkLfx2から(kL+m)fx2に変更される。なお、この場合に、IFMIX2に与えるIFMIX2用LO信号(信号S6)の位相φb2は、上記(5)式と同じである。
φtx2=2π(kL+m)fx2t+θLmx2(2) (10)
ここで、θLmx2(2)は時刻t3と時刻t4間におけるmpl2Aの出力信号S5の初期位相である。
φtx1=2πkLfx1t+θLx1(2) (11)
ここで、θLx1(2)は時刻t3と時刻t4との間におけるmpl1Aの出力信号S2の初期位相である。
φrx2=2πkLfx1(t−τR)+θLx1 (12)
ここで、τRは伝搬経路長Rの遅延時間である。信号S7は信号S5(LO信号)を用いて周波数変換される。(12)式と(6)式から、RFMIX2の出力信号S8の位相φifx2(T12)(t)は、下記(13)式で表される。
φifx2(T12)(t)=2πkL(fx1−fx2)t−2πmfx2t+(θLx1−θLmx2(1))−2πkLfx1τR (13)
なお、(13)式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号が信号S6を用いて周波数変換される。従って、式(13)と式(5)から、装置2Aで検出される信号S9の位相φBB2L(T12)(t)は、下記(14)式で表されるものとなる。
φBB2L(T12)(t)=2πkL(fx1−fx2)t+(θLx1−θLmx2(1))−θBx2−2πkLfx1τR (14)
なお、(14)式は、所望の直交復調した結果を示している。
φrx2=2πkLfx1(t−τR)+θLx1(2) (15)
で表される。信号S7は信号S5(LO信号)により周波数変換される。式(15)と式(10)から、RFMIX2の出力信号S8の位相φifx2(T34)(t)は、下記(16)式で表される。
φifx2(T34)(t)=2πkL(fx1−fx2)t−2πmfx2t+(θLx1(2)−θLmx2(2))−2πkLfx1τR (16)
なお、(16)式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号が信号S6を用いて周波数変換される。式(16)と式(5)から、装置2Aで検出される信号S9の位相φBB2L(T34)(t)は、
φBB2L(T34)(t)=2πkL(fx1−fx2)t+(θLx1(2)−θLmx2(2))−θBx2−2πkLfx1τR (17)
となる。なお、(17)式は所望の直交復調した結果を記載している。
φrx1=2πkLfx2(t−τR)+θLx2(2) (18)
信号S10は、RFMIX1において、信号S2(LO信号)を用いて周波数変換される。(18)式及び(8)式から、RFMIX1の出力信号S11の位相φifx1(T23)(t)は、下記(19)式で表される。
φifx1(T23)(t)=2πkL(fx2−fx1)t−2πmfx1t+(θLx2(2)−θLmx1(1))−2πkLfx2τR (19)
なお、(19)式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号S11は信号S3を用いて周波数変換される。その結果、装置2Aで検出される信号S9の位相φBB2L(T23)(t)は、(19)式及び(7)式から下記(20)式で表される。
φBB2L(T23)(t)=2πkL(fx2−fx1)t+(θLx2(2)−θLmx1(1))−θBx1−2πkLfx2τR (20)
なお、(20)式は所望の直交復調した結果を記載している。
φBBLSUM(t)=φ12−1L+φ21−1L+φ21−2L+φ12−2L (21)
時刻t2と時刻t1の間隔と時刻t4と時刻t3の間隔t0を
t0=t2−t1=t4−t3 (22)
とし、装置1Aから1回目の測距信号を送信する時刻から装置2Aから2回目の測距信号を送信する時刻までの時間間隔をTとすると、(21)式の4位相加算結果は、下記(23)式に示すものとなる。
φBBLSUM(t)=φBB2L(T12)(t)+φBB2L(T23)(t+t0)+φBB2L(T23)(t+T)+φBB2L(T34)(t+t0+T) (23)
上記(23)式に、上記(14)式、(17)式及び(20)式を代入して、下記(24)及び(25)式が得られる。
φBBLSUM(t)=−4πkL(fx1+fx2)τR−2(θBx1+θBx2)+θLSUM (24)
θLSUM=(θLx1−θLmx2(1))+2×(θLx2(2)−θLmx1(1))+(θLx1(2)−θLmx2(2)) (25)
上記(24)式から遅延τRを求めると、装置間距離に応じた遅延τRは、下記(26)式によって示すものとなる。
τR=(θBx1+θBx2)/{2πkL(fx1+fx2)}−θLSUM/{4πkL(fx1+fx2)}+φBBLSUM(t)/{4πkL(fx1+fx2)} (26)
上記(26)式の第3項は4位相の加算結果であり、計測によって求められる。しかし、それ以外の項は、検出が困難である。従って、低周波数の単一波信号の4交番では正しい測距はできない。
φBB2H(T12)(t)=2πkH(fx1−fx2)t+(θHx1−θHmx2(1))−θBx2−2πkHfx1τR (27)
ただし、θHx1は装置1Aの周波数kHfx1の信号S2の初期位相であり、θHmx2(1)は装置2Aの周波数(kH+m)fx2の信号S5の初期位相である。
φBB2H(T23)(t)=2πkH(fx2−fx1)t+(θHx2(2)−θHmx1(1))−θBx1−2πkHfx2τR (28)
ただし、θHx2(2)は装置2Aの周波数kHfx2の信号S5の初期位相であり、θHmx1(1)は装置1Aの周波数(kH+m)fx1の信号S2の初期位相である。
φBB2H(T34)(t)=2πkH(fx1−fx2)t+(θHx1(2)−θHmx2(2))−θBx2−2πkHfx1τR (29)
ただし、初期位相θHx1(2)は装置1Aの周波数kHfx1の信号S2の初期位相であり、θHmx2(2)は装置2Aの周波数(kH+m)fx2の信号S5の初期位相である。
φBBHSUM(t)=φ12−1H+φ21−1H+φ21−2H+φ12−2H (30)
上記(30)式に、(22)式及び時刻Tの情報を加えると、下記(31)式が得られる。
φBBHSUM(t)=φBB2H(T12)(t)+φBB2H(T23)(t+t0)+φBB2H(T23)(t+T)+φBB2H(T34)(t+T+t0) (31)
(27)式、(28)式及び(29)式を用いて、(31)式を変形すると、下記(32)式及び(33)式が得られる。
φBBHSUM(t)=−4πkH(fx1+fx2)τR−2(θBx1+θBx2)+θHSUM (32)
θHSUM=(θHx1−θHmx2(1))+2×(θHx2(2)−θHmx1(1))+(θHx1(2)−θHmx2(2)) (33)
(33)式を装置間距離に応じた遅延τRについて解くと、下記(34)式が得られる。
τR=(θBx1+θBx2)/{2πkH(fx1+fx2)}−θHSUM/{4πkH(fx1+fx2)}+φBBHSUM(t)/{4πkH(fx1+fx2)} (34)
(34)式の第3項は、4位相の加算結果であるので、測定による検出できる。しかし、それ以外の項は検出が困難である。従って、高周波数の単一波信号による4交番の送受信では正しい測距はできない。
φBBLSUM(t)−φBBHSUM(t)=4π(kH−kL)(fx1+fx2)τR+θLSUM−θHSUM (35)
(35)式から、遅延τRは、下記(36)式によって得られる。
τR=−(θLSUM−θHSUM)/4π(kH−kL)(fx1+fx2)+(φBBLSUM(t)−φBBHSUM(t))/4π(kH−kL)(fx1+fx2) (36)
(36)式の第2項は、受信した単一波信号の位相の演算により得られる値、即ち計測値である。しかし、(36)式の第1項は(25)式および(33)式で表される装置1A、2Aの信号S2,S5の初期位相の加減算を示している。信号S2,S6の初期位相は、図3の測距シーケンスでは図4に示すものとなる。特許文献1の提案では、初期位相が測距シーケンスにおいて変化しない条件を用いて初期位相の成分を相殺することで、正確な測距が可能であった。しかしながら、VCO直接変調方式及びヘテロダイン方式を用いた場合には、図4のように周波数設定を変えるたびに初期位相が変化してしまうことから、上記(36)式の第1項を求めることはできず、伝搬遅延時間τRを正確に計算することができない。伝搬遅延時間に光速を乗算することにより距離が算出できるので、言い換えれば、距離を正確に算出できない。
(変動する初期位相の補正方法)
本実施の形態においては、初期設定の周波数発生時の初期位相、即ち、周波数の再設定を行う前の初期位相から初期設定時の周波数に応じて変化する位相(以下、基準位相という)を求めるための基準位相器を採用し、基準位相と周波数再設定後の位相との差を求めることで初期位相変化及び周波数変化による位相の変動量を求め、求めた変動量に応じて位相を補正することで、局部発振器を用いる装置において、初期位相を変化させない場合と同様の機能を達成することを可能にする。
(測距装置)
図1において、測距装置である装置1,2は、送信部に電圧制御発振器(VCO)直接変調方式を用い、受信部にスーパーヘテロダイン(SH)方式を用いた構成である。本実施の形態の測距システム100は、装置1と装置2を含み、装置1と装置2の少なくとも一方が移動自在である。装置1が第1の測距信号(単一波信号)を送信し、装置2が第2の測距信号(単一波信号)を送信する。第1及び第2の測距信号は、それぞれ装置1と装置2間の伝搬経路PDLYを経由して、装置2及び装置1へ到達する。
θLx1(2)=θLx1+ΔθLTT1 (37)
θLmx1(1)=θLx1+ΔθLTR1 (38)
また、位相差ΔθLTT2,ΔθLRR2,ΔθLTR2は装置2に関する位相差である。位相差ΔθLTT2は、信号S5における時刻t2から時刻t3の初期位相θLx2(2)と時刻t1以前の初期位相θLx2との差分である。位相差ΔθLRR2は、信号S5における時刻t3から時刻t4の初期位相θLmx2(2)と時刻t1から時刻t2の初期位相θLmx2(1)との差分である。位相差ΔθLTR2は、信号S5における時刻t1から時刻t2の初期位相θLmx2(1)と時刻t1以前の初期位相θLx2との差分である。これらの関係は、それぞれ下記(39)式から(41)式で表すことができる。
θLx2(2)=θLx2+ΔθLTT2 (39)
θLmx2(1)=θLx2+ΔθLTR2 (40)
θLmx2(2)=θLmx2(1)+ΔθLRR2=θLx2+ΔθLTR2+ΔθLRR2 (41)
後述するように、これらの位相差のうちΔθLTT1,ΔθLTT2,ΔθLRR2については、mpl1,mpl2によって直接計測可能である。一方、(38)式のΔθLTR1及び(40)式のΔθLTR2は、直接計測することはできない。そこで、本実施の形態においては、後述するように、mpl1,mpl2は、ΔθLTR1及びΔθLTR2に関連した位相差を計測することで、ΔθLTR1及びΔθLTR2を求めるようになっている。
θLSUM=−2(ΔθLTR1+ΔθLTR2)+2×ΔθLTT2+ΔθLTT1−ΔθLRR2 (42)
次に、(33)式に示した高周波数でのθHSUMを求める。
θHx1(2)=θHx1+ΔθHTT1 (43)
θHmx1(1)=θHx1+ΔθHTR1 (44)
同様に、位相差ΔθHTT2、ΔθHRR2、ΔθHTR2は装置2に関する位相差である。位相差ΔθHTT2は、信号S5における時刻t2から時刻t3の初期位相θHx2(2)と時刻t1以前の初期位相θHx2との差分である。位相差ΔθHRR2は、信号S5における時刻t3から時刻t4の初期位相θHmx2(2)と時刻t1から時刻t2の初期位相θHmx2(1)との差分である。位相差ΔθHTR2は、信号S5における時刻t1から時刻t2の初期位相θHmx2(1)と時刻t1以前の初期位相θHx2との差分である。これらの関係は、それぞれ下記(45)式から(47)式で表すことができる。
θHx2(2)=θHx2+ΔθHTT2 (45)
θHmx2(1)=θHx2+ΔθHTR2 (46)
θHmx2(2)=θHmx2(1)+ΔθHRR2=θHx2+ΔθHTR2+ΔθHRR2 (47)
低周波数の場合と同様に、これらの位相差のうちΔθHTT1,ΔθHTT2,ΔθHRR2については、mpl1,mpl2によって直接計測可能である。一方、(44)式のΔθHTR1及び(46)式のΔθHTR2は、直接計測することはできない。そこで、本実施の形態においては、後述するように、mpl1,mpl2は、ΔθHTR1及びΔθHTR2に関連した位相差を計測することで、ΔθHTR1及びΔθHTR2を求めるようになっている。
θHSUM=−2(ΔθHTR1+ΔθHTR2)+2×ΔθHTT2+ΔθHTT1−ΔθHRR2 (48)
以上のように、上記(42)式及び(48)式により、上記(36)式の第1項を求めることが可能である。
(具体的な構成)
図9は実施の形態に係る位相変動検出装置及び位相補正装置を含む測距装置を示すブロック図であり、装置2において上記3種類の位相差を算出するmpl2の具体的な構成を示すものである。また、装置1のmpl1の構成も図9と同様であり、図示及び説明を省略する。なお、図9において、位相変動検出装置は、OSC2及びmpl2により構成され、位相補正装置は、OSC2、mpl2、位相計算器phscalc2及び距離算出器dcalc2により構成される。上述したように、位相変動検出装置及び位相補正装置は、測距装置に限らず、入力された信号の位相を検出する各種装置に利用することも可能であり、その場合には、位相補正装置は、位相計算器phscalc2及び距離算出器dcalc2に代えてmpl2の出力を用いて初期位相の変動量に応じて入力信号の位相を補正する他の回路が採用される。
(第1の位相差の算出)
加算器A4出力の位相φ2は、(4)式の右辺と同様の下記(49)式で与えられる。
φ2=2πkLfx2t+θLx2 (49)
一方、基準位相器mpl00は、初期設定における周波数設定はmpl20と同じであるが、初期位相はmpl20と異なる。基準位相器mpl00の低周波数時における初期位相をθL0x2とすると、基準位相器mpl00の出力により得られる加算器A5出力の準基準位相φ0は、下記(50)式で与えられる。
φ0=2πkLfx2t+θL0x2 (50)
整数部I0の扱いはφ2と同様とし、加算器A5において検出はしないが、(50)式中には含むものとする。周波数が切替る時刻t1直前に、位相差算出部A6においてφ2−φ0を検出すると、
φ2−φ0=θLx2−θL0x2 (51)
となり、初期設定における周波数乗算器mpl20の初期位相と基準位相器mpl00の初期位相との差分が得られる。
φ2=2πkLfx2t+θLx2(2) (52)
一方、基準位相器mpl00の出力に基づく加算器A5の出力の準基準位相φ0は、基準位相器mpl00において周波数設定が変更されていないので、上記(50)式に従う。従って、時刻t2から時刻t3の送信区間中の周波数が安定した時刻において、位相検出器Phsdetでφ2−φ0を検出すると、下記(53)式が得られる。
φ2−φ0=θLx2(2)−θL0x2 (53)
時刻t1直前で検出したφ2−φ0と時刻t2から時刻t3の送信区間中の周波数が安定した時刻で検出したφ2−φ0との差分は、周波数乗算器mpl20の出力周波数の変化よる初期位相の変化である位相差ΔθLTT2を表すものである。すなわち、位相差ΔθLTT2は、時刻t1直前の時刻tAで検出した周波数乗算器mpl20と基準位相器mpl00の位相差をそれぞれφ2(tA),φ0(tA)とし、時刻t2と時刻t3間の時刻tBで検出した周波数乗算器mpl20と基準位相器mpl00の位相差をそれぞれφ2(tB),φ0(tB)として、下記(54)式で表される。
φ2(tB)−φ0(tB)−{φ2(tA)−φ0(tA)}=ΔθLTT2 (54)
位相差算出部A6は、時刻tAで検出された周波数乗算器mpl20と基準位相器mpl00の位相差φ2(tA)−φ0(tA)を求め、時刻tBで検出された周波数乗算器mpl20と基準位相器mpl00の位相差φ2(tB)−φ0(tB)を求めて、両者の差分を求めることにより、周波数乗算器mpl20の初期位相の変化、即ち、第1の位相差(「2つの送信区間の各RF信号同士の位相差」)であるΔθLTT2を検出できる。
(第2の位相差の算出)
次に、図12、図13、図14を参照して、第2の位相差である「2つの受信区間の各RF信号同士の位相差」を検出する手法について説明する。図12は図11と同様のグラフである。即ち、図12は図7のグラフから装置1(装置1A)に関する特性を除去すると共に、基準位相器mpl00の出力を加算した加算器A5の出力の準基準位相φ0を示している。mpl2は、装置2Aのmpl2Aと同様に動作するものとする。即ち、装置2のmpl2の出力の位相は、図12の特性C2によって示される。
φ2(t)=φtx2(t)=2π(kL+m)fx2t+θLmx2(2) (55)
ここで、θLmx2(2)は時刻t3から時刻t4の区間でのmpl20の出力信号S5の初期位相である。また、時刻t1から時刻t2の区間でのmpl20の出力信号S5の初期位相をθLmx2(1)とし、装置2が受信から送信へ遷移するときの位相飛び量をΔθJP2とし、装置2が送信から受信へ遷移するときの位相飛び量をΔθJP3とする。仮に、周波数に変化が無い場合には、位相飛び量ΔθJP2とΔθJP3の合計がθLmx2(2)とθLmx2(1)との差分に等しくなるが、周波数変化を考慮すると、θLmx2(2)とθLmx2(1)との関係は、下記(56)式で表される。
θLmx2(2)−θLmx2(1)=−mfx2×(t3−t2)+ΔθJP2+ΔθJP3 (56)
図12においても、φ0は、基準位相器mpl00の出力から得た準基準位相を示している。図13はmpl20の位相φtx2と基準位相器mpl00の出力から得た準基準位相φ0との差分を説明するための説明図である。
φLt1(t)=mod(θLx2−θL0x2,2π)=θTXA (57)
φLt1−t2(t)=mod(2πmfx2t+θLmx2(1)−θL0x2,2π)
=mod(2πfIF2t+θLmx2(1)−θL0x2,2π) (58)
φLt2−t3(t)=mod(θLx2(2)−θL0x2,2π)=θTXB (59)
φLt3−t4(t)=mod(2πmfx2t+θLmx2(2)−θL0x2,2π)
=mod(2πfIF2t+θLmx2(2)−θL0x2,2π) (60)
fIF2=mfx2 (61)
図13に示すように、mpl20出力の位相と準基準位相との位相差は、送信区間では一定であり、受信区間ではIF角周波数(2πmfx2)の変化率で変化する。ここで、時刻t2で受信状態が終了せず、時刻t4まで受信を続ける場合を考える。この場合、上記(58)式は時刻t2から時刻t4区間にも適用される。
TIF2=1/fIF2 (62)
となる。時刻t1から時刻t2の受信区間で周波数が安定した任意の時刻をtIFAとすると、この周波数fIF2の信号の受信を以降も継続した場合、図14の一点鎖線に示すように、mpl20出力の位相は、TIF2時間毎に同一の値となる。即ち、時刻tIFAからTIF2時間毎に、周波数が変化しないと仮定したmpl20出力の位相と準基準位相との位相差は同一値となる。
ΔθLRR2=φLt3−t4(tIFB)−φLt1−t2(tIFA) (63)
なお、上記(63)式は、位相飛びΔθJP2,ΔθJP3をともに0[rad]として求めた。しかし、図12から明らかなように、時刻tIFBにおける位相φLt3−t4(tIFB)は、ΔθJP2+ΔθJP3が反映されたものとなっており、位相飛びΔθJP2,ΔθJP3が0[rad]でない場合であっても、上記(63)式によって、初期位相変動量ΔθLRR2が求められることになる。
(第3の位相差)
次に、図15を参照して、第3の位相差である「連続する送信区間と受信区間の各RF信号同士の位相差」を検出する手法について説明する。図15は図13と同様の説明図である。なお、第3の位相差は、図7及び図8中の位相差ΔθLTR1、ΔθLTR2、ΔθHTR1、ΔθHTR2である。これらの位相差のうち、装置2の時刻t1以前の区間から、時刻t1〜時刻t2の受信区間への遷移に関する位相差ΔθLTR2を例にして以下に説明するが、他の場合についても同様に求めることができる。
φLt1−t2(tD)=mod(2πfIF2tD+θLmx2(1)−θL0x2,2π) (64)
となる。式を簡略化してmodを省き、時刻tCで検出される位相をφLt1(tC)として、(58)式及び(64)式から与えられるこれらの2つの位相差の差分をとると、下記(65)式が得られる。
φLt1−t2(tD)−φLt1(tC)=2πfIF2tD+θLmx2(1)−θLx2 (65)
上記(40)式と(65)式とから、下記(66)式が得られる。
ΔθLTR2=θLmx2(1)−θLx2=φLt1−t2(tD)−φLt1(tC)−2πfIF2tD (66)
上記(66)式中のφLt1−t2(tD)及びφLt1(tC)は、加算器4の出力により得られる。従って、IF周波数fIF2及び時刻tDを規定すれば、上記(66)式からΔθLTR2を求めることができる。
ΔθHTR2=θHmx2(1)−θHx2=φHt1−t2(D+tD)−φHt1(D+tC)−2πfIF2tD (67)
なお、装置2のIF周波数は高周波数であっても低周波数であってもほとんど変わらないので、(66)式と(67)式の最終項は同じ値となる。
(測距計算)
位相計算器phscalc2は、位相検出器phsdetの出力を用いて、θLSUM,θHSUMを求めてもよい。
θLSUM−θHSUM=−2(ΔθLTR1−ΔθHTR1)−2(ΔθLTR2−ΔθHTR2)
+2(ΔθLTT2−ΔθHTT2)+(ΔθLTT1−ΔθHTT1)−(ΔθLRR2−ΔθHRR2) (68)
(68)式の第1項及び第2項は、第3の位相である「連続する送信区間と受信区間の各RF信号同士の位相差」を示し、第3項及び第4項は、第1の位相である「2つの送信区間の各RF信号同士の位相差」を示し、第5項は、第2の位相である「2つの受信区間の各RF信号同士の位相差」を示す。即ち、第2項は、装置2において低周波数を用いた「連続する送信区間と受信区間の各RF信号同士の位相差」と高周波数を用いた「連続する送信区間と受信区間の各RF信号同士の位相差」との差分である。これを求めるため、式(66)と式(67)の差分をとると、下記(69)式が得られる。
ΔθLTR2−ΔθHTR2=φLt1−t2(tD)−φLt1(tC)−{φHt1−t2(D+tD)−φHt1(D+tC)} (69)
(69)式では、IF周波数fIF2と時刻tDの演算の項が相殺される。即ち、周波数設定開始を基準とした所定の時刻tDを一定値に設定すれば、加算器A4,A5の出力位相の差を位相差算出部A6が求めることのみによって、第3の位相差である「連続する送信区間と受信区間の各RF信号同士の位相差」の差分を求めることができることを示している。
(変形例1)
図17は周波数乗算器mpl2の変形例を示す回路図である。図17において図10と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
(変形例2)
図18Aは図17に示す回路の変形例を示す回路図である。図18Aは周波数乗算器mpl20A中のΔΣ部DE、基準位相器mpl00A及び位相検出器phsdetAにそれぞれ代えてΔΣ部DEB、基準位相器mpl00B及び位相検出器phsdetBを採用した点が図17と異なる。なお、図18Aでは周波数乗算器mpl20A中のΔΣ部DE以外の構成は図17と同様であり、図示を省略する。
(変形例3)
図20はF2を生成する回路の一例を示す回路図である。有理数倍の小数値F2を指定するための周波数設定コードFCは、加算器14に供給される。なお、周波数設定コードFCは、例えば、装置1、装置2間の通信を制御する図示しない通信制御部によって設定される。なお、この通信制御部が、装置1,2の演算装置CA1,CA2に含まれていてもよい。
(変形例4)
図21は変形例を示すブロック図である。図21において図9と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。図21は図9の無線部をより具体的に示すものである。図21は装置2に対応する構成を示しているが、装置1の具体的な構成も図21と同様であり、装置1の具体的な構成については図示及び説明を省略する。
(変形例5)
図22は変形例を示すブロック図であり、図21の無線部にフィルタ遅延キャリブレーション機能を含めた構成を示す。図22において図21と同一の構成には同一符号を付して説明を省略する。なお、装置1についても図22と同様に構成することができる。
Claims (9)
- 参照クロックに基づいて局部発振信号を生成するPLLを有し、入力された信号の位相を検出する装置に対して前記局部発振信号を与える局部発振器と、
前記PLLに含まれ、前記局部発振信号の位相を検出して出力する第1の位相検出器と、
前記参照クロックに基づいて、前記局部発振器の初期設定時における前記局部発振信号の基準位相に対応する準基準位相を生成して出力する基準位相器と、
前記第1の位相検出器により検出された位相と前記準基準位相とに基づいて、前記局部発振器の位相の変動量を検出する第2の位相検出器と、
前記第2の位相検出器の検出結果を用いて前記入力された信号の位相を補正する補正回路と
を具備する位相補正装置。 - 前記第1の位相検出器は、前記PLLを構成する分周器の出力をクロック入力として前記分周器に分周数を設定する第1の位相積分器を有し、
前記基準位相器は、前記参照クロックをクロック入力とする第2の位相積分器を有し、
前記第2の位相検出器は、前記第1の位相積分器の出力と前記第2の位相積分器の出力との差分に基づいて前記局部発振器の位相の変動量を求める第1の差分器を有する
請求項1に記載の位相補正装置。 - 前記第1の位相積分器は、第1加算器及び第1遅延器により構成されるフィードバックループを有し、前記第1加算器にフラクショナル入力が与えられ、前記第1遅延器は前記分周器の出力がクロック入力として与えられ、前記第1加算器から発生するキャリーと前記第1遅延器の出力とを前記局部発振信号の位相の検出結果として出力し、
前記第2の位相積分器は、第2加算器及び第2遅延器により構成されるフィードバックループを有し、前記第2加算器に前記局部発振器の初期設定におけるフラクショナル入力が与えられ、前記第2遅延器は前記参照クロックがクロック入力として与えられ、前記第2加算器から発生するキャリーと前記第2遅延器の出力とを前記準基準位相として出力する
請求項2に記載の位相補正装置。 - 前記第2の位相検出器は、前記第1加算器から発生するキャリーと前記第1遅延器の出力との第1の加算結果と、前記第2加算器から発生するキャリーと前記第2遅延器の出力との第2の加算結果との差分に基づいて、前記局部発振器の位相の変動量を検出する
請求項3に記載の位相補正装置。 - 前記局部発振器は、前記PLLの出力をK分周するK分周器を有し、
前記第2の位相検出器は、
前記第1の位相検出器において用いられる前記分周器の分周数を決定する整数値を積分する第1整数積分器と、前記第1整数積分器の出力と前記第1遅延器の出力とを加算する第3加算器と、前記第3加算器の出力をKで除算する第1除算器と、
前記基準位相器において用いられる前記分周器の初期設定における分周数を決定する整数値を積分する第2整数積分器と、前記第2整数積分器の出力と前記第2遅延器の出力とを加算する第4加算器と、前記第4加算器の出力をKで除算する第2除算器と、を具備し、
前記第1の差分器は、前記第1除算器の出力と前記第2除算器との差分に基づいて前記局部発振器の位相の変動量を求める
請求項3に記載の位相補正装置。 - キャリア位相検出に基づいて距離を算出する測距装置において、
少なくとも一方が移動自在な第1装置及び第2装置により取得した位相情報に基づいて前記第1装置と第2装置との間の距離を算出する算出部を有し、
前記第1装置は、
第1参照クロックに基づいて第1局部発振信号を生成する第1PLLを有し、前記第1局部発振信号を出力する第1局部発振器と、
前記第1局部発振器の出力を用いて2つ以上の第1キャリア信号を直接変調方式により送信する第1送信器と、
前記第1局部発振器の出力を用いて2つ以上の第2キャリア信号をヘテロダイン方式により受信する第1受信器と、
前記第1PLLに含まれ、前記第1局部発振信号の位相を検出して出力する第1出力位相検出器と、
前記第1参照クロックに基づいて、前記第1局部発振器の初期設定時における前記第1局部発振信号の第1基準位相に対応する第1準基準位相を生成して出力する第1基準位相器と、
前記第1出力位相検出器により検出された位相と前記第1準基準位相とに基づいて、前記第1局部発振器の位相の第1変動量を検出する第1変動位相検出器とを具備し、
前記第2装置は、
第2参照クロックに基づいて第2局部発振信号を生成する第2PLLを有し、前記第2局部発振信号を出力する第2局部発振器と、
前記第2局部発振器の出力を用いて2つ以上の前記第2キャリア信号を直接変調方式により送信する第2送信器と、
前記第2局部発振器の出力を用いて2つ以上の前記第1キャリア信号をヘテロダイン方式により受信する第2受信器と、
前記第2PLLに含まれ、前記第2局部発振信号の位相を検出して出力する第2出力位相検出器と、
前記第2参照クロックに基づいて、前記第2局部発振器の初期設定時における前記第2局部発振信号の第2基準位相に対応する第2準基準位相を生成して出力する第2基準位相器と、
前記第2出力位相検出器により検出された位相と前記第2準基準位相とに基づいて、前記第2局部発振器の位相の第2変動量を検出する第2変動位相検出器とを具備し、
前記算出部は、前記第1及び第2受信器による前記第1及び第2キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果と前記第1及び第2変動位相検出器が検出した第1及び第2変動量とに基づいて前記距離の算出を行う
測距装置。 - 前記第1送信器は、前記第1局部発振信号を増幅する第1電力増幅器を具備し、
前記第2送信器は、前記第2局部発振信号を増幅する第2電力増幅器を具備し、
前記第1受信器は、受信信号を増幅する第1低雑音増幅器と、前記第1局部発振信号を用いて直交信号を生成する第1の90度移相器と、前記第1低雑音増幅器の出力を前記第1の90度移相器の出力を用いて復調する第1直交復調器と、前記第1直交復調器の出力のイメージ信号を除去する第1ポリフェーズフィルタと、前記第1ポリフェーズフィルタの出力を帯域制限する第1低域フィルタと、前記第1低域フィルタの出力をデジタル信号に変換する第1ΔΣADコンバータと、前記第1ΔΣADコンバータの出力の帯域を制限する第1デシメーションフィルタと、前記第1デシメーションフィルタの出力を前記第1参照クロックから生成した第1クロックを用いて復調する第1復調器とを具備し、
前記第2受信器は、受信信号を増幅する第2低雑音増幅器と、前記第2局部発振信号を用いて直交信号を生成する第2の90度移相器と、前記第2低雑音増幅器の出力を前記第2の90度移相器の出力を用いて復調する第2直交復調器と、前記第2直交復調器の出力のイメージ信号を除去する第2ポリフェーズフィルタと、前記第2ポリフェーズフィルタの出力を帯域制限する第2低域フィルタと、前記第2低域フィルタの出力をデジタル信号に変換する第2ΔΣADコンバータと、前記第2ΔΣADコンバータの出力の帯域を制限する第2デシメーションフィルタと、前記第2デシメーションフィルタの出力を前記第2参照クロックから生成した第2クロックを用いて復調する第2復調器とを具備する
請求項6に記載の測距装置。 - 前記第1出力位相検出器は、前記第1PLLを構成する第1分周器の出力をクロック入力として前記第1分周器に分周数を設定する第1出力位相積分器を有し、
前記第1基準位相器は、前記第1参照クロックをクロック入力とする第1準基準位相積分器を有し、
前記第1変動位相検出器は、前記第1出力位相積分器の出力と前記第1準基準位相積分器の出力との差分に基づいて前記第1局部発振器の位相の変動量を求める第1差分器を有し、
前記第2出力位相検出器は、前記第2PLLを構成する第2分周器の出力をクロック入力として前記第2分周器に分周数を設定する第2出力位相積分器を有し、
前記第2基準位相器は、前記第2参照クロックをクロック入力とする第2準基準位相積分器を有し、
前記第2変動位相検出器は、前記第2出力位相積分器の出力と前記第2準基準位相積分器の出力との差分に基づいて前記第2局部発振器の位相の変動量を求める第2差分器を有する
請求項6又は7に記載の測距装置。 - 参照クロックに基づいて局部発振信号を生成するPLLを有し、入力された信号の位相を検出する装置に対して前記局部発振信号を与える局部発振器と、
前記PLLに含まれ、前記局部発振信号の位相を検出して出力する第1の位相検出器と、
前記参照クロックに基づいて、前記局部発振器の初期設定時における前記局部発振信号の基準位相に対応する準基準位相を生成して出力する基準位相器と、
前記第1の位相検出器により検出された位相と前記準基準位相とに基づいて、前記局部発振器の位相の変動量を検出する第2の位相検出器と
を具備する位相変動検出装置。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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