JP7301771B2 - 位相補正装置、測距装置及び位相変動検出装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、位相補正装置、測距装置及び位相変動検出装置に関する。

近年、車の施錠・開錠を容易にするキーレスエントリシステムが多くの自動車に採用されている。この技術によれば、自動車のユーザは、自動車のキーと自動車間の通信を利用してドアを施錠・開錠することができる。更に近年、ユーザがキーに触れることなくドアを施錠・開錠したり、エンジンを始動させたりすることができるスマートキーシステムも広く普及している。

しかしながら、所謂リレーアタックを行う攻撃者がキーと自動車間の通信に侵入し、車または車内物品を盗難する事件が多発している。そこで、上述した攻撃（所謂リレーアタック）の防御策としてキーと自動車間の距離を測定し、距離が所定の距離以上と判断したときは通信による車の制御を禁止する策が検討されている。

測距方式には時間検出方式、周波数差検出方式、位相検出方式などがあるが、実装の簡易性から、各装置間の通信によって各装置間の距離を求める通信型位相検出方式を採用した測距システムが注目されている。しかし、各装置間の基準信号は独立に動作することから、互いに初期位相が異なるため一般に通信型位相検出方式では測距精度が大きく劣化する。そこで、一方の装置で検出した位相情報を他方の装置へ伝えることにより測距を可能にする技術が提案されている。その提案によれば、対となる２つの測距装置の受信部で検出した信号の位相情報を用いて、所定の演算を施すことにより精度の良い距離を算出することができる。

なお、この提案では、測距装置内の局部発振器において初期位相が変動しないことを前提にして正確な測距を可能にしている。

一方で、測距装置はキー側にも搭載されるため、キーの電池の寿命を長くする要求があり、測距装置の低消費電力化が求められる。測距装置の消費電力の大半は無線部で消費されるので、無線部の低消費電力化が要望される。無線部の消費電力は無線部のアーキテクチャに強く依存する。送信部にデジタル制御発振器（ＤＣＯ）直接変調方式（以下、ＤＣＯ直接変調方式ともいう）を用い、受信部にスーパーヘテロダイン（ＳＨ）方式（以下、ＳＨ方式ともいう）もしくはＬｏｗ－ＩＦ受信方式を用いる構成が低消費電力の構成として広く知られている。ゆえに、送信部にＤＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた構成により測距装置を実現することが望まれる。

しかしながら、送信部にＤＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いて測距する場合には、測距装置内の局部発振器において、初期位相が変動する。このため、送信部にＤＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた測距装置では、正確な測距ができない。

なお、局部発振器における初期位相の変動は、測距装置に限らず、局部発振器を用いて入力される信号の位相を検出する種々の装置において悪影響を及ぼすことがある。

特開２０１８－１５５７２４公報

そこで、実施形態は、局部発振器における初期位相の変動量を検出することができる位相補正装置、測距装置及び位相変動検出装置を提供することを目的とする。

実施形態の位相補正装置は、入力信号を周波数変換してから入力信号の位相を検出する第１装置から周波数変換後の信号を与えられ、前記周波数変換の際に変化した位相を補正し、前記第１装置に与える位相補正装置であって、参照クロックに基づいて局部発振信号を生成する完全デジタル位相同期回路を有し、前記第１装置に対して前記局部発振信号を与える局部発振器と、前記完全デジタル位相同期回路に含まれ、前記局部発振信号の位相を検出して出力する第１の位相検出器と、前記参照クロックに基づいて、前記局部発振器の初期設定時における前記局部発振信号の基準位相に対応する準基準位相を生成して出力する基準位相器と、前記第１の位相検出器により検出された位相と前記準基準位相とに基づいて、前記局部発振器の位相の変動量を検出する第２の位相検出器と、前記第２の位相検出器の検出結果を用いて前記周波数変換後の信号の位相を補正し前記第１装置に与える補正回路とを具備する。

実施の形態に係る位相変動検出装置及び位相補正装置を含む測距装置により構成される測距システムを示すブロック図。 通信型位相検出方式により、２つの装置間で測距を行う関連技術における測距システムの無線回路の構成図。 送信部にＤＣＯ直接変調方式、受信部にヘテロダイン方式を用いる測距装置を採用した場合における「８交番」測距シーケンスを示す説明図。 横軸に時間をとり縦軸に位相θをとって、「８交番」測距シーケンスにおける信号Ｓ２，Ｓ５の位相の変化を示すグラフ。 図３の時刻ｔ_１と時刻ｔ_２との間の装置１Ａと装置２Ａの設定を示す説明図。 図２の装置における動作を説明するための図。 図４と同様のグラフに、５種類の位相差の情報を説明する矢印を付加した図。 図４と同様のグラフに、５種類の位相差の情報を説明する矢印を付加した図。 実施の形態に係る位相変動検出装置及び位相補正装置を含む測距装置を示すブロック図。 ｍｐｌ２及び位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２の一部の更に具体的な構成を示す回路図。 タイミング生成回路４０の具体的な構成の一例を示すブロック図。 図７と同様の表記方法によるグラフ。 図１２と同様のグラフ。 ｍｐｌ２０の位相φ_ｔｘ２と基準位相器ｍｐｌ００の出力から得た準基準位相φ_０との差分を説明するための説明図。 図１４の位相差の波形に、式（５８）を適用した位相差の波形を１点鎖線にて追加して示す説明図。 図１４と同様の説明図。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。

（実施形態）
図１は実施の形態に係る位相変動検出装置及び位相補正装置を含む測距装置により構成される測距システムを示すブロック図である。図１の装置１，２間で単一波信号の送受信を行うことで、装置１と装置２との間の距離を求める測距が可能となる。なお、単一波信号は、無変調キャリア等の単一周波数の信号である。

本実施の形態においては、位相変動検出装置及び位相補正装置を測距装置に適用する例について説明するが、測距装置以外にも、入力された信号の位相を検出する各種装置に適用することも可能である。例えば、測位装置への適用も可能である。

図２は、通信型位相検出方式により、２つの装置間で測距を行う関連技術における測距システムの無線回路の構成図である。図１及び図２において同一の構成要素には同一符号を付し、同一構成については重複する説明を省略するものとする。

先ず、図２を参照して、送信部にデジタル制御発振器（ＤＣＯ）直接変調方式を用い、受信部にスーパーヘテロダイン（ＳＨ）方式を用いた関連技術の測距装置では、対となる２つの測距装置の受信部で検出した信号の位相情報を用いても、正確な測距ができない理由を説明する。また、図３から図６は図２の装置における動作を説明するための図である。

測距システム１００Ａは、装置１Ａと装置２Ａを含む。装置１Ａと装置２Ａの少なくとも一方が移動自在である。測距システム１００Ａでは、キャリア位相検出に基づいて、装置１Ａと装置２Ａ間の距離が算出される。装置１Ａと装置２Ａの一方が、装置１Ａ及び装置２Ａにより取得した位相情報に基づいて距離を算出する場合を考える。

装置１Ａが第１の測距信号（単一波信号）を送信し、装置２Ａが第２の測距信号（単一波信号）を送信する。第１及び第２の測距信号は、それぞれ装置１Ａと装置２Ａ間の伝搬経路ＰＤＬＹを経由して、装置２Ａ及び装置１Ａへ到達する。装置１Ａ及び装置２Ａは、送信部に低消費電力のＤＣＯ直接変調方式を用い、受信部に低消費電力のＳＨ方式を用いた無線回路を有している。

図２では装置１Ａ及び装置２Ａの簡略化した無線部の構成を示している。装置１Ａは、装置固有の発振器（ＯＳＣ１）、周波数乗算器（ｍｐｌ１Ａ）、ＲＦ周波数変換器（ＲＦＭＩＸ１）、周波数分周器（ｄｉｖ１）、中間（ＩＦ）周波数変換器（ＩＦＭＩＸ１）を有する。装置２Ａも、装置１Ａと同様の無線アーキテクチャを有し、装置固有の発振器（ＯＳＣ２）、周波数乗算器（ｍｐｌ２Ａ）、ＲＦ周波数変換器（ＲＦＭＩＸ２）、周波数分周器（ｄｉｖ２）、中間（ＩＦ）周波数変換器（ＩＦＭＩＸ２）を有する。なお、装置１Ａ，２Ａにおいては、ｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａの出力信号は装置１Ａ，２Ａの送信信号になると共に、ローカル信号（ＬＯ信号）としても用いられる。即ち、ｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａは、それぞれ局部発振器を構成する。

以下、問題点を明確にするために、装置１Ａと装置２Ａは先ず最初に送信周波数を設定するものとする。即ち、初期設定において、例えば、装置１Ａ，２Ａの送信周波数は、それぞれＯＳＣ１，ＯＳＣ２の発振周波数を所定倍数ｋ_Ｌ倍にした周波数にする。

装置１ＡのＯＳＣ１の出力信号（発振信号）Ｓ１（＝ｌｏ_ｘ１）は、ＯＳＣ１の発振信号の周波数をｆ_ｘ１とし、初期位相をθ_ｘ１として、下記（１）式で表すことができる。
ｌｏ_ｘ１＝ｓｉｎ（２πｆ_ｘ１ｔ＋θ_ｘ１） （１）
ｍｐｌ１Ａは、ＯＳＣ１の発振周波数をｋ_Ｌ倍する。ｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の位相φ_ｔｘ１は、
φ_ｔｘ１＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ１ｔ＋θ_Ｌｘ１ （２）
と表される。ここで、θ_Ｌｘ１はｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の初期位相である。ｍｐｌ１Ａの出力は一般にデジタル制御発振器（ＤＣＯ）技術とデジタル周波数／位相同期技術により生成される。なお、位相同期部にＴＤＣ（Ｔｉｍｅ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を用いたｍｐｌ１Ａでは、θ_Ｌｘ１＝ｋ_Ｌθ_ｘ１は一般に成立しない。そこで、上記（２）式では、ｍｐｌ１Ａの出力Ｓ２の初期位相をθ_Ｌｘ１と定義している。

装置２Ａについても、同様の送信周波数設定を行う。装置２ＡのＯＳＣ２の出力信号Ｓ４（＝ｌｏ_ｘ２）は、ＯＳＣ２の発振信号の周波数をｆ_ｘ２とし、初期位相をθ_ｘ２として、下記（３）式で表すことができる。
ｌｏ_ｘ２＝ｓｉｎ（２πｆ_ｘ２ｔ＋θ_ｘ２） （３）
ｍｐｌ２Ａにおいても、ＯＳＣ２の発振周波数をｋ_Ｌ倍する。ｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の位相φ_ｔｘ２は、
φ_ｔｘ２＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｌｘ２ （４）
と表される。ここで、θ_Ｌｘ２はｍｐｌ２Ａの出力の初期位相である。ｍｐｌ２Ａの出力についても、ｍｐｌ１Ａの出力と同様に、θ_Ｌｘ２＝ｋ_Ｌθ_ｘ２は一般に成立しない。そこで、上記（４）式では、ｍｐｌ２Ａの出力の初期位相をθ_Ｌｘ２と定義した。

特許文献１においては、同時に送受信を実施しないＴＤＤ（Time Division Duplex）のシステムの場合、装置１Ａと装置２Ａ間で単一波信号のやり取りをすることにより正しい測距ができることを開示している。なお、特許文献１の装置は、無線部の構成が図２とは異なる。特許文献１においては、装置１Ａ，２Ａ間で、それぞれ２波の単一波信号を用いて、合わせて４回ずつの送信と受信とを繰り返す「８交番」の測距シーケンスを採用することで、正しく測距できることを示している。このような周波数を変更しながらの送信及び受信は、装置１Ａ，２Ａにおいて、ｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａの設定を変更することで可能となる。

図３は送信部にＤＣＯ直接変調方式、受信部にヘテロダイン方式を用いる測距装置を採用した場合における「８交番」測距シーケンスの例を示している。図３の測距シーケンスについて、送信信号に注目して交番の順序を説明すると以下の通りとなる。装置１Ａは時刻ｔ＝ｔ_１，ｔ＝ｔ_３において、周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の信号を送信し、時刻Ｄ＋ｔ_１，Ｄ＋ｔ_３において、周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１の信号を送信する。一方、装置２Ａは時刻ｔ_２から、周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ２の信号を２回送信し、時刻Ｄ＋ｔ_２から、周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ２の信号を２回送信する。

装置１Ａ、装置２Ａは、初期設定において、送信信号の周波数をそれぞれｋ_Ｌｆ_ｘ１、周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ２（以下、これらを低周波数ともいう）に設定した後、送信を行う。装置１Ａ，２Ａの送信のみを考慮した場合、先ず、装置１Ａから装置２Ａへ周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の単一波信号が送信され、装置２Ａは装置１Ａからの周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の単一波信号を受信する。図３では、装置１Ａが装置２Ａへ周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の単一波信号を送信する設定に所定の時間を要した後時刻ｔ_１で送信が行われることを示している。

次に装置２Ａにおいて装置１Ａへ周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ２の単一波信号を送信する設定に所定の時間を要した後、時刻ｔ_２でこの単一波信号の送信が２回行われる。さらに、再度、装置１Ａから装置２Ａへ周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の単一波信号が送信され、装置２Ａは装置１Ａからの周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の単一波信号を受信する。装置１はこの送信のために所定の時間を要し、時刻ｔ_３において送信を行う。これらの信号のやり取りは時刻ｔ_４で終了する。

図４は横軸に時間をとり縦軸に位相θをとって、「８交番」測距シーケンスにおける信号Ｓ２，Ｓ５の位相の変化を示すグラフである。なお、図４中の括弧で示す数字は、明細書中の式の番号に対応する。また、図４の縦軸に示した初期位相において、添え字に含まれるＬは、単一波信号が低周波数であることを示し、ｘ１は信号Ｓ２の初期位相であることを示し、ｘ２は信号Ｓ５の初期位相であることを示し、ｍは周波数を（ｋ_Ｌ＋ｍ）倍する場合を示し、図４の位相θの下付括弧内の数字は括弧のない初期設定の周波数からの周波数の変化の順番に対応している。なお、明細書中においては、以下同様の添え字を用い、信号Ｓ２，Ｓ５の初期位相を示す記号中の添え字のＨは、単一波信号が高周波数であることを示す。

図４の破線直線（２）は、上記送信のみを考慮した場合において、装置１Ａのｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の位相φ_ｔｘ１を示し、破線直線（４）は、装置２Ａのｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の位相φ_ｔｘ２を示している。位相φ_ｔｘ１は、初期位相をθ_Ｌｘ１とし、２πＫ_Ｌｆ_ｘ１の傾斜を有する直線状の特性を有する。また、位相φ_ｔｘ２は、初期位相をθ_Ｌｘ２とし、２πＫ_Ｌｆ_ｘ２の傾斜を有する直線状の特性を有する。

しかしながら、ＤＣＯ直接変調方式及びヘテロダイン方式を用いる図２の測距装置では、送信時と受信時とで、ｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａの送信信号の周波数を変更する必要がある。

図５は図３の時刻ｔ_１と時刻ｔ_２との間の装置１Ａと装置２Ａの設定を示す説明図である。なお、この期間には、装置１Ａの受信動作は行われないので、動作に不要な部分を一点鎖線にて示す。

ヘテロダイン方式では、受信信号をＩＦ周波数に変換する。図５の例では、装置２ＡのＲＦＭＩＸ２は、受信信号を約－ｍｆ_ｘ２のＩＦ周波数に変換する必要がある。この理由から、装置１Ａからの周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の単一波信号を受信する装置２Ａにおいては、ＲＦＭＩＸ２に与えるｍｐｌ２Ａからのローカル信号（ＬＯ信号）Ｓ５の周波数をｋ_Ｌｆ_ｘ２ではなく、（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ２とする。ＩＦ周波数に変換された受信信号は、ＩＦ周波数変換器（ＩＦＭＩＸ２）により周波数変換されて、ベースバンドの出力信号Ｓ９が得られる。ｄｉｖ２は、ＯＳＣ２の出力信号Ｓ４を－ｍ倍した周波数を有する信号Ｓ６に分周し、それはＩＦＭＩＸ２用のＬＯ信号として用いられる。信号Ｓ６の位相φ_ｂ２は、下記（５）式で表される。
φ_ｂ２＝－ｍ２πｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｂｘ２ （５）
ここで、θ_Ｂｘ２はｄｉｖ２からのＩＦＭＩＸ２用ＬＯ信号の初期位相であり、周波数－ｍｆ_ｘ２はＩＦ周波数である。

装置２Ａにおいて装置１Ａからの信号を受信するために、ｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の位相φ_ｔｘ２を、上記（４）式を変形した下記（６）式に示すものに設定する。
φ_ｔｘ２＝２π（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ２ｔ＋θ_{Ｌｍｘ２（１）} （６）
ここで、θ_{Ｌｍｘ２（１）}は時刻ｔ_１と時刻ｔ_２間におけるｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の初期位相である。なお、装置１Ａにおいては、ｍｐｌ１Ａの周波数を変更する必要がないので、ｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の位相φ_ｔｘ１は（２）式のままである。

図６は図３の時刻ｔ_２と時刻ｔ_３との間の装置１Ａと装置２Ａの設定を示す説明図である。なお、この期間には、装置２Ａの受信動作は行われないので、動作に不要な部分を一点鎖線にて示す。

ヘテロダイン方式を採用する装置１Ａにおいても、図６の例では、ＲＦＭＩＸ１は受信信号を約－ｍｆ_ｘ１のＩＦ周波数に変換する必要がある。この理由から、装置２Ａからの周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ２の単一波信号を受信する装置１Ａにおいては、ＲＦＭＩＸ１に与えるｍｐｌ１Ａからのローカル信号（ＬＯ信号）Ｓ２の周波数をｋ_Ｌｆ_ｘ１ではなく、（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ１とする。ＩＦ周波数に変換された受信信号は、ＩＦ周波数変換器（ＩＦＭＩＸ１）により周波数変換されて、出力信号Ｓ１２が得られる。ｄｉｖ１は、ＯＳＣ１の出力信号Ｓ１を－ｍ倍した周波数を有する信号Ｓ３に分周し、それはＩＦＭＩＸ１用のＬＯ信号として用いられる。信号Ｓ３の位相φ_ｂ１は、下記（７）式で表される。
φ_ｂ１＝－ｍ２πｆ_ｘ１ｔ＋θ_Ｂｘ１ （７）
ここで、θ_Ｂｘ１はｄｉｖ１からのＩＦＭＩＸ１用ＬＯ信号の初期位相であり、周波数－ｍｆ_ｘ１はＩＦ周波数である。

装置１Ａにおいて装置２Ａからの信号を受信するために、ｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の位相φ_ｔｘ１を、上記（２）式を変形した下記（８）式に示すものに設定する。
φ_ｔｘ１＝２π（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ１ｔ＋θ_{Ｌｍｘ１（１）} （８）
ここで、θ_{Ｌｍｘ１（１）}は時刻ｔ_２と時刻ｔ_３間におけるｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の初期位相である。

一方、装置２Ａはこの期間において、送信周波数の設定を（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ２からｋ_Ｌｆ_ｘ２に戻す。このとき、ｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の位相φ_ｔｘ２は、下記（９）式で表される。なお、θ_{Ｌｘ２（２）}は、この場合における信号Ｓ５の初期位相である。
φ_ｔｘ２＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ２ｔ＋θ_{Ｌｘ２（２）} （９）
次のシーケンスになる時刻ｔ_３と時刻ｔ_４との間においては、装置１Ａと装置２Ａの設定は図５と同じになる。装置２Ａは、装置１Ａからの周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の単一波信号を受信するために、ＲＦＭＩＸ２に与えるＬＯ信号（信号Ｓ５）の周波数はｋ_Ｌｆ_ｘ２から（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ２に変更される。なお、この場合に、ＩＦＭＩＸ２に与えるＩＦＭＩＸ２用ＬＯ信号（信号Ｓ６）の位相φ_ｂ２は、上記（５）式と同じである。

装置２Ａのｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の位相φ_ｔｘ２は、上記（９）式を変形した下記（１０）式で与えられる。
φ_ｔｘ２＝２π（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ２ｔ＋θ_{Ｌｍｘ２（２）} （１０）
ここで、θ_{Ｌｍｘ２（２）}は時刻ｔ_３と時刻ｔ_４間におけるｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の初期位相である。

一方、装置１Ａは、送信周波数を（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ１からｋ_Ｌｆ_ｘ１に戻す。このとき、ｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の位相φ_ｔｘ１は、下記（１１）式に示すものに設定される。
φ_ｔｘ１＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ１ｔ＋θ_{Ｌｘ１（２）} （１１）
ここで、θ_{Ｌｘ１（２）}は時刻ｔ_３と時刻ｔ_４との間におけるｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の初期位相である。

このように、時刻ｔ_１と時刻ｔ_４の間において、ｍｐｌ１Ａの信号Ｓ２の位相φ_ｔｘ１は、図４の太線特性Ｃ１に示すように変化し、ｍｐｌ２Ａの信号Ｓ５の位相φ_ｔｘ２は、図４の太線特性Ｃ２に示すように変化する。

図３の時刻Ｄ＋ｔ_１から時刻Ｄ＋ｔ_４においては、装置１Ａからは周波数がｋ_Ｈｆ_ｘ１の単一波信号が送信され、装置２Ａからは周波数がｋ_Ｈｆ_ｘ２の単一波信号が出力される。以下、これらの周波数を高周波数ともいう。この場合のシーケンスは、図５及び図６において、ｋ_Ｌをｋ_Ｈに変更するだけの違いなので、説明を省略する。

次に、図５を参照して、ｍｐｌ１Ａ、ｍｐｌ２Ａの位相を考慮しつつ、時刻ｔ_１と時刻ｔ_２との間に装置２Ａにおいて検出されるベースバンド信号Ｓ９の位相φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ１２）}（ｔ）を求める。伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の信号Ｓ７の位相φ_ｒｘ２は、下記（１２）式で表される。
φ_ｒｘ２＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ１（ｔ－τ_Ｒ）＋θ_Ｌｘ１ （１２）
ここで、τ_Ｒは伝搬経路長Ｒの遅延時間である。信号Ｓ７は信号Ｓ５（ＬＯ信号）を用いて周波数変換される。（１２）式と（６）式から、ＲＦＭＩＸ２の出力信号Ｓ８の位相φ_{ｉｆｘ２（Ｔ１２）}（ｔ）は、下記（１３）式で表される。
φ_{ｉｆｘ２（Ｔ１２）}（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ－２πｍｆ_ｘ２ｔ＋（θ_Ｌｘ１－θ_{Ｌｍｘ２（１）}）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ （１３）
なお、（１３）式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号が信号Ｓ６を用いて周波数変換される。従って、式（１３）と式（５）から、装置２Ａで検出される信号Ｓ９の位相φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ１２）}（ｔ）は、下記（１４）式で表されるものとなる。
φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ１２）}（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ＋（θ_Ｌｘ１－θ_{Ｌｍｘ２（１）}）－θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ （１４）
なお、（１４）式は、所望の直交復調した結果を示している。

同様に、図５を参照して、時刻ｔ_３と時刻ｔ_４との間に装置２Ａで検出される信号Ｓ９の位相を求める。式（１１）から伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の信号Ｓ７の位相は、
φ_ｒｘ２＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ１（ｔ－τ_Ｒ）＋θ_{Ｌｘ１（２）} （１５）
で表される。信号Ｓ７は信号Ｓ５（ＬＯ信号）により周波数変換される。式（１５）と式（１０）から、ＲＦＭＩＸ２の出力信号Ｓ８の位相φ_{ｉｆｘ２（Ｔ３４）}（ｔ）は、下記（１６）式で表される。
φ_{ｉｆｘ２（Ｔ３４）}（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ－２πｍｆ_ｘ２ｔ＋（θ_{Ｌｘ１（２）}－θ_{Ｌｍｘ２（２）}）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ （１６）
なお、（１６）式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号が信号Ｓ６を用いて周波数変換される。式（１６）と式（５）から、装置２Ａで検出される信号Ｓ９の位相φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ３４）}（ｔ）は、
φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ３４）}（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ＋（θ_{Ｌｘ１（２）}－θ_{Ｌｍｘ２（２）}）－θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ （１７）
となる。なお、（１７）式は所望の直交復調した結果を記載している。

次に、図６を参照して、時刻ｔ_２と時刻ｔ_３との間に装置１Ａにおいて検出する信号Ｓ１２の位相を求める。上記（９）式から伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の信号Ｓ１０の位相φ_ｒｘ１は、下記（１８）式で与えられる。
φ_ｒｘ１＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ２（ｔ－τ_Ｒ）＋θ_{Ｌｘ２（２）} （１８）
信号Ｓ１０は、ＲＦＭＩＸ１において、信号Ｓ２（ＬＯ信号）を用いて周波数変換される。（１８）式及び（８）式から、ＲＦＭＩＸ１の出力信号Ｓ１１の位相φ_{ｉｆｘ１（Ｔ２３）}（ｔ）は、下記（１９）式で表される。
φ_{ｉｆｘ１（Ｔ２３）}（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）ｔ－２πｍｆ_ｘ１ｔ＋（θ_{Ｌｘ２（２）}－θ_{Ｌｍｘ１（１）}）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ２τ_Ｒ （１９）
なお、（１９）式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号Ｓ１１は信号Ｓ３を用いて周波数変換される。その結果、装置２Ａで検出される信号Ｓ９の位相φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ２３）}（ｔ）は、（１９）式及び（７）式から下記（２０）式で表される。
φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ２３）}（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）ｔ＋（θ_{Ｌｘ２（２）}－θ_{Ｌｍｘ１（１）}）－θ_Ｂｘ１－２πｋ_Ｌｆ_ｘ２τ_Ｒ （２０）
なお、（２０）式は所望の直交復調した結果を記載している。

特許文献１においては、測距シーケンスによって得られる受信信号の位相の加算によって、距離を求めることができることを示している。図３の例では、時刻ｔ_１から時刻ｔ_４における低周波数の単一波信号の送受信において得られる受信信号の４つの位相をそれぞれ、φ_{１２－１Ｌ}、φ_{２１－１Ｌ}、φ_{２１－２Ｌ}、φ_{１２－２Ｌ}とすると、４つの位相の加算結果φ_{ＢＢＬＳＵＭ}（ｔ）は、下記（２１）式で表される。
φ_{ＢＢＬＳＵＭ}（ｔ）＝φ_{１２－１Ｌ}＋φ_{２１－１Ｌ}＋φ_{２１－２Ｌ}＋φ_{１２－２Ｌ} （２１）
時刻ｔ_２と時刻ｔ_１の間隔と時刻ｔ_４と時刻ｔ_３の間隔ｔ_０を
ｔ_０＝ｔ_２－ｔ_１＝ｔ_４－ｔ_３ （２２）
とし、装置１Ａから１回目の測距信号を送信する時刻から装置２Ａから２回目の測距信号を送信する時刻までの時間間隔をＴとすると、（２１）式の４位相加算結果は、下記（２３）式に示すものとなる。
φ_{ＢＢＬＳＵＭ}（ｔ）＝φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ１２）}（ｔ）＋φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ２３）}（ｔ＋ｔ_０）＋φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ２３）}（ｔ＋Ｔ）＋φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ３４）}（ｔ＋ｔ_０＋Ｔ） （２３）
上記（２３）式に、上記（１４）式、（１７）式及び（２０）式を代入して、下記（２４）及び（２５）式が得られる。
φ_{ＢＢＬＳＵＭ}（ｔ）＝－４πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ－２（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）＋θ_ＬＳＵＭ （２４）
θ_ＬＳＵＭ＝（θ_Ｌｘ１－θ_{Ｌｍｘ２（１）}）＋２×（θ_{Ｌｘ２（２）}－θ_{Ｌｍｘ１（１）}）＋（θ_{Ｌｘ１（２）}－θ_{Ｌｍｘ２（２）}） （２５）
上記（２４）式から遅延τ_Ｒを求めると、装置間距離に応じた遅延τ_Ｒは、下記（２６）式によって示すものとなる。
τ_Ｒ＝（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）／｛２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）｝－θ_ＬＳＵＭ／｛４πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）｝＋φ_{ＢＢＬＳＵＭ}（ｔ）／｛４πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）｝ （２６）
上記（２６）式の第３項は４位相の加算結果であり、計測によって求められる。しかし、それ以外の項は、検出が困難である。従って、低周波数の単一波信号の４交番では正しい測距はできない。

図３の測距シーケンスでは、装置１Ａ，２Ａは低周波数での送信に続けて、高周波数の単一波信号を用いたシーケンスを実施する。高周波数のシーケンスは低周波数のシーケンスと同じであるが、違いは周波数設定パラメータｋ_Ｌをｋ_Ｈに変更することである。解析に重要な式を以下に示す。

時刻Ｄ＋ｔ_１と時刻Ｄ＋ｔ_２との間において、装置２Ａは、装置１Ａからの周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１の単一波信号を受信する。装置２Ａが受信する信号Ｓ７の位相φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ１２）}（ｔ）は、下記（２７）式で表される。
φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ１２）}（ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ＋（θ_Ｈｘ１－θ_{Ｈｍｘ２（１）}）－θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ （２７）
ただし、θ_Ｈｘ１は装置１Ａの周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１の信号Ｓ２の初期位相であり、θ_{Ｈｍｘ２（１）}は装置２Ａの周波数（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ２の信号Ｓ５の初期位相である。

時刻Ｄ＋ｔ_２と時刻Ｄ＋ｔ_３との間には、装置１Ａが装置２Ａからの周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ２の単一波信号を受信する。装置１Ａで受信する信号Ｓ１０の位相φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ２３）}（ｔ）は、下記（２８）式で表される。
φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ２３）}（ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）ｔ＋（θ_{Ｈｘ２（２）}－θ_{Ｈｍｘ１（１）}）－θ_Ｂｘ１－２πｋ_Ｈｆ_ｘ２τ_Ｒ （２８）
ただし、θ_{Ｈｘ２（２）}は装置２Ａの周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ２の信号Ｓ５の初期位相であり、θ_{Ｈｍｘ１（１）}は装置１Ａの周波数（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ１の信号Ｓ２の初期位相である。

時刻Ｄ＋ｔ_３と時刻Ｄ＋ｔ_４との間には、装置２Ａは、装置１Ａからの周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１の単一波信号を受信する。装置２Ａで受信する信号Ｓ７の位相φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ３４）}（ｔ）は、下記（２９）式で表される。
φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ３４）}（ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ＋（θ_{Ｈｘ１（２）}－θ_{Ｈｍｘ２（２）}）－θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ （２９）
ただし、初期位相θ_{Ｈｘ１（２）}は装置１Ａの周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１の信号Ｓ２の初期位相であり、θ_{Ｈｍｘ２（２）}は装置２Ａの周波数（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ２の信号Ｓ５の初期位相である。

図３の例において、時刻Ｄ＋ｔ_１から時刻Ｄ＋ｔ_４における高周波数の単一波信号の送受信において得られる受信信号の４つの位相をそれぞれ、φ_{１２－１Ｈ}、φ_{２１－１Ｈ}、φ_{２１－２Ｈ}、φ_{１２－２Ｈ}とすると、４つの位相の加算結果φ_{ＢＢＨＳＵＭ}（ｔ）は、下記（３０）式で表される。
φ_{ＢＢＨＳＵＭ}（ｔ）＝φ_{１２－１Ｈ}＋φ_{２１－１Ｈ}＋φ_{２１－２Ｈ}＋φ_{１２－２Ｈ} （３０）
上記（３０）式に、（２２）式及び時刻Ｔの情報を加えると、下記（３１）式が得られる。
φ_{ＢＢＨＳＵＭ}（ｔ）＝φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ１２）}（ｔ）＋φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ２３）}（ｔ＋ｔ_０）＋φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ２３）}（ｔ＋Ｔ）＋φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ３４）}（ｔ＋Ｔ＋ｔ_０） （３１）
（２７）式、（２８）式及び（２９）式を用いて、（３１）式を変形すると、下記（３２）式及び（３３）式が得られる。
φ_{ＢＢＨＳＵＭ}（ｔ）＝－４πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ－２（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）＋θ_ＨＳＵＭ （３２）
θ_ＨＳＵＭ＝（θ_Ｈｘ１－θ_{Ｈｍｘ２（１）}）＋２×（θ_{Ｈｘ２（２）}－θ_{Ｈｍｘ１（１）}）＋（θ_{Ｈｘ１（２）}－θ_{Ｈｍｘ２（２）}） （３３）
（３３）式を装置間距離に応じた遅延τ_Ｒについて解くと、下記（３４）式が得られる。
τ_Ｒ＝（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）／｛２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）｝－θ_ＨＳＵＭ／｛４πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）｝＋φ_{ＢＢＨＳＵＭ}（ｔ）／｛４πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）｝ （３４）
（３４）式の第３項は、４位相の加算結果であるので、測定による検出できる。しかし、それ以外の項は検出が困難である。従って、高周波数の単一波信号による４交番の送受信では正しい測距はできない。

次に、低周波数および高周波数の２波を用いた測距を考える。すなわち、上記（２３）式と（３１）式の減算をすることにより、遅延τ_Ｒを求める。（２３）式と（３１）式の減算により、下記（３５）式が得られる。
φ_{ＢＢＬＳＵＭ}（ｔ）－φ_{ＢＢＨＳＵＭ}（ｔ）＝４π（ｋ_Ｈ－ｋ_Ｌ）（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ＋θ_ＬＳＵＭ－θ_ＨＳＵＭ （３５）
（３５）式から、遅延τ_Ｒは、下記（３６）式によって得られる。
τ_Ｒ＝－（θ_ＬＳＵＭ－θ_ＨＳＵＭ）／４π（ｋ_Ｈ－ｋ_Ｌ）（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）＋（φ_{ＢＢＬＳＵＭ}（ｔ）－φ_{ＢＢＨＳＵＭ}（ｔ））／４π（ｋ_Ｈ－ｋ_Ｌ）（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２） （３６）
（３６）式の第２項は、受信した単一波信号の位相の演算により得られる値、即ち計測値である。しかし、（３６）式の第１項は（２５）式および（３３）式で表される装置１Ａ、２Ａの信号Ｓ２，Ｓ５の初期位相の加減算を示している。信号Ｓ２，Ｓ５の初期位相は、図３の測距シーケンスでは図４に示すものとなる。特許文献１の提案では、初期位相が測距シーケンスにおいて変化しない条件を用いて初期位相の成分を相殺することで、正確な測距が可能であった。しかしながら、ＤＣＯ直接変調方式及びヘテロダイン方式を用いた場合には、図４のように周波数設定を変えるたびに初期位相が変化してしまうことから、上記（３６）式の第１項を求めることはできず、伝搬遅延時間τ_Ｒを正確に計算することができない。伝搬遅延時間に光速を乗算することにより距離が算出できるので、言い換えれば、距離を正確に算出できない。

なお、上記説明は、測距装置において、局部発振器であるｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａの出力信号の初期位相の変動により測距を正確に行うことができない問題について示した。しかし、測距装置に限らず、局部発振器を用いて信号の位相を検出する種々の装置において、その出力信号の初期位相の変動により所望の機能が達成できないことが考えられる。本実施の形態は、このような局部発振器を用いて信号の位相を検出する種々の装置に適用可能なものである。

（変動する初期位相の補正方法）
本実施の形態においては、初期設定の周波数発生時の初期位相、即ち、周波数の再設定を行う前の初期位相から初期設定時の周波数に応じて変化する位相（以下、基準位相という）を求めるための基準位相器を採用し、基準位相と周波数再設定後の位相との差を求めることで初期位相変化及び周波数変化による位相の変動量を求め、求めた変動量に応じて位相を補正することで、局部発振器を用いる装置において、初期位相を変化させない場合と同様の機能を達成することを可能にする。

（測距装置）
図１において、測距装置である装置１，２は、送信部にデジタル制御発振器（ＤＣＯ）直接変調方式を用い、受信部にスーパーヘテロダイン（ＳＨ）方式を用いた構成である。本実施の形態の測距システム１００は、装置１と装置２を含み、装置１と装置２の少なくとも一方が移動自在である。装置１が第１の測距信号（単一波信号）を送信し、装置２が第２の測距信号（単一波信号）を送信する。第１及び第２の測距信号は、それぞれ装置１と装置２間の伝搬経路ＰＤＬＹを経由して、装置２及び装置１へ到達する。

図１において、装置１は、装置固有の発振器（ＯＳＣ１）、周波数乗算器（ｍｐｌ１）、ＲＦ周波数変換器（ＲＦＭＩＸ１）、周波数分周器（ｄｉｖ１）、中間（ＩＦ）周波数変換器（ＩＦＭＩＸ１）を有する。また、装置２は、装置１と同一構成であり、装置固有の発振器（ＯＳＣ２）、周波数乗算器（ｍｐｌ２）、ＲＦ周波数変換器（ＲＦＭＩＸ２）、周波数分周器（ｄｉｖ２）、中間（ＩＦ）周波数変換器（ＩＦＭＩＸ２）を有する。

即ち、装置１，２が図２の装置１Ａ，２Ａとそれぞれ異なる主な点は、ｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａにそれぞれ代えてｍｐｌ１，ｍｐｌ２を採用したことである。ｍｐｌ１，ｍｐｌ２においてもそれぞれの出力はローカル信号（ＬＯ信号）としても用いられる。即ち、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２は、それぞれ局部発振器を構成する。

ｍｐｌ１及びｍｐｌ２は、それぞれｍｐｌ１Ａ又はｍｐｌ２Ａと同様のＬＯ信号を発生することができる。従って、本実施の形態においても、図３に示す測距シーケンスを実施することができ、装置間距離に応じた遅延τ_Ｒを求める上記（３６）式が成立する。本実施の形態は、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２を採用して、上記（３６）式の第１項の値を求めることにより、正確な測距を可能にする。

先ず、図７のグラフを参照して、上記（３６）式の第１項の計算に必要な、３種類の位相差について説明する。図７は図４と同様のグラフに、５種類の位相差の情報を説明する矢印を付加したものである。なお、図７及び後述の図８において、５種類の位相差を示す記号中の添え字に含まれるＴＴは、周波数がｋ_Ｌ倍された信号の位相の変動に関するもの、ＲＲは周波数が（ｋ_Ｌ＋ｍ）倍された信号の位相の変動に関するもの、ＴＲは周波数がｋ_Ｌ倍された信号の位相と周波数が（ｋ_Ｌ＋ｍ）倍された信号の位相との変化に関するものであることを示している。また、これらの位相差を示す記号中の添え字に含まれるＬは、単一波信号が低周波数であることを示し、Ｈは単一波信号が高周波数であることを示し、１は信号Ｓ２に関するものであることを示し、２は信号Ｓ５に関するものであることを示している。

上述したように、装置１，２は、図３の時刻ｔ_１までに、送信周波数の初期設定を行う。即ち、装置１、装置２は、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２によって、それぞれ送信周波数がｋ_Ｌｆ_ｘ１，ｋ_Ｌｆ_ｘ２に設定される。図３の低周波数における測距シーケンスを再度説明すると、装置１のｍｐｌ１の出力信号Ｓ２の初期位相は、時刻ｔ_２以前の初期位相θ_Ｌｘ１、時刻ｔ_２から時刻ｔ_３における初期位相θ_{Ｌｍｘ１（１）}、時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の初期位相θ_{Ｌｘ１（２）}と変化する。また、装置２については、ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５の初期位相は、時刻ｔ_１以前の初期位相θ_Ｌｘ２、時刻ｔ_１から時刻ｔ_２における初期位相θ_{Ｌｍｘ２（１）}、時刻ｔ_２から時刻ｔ_３における初期位相θ_{Ｌｘ２（２）}、時刻ｔ_３から時刻ｔ_４における初期位相θ_{Ｌｍｘ２（２）}と変化する。

図７の位相差Δθ_ＬＴＴ１，Δθ_ＬＴＲ１は、装置１に関する位相差である。位相差Δθ_ＬＴＴ１は、信号Ｓ２における時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の初期位相θ_{Ｌｘ１（２）}と時刻ｔ_２以前の初期位相θ_Ｌｘ１との差分である。また、位相差Δθ_ＬＴＲ１は、信号Ｓ２における時刻ｔ_２から時刻ｔ_３の初期位相θ_{Ｌｍｘ１（１）}と時刻ｔ_２以前の初期位相θ_Ｌｘ１との差分である。これらの関係は、それぞれ（３７）式及び（３８）式で表すことができる。
θ_{Ｌｘ１（２）}＝θ_Ｌｘ１＋Δθ_ＬＴＴ１ （３７）
θ_{Ｌｍｘ１（１）}＝θ_Ｌｘ１＋Δθ_ＬＴＲ１ （３８）
また、位相差Δθ_ＬＴＴ２，Δθ_ＬＲＲ２，Δθ_ＬＴＲ２は装置２に関する位相差である。位相差Δθ_ＬＴＴ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ_２から時刻ｔ_３の初期位相θ_{Ｌｘ２（２）}と時刻ｔ_１以前の初期位相θ_Ｌｘ２との差分である。位相差Δθ_ＬＲＲ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の初期位相θ_{Ｌｍｘ２（２）}と時刻ｔ_１から時刻ｔ_２の初期位相θ_{Ｌｍｘ２（１）}との差分である。位相差Δθ_ＬＴＲ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ_１から時刻ｔ_２の初期位相θ_{Ｌｍｘ２（１）}と時刻ｔ_１以前の初期位相θ_Ｌｘ２との差分である。これらの関係は、それぞれ下記（３９）式から（４１）式で表すことができる。
θ_{Ｌｘ２（２）}＝θ_Ｌｘ２＋Δθ_ＬＴＴ２ （３９）
θ_{Ｌｍｘ２（１）}＝θ_Ｌｘ２＋Δθ_ＬＴＲ２ （４０）
θ_{Ｌｍｘ２（２）}＝θ_{Ｌｍｘ２（１）}＋Δθ_ＬＲＲ２＝θ_Ｌｘ２＋Δθ_ＬＴＲ２＋Δθ_ＬＲＲ２ （４１）
後述するように、これらの位相差のうちΔθ_ＬＴＴ１，Δθ_ＬＴＴ２，Δθ_ＬＲＲ２については、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２によって直接計測可能である。一方、（３８）式のΔθ_ＬＴＲ１及び（４０）式のΔθ_ＬＴＲ２は、直接計測することはできない。そこで、本実施の形態においては、後述するように、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２は、Δθ_ＬＴＲ１及びΔθ_ＬＴＲ２に関連した位相差を計測することで、Δθ_ＬＴＲ１及びΔθ_ＬＴＲ２を求めるようになっている。

ここでは、初期位相計測方法の考え方を示すために、Δθ_ＬＴＲ１及びΔθ_ＬＴＲ２を計測可能なものとして説明する。

上記（２５）式のθ_ＬＳＵＭに上記（３７）式～（４１）式を代入すると、上記（３６）式中のθ_ＬＳＵＭは、下記（４２）式で与えられる。
θ_ＬＳＵＭ＝－２（Δθ_ＬＴＲ１＋Δθ_ＬＴＲ２）＋２×Δθ_ＬＴＴ２＋Δθ_ＬＴＴ１－Δθ_ＬＲＲ２ （４２）
次に、（３３）式に示した高周波数でのθ_ＨＳＵＭを求める。

図８のグラフは、高周波数の測距シーケンスにおける信号Ｓ２，Ｓ５の初期位相の遷移を示しており、図７と同様に、上記（３６）式の第１項の計算に必要な、５種類の位相差について説明するものである。図８は、図４と同様のグラフに、５種類の位相差の情報を説明する矢印を付加したものである。なお、説明の簡略化のために、図８のグラフは、図７と同じ形状の特性を有する例を示しているが、図７と同じ形状の特性を有している必要はない。

装置１のｍｐｌ１からの信号Ｓ２の初期位相については、太線特性Ｃ３に示すように、時刻ｔ_２以前の初期位相θ_Ｈｘ１、時刻ｔ_２から時刻ｔ_３の初期位相はθ_{Ｈｍｘ１（１）}、時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の初期位相θ_{Ｈｘ１（２）}と変化する。装置２のｍｐｌ２からの信号Ｓ５の初期位相については、時刻ｔ_１以前の初期位相θ_Ｈｘ２、時刻ｔ_１から時刻ｔ_２の初期位相はθ_{Ｈｍｘ２（１）}、時刻ｔ_２から時刻ｔ_３の初期位相θ_{Ｈｘ２（２）}、時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の初期位相θ_{Ｈｍｘ２（２）}と変化する。

位相差Δθ_ＨＴＴ１とΔθ_ＨＴＲ１は装置１に関する位相差である。位相差Δθ_ＨＴＴ１は、信号Ｓ２における時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の初期位相θ_{Ｈｘ１（２）}と時刻ｔ_２以前の初期位相θ_Ｈｘ１の差分である。位相差Δθ_ＨＴＲ１は、信号Ｓ２における時刻ｔ_２から時刻ｔ_３の初期位相θ_{Ｈｍｘ１（１）}と時刻ｔ_２以前の初期位相θ_Ｈｘ１の差分である。これらの関係は、それぞれ下記（４３）式及び（４４）式で表される。
θ_{Ｈｘ１（２）}＝θ_Ｈｘ１＋Δθ_ＨＴＴ１ （４３）
θ_{Ｈｍｘ１（１）}＝θ_Ｈｘ１＋Δθ_ＨＴＲ１ （４４）
同様に、位相差Δθ_ＨＴＴ２、Δθ_ＨＲＲ２、Δθ_ＨＴＲ２は装置２に関する位相差である。位相差Δθ_ＨＴＴ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ_２から時刻ｔ_３の初期位相θ_{Ｈｘ２（２）}と時刻ｔ_１以前の初期位相θ_Ｈｘ２との差分である。位相差Δθ_ＨＲＲ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の初期位相θ_{Ｈｍｘ２（２）}と時刻ｔ_１から時刻ｔ_２の初期位相θ_{Ｈｍｘ２（１）}との差分である。位相差Δθ_ＨＴＲ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ_１から時刻ｔ_２の初期位相θ_{Ｈｍｘ２（１）}と時刻ｔ_１以前の初期位相θ_Ｈｘ２との差分である。これらの関係は、それぞれ下記（４５）式から（４７）式で表すことができる。
θ_{Ｈｘ２（２）}＝θ_Ｈｘ２＋Δθ_ＨＴＴ２ （４５）
θ_{Ｈｍｘ２（１）}＝θ_Ｈｘ２＋Δθ_ＨＴＲ２ （４６）
θ_{Ｈｍｘ２（２）}＝θ_{Ｈｍｘ２（１）}＋Δθ_ＨＲＲ２＝θ_Ｈｘ２＋Δθ_ＨＴＲ２＋Δθ_ＨＲＲ２ （４７）
低周波数の場合と同様に、これらの位相差のうちΔθ_ＨＴＴ１，Δθ_ＨＴＴ２，Δθ_ＨＲＲ２については、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２によって直接計測可能である。一方、（４４）式のΔθ_ＨＴＲ１及び（４６）式のΔθ_ＨＴＲ２は、直接計測することはできない。そこで、本実施の形態においては、後述するように、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２は、Δθ_ＨＴＲ１及びΔθ_ＨＴＲ２に関連した位相差を計測することで、Δθ_ＨＴＲ１及びΔθ_ＨＴＲ２を求めるようになっている。

ここでは、初期位相計測方法の考え方を示すために、Δθ_ＨＴＲ１及びΔθ_ＨＴＲ２を計測可能なものとして説明する。

上記（２５）式のθ_ＨＳＵＭに上記（４３）式～（４７）式を代入すると、上記（３６）式中のθ_ＨＳＵＭは、下記（４８）式で与えられる。
θ_ＨＳＵＭ＝－２（Δθ_ＨＴＲ１＋Δθ_ＨＴＲ２）＋２×Δθ_ＨＴＴ２＋Δθ_ＨＴＴ１－Δθ_ＨＲＲ２ （４８）
以上のように、上記（４２）式及び（４８）式により、上記（３６）式の第１項を求めることが可能である。

図７及び図８の太線特性Ｃ１～Ｃ４において、傾斜が小さい区間は送信区間であり、傾斜が大きい区間は受信区間である。なお、装置１，２の一方が送信区間の場合には他方は受信区間である。上記（４２）式及び（４８）式において、位相差Δθ_ＬＴＴ１、Δθ_ＬＴＴ２、Δθ_ＨＴＴ１、Δθ_ＨＴＴ２は、装置１，２のそれぞれにおいて、受信区間を挟んだ２つの送信区間の各ＲＦ信号同士の位相差を表す。位相差Δθ_ＬＲＲ２、Δθ_ＨＲＲ２は送信区間を挟んだ２つの受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差を表す。そして、位相差Δθ_ＬＴＲ１、Δθ_ＬＴＲ２、Δθ_ＨＴＲ１、Δθ_ＨＴＲ２は連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差を表す。前者２つは同一周波数の初期位相差であるが、後者は異なる周波数での初期位相差である。上記、「２つの送信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」（以下、第１の位相差ともいう）、「２つの受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」（以下、第２の位相差ともいう）、「連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」（以下、第３の位相差ともいう）を求めることができれば、上記（３６）式により正確な測距が可能になる。

本実施の形態においては、これらの３種類の位相差又はこれらの３種類の位相差を求めるための情報をｍｐｌ１，ｍｐｌ２によって求めるようになっている。ｍｐｌ１，ｍｐｌ２は、求めたこれらの位相差に関する情報をそれぞれ演算装置ＣＡ１，ＣＡ２に出力する。演算装置ＣＡ１，ＣＡ２は、それぞれＩＦＭＩＸ１，ＩＦＭＩＸ２から信号Ｓ１２，Ｓ９が与えられ、これらの信号Ｓ１２，Ｓ９の位相を検出する。演算装置ＣＡ１は、信号Ｓ１２から得た位相情報とｍｐｌ１からの位相差に関する情報とを用いて、上記（３６）式の演算を行って遅延τ_Ｒを求め更に距離Ｒを求める。なお、装置２において、演算装置ＣＡ２は、信号Ｓ９から得た位相情報とｍｐｌ２からの位相差に関する情報とを用いて、上記（３６）式の演算を行って遅延τ_Ｒを求め更に距離Ｒを求めることもできる。なお、演算装置ＣＡ１，ＣＡ２は、それぞれ装置１，２における測距に関する各種制御、例えば測距シーケンスにおける周波数設定やタイミング制御等を行うことができるようになっている。

（具体的な構成）
図９は実施の形態に係る位相変動検出装置及び位相補正装置を含む測距装置を示すブロック図であり、装置２において上記３種類の位相差に関する情報を算出するｍｐｌ２の具体的な構成を示すものである。また、装置１のｍｐｌ１の構成も図９と同様であり、図示及び説明を省略する。なお、図９において、位相変動検出装置は、主にＯＳＣ２及びｍｐｌ２により構成され、位相補正装置は、ＯＳＣ２、ｍｐｌ２、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２及び距離算出器ｄｃａｌｃ２により構成される。上述したように、位相変動検出装置及び位相補正装置は、測距装置に限らず、入力された信号の位相を検出する各種装置に利用することも可能であり、その場合には、位相補正装置は、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２及び距離算出器ｄｃａｌｃ２に代えてｍｐｌ２の出力を用いて初期位相の変動量に応じて入力信号の位相を補正する他の回路が採用される。

ｍｐｌ２は、周波数乗算器ｍｐｌ２０、基準位相器ｍｐｌ００及び位相検出器ｐｈｓｄｅｔにより構成される。周波数乗算器ｍｐｌ２０は、図２のｍｐｌ２Ａと同一の機能を有している。即ち、周波数乗算器ｍｐｌ２０は、局部発振器を構成するものであり、ＯＳＣ２の発振出力である信号Ｓ４が与えられ、信号Ｓ４の周波数を所定倍して、局部発振信号である信号Ｓ５を生成して出力する。なお、周波数乗算器ｍｐｌ２０による逓倍数は、演算装置ＣＡ２の制御装置ＣＮ２によって指定されるようになっている。制御装置ＣＮ２は、周波数乗算器ｍｐｌ２０の逓倍数を決定するための周波数制御データを発生する。

信号Ｓ５は、測距の受信区間にはＬＯ信号としてＲＦＭＩＸ２に与えられると共に、測距の送信区間には単一波信号として送信される。更に、周波数乗算器ｍｐｌ２０は、信号Ｓ５の位相の情報を位相検出器ｐｈｓｄｅｔに出力することもできるようになっている。

基準位相器ｍｐｌ００には、制御装置ＣＮ２からの周波数制御データが与えられる。上述したように、測距シーケンスにおいて、周波数乗算器ｍｐｌ２０からの信号Ｓ５の周波数は変化し、周波数の変化タイミングで信号Ｓ５の初期位相も変化する。本実施の形態においては、基準位相器ｍｐｌ００には、周波数乗算器ｍｐｌ２０の発振周波数が変更される前の周波数制御データ（以下、参照周波数制御データという）が与えられる。これにより、基準位相器ｍｐｌ００は、周波数乗算器ｍｐｌ２０からの信号Ｓ５の周波数が変更される前の初期位相及び初期周波数に応じて変化する位相、即ち、基準位相を求めるための位相（以下、準基準位相という）の情報を出力することができるようになっている。基準位相器ｍｐｌ００は、求めた準基準位相を位相検出器ｐｈｓｄｅｔに出力する。

位相検出器ｐｈｓｄｅｔは、入力された情報に基づいて、上記３種類の位相差を求めるための情報を取得して、その情報（Ｓ１５）を演算装置ＣＡ２に出力する。

演算装置ＣＡ２は、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２、距離算出器ｄｃａｌｃ２及び制御装置ＣＮ２により構成される。制御装置ＣＮ２は、補正回路を構成する位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２及び距離算出器ｄｃａｌｃ２の演算を制御すると共に、ｍｐｌ２及びｄｉｖ２を制御する。制御装置ＣＮ２は、装置２において測距に関する周波数制御やタイミング制御等が可能であり、例えば、上述した周波数制御データを設定することができる。

位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２は、位相検出器ｐｈｓｄｅｔの出力を用いて、上記（３６）式のθ_ＬＳＵＭ，θ_ＨＳＵＭを求めて距離算出器ｄｃａｌｃ２に出力する。演算装置ＣＡ２には、ＩＦＭＩＸ２からの信号Ｓ９も与えられており、距離算出器ｄｃａｌｃ２は、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２の出力と信号Ｓ９とから、上記（３６）式の演算により遅延τ_Ｒを求め、更に、距離Ｒを算出する。

図１０はｍｐｌ２及び位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２の一部の更に具体的な構成を示す回路図である。なお、装置１のｍｐｌ１及び位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ１の一部の構成も図１０と同様であり、図示及び説明を省略する。

周波数乗算器ｍｐｌ２０は、デジタル制御発振器（ＤＣＯ）を含むＡＤＰＬＬ（完全デジタル位相同期回路）を有する一般的な構成の周波数乗算器の回路部分を含む。デジタル制御発振器ＤＣＯは、入力されるデジタル値に応じた発振周波数の発振出力を発生して出力する。後述するように、ＡＤＰＬＬのロック時には、デジタル制御発振器ＤＣＯは、参照発振器１０が発生する参照クロックの周波数の有理数倍の周波数の発振出力を発生する。なお、参照発振器１０は図１及び図９のＯＳＣ２に相当する
デジタル制御発振器ＤＣＯの発振出力は、カウンタ１１に供給される。カウンタ１１はデジタル制御発振器ＤＣＯの発振出力をカウントしており、カウンタ１１のカウント値は、減算器１２に出力される。カウンタ１１は、デジタル制御発振器ＤＣＯの発振出力の波数（パルス数）をカウントする。参照クロックの１周期中のカウンタ１１のカウント値は、デジタル制御発振器ＤＣＯの発振出力が例えば参照クロックの何整数逓倍であるかを示している。

デジタル制御発振器ＤＣＯの発振出力は、ＴＤＣ１３にも供給される。ＴＤＣ１３は、例えば、発振出力の周期よりも十分に短い遅延時間の複数の遅延素子により構成してもよい。ＴＤＣ１３には参照クロックも与えられており、ＴＤＣ１３は、デジタル制御発振器ＤＣＯの発振出力と参照クロックとの遅延時間（位相差に相当）を求めて、正規化回路１４に出力する。正規化回路１４は、参照クロックの１周期を１としてＴＤＣ１３の出力を正規化する。即ち、正規化回路１４の出力は、ＴＤＣ１３の出力（遅延時間）が参照クロック周期の何小数倍であるかを示していると共に、デジタル制御発振器ＤＣＯ出力と参照クロックとの位相差を示している。正規化回路１４の出力は減算器１２に供給される。

積分器（Σ）１５は、周波数制御データ及び参照クロックが与えられる。周波数制御データはデジタル制御発振器ＤＣＯの希望発振出力周波数と参照クロック周波数との比の値である、参照クロックに対する有理数の逓倍数を示している。積分器１５は、参照クロック毎に周波数制御データを積算して、積算結果を減算器１２に出力する。

カウンタ１１の出力はデジタル制御発振器ＤＣＯ出力の周波数の参照クロックに対する整数逓倍数の積算結果であり、正規化回路１４の出力は、デジタル制御発振器ＤＣＯ出力の周波数の参照クロックに対する小数逓倍数である。カウンタ１１及び正規化回路１４の出力は、発振中のデジタル制御発振器ＤＣＯ出力の周波数の参照クロックに対する有理数の逓倍数を示している。また、カウンタ１１及び正規化回路１４の出力は、参照クロックを基準としたデジタル制御発振器ＤＣＯ出力の現在の位相を示している。

減算器１２は、積分器１５の出力からカウンタ１１及び正規化回路１４の出力を減算することで、位相誤差を求める。減算器１２は、求めた位相誤差をループフィルタ１６及び正規化回路１７を介してデジタル制御発振器ＤＣＯに与える。これにより、デジタル制御発振器ＤＣＯの発振出力は、減算器１２の出力が０となるように周波数が変化する。なお、ループフィルタ１６は参照クロック周期で動作し、正規化回路１７はループフィルタ１６の出力をデジタル制御発振器ＤＣＯの周波数制御に適した情報に正規化してデジタル制御発振器ＤＣＯに与える。こうして、ＡＤＰＬＬのロック時には、デジタル制御発振器ＤＣＯからは、参照クロックの周波数制御データに基づく有利数倍の周波数の発振出力が得られる。

上述したように、カウンタ１１及び正規化回路１４の出力は、参照クロックを基準としたデジタル制御発振器ＤＣＯ出力の現在の位相を示しており、カウンタ１１の出力は２π（３６０度）の整数倍の現在の位相を、小数逓倍数を示す正規化回路１４の出力が参照クロックを基準としたデジタル制御発振器ＤＣＯ出力の２πで正規化すなわち２πを１とした時の現在の位相を示すものとなる。ロック時には、減算器１２の出力が０となるので、積分器１５の出力も参照クロックを基準としたデジタル制御発振器ＤＣＯ出力の現在の位相を示すことになる。

積分器１５の出力は減算器３０にも出力される。

積分器（Σ）２０は、図９の基準位相器ｍｐｌ００を構成する。積分器２０には、参照周波数制御データが与えられる。積分器２０には、参照発振器１０からの参照クロックも与えられており、積分器２０は、積分器１５と同様に、参照クロック毎に参照周波数制御データを積算して、積算結果を減算器３０に出力する。参照周波数制御データは、積分器１５に供給される周波数制御データが変更される前の初期値のデータである。

即ち、積分器２０は、周波数乗算器ｍｐｌ２０からの信号Ｓ５の周波数が変更される前の初期位相及び初期周波数に応じて変化する位相、即ち、基準位相を求めるための位相（以下、準基準位相という）の情報を出力することができる。

減算器３０により図９の位相検出器ｐｈｓｄｅｔが構成され、タイミング生成回路４０、ホールド回路４４，４５、減算器４６及びＭＯＤ（剰余演算）回路４７により、図９の位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２の一部が構成される。減算器３０は、積分器１５出力から積分器２０出力を減算して、減算結果をホールド回路４４，４５に出力する。積分器１５の出力により示される位相（以下、積分器１５の出力位相という）をφ_２とし、積分器２０の出力により示される位相（以下、積分器２０の出力位相という）をφ_０とすると、減算器３０は、φ_２とφ_０との差分を求めることになる。なお、本明細書ではφ_２とφ_０は回路上では２πを１に正規化した信号として扱う。

積分器２０の出力位相（準基準位相）は、初期設定時の周波数乗算器ｍｐｌ２０の出力の位相（基準位相）、即ち、積分器１５の出力位相に対して、基準位相と同様の変化率で変化し初期位相も一致もしくは初期位相のみが相違する位相である。従って、積分器１５に入力される周波数制御データが初期値から変更されていない場合には、周波数制御データと参照周波数制御データとは相互に同一値であり、減算器３０の出力は０又は所定の固定値となり変化しない。

例えば、参照発振器１０の周波数がｆ_ｘ２で初期値の周波数制御データがＫ_ａである場合において、積分器１５の出力位相θ（ｔ）がθ（ｔ）＝Ｋ_ａｆ_ｘ２ｔ＋θ_ａ１で表されるものとする。θ_ａ１はこの場合の初期位相である。この場合には、積分器２０の出力位相θ_０（ｔ）は、θ_０（ｔ）＝Ｋ_ａｆ_ｘ２ｔ＋θ_０で表される。θ_０はこの場合の初期位相である。この場合には、減算器３０の出力は、θ_ａ１－θ_０となり、固定値である。

積分器１５に供給される周波数制御データがＫ_ｂに変化すると、積分器１５の出力位相θ（ｔ）は、θ（ｔ）＝Ｋ_ｂｆ_ｘ２ｔ＋θ_ｂとなる。なお、θ_ｂはこの場合の初期位相であり、減算器３０の出力は、Ｋ_ｂｆ_ｘ２ｔ＋θ_ｂ－（Ｋ_ａｆ_ｘ２ｔ＋θ_０）に変化する。更に、周波数制御データがＫ_ａに戻ると、積分器１５の出力位相θ（ｔ）は、θ（ｔ）＝Ｋ_ａｆ_ｘ２ｔ＋θ_ａ２となる。なお、θ_ａ２はこの場合の初期位相であり、減算器３０の出力は、θ_ａ２－θ_０に変化する。

このように、減算器３０の出力は、周波数及び初期位相の変化に対応したものとなり、減算器３０の出力を用いることで初期位相による影響を除去することが可能である。測距装置に適用した場合には、減算器３０の出力は、上述した第１～第３の位相を取得するための情報Ｓ１５として、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２の一部を構成するホールド回路４４，４５に供給される。

積分器１５の出力はデジタル制御発振器ＤＣＯの出力位相に対応し、図７及び図８の太線特性Ｃ２やＣ４で示す位相φ_ｔｘ２に対応する。また、関係が理解しやすいようにθ_０＝θ_ａ１として図示するならば積分器２０の出力位相（準基準位相）は、図７及び図８のθ_Ｌｘ２又はθ_Ｈｘ２を初期位相とする破線で示した位相φ_ｔｘ２の直線に対応する。減算器３０の出力は、図７及び図８の太線特性Ｃ２と直線で表される準基準位相との差である。

タイミング生成回路４０は、参照クロックが与えられており、参照クロックを基準にして、所定のタイミング信号ｔａ１，ｔａ２を発生してそれぞれホールド回路４４，４５に出力する。

図１１はタイミング生成回路４０の具体的な構成の一例を示すブロック図である。タイミング生成回路４０は、カウンタ４１、デコーダ４２及び遅延器４３により構成される。カウンタ４１は、参照クロックをカウントしてカウント値をデコーダ４２に出力する。デコーダ４２は、演算装置ＣＡ２の制御装置ＣＮ２により制御されて（図示省略）、あるいは図示しないメモリに記憶された情報に基づいて、カウント値に対応した２つのタイミング信号を発生して遅延器４３に出力する。遅延器４３は、入力された２つのタイミング信号を所定の遅延時間だけ遅延させてタイミング信号ｔａ１，ｔａ２を発生させる。なお、タイミング信号ｔａ１，ｔａ２については後述する。

ホールド回路４４は、タイミング信号ｔａ１のタイミングで減算器３０の出力をホールドして取得した位相θ_Ａを減算器４６に出力する。また、ホールド回路４５は、タイミング信号ｔａ２のタイミングで減算器３０の出力をホールドして取得した位相θ_Ｂを減算器４６に出力する。なお、タイミング生成回路４０は、受信区間及び送信区間中において周波数乗算器ｍｐｌ２０の出力周波数が安定した時刻をタイミングｔａ１，ｔａ２に設定する。

減算器４６は、位相θ_Ａとθ_Ｂとの減算を行って、減算結果をＭＯＤ回路４７に出力する。後述するように、減算器４６の減算結果から上述した第１～第３の位相差を求めることができる。例えば、図７のΔθ_ＬＴＴ２については、減算器４６の出力により容易に得られることは明らかである。

図７及び図８では太線特性Ｃ２で示す位相φ_ｔｘ２及び準基準位相は単純に増加するものとして示したが、実際には、位相は２πを超えることはない。ＭＯＤ回路４７は、減算器４６の出力の２πによる剰余を求めて、位相差の情報であるΔθ_ＡＢを出力する。このΔθ_ＡＢを用いて測距演算が行われる。
本実施例のように、２πを１として扱っている場合には、ＭＯＤ回路４７は入力された信号から小数部だけを取り出す回路でよい。また、ＭＯＤ回路４７を設けずにあらかじめ積分器２０、減算器３０、ホールド回路４４、ホールド回路４５、減算器４６などが小数部のみしか扱わない回路としてもよいし、そうすることで回路規模を縮小可能であることは明らかである。

次に、このように構成された実施の形態の動作について、図１２のグラフを参照して説明する。図１２は図７と同様の表記方法によるグラフであり、図７のグラフから装置１（装置１Ａ）に関する特性を除去すると共に、基準位相器ｍｐｌ００を構成する積分器２０の出力位相（準基準位相）をφ_０で示している。ｍｐｌ２は、装置２Ａのｍｐｌ２Ａと同様に動作するものとする。即ち、装置２のｍｐｌ２の出力の位相、即ち、積分器１５の出力位相φ_２は、図７と同様の特性を示す図１２（特性Ｃ２）によって示される。なお、積分器１５や積分器２０は参照発振器１０の周波数ｆ_ｘ２の逆数の周期ごとに離散的に動作するため、厳密にはそれらの出力位相は階段状に変化する。図１２のグラフは十分に拡大すると階段状になるが、ここでは直感的に理解しやすいように階段を省略した表現としている。以降のグラフについても同様である。また、本明細書では説明を理解しやすいように、以降の数式および説明はｆ_ｘ２ｔまたはｆ_ｘ１ｔが整数となる時間、すなわち離散時間ごとの挙動について説明を行う。

基準位相器ｍｐｌ００とｍｐｌ２０とは、時刻ｔ_１前の送信周波数の初期設定時には同じ周波数であって、上述したｍｐｌ２Ａと同様の初期設定が行われているものとする。従って、ｍｐｌ２０の出力の位相φ_ｔｘ２を示す積分器１５の出力位相φ_２は、上記（４）式の右辺と等価であり、図１２の太線特性Ｃ２で表される。（４）式中のｋ_Ｌは、ｍｐｌ２０においては周波数制御データＫ_ａで示される有理数のことである。この有理数のうちの整数値（整数逓倍数）は、位相換算では３６０°（２π）の倍数に対応し、位相差Δθ_ＡＢを求める剰余演算では省かれる。このため繰り返しになるが、ｍｐｌ２０の出力の位相φ_ｔｘ２に対応する積分器１５の出力位相φ_２を用いるに際して、整数逓倍数を考慮する必要は無く、小数値（小数逓倍数）による位相の変化のみを用いてもよい。なお、以下の説明では、整数逓倍数による位相分を含む（４）式の右辺をそのまま用いるが、特に問題は無い。

（第１の位相差の算出）
積分器１５の出力の位相φ_２は、（４）式の右辺と同様の下記（４９）式で与えられる。
φ_２＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｌｘ２ （４９）
一方、基準位相器ｍｐｌ００は、初期設定における周波数設定はｍｐｌ２０と同じであるが、初期位相はｍｐｌ２０と同じである必要はない。基準位相器ｍｐｌ００の低周波数時における初期位相をθ_Ｌ０ｘ２とすると、基準位相器ｍｐｌ００の出力により得られる積分器２０出力の準基準位相φ_０は、下記（５０）式で与えられる。
φ_０＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｌ０ｘ２ （５０）
整数逓倍数の扱いはφ_２と同様であるが、（５０）式中には含むものとする。周波数が切替る時刻ｔ_１直前に、減算器３０においてφ_２－φ_０を検出すると、
φ_２－φ_０＝θ_Ｌｘ２－θ_Ｌ０ｘ２ （５１）
となり、初期設定における周波数乗算器ｍｐｌ２０の初期位相と基準位相器ｍｐｌ００の初期位相との差分が得られる。

上述したように、装置２において、時刻ｔ_１から時刻ｔ_２までは受信区間であり、時刻ｔ_２以降再度送信区間になるので、周波数乗算器ｍｐｌ２０の出力周波数は変化し、デジタル制御発振器ＤＣＯ出力の初期位相も変化する。時刻ｔ_２から時刻ｔ_３における積分器１５出力の位相φ_２は、上記（９）式の右辺と同様の下記（５２）式で与えられる。
φ_２＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ２ｔ＋θ_{Ｌｘ２（２）} （５２）
一方、基準位相器ｍｐｌ００の出力である積分器２０の出力の準基準位相φ_０は、基準位相器ｍｐｌ００において周波数設定が変更されていないので、上記（５０）式に従う。従って、時刻ｔ_２から時刻ｔ_３の送信区間中の周波数が安定した時刻において、減算器３０でφ_２－φ_０を検出すると、下記（５３）式が得られる。
φ_２－φ_０＝θ_{Ｌｘ２（２）}－θ_Ｌ０ｘ２ （５３）
時刻ｔ_１直前で検出したφ_２－φ_０と時刻ｔ_２から時刻ｔ_３の送信区間中の周波数が安定した時刻で検出したφ_２－φ_０との差分は、周波数乗算器ｍｐｌ２０の出力周波数の変化による初期位相の変化である位相差Δθ_ＬＴＴ２を表すものである。すなわち、（５３）式から（５１）式を引くことで、θ_{Ｌｘ２（２）}－θ_Ｌｘ２が求まり、これはすなわちΔθ_ＬＴＴ２である。
この処理を回路動作で説明する。いま、時刻ｔ_１直前の時刻ｔ_Ａで検出した周波数乗算器ｍｐｌ２０と基準位相器ｍｐｌ００の位相差をそれぞれφ_２（ｔ_Ａ），φ_０（ｔ_Ａ）とし、時刻ｔ_２と時刻ｔ_３間の時刻ｔ_Ｂで検出した周波数乗算器ｍｐｌ２０と基準位相器ｍｐｌ００の位相差をそれぞれφ_２（ｔ_Ｂ），φ_０（ｔ_Ｂ）とする。

タイミング生成回路４０は、タイミングｔａ１として時刻ｔ_１直前の時刻ｔ_Ａを設定し、タイミングｔａ２として時刻ｔ_２と時刻ｔ_３間の時刻ｔ_Ｂを設定する。これにより、ホールド回路４５は、位相θ_Ｂ＝φ_２（ｔ_Ｂ）－φ_０（ｔ_Ｂ）を出力し、ホールド回路４４は、位相θ_Ａ＝φ_２（ｔ_Ａ）－φ_０（ｔ_Ａ）を出力する。

こうして、減算器４６はθ_Ｂ－θ_Ａを求める。即ち、減算器４６の出力は、下記（５４）式で表される。Δθ_ＬＴＴ２となる。

位相差Δθ_ＬＴＴ２＝φ_２（ｔ_Ｂ）－φ_０（ｔ_Ｂ）－｛φ_２（ｔ_Ａ）－φ_０（ｔ_Ａ）｝ （５４）
こうして、減算器４６からは、周波数乗算器ｍｐｌ２０の初期位相の変化、即ち、第１の位相差（「２つの送信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」）であるΔθ_ＬＴＴ２が出力される。減算器４６の出力は、ＭＯＤ回路４７によって２πの剰余が求められる。これにより、ＭＯＤ回路４７は、Δθ_ＡＢとしてΔθ_ＬＴＴ２を出力する。
なお、図示しない装置１のＭＯＤ回路４７からは、上記と同様の手法によって、Δθ_ＬＴＴ１が得られる。

（第２の位相差の算出）
次に、図１３、図１４、図１５を参照して、第２の位相差である「２つの受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」を検出する手法について説明する。図１３は図１２と同様のグラフである。即ち、図１３は図７のグラフから装置１（装置１Ａ）に関する特性を除去すると共に、基準位相器ｍｐｌ００の出力である積分器２０の出力位相（準基準位相）φ_０を示している。ｍｐｌ２は、装置２Ａのｍｐｌ２Ａと同様に動作するものとする。即ち、装置２のｍｐｌ２の出力の位相、即ち、積分器１５の出力位相φ_２は、図１３の特性Ｃ２によって示される。

時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の装置２の受信区間における周波数乗算器ｍｐｌ２０からのＬＯ信号の位相φ_ｔｘ２（ｔ）は、積分器１５の出力によって得られる。この場合の積分器１５出力位相φ_２（ｔ）は、上記（１０）式の右辺と同様の下記（５５）式によって示される。
φ_２（ｔ）＝φ_ｔｘ２（ｔ）＝２π（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ２ｔ＋θ_{Ｌｍｘ２（２）} （５５）
ここで、θ_{Ｌｍｘ２（２）}は時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の区間でのｍｐｌ２０の出力信号Ｓ５の初期位相である。また、時刻ｔ_１から時刻ｔ_２の区間でのｍｐｌ２０の出力信号Ｓ５の初期位相をθ_{Ｌｍｘ２（１）}とし、装置２が受信から送信へ遷移するときの位相飛び量をΔθ_ＪＰ２とし、装置２が送信から受信へ遷移するときの位相飛び量をΔθ_ＪＰ３とする。仮に、周波数に変化が無い場合には、位相飛び量Δθ_ＪＰ２とΔθ_ＪＰ３の合計がθ_{Ｌｍｘ２（２）}とθ_{Ｌｍｘ２（１）}との差分に等しくなるが、周波数変化を考慮すると、θ_{Ｌｍｘ２（２）}とθ_{Ｌｍｘ２（１）}との関係は、下記（５６）式で表される。
θ_{Ｌｍｘ２（２）}－θ_{Ｌｍｘ２（１）}＝－ｍｆ_ｘ２×（ｔ_３－ｔ_２）＋Δθ_ＪＰ２＋Δθ_ＪＰ３ （５６）
図１４はｍｐｌ２０の位相φ_ｔｘ２と基準位相器ｍｐｌ００からの準基準位相φ_０との差分を説明するための説明図である。

図１４の縦軸は位相φ_ｔｘ２（φ_２）と準基準位相φ_０との位相差に２πの剰余計算した値を示す。なお、剰余は受信状態の位相差検出方法の説明を簡単にするために施したものである。また、説明を簡単にするために、Δθ_ＪＰ２＝Δθ_ＪＰ３＝０［ｒａｄ］とした。

即ち、図１４の波形は、準基準位相φ_０を基準にした場合のφ_２の変化を示すものである。装置２の周波数乗算器ｍｐｌ２０出力について、時刻ｔ_１以前の送信状態（初期設定状態）における位相をφ_Ｌｔ１（ｔ）とし、時刻ｔ_１から時刻ｔ_２の受信区間における位相をφ_{Ｌｔ１－ｔ２}（ｔ）とし、時刻ｔ_２から時刻ｔ_３の送信区間における位相をφ_{Ｌｔ２－ｔ３}（ｔ）とし、時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の受信区間における位相をφ_{Ｌｔ３－ｔ４}（ｔ）とすると、図１４の各区間における位相差を示す波形は、図１３からわかるようにそれぞれ下記（５７）式～（６０）式によって示すことができる。なお、装置２のＩＦ周波数ｆ_ＩＦ２は、送信時のＬＯ信号と受信時のＬＯ信号との周波数差ｍｆ_ｘ２［Ｈｚ］であり、下記（６１）式が成立する。
φ_Ｌｔ１（ｔ）＝ｍｏｄ（θ_Ｌｘ２－θ_Ｌ０ｘ２，２π）＝θ_ＴＸＡ （５７）
φ_{Ｌｔ１－ｔ２}（ｔ）＝ｍｏｄ（２πｍｆ_ｘ２ｔ＋θ_{Ｌｍｘ２（１）}－θ_Ｌ０ｘ２，２π）
＝ｍｏｄ（２πｆ_ＩＦ２ｔ＋θ_{Ｌｍｘ２（１）}－θ_Ｌ０ｘ２，２π） （５８）
φ_{Ｌｔ２－ｔ３}（ｔ）＝ｍｏｄ（θ_{Ｌｘ２（２）}－θ_Ｌ０ｘ２，２π）＝θ_ＴＸＢ （５９）
φ_{Ｌｔ３－ｔ４}（ｔ）＝ｍｏｄ（２πｍｆ_ｘ２ｔ＋θ_{Ｌｍｘ２（２）}－θ_Ｌ０ｘ２，２π）
＝ｍｏｄ（２πｆ_ＩＦ２ｔ＋θ_{Ｌｍｘ２（２）}－θ_Ｌ０ｘ２，２π） （６０）
ｆ_ＩＦ２＝ｍｆ_ｘ２ （６１）
図１４に示すように、ｍｐｌ２０出力の位相と準基準位相との位相差は、送信区間では一定であり、受信区間ではＩＦ角周波数（２πｍｆ_ｘ２）の変化率で変化する。ここで、時刻ｔ_２で受信状態が終了せず、時刻ｔ_４まで受信を続ける場合を考える。この場合、上記（５８）式は時刻ｔ_２から時刻ｔ_４区間にも適用される。

図１５は図１４の位相差の波形に、式（５８）を適用した位相差の波形を１点鎖線にて追加して示す説明図である。位相が０［ｒａｄ］から２π［ｒａｄ］まで変化する時間（１周期）Ｔ_ＩＦ２は、ＩＦ周波数分の１、すなわち、
Ｔ_ＩＦ２＝１／ｆ_ＩＦ２ （６２）
となる。時刻ｔ_１から時刻ｔ_２の受信区間で周波数が安定した任意の時刻をｔ_ＩＦＡとすると、この周波数ｆ_ＩＦ２の信号の受信を以降も継続した場合、図１５の一点鎖線に示すように、ｍｐｌ２０出力の位相は、Ｔ_ＩＦ２時間毎に同一の値となる。即ち、時刻ｔ_ＩＦＡからＴ_ＩＦ２時間毎に、周波数が変化しないと仮定したｍｐｌ２０出力の位相と準基準位相との位相差は同一値となる。

従って、減算器３０において、ｍｐｌ２０出力位相を示す積分器１５の出力位相φ_２と準基準位相φ_０との差分を求める場合において、図１５の時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の区間で、時刻ｔ_ＩＦＢが時刻ｔ_ＩＦＡからＴ_ＩＦ２の整数倍後の時刻であるものとし、時刻ｔ_ＩＦＢにおいて検出したｍｐｌ２０出力位相と準基準位相との位相差をΔθ（ｔ_ＩＦＢ）_Ｖ（破線）とすると、位相差Δθ（ｔ_ＩＦＡ）と、位相差Δθ（ｔ_ＩＦＢ）_Ｖ（破線）とは同一値となる。

しかしながら、実際には、時刻ｔ_２から時刻ｔ_３の受信区間において周波数が変化することから、ｍｐｌ２０出力の位相は（６０）式に従って変化し、時刻ｔ_ＩＦＢにおける位相差Δθ（ｔ_ＩＦＢ）は、位相差Δθ（ｔ_ＩＦＡ）とは異なる値となる。

時刻ｔ_２から時刻ｔ_３区間において周波数変化を受けた場合と受けない場合におけるこの位相差の差は、２つの受信区間における周波数には変化がないので、時刻ｔ_２から時刻ｔ_３区間における周波数変化に伴い初期位相が変化したことによる。即ち、初期位相の変動量Δθ_ＬＲＲ２＝Δθ（ｔ_ＩＦＢ）－Δθ（ｔ_ＩＦＢ）_Ｖが成立する。この演算では、準基準位相は相殺されるので、時刻ｔ_ＩＦＢにおける積分器１５の出力位相φ_２であるφ_{Ｌｔ３－ｔ４}（ｔ_ＩＦＢ）と、時刻ｔ_ＩＦＡにおける積分器１５の出力位相φ_２であるφ_{Ｌｔ１－ｔ２}（ｔ_ＩＦＡ）を用いた、下記（６３）式によって、初期位相の変動量Δθ_ＬＲＲ２が求められる。
Δθ_ＬＲＲ２＝φ_{Ｌｔ３－ｔ４}（ｔ_ＩＦＢ）－φ_{Ｌｔ１－ｔ２}（ｔ_ＩＦＡ） （６３）
なお、上記（６３）式は、位相飛びΔθ_ＪＰ２，Δθ_ＪＰ３をともに０［ｒａｄ］として求めた。しかし、図１３から明らかなように、時刻ｔ_ＩＦＢにおける位相φ_{Ｌｔ３－ｔ４}（ｔ_ＩＦＢ）は、Δθ_ＪＰ２＋Δθ_ＪＰ３が反映されたものとなっており、位相飛びΔθ_ＪＰ２，Δθ_ＪＰ３が０［ｒａｄ］でない場合であっても、上記（６３）式によって、初期位相変動量Δθ_ＬＲＲ２が求められることになる。

即ち、本実施の形態においては、タイミング生成回路４０は、タイミング信号ｔａ１として時刻ｔ_ＩＦＡを設定し、タイミング信号ｔａ２として時刻ｔ_ＩＦＢを設定する。ホールド回路４４は、時刻ｔ_ＩＦＡにおけるφ_２－φ_０をθ_Ａとして出力し、ホールド回路４５は、時刻ｔ_ＩＦＢにおけるφ_２－φ_０をθ_Ｂとして出力する。

減算器４６は、θ_Ｂ－θ_Ａにより、初期位相の変動量Δθ_ＬＲＲ２を算出する。ＭＯＤ回路４７は、減算器４６の出力の２πによる剰余をとって、変動量Δθ_ＬＲＲ２をΔθ_ＡＢとして出力する。こうして、第２の位相差である「２つの受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」の検出が可能である。

なお、初期位相の変動量Δθ_ＬＲＲ２は、１回目の受信区間中の時刻ｔ_ＩＦＡにおける積分器１５の出力と、時刻ｔ_ＩＦＡからＴ_ＩＦ２の整数倍の時間後の２回目の受信区間中の時刻ｔ_ＩＦＢにおける積分器１５の出力との差分演算によっても求められる。
また、図示しない装置１のＭＯＤ回路４７からは、上記と同様の手法によって、Δθ_ＬＲＲ１が得られる。

（第３の位相差）
次に、図１６を参照して、第３の位相差である「連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」を検出する手法について説明する。図１６は図１４と同様の説明図である。なお、第３の位相差は、図７及び図８中の位相差Δθ_ＬＴＲ１、Δθ_ＬＴＲ２、Δθ_ＨＴＲ１、Δθ_ＨＴＲ２である。これらの位相差のうち、装置２の時刻ｔ_１以前の区間から、時刻ｔ_１～時刻ｔ_２の受信区間への遷移に関する位相差Δθ_ＬＴＲ２を例にして以下に説明するが、他の場合についても同様に求めることができる。

図１６は、図１４と同様の手法により、装置２における準基準位相φ_０と周波数乗算器ｍｐｌ２０出力位相を示す積分器１５の出力位相φ_２との位相差を２πの剰余を施して示した図である。以下では、サンプル点を時刻ｔ_１前の時刻ｔ_Ｃ及び時刻ｔ_１後の時刻ｔ_Ｄに設定して説明する。

時刻ｔ_Ｃで検出される位相差は、上記（５７）式に示す通り、ｍｏｄ（θ_Ｌｘ２－θ_Ｌ０ｘ２，２π）である。時刻ｔ_Ｄで検出される位相差は（５８）式から
φ_{Ｌｔ１－ｔ２}（ｔ_Ｄ）＝ｍｏｄ（２πｆ_ＩＦ２ｔ_Ｄ＋θ_{Ｌｍｘ２（１）}－θ_Ｌ０ｘ２，２π） （６４）
となる。式を簡略化してｍｏｄを省き、時刻ｔ_Ｃで検出される位相をφ_Ｌｔ１（ｔ_Ｃ）として、（５８）式及び（６４）式から与えられるこれらの２つの位相差の差分をとると、下記（６５）式が得られる。
φ_{Ｌｔ１－ｔ２}（ｔ_Ｄ）－φ_Ｌｔ１（ｔ_Ｃ）＝２πｆ_ＩＦ２ｔ_Ｄ＋θ_{Ｌｍｘ２（１）}－θ_Ｌｘ２ （６５）
上記（４０）式と（６５）式とから、下記（６６）式が得られる。
Δθ_ＬＴＲ２＝θ_{Ｌｍｘ２（１）}－θ_Ｌｘ２＝φ_{Ｌｔ１－ｔ２}（ｔ_Ｄ）－φ_Ｌｔ１（ｔ_Ｃ）－２πｆ_ＩＦ２ｔ_Ｄ （６６）
上記（６６）式中のφ_{Ｌｔ１－ｔ２}（ｔ_Ｄ）及びφ_Ｌｔ１（ｔ_Ｃ）は、減算器３０の出力により得られる。従って、ＩＦ周波数ｆ_ＩＦ２及び時刻ｔ_Ｄを規定すれば、上記（６６）式からΔθ_ＬＴＲ２を求めることができる。

なお、上記（６６）式は、時刻ｔ_１前の区間から時刻ｔ_１～ｔ_２区間への遷移時の位相飛びを０［ｒａｄ］として求めた。しかし、図１３から明らかなように、時刻ｔ_Ｄにおける位相φ_{Ｌｔ１－ｔ２}（ｔ_Ｄ）は、位相飛びが反映されたものとなっており、位相飛びが０［ｒａｄ］でない場合であっても、上記（６６）式によって、初期位相変動量Δθ_ＬＴＲ２が求められることになる。

即ち、本実施の形態においては、ＩＦ周波数ｆ_ＩＦ２及び最初の受信区間中の時刻ｔ_Ｄを規定すると共に、タイミング生成回路４０は、タイミング信号ｔａ１として初期設定による出力区間中の時刻ｔ_Ｃを設定し、タイミング信号ｔａ２として時刻ｔ_Ｄとを設定する。ホールド回路４４は、位相θ_Ａとして時刻ｔ_Ｃにおけるφ_２－φ_０を求め、ホールド回路４５は、位相θ_Ｂとして時刻ｔ_Ｄにおけるφ_２－φ_０を求める。

減算器４６は、θ_Ｂ－θ_Ａにより、初期位相の変動量Δθ_ＬＴＲ２を求める。ＭＯＤ回路４７は、減算器４６の出力の２πによる剰余を求めて、位相差Δθ_ＡＢとして初期位相の変動量Δθ_ＬＴＲ２を出力する。

なお、時刻ｔ_Ｃにおけるφ_２－φ_０と時刻ｔ_Ｄにおけるφ_２－φ_０との差分を含む演算により、初期位相の変動量Δθ_ＬＴＲ２を検出することもできる。
また、図示しない装置１のＭＯＤ回路４７からは、上記と同様の手法によって、Δθ_ＬＴＲ１が得られる。

次に、Δθ_ＨＴＲ２を求める。図３の低周波数の測距シーケンスと高周波数の測距シーケンスとでは、周波数及びシーケンスの開始時間が異なるのみであり、送受信におけるタイムシーケンスは同じである。また、基準位相器ｍｐｌ００とｍｐｌ２０とは、［００９９］で説明した内容と同様に時刻ｔ₄後かつＤ＋ｔ_１前の送信周波数の初期設定時には同じ周波数であるものとする。即ち、周波数の差を無視すると、高周波数の測距シーケンスにおいて装置２の準基準位相と周波数乗算器ｍｐｌ２０出力の位相を示す積分器１５の出力位相との位相差は、図１６と同様の波形で表すことができ、低周波数のシーケンス開始時刻ｔ＝０［ｓ］に対して、高周波数のシーケンスでは開始時刻をｔ＝Ｄ［ｓ］分だけオフセットさせればよい。

従って、上記（６４）式～（６６）式において、低周波数の意味を表すＬを高周波数の意味を表すＨに変更すると共に、位相の検出時刻を時刻ｔ_Ｄから時刻Ｄ＋ｔ_Ｄに変更し、時刻ｔ_Ｃから時刻Ｄ＋ｔ_Ｃに変更した式が成立する。

即ち、Δθ_ＨＴＲ２は、時刻Ｄ＋ｔ_Ｄにおける周波数乗算器ｍｐｌ２０の出力の位相をφ_{Ｈｔ１－ｔ２}（Ｄ＋ｔ_Ｄ）とし、時刻Ｄ＋ｔ_Ｃにおける周波数乗算器ｍｐｌ２０の出力の位相をφ_Ｈｔ１（Ｄ＋ｔ_Ｃ）として、上記（６６）式を変形した下記（６７）式によって表すことができる。
Δθ_ＨＴＲ２＝θ_{Ｈｍｘ２（１）}－θ_Ｈｘ２＝φ_{Ｈｔ１－ｔ２}（Ｄ＋ｔ_Ｄ）－φ_Ｈｔ１（Ｄ＋ｔ_Ｃ）－２πｆ_ＩＦ２ｔ_Ｄ （６７）
なお、装置２のＩＦ周波数は高周波数であっても低周波数であってもほとんど変わらないので、（６６）式と（６７）式の最終項は同じ値となる。

上記（６７）式中のφ_{Ｈｔ１－ｔ２}（Ｄ＋ｔ_Ｄ）及びφ_Ｈｔ１（Ｄ＋ｔ_Ｃ）は、減算器３０の出力により得られる。従って、ＩＦ周波数ｆ_ＩＦ２及び時刻ｔ_Ｄを規定すれば、上記（６６）式からΔθ_ＨＴＲ２を求めることができる。また、この（６７）式は、時刻ｔ_１前の区間から時刻Ｄ＋ｔ_１～Ｄ＋ｔ_２区間への遷移時の位相飛びの大きさに拘わらず成立する。

即ち、本実施の形態においては、ＩＦ周波数ｆ_ＩＦ２及び最初の受信区間中の時刻ｔ_Ｄを規定すると共に、タイミング生成回路４０は、タイミング信号ｔａ１として初期設定による出力区間中の時刻Ｄ＋ｔ_Ｃを設定し、タイミング信号ｔａ２として時刻Ｄ＋ｔ_Ｄを設定する。ホールド回路４４は、位相θ_Ａとして時刻Ｄ＋ｔ_Ｃにおけるφ_２－φ_０を求め、ホールド回路４５は、位相θ_Ｂとして時刻Ｄ＋ｔ_Ｄにおけるφ_２－φ_０を求める。減算器４６は、θ_Ｂ－θ_Ａにより、初期位相の変動量Δθ_ＨＴＲ２を求める。ＭＯＤ回路４７は、減算器４６の出力の２πによる剰余を求めて、位相差Δθ_ＡＢとして初期位相の変動量Δθ_ＨＴＲ１を出力する。

なお、時刻Ｄ＋ｔ_Ｃにおける積分器１５の出力と、時刻Ｄ＋ｔ_Ｄにおける積分器１５の出力との差分によって、変動量Δθ_ＨＴＲ１を算出することも可能である。
また、図示しない装置１のＭＯＤ回路４７からは、上記と同様の手法によって、Δθ_ＨＴＲ１が得られる。

こうして、第３の位相差である「連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」の検出が可能である。装置２の位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２及び距離算出器ｄｃａｌｃ２は、求めた第１～第３の位相差、即ち、初期位相の変動量を用いて測距演算を行う。

（測距計算）
上記（３６）式中のθ_ＬＳＵＭは、上記（４２）式に示すように、第１～第３の位相差を用いて算出可能である。同様に、上記（３６）式中のθ_ＨＳＵＭについても、上記（４８）式に示すように、第１～第３の位相差を用いて算出可能である。位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２は、算出したθ_ＬＳＵＭ，θ_ＨＳＵＭを距離算出器ｄｃａｌｃ２に出力する。距離算出器ｄｃａｌｃ２は、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２の出力と信号Ｓ９とから、上記（３６）式の演算により遅延τ_Ｒを求め、更に、距離Ｒを算出する。

また、上記第３の位相差の算出時には、減算器３０は、ＩＦ周波数ｆ_ＩＦ２と時刻ｔ_Ｄとの演算を行うものと説明したが、この演算は以下に示す通り省略可能である。上記（３６）式の第１項中のθ_ＬＳＵＭ－θ_ＨＳＵＭは、（４２）式及び（４８）式から、以下の（６８）式によって表される。
θ_ＬＳＵＭ－θ_ＨＳＵＭ＝－２（Δθ_ＬＴＲ１－Δθ_ＨＴＲ１）－２（Δθ_ＬＴＲ２－Δθ_ＨＴＲ２）
＋２（Δθ_ＬＴＴ２－Δθ_ＨＴＴ２）＋（Δθ_ＬＴＴ１－Δθ_ＨＴＴ１）－（Δθ_ＬＲＲ２－Δθ_ＨＲＲ２） （６８）
（６８）式の第１項及び第２項は、第３の位相である「連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」を示し、第３項及び第４項は、第１の位相である「２つの送信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」を示し、第５項は、第２の位相である「２つの受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」を示す。即ち、第２項は、装置２において低周波数を用いた「連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」と高周波数を用いた「連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」との差分である。これを求めるため、式（６６）と式（６７）の差分をとると、下記（６９）式が得られる。
Δθ_ＬＴＲ２－Δθ_ＨＴＲ２＝φ_{Ｌｔ１－ｔ２}（ｔ_Ｄ）－φ_Ｌｔ１（ｔ_Ｃ）－｛φ_{Ｈｔ１－ｔ２}（Ｄ＋ｔ_Ｄ）－φ_Ｈｔ１（Ｄ＋ｔ_Ｃ）｝ （６９）
（６９）式では、ＩＦ周波数ｆ_ＩＦ２と時刻ｔ_Ｄの演算の項が相殺される。即ち、周波数設定開始を基準とした所定の時刻ｔ_Ｄを一定値に設定すれば、積分器１５，２０の出力位相の差を減算器３０が求めることのみによって、第３の位相差である「連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」の差分を求めることができることを示している。

装置１においても、同様の手法によって、第１項のΔθ_ＬＴＲ１－Δθ_ＨＴＲ１を求めることができる。

従って、この場合には、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２は、減算器３０の演算結果を用いてθ_ＬＳＵＭ－θ_ＨＳＵＭを算出して、算出結果を距離算出器ｄｃａｌｃ２に出力すればよい。
なお、図１６から明らかなように、時刻ｔ_Ｄで周波数が安定していない場合には、ＩＦ周期分遅れた時刻ｔ_Ｄ＋Ｔ_ＩＦ２で位相をサンプルすればよい。

さて、ここまでの説明では、第１の位相差の算出、第２の位相差の算出、第３の位相差の算出は別々のタイミングで説明していた。第１の位相差の算出ではφ_{Ｌｔ２－ｔ３}（ｔ）－φ_Ｌｔ１（ｔ）、第２の位相差の算出ではφ_{Ｌｔ３－ｔ４}（ｔ_ＩＦＢ）－φ_{Ｌｔ１－ｔ２}（ｔ_ＩＦＡ）、第３の位相差の算出ではφ_{Ｌｔ１－ｔ２}（ｔ_Ｄ）－φ_Ｌｔ１（ｔ_Ｃ）などを求める必要がある。これらの計算は時間関係が前後するため、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２は、タイミング生成回路４０、ホールド回路４４，４５、減算器４６及びＭＯＤ回路４７を複数組持つことでそれぞれの値を求めることができる。

また、ここで図１０のように上記回路を１組で行う場合を考える。ホールド回路４４は、φ_Ｌｔ１（ｔ_Ｃ）をホールドするものとし、ホールド回路４５は値を３回ホールドし、減算器４６とＭＯＤ回路４７はホールド回路４４がもつφ_Ｌｔ１（ｔ_Ｃ）の値をそれぞれから減算した結果であるΔθ_ＡＢを距離算出器ｄｃａｌｃ２に３回出力するものとする。ホールドする３回の位相を時間順にφ_{Ｌｔ１－ｔ２}（ｔ_ＩＦＡ）、φ_{Ｌｔ２－ｔ３}（ｔ）、φ_{Ｌｔ３－ｔ４}（ｔ_ＩＦＢ）とし、それぞれでのΔθ_ＡＢをΔθ_ＡＢ１、Δθ_ＡＢ２、Δθ_ＡＢ３とすると、それぞれは（７０）～（７２）式で表すことができる。なお、式は簡略化してｍｏｄを省いて表現した。
Δθ_ＡＢ１＝φ_{Ｌｔ１－ｔ２}（ｔ_ＩＦＡ）－φ_Ｌｔ１（ｔ_Ｃ） （７０）
Δθ_ＡＢ２＝φ_{Ｌｔ２－ｔ３}（ｔ）－φ_Ｌｔ１（ｔ_Ｃ） （７１）
Δθ_ＡＢ３＝φ_{Ｌｔ３－ｔ４}（ｔ_ＩＦＢ）－φ_Ｌｔ１（ｔ_Ｃ） （７２）
ここで、Δθ_ＡＢ３－Δθ_ＡＢ１を計算すると（７３）式が得られる。
Δθ_ＡＢ３－Δθ_ＡＢ１＝φ_{Ｌｔ３－ｔ４}（ｔ_ＩＦＢ）－φ_{Ｌｔ１－ｔ２}（ｔ_ＩＦＡ） （７３）
ここで式を眺めてみると、式（７１）は第１の位相差の算出に対応し、式（７３）は第２の位相差の算出に対応し、式（７０）はｔ_Ｄ＝ｔ_ＩＦＡとした場合の第３の位相差の算出に対応することがわかる。そこで、式（７３）を距離算出器ｄｃａｌｃ２で計算するようにすれば、図１０の構成でも必要な位相差が得られ、距離を算出できることがわかる。

このように本実施の形態においては、基準位相を求めるための基準位相器を採用し、基準位相器の出力により得られる準基準位相と周波数再設定後の出力の位相との差を求めることにより、初期位相変化及び周波数変化による位相の変動量を求め、求めた変動量に応じて位相を補正することで、局部発振器を用いて信号の位相を検出する装置において、初期位相を変化させない場合と同様の機能を達成することが可能である。

例えば、装置間で単一波信号の送受信を行い受信位相から測距を行う測距装置であって、送信部に直接変調方式を用い受信部にスーパーヘテロダイン方式を用いた測距装置に適用した場合には、測距シーケンス中の周波数変化に伴う初期位相の変動分を検出して補正することができるので、位相情報から正確な測距が可能である。

なお、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。また、上記実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適当な組み合わせにより種々の発明が抽出され得る。例えば、実施形態に示される全構成要件からいくつかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出され得る。

ＯＳＣ１，ＯＳＣ２…発振器、ｄｉｖ１，ｄｉｖ２…周波数分周器、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２，ｍｐｌ２０…周波数乗算器、ＲＦＭＩＸ１，ＲＦＭＩＸ２…ＲＦ周波数変換器、ＩＦＭＩＸ１，ＩＦＭＩＸ２…中間周波数変換器、ｍｐｌ００…基準位相器、ｐｈｓｄｅｔ…位相検出器、ｐｈｓｃａｌｃ２…位相計算器、ｄｃａｌｃ２…距離算出器。

Claims (6)

1. 入力信号を周波数変換してから入力信号の位相を検出する第１装置から周波数変換後の信号を与えられ、前記周波数変換の際に変化した位相を補正し、前記第１装置に与える位相補正装置であって、
   参照クロックに基づいて局部発振信号を生成する完全デジタル位相同期回路を有し、前記第１装置に対して前記局部発振信号を与える局部発振器と、
   前記完全デジタル位相同期回路に含まれ、前記局部発振信号の位相を検出して出力する第１の位相検出器と、
   前記参照クロックに基づいて、前記局部発振器の初期設定時における前記局部発振信号の基準位相に対応する準基準位相を生成して出力する基準位相器と、
   前記第１の位相検出器により検出された位相と前記準基準位相とに基づいて、前記局部発振器の位相の変動量を検出する第２の位相検出器と、
   前記第２の位相検出器の検出結果を用いて前記周波数変換後の信号の位相を補正し前記第１装置に与える補正回路とを具備する位相補正装置。
2. 前記第１の位相検出器は、前記局部発振信号の逓倍数を指定するための周波数制御データが与えられる第１積分器を含み、
   前記基準位相器は、前記局部発振器の初期設定時における前記局部発振信号の逓倍数を指定するための周波数制御データが与えられる第２積分器を含む請求項１に記載の位相補正装置。
3. 前記第２の位相検出器は、前記第１積分器の出力と前記第２積分器の出力との差分を求める第１減算器を含む請求項２に記載の位相補正装置。
4. 前記第２の位相検出器は、
   前記第１減算器の出力を相互に異なる所定の２つのタイミングでホールドするホールド回路と、
   前記２つのタイミングでホールドされた前記第１減算器の出力同士の差分を求める第２減算器とを具備する請求項３に記載の位相補正装置。
5. キャリア位相検出に基づいて距離を算出する測距装置において、
   少なくとも一方が移動自在な第１装置及び第２装置により取得した位相情報に基づいて前記第１装置と第２装置との間の距離を算出する算出部を有し、
   前記第１装置は、
   第１参照クロックに基づいて第１局部発振信号を生成する第１完全デジタル位相同期回路を有し、前記第１局部発振信号を出力する第１局部発振器と、
   前記第１局部発振器の出力を用いて２つ以上の第１キャリア信号を直接変調方式により送信する第１送信器と、
   前記第１局部発振器の出力を用いて２つ以上の第２キャリア信号をヘテロダイン方式により受信する第１受信器と、
   前記第１完全デジタル位相同期回路に含まれ、前記第１局部発振信号の位相を検出して出力する第１出力位相検出器と、
   前記第１参照クロックに基づいて、前記第１局部発振器の初期設定時における前記第１局部発振信号の第１基準位相に対応する第１準基準位相を生成して出力する第１基準位相器と、
   前記第１出力位相検出器により検出された位相と前記第１準基準位相とに基づいて、前記第１局部発振器の位相の第１変動量を検出する第１変動位相検出器とを具備し、
   前記第２装置は、
   第２参照クロックに基づいて第２局部発振信号を生成する第２完全デジタル位相同期回路を有し、前記第２局部発振信号を出力する第２局部発振器と、
   前記第２局部発振器の出力を用いて２つ以上の前記第２キャリア信号を直接変調方式により送信する第２送信器と、
   前記第２局部発振器の出力を用いて２つ以上の前記第１キャリア信号をヘテロダイン方式により受信する第２受信器と、
   前記第２完全デジタル位相同期回路に含まれ、前記第２局部発振信号の位相を検出して出力する第２出力位相検出器と、
   前記第２参照クロックに基づいて、前記第２局部発振器の初期設定時における前記第２局部発振信号の第２基準位相に対応する第２準基準位相を生成して出力する第２基準位相器と、
   前記第２出力位相検出器により検出された位相と前記第２準基準位相とに基づいて、前記第２局部発振器の位相の第２変動量を検出する第２変動位相検出器とを具備し、
   前記算出部は、前記第１及び第２受信器による前記第１及び第２キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果と前記第１及び第２変動位相検出器が検出した第１及び第２変動量とに基づいて前記距離の算出を行う測距装置。
6. 局部発振信号を用いて位相を検出する第１装置に前記局部発振信号を与える位相変動検出装置であって、
   参照クロックに基づいて前記局部発振信号を生成する完全デジタル位相同期回路を有し、前記第１装置に対して前記局部発振信号を与える局部発振器と、
   前記完全デジタル位相同期回路に含まれ、前記局部発振信号の位相を検出して出力する第１の位相検出器と、
   前記参照クロックに基づいて、前記局部発振器の初期設定時における前記局部発振信号の基準位相に対応する準基準位相を生成して出力する基準位相器と、
   前記第１の位相検出器により検出された位相と前記準基準位相とに基づいて、前記局部発振器の位相の変動量を検出する第２の位相検出器とを具備する位相変動検出装置。

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