JP7301766B2 - 位相補正装置、測距装置及び位相変動検出装置 - Google Patents

位相補正装置、測距装置及び位相変動検出装置 Download PDF

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Description

本発明の実施形態は、位相補正装置、測距装置及び位相変動検出装置に関する。
近年、車の施錠・開錠を容易にするキーレスエントリシステムが多くの自動車に採用されている。この技術によれば、自動車のユーザは、自動車のキーと自動車間の通信を利用してドアを施錠・開錠することができる。更に近年、ユーザがキーに触れることなくドアを施錠・開錠したり、エンジンを始動させたりすることができるスマートキーシステムも広く普及している。
しかしながら、所謂リレーアタックを行う攻撃者がキーと自動車間の通信に侵入し、車または車内物品を盗難する事件が多発している。そこで、上述した攻撃（所謂リレーアタック）の防御策としてキーと自動車間の距離を測定し、距離が所定の距離以上と判断したときは通信による車の制御を禁止する策が検討されている。
測距方式には時間検出方式、周波数差検出方式、位相検出方式などがあるが、実装の簡易性から、各装置間の通信によって各装置間の距離を求める通信型位相検出方式を採用した測距システムが注目されている。しかし、各装置間の基準信号は独立に動作することから、互いに初期位相が異なるため一般に通信型位相検出方式では測距精度が大きく劣化する。そこで、一方の装置で検出した位相情報を他方の装置へ伝えることにより測距を可能にする技術が提案されている。その提案によれば、対となる２つの測距装置の受信部で検出した信号の位相情報を用いて、所定の演算を施すことにより精度の良い距離を算出することができる。
なお、この提案では、測距装置内の局部発振器において初期位相が変動しないことを前提にして正確な測距を可能にしている。
一方で、測距装置はキー側にも搭載されるため、キーの電池の寿命を長くする要求があり、測距装置の低消費電力化が求められる。測距装置の消費電力の大半は無線部で消費されるので、無線部の低消費電力化が要望される。無線部の消費電力は無線部のアーキテクチャに強く依存する。送信部に電圧制御発振器（ＶＣＯ）直接変調方式（以下、ＶＣＯ直接変調方式ともいう）を用い、受信部にスーパーヘテロダイン（ＳＨ）方式（以下、ＳＨ方式ともいう）もしくはＬｏｗ－ＩＦ受信方式を用いる構成が低消費電力の構成として広く知られている。ゆえに、送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた構成により測距装置を実現することが望まれる。
しかしながら、送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いて測距する場合には、測距装置内の局部発振器において、初期位相が変動する。このため、送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた測距装置では、正確な測距ができない。
なお、局部発振器における初期位相の変動は、測距装置に限らず、局部発振器を用いて入力される信号の位相を検出する種々の装置において悪影響を及ぼすことがある。
特開２０１８－１５５７２４公報
そこで、実施形態は、局部発振器における位相変動を検出することができる位相補正装置、測距装置及び位相変動検出装置を提供することを目的とする。
実施形態の位相補正装置は、参照クロックに基づいて局部発振信号を生成するＰＬＬを有し、入力された信号の位相を検出する装置に対して前記局部発振信号を与える局部発振器と、前記ＰＬＬに含まれ、前記局部発振信号の位相を検出して出力する第１の位相検出器と、前記参照クロックに基づいて、前記局部発振器の初期設定時における前記局部発振信号の基準位相に対応する準基準位相を生成して出力する基準位相器と、前記第１の位相検出器により検出された位相と前記準基準位相とに基づいて、前記局部発振器の位相の変動量を検出する第２の位相検出器と、前記第２の位相検出器の検出結果を用いて前記入力された信号の位相を補正する補正回路とを具備する。
実施の形態に係る位相変動検出装置及び位相補正装置を含む測距装置により構成される測距システムを示すブロック図。 通信型位相検出方式により、２つの装置間で測距を行う関連技術における測距システムの無線回路の構成図。 送信部にＶＣＯ直接変調方式、受信部にヘテロダイン方式を用いる測距装置を採用した場合における「８交番」測距シーケンスを示す説明図。 横軸に時間をとり縦軸に位相θをとって、「８交番」測距シーケンスにおける信号Ｓ２，Ｓ５の位相の変化を示すグラフ。 図３の時刻ｔ１と時刻ｔ２との間の装置１Ａと装置２Ａの設定を示す説明図。 図２の装置における動作を説明するための図。 図４と同様のグラフに、３種類の位相差の情報を説明する矢印を付加したもの。 図４と同様のグラフに、３種類の位相差の情報を説明する矢印を付加したもの。 実施の形態に係る位相変動検出装置及び位相補正装置を含む測距装置を示すブロック図。 ｍｐｌ２の更に具体的な構成を示す回路図。 図７と同様の表記方法によるグラフ。 図１１と同様のグラフ。 ｍｐｌ２０の位相φｔｘ２と基準位相器ｍｐｌ００の出力から得た準基準位相φ０との差分を説明するための説明図。 図１３の位相差の波形に、式（５８）を適用した位相差の波形を１点鎖線にて追加して示す説明図。 図１３と同様の説明図。 位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２の動作を説明するための説明図。 周波数乗算器ｍｐｌ２の変形例を示す回路図。 図１７に示す回路の変形例を示す回路図。 比較器ＣＯ１の作用を説明するための説明図。 図１８Ａ中の整数部カウンタＩＣＮＴ１，ＩＣＮＴ２の具体的な構成の一例を示す回路図。 Ｆ２を生成する回路の一例を示す回路図。 変形例を示すブロック図。 変形例を示すブロック図。
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。
（実施形態）
図１は実施の形態に係る位相変動検出装置及び位相補正装置を含む測距装置により構成される測距システムを示すブロック図である。図１の装置１，２間で単一波信号の送受信を行うことで、装置１と装置２との間の距離を求める測距が可能となる。なお、単一波信号は、無変調キャリア等の単一周波数の信号である。
本実施の形態においては、位相変動検出装置及び位相補正装置を測距装置に適用する例について説明するが、測距装置以外にも、入力された信号の位相を検出する各種装置に適用することも可能である。例えば、測位装置への適用も可能である。
図２は、通信型位相検出方式により、２つの装置間で測距を行う関連技術における測距システムの無線回路の構成図である。図１及び図２において同一の構成要素には同一符号を付し、同一構成については重複する説明を省略するものとする。
先ず、図２を参照して、送信部に電圧制御発振器（ＶＣＯ）直接変調方式を用い、受信部にスーパーヘテロダイン（ＳＨ）方式を用いた構成の測距装置では、対となる２つの測距装置の受信部で検出した信号の位相情報を用いても、正確な測距ができない理由を説明する。また、図３から図６は図２の装置における動作を説明するための図である。
測距システム１００Ａは、装置１Ａと装置２Ａを含む。装置１Ａと装置２Ａの少なくとも一方が移動自在である。測距システム１００Ａでは、キャリア位相検出に基づいて、装置１Ａと装置２Ａ間の距離が算出される。装置１Ａと装置２Ａの一方が、装置１Ａ及び装置２Ａにより取得した位相情報に基づいて距離を算出する場合を考える。
装置１Ａが第１の測距信号（単一波信号）を送信し、装置２Ａが第２の測距信号（単一波信号）を送信する。第１及び第２の測距信号は、それぞれ装置１Ａと装置２Ａ間の伝搬経路ＰＤＬＹを経由して、装置２Ａ及び装置１Ａへ到達する。装置１Ａ及び装置２Ａは、送信部に低消費電力のＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部に低消費電力のＳＨ方式を用いた無線回路を有している。
図２では装置１Ａ及び装置２Ａの簡略化した無線部の構成を示している。装置１Ａは、装置固有の発振器（ＯＳＣ１）、周波数乗算器（ｍｐｌ１Ａ）、ＲＦ周波数変換器（ＲＦＭＩＸ１）、周波数分周器（ｄｉｖ１）、中間（ＩＦ）周波数変換器（ＩＦＭＩＸ１）を有する。装置２Ａも、装置１Ａと同様の無線アーキテクチャを有し、装置固有の発振器（ＯＳＣ２）、周波数乗算器（ｍｐｌ２Ａ）、ＲＦ周波数変換器（ＲＦＭＩＸ２）、周波数分周器（ｄｉｖ２）、中間（ＩＦ）周波数変換器（ＩＦＭＩＸ２）を有する。なお、装置１Ａ，２Ａにおいては、ｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａの出力はローカル信号（ＬＯ信号）としても用いられる。即ち、ｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａは、それぞれ局部発振器を構成する。
以下、問題点を明確にするために、装置１Ａと装置２Ａは先ず最初に送信周波数を設定するものとする。即ち、初期設定において、例えば、装置１Ａ，２Ａの送信周波数は、それぞれＯＳＣ１，ＯＳＣ２の発振周波数を所定倍数ｋＬ倍にした周波数にする。
装置１ＡのＯＳＣ１の出力信号（発振信号）Ｓ１（＝ｌｏｘ１）は、ＯＳＣ１の発振信号の初期位相をθｘ１として、下記（１）式で表すことができる。
ｌｏｘ１＝ｓｉｎ（２πｆｘ１ｔ＋θｘ１） （１）
ｍｐｌ１Ａは、ＯＳＣ１の発振周波数をｋＬ倍する。ｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の位相φｔｘ１は、
φｔｘ１＝２πｋＬｆｘ１ｔ＋θＬｘ１ （２）
と表される。ここで、θＬｘ１はｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の初期位相である。ｍｐｌ１Ａの出力は一般に位相ロックループ（ＰＬＬ）技術と電圧制御発振器（ＶＣＯ）技術により生成される。なお、ＰＬＬの位相同期部にフラクショナルＰＬＬを用いたｍｐｌ１Ａでは、θＬｘ１＝ｋＬθｘ１は一般に成立しない。そこで、上記（２）式では、ｍｐｌ１Ａの出力Ｓ２の初期位相をθＬｘ１と定義している。
装置２Ａについても、同様の送信周波数設定を行う。装置２ＡのＯＳＣ２の出力信号Ｓ４（＝ｌｏｘ２）は、ＯＳＣ２の発振信号の初期位相をθｘ２として、下記（３）式で表すことができる。
ｌｏｘ２＝ｓｉｎ（２πｆｘ２ｔ＋θｘ２） （３）
ｍｐｌ２Ａにおいても、ＯＳＣ２の発振周波数をｋＬ倍する。ｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の位相φｔｘ２は、
φｔｘ２＝２πｋＬｆｘ２ｔ＋θＬｘ２ （４）
と表される。ここで、θＬｘ２はｍｐｌ２Ａの出力の初期位相である。ｍｐｌ２Ａの出力についても、ｍｐｌ１Ａの出力と同様に、θＬｘ２＝ｋＬθｘ２は一般に成立しない。そこで、上記（４）式では、ｍｐｌ２Ａの出力の初期位相をθＬｘ２と定義した。
特許文献１においては、同時に送受信を実施しないＴＤＤ（Time Division Duplex）のシステムの場合、装置１Ａと装置２Ａ間で単一波信号のやり取りをすることにより正しい測距ができることを開示している。なお、特許文献１の装置は、無線部の構成が図２とは異なる。特許文献１においては、装置１Ａ，２Ａ間で、それぞれ２波の単一波信号を用いて、合わせて４回ずつの送信と受信とを繰り返す「８交番」の測距シーケンスを採用することで、正しく測距できることを示している。このような周波数を変更しながらの送信及び受信は、装置１Ａ，２Ａにおいて、ｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａの設定を変更することで可能となる。
図３は送信部にＶＣＯ直接変調方式、受信部にヘテロダイン方式を用いる測距装置を採用した場合における「８交番」測距シーケンスの例を示している。図３の測距シーケンスについて、送信信号に注目して交番の順序を説明すると以下の通りとなる。装置１Ａは時刻ｔ＝ｔ１，ｔ＝ｔ３において、周波数ｋＬｆｘ１の信号を送信し、時刻Ｄ＋ｔ１，Ｄ＋ｔ３において、周波数ｋＨｆｘ１の信号を送信する。一方、装置２Ａは時刻ｔ２から、周波数ｋＬｆｘ２の信号を２回送信し、時刻Ｄ＋ｔ２から、周波数ｋＨｆｘ２の信号を２回送信する。
装置１Ａ、装置２Ａは、初期設定において、送信信号の周波数をそれぞれｋＬｆｘ１、周波数ｋＬｆｘ２（以下、これらを低周波数ともいう）に設定した後、送信を行う。装置１Ａ，２Ａの送信のみを考慮した場合、先ず、装置１Ａから装置２Ａへ周波数ｋＬｆｘ１の単一波信号が送信され、装置２Ａは装置１Ａからの周波数ｋＬｆｘ１の単一波信号を受信する。図３では、装置１Ａが装置２Ａへ周波数ｋＬｆｘ１の単一波信号を送信する設定に所定の時間を要した後時刻ｔ１で送信が行われることを示している。
次に装置２Ａにおいて装置１Ａへ周波数ｋＬｆｘ２の単一波信号を送信する設定に所定の時間を要した後、時刻ｔ２でこの単一波信号の送信が２回行われる。さらに、再度、装置１Ａから装置２Ａへ周波数ｋＬｆｘ１の単一波信号が送信され、装置２Ａは装置１Ａからの周波数ｋＬｆｘ１の単一波信号を受信する。装置１はこの送信のために所定の時間を要し、時刻ｔ３において送信を行う。これらの信号のやり取りは時刻ｔ４で終了する。
図４は横軸に時間をとり縦軸に位相θをとって、「８交番」測距シーケンスにおける信号Ｓ２，Ｓ５の位相の変化を示すグラフである。なお、図４中の括弧で示す数字は、明細書中の式の番号に対応する。また、図４の縦軸に示した初期位相において、添え字に含まれるＬは、単一波信号が低周波数であることを示し、ｘ１は信号Ｓ２の初期位相であることを示し、ｘ２は信号Ｓ５の初期位相であることを示し、ｍは周波数を（ｋＬ＋ｍ）倍する場合を示し、図４の位相θの下付括弧内の数字は括弧のない初期設定の周波数からの周波数の変化の順番に対応している。なお、明細書中においては、以下同様の添え字を用い、信号Ｓ２，Ｓ５の初期位相を示す記号中の添え字のＨは、単一波信号が高周波数であることを示す。
図４の破線直線（２）は、上記送信のみを考慮した場合において、装置１Ａのｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の位相φｔｘ１を示し、破線直線（４）は、装置２Ａのｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の位相φｔｘ２を示している。位相φｔｘ１は、初期位相をθＬｘ１とし、２πＫＬｆｘ１の傾斜を有する直線状の特性を有する。また、位相φｔｘ２は、初期位相をθＬｘ２とし、２πＫＬｆｘ２の傾斜を有する直線状の特性を有する。
しかしながら、ＶＣＯ直接変調方式及びヘテロダイン方式を用いる図２の測距装置では、送信時と受信時とで、ｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａの送信信号の周波数を変更する必要がある。
図５は図３の時刻ｔ１と時刻ｔ２との間の装置１Ａと装置２Ａの設定を示す説明図である。なお、この期間には、装置１Ａの受信動作は行われないので、動作に不要な部分を一点鎖線にて示す。
ヘテロダイン方式では、受信信号をＩＦ周波数に変換する。図５の例では、装置２ＡのＲＦＭＩＸ２は、受信信号を約－ｍｆｘ２のＩＦ周波数に変換する必要がある。この理由から、装置１Ａからの周波数ｋＬｆｘ１の単一波信号を受信する装置２Ａにおいては、ＲＦＭＩＸ２に与えるｍｐｌ２Ａからのローカル信号（ＬＯ信号）Ｓ５の周波数をｋＬｆｘ２ではなく、（ｋＬ＋ｍ）ｆｘ２とする。ＩＦ周波数に変換された受信信号は、ＩＦ周波数変換器（ＩＦＭＩＸ２）により周波数変換されて、ベースバンドの出力信号Ｓ９が得られる。ｄｉｖ２は、ＯＳＣ２の出力信号Ｓ４を－ｍ倍した周波数を有する信号Ｓ６に分周し、それはＩＦＭＩＸ２用のＬＯ信号として用いられる。信号Ｓ６の位相φｂ２は、下記（５）式で表される。
φｂ２＝－ｍ２πｆｘ２ｔ＋θＢｘ２ （５）
ここで、θＢｘ２はｄｉｖ２からのＩＦＭＩＸ２用ＬＯ信号の初期位相であり、周波数－ｍｆｘ２はＩＦ周波数である。
装置２Ａにおいて装置１Ａからの信号を受信するために、ｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の位相φｔｘ２を、上記（４）式を変形した下記（６）式に示すものに設定する。
φｔｘ２＝２π（ｋＬ＋ｍ）ｆｘ２ｔ＋θＬｍｘ２（１） （６）
ここで、θＬｍｘ２（１）は時刻ｔ１と時刻ｔ２間におけるｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の初期位相である。なお、装置１Ａにおいては、ｍｐｌ１Ａの周波数を変更する必要がないので、ｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の位相φｔｘ１は（２）式のままである。
図６は図３の時刻ｔ２と時刻ｔ３との間の装置１Ａと装置２Ａの設定を示す説明図である。なお、この期間には、装置２Ａの受信動作は行われないので、動作に不要な部分を一点鎖線にて示す。
ヘテロダイン方式を採用する装置１Ａにおいても、図６の例では、ＲＦＭＩＸ１は受信信号を約－ｍｆｘ１のＩＦ周波数に変換する必要がある。この理由から、装置２Ａからの周波数ｋＬｆｘ２の単一波信号を受信する装置１Ａにおいては、ＲＦＭＩＸ１に与えるｍｐｌ１Ａからのローカル信号（ＬＯ信号）Ｓ２の周波数をｋＬｆｘ１ではなく、（ｋＬ＋ｍ）ｆｘ１とする。ＩＦ周波数に変換された受信信号は、ＩＦ周波数変換器（ＩＦＭＩＸ１）により周波数変換されて、出力信号Ｓ１２が得られる。ｄｉｖ１は、ＯＳＣ１の出力信号Ｓ１を－ｍ倍した周波数を有する信号Ｓ３に分周し、それはＩＦＭＩＸ１用のＬＯ信号として用いられる。信号Ｓ３の位相φｂ１は、下記（７）式で表される。
φｂ１＝－ｍ２πｆｘ１ｔ＋θＢｘ１ （７）
ここで、θＢｘ１はｄｉｖ１からのＩＦＭＩＸ１用ＬＯ信号の初期位相であり、周波数－ｍｆｘ１はＩＦ周波数である。
装置１Ａにおいて装置２Ａからの信号を受信するために、ｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の位相φｔｘ１を、上記（２）式を変形した下記（８）式に示すものに設定する。
φｔｘ１＝２π（ｋＬ＋ｍ）ｆｘ１ｔ＋θＬｍｘ１（１） （８）
ここで、θＬｍｘ１（１）は時刻ｔ２と時刻ｔ３間におけるｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の初期位相である。
一方、装置２Ａはこの期間において、送信周波数の設定を（ｋＬ＋ｍ）ｆｘ２からｋＬｆｘ２に戻す。このとき、ｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の位相φｔｘ２は、下記（９）式で表される。なお、θＬｘ２（２）は、この場合における信号Ｓ５の初期位相である。
φｔｘ２＝２πｋＬｆｘ２ｔ＋θＬｘ２（２） （９）
次のシーケンスになる時刻ｔ３と時刻ｔ４との間においては、装置１Ａと装置２Ａの設定は図５と同じになる。装置２Ａは、装置１Ａからの周波数ｋＬｆｘ１の単一波信号を受信するために、ＲＦＭＩＸ２に与えるＬＯ信号（信号Ｓ５）の周波数はｋＬｆｘ２から（ｋＬ＋ｍ）ｆｘ２に変更される。なお、この場合に、ＩＦＭＩＸ２に与えるＩＦＭＩＸ２用ＬＯ信号（信号Ｓ６）の位相φｂ２は、上記（５）式と同じである。
装置２Ａのｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の位相φｔｘ２は、上記（９）式を変形した下記（１０）式で与えられる。
φｔｘ２＝２π（ｋＬ＋ｍ）ｆｘ２ｔ＋θＬｍｘ２（２） （１０）
ここで、θＬｍｘ２（２）は時刻ｔ３と時刻ｔ４間におけるｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の初期位相である。
一方、装置１Ａは、送信周波数を（ｋＬ＋ｍ）ｆｘ１からｋＬｆｘ１に戻す。このとき、ｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の位相φｔｘ１は、下記（１１）式に示すものに設定される。
φｔｘ１＝２πｋＬｆｘ１ｔ＋θＬｘ１（２） （１１）
ここで、θＬｘ１（２）は時刻ｔ３と時刻ｔ４との間におけるｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の初期位相である。
このように、時刻ｔ１と時刻ｔ４の間において、ｍｐｌ１Ａの信号Ｓ２の位相φｔｘ１は、図４の太線特性Ｃ１に示すように変化し、ｍｐｌ２Ａの信号Ｓ５の位相φｔｘ２は、図４の太線特性Ｃ２に示すように変化する。
図３の時刻Ｄ＋ｔ１から時刻Ｄ＋ｔ４においては、装置１Ａからは周波数がｋＨｆｘ１の単一波信号が送信され、装置２Ａからは周波数がｋＨｆｘ２の単一波信号が出力される。以下、これらの周波数を高周波数ともいう。この場合のシーケンスは、図５及び図６において、ｋＬをｋＨに変更するだけの違いなので、説明を省略する。
次に、図５を参照して、ｍｐｌ１Ａ、ｍｐｌ２Ａの位相を考慮しつつ、時刻ｔ１と時刻ｔ２との間に装置２Ａにおいて検出されるベースバンド信号Ｓ９の位相φＢＢ２Ｌ（Ｔ１２）（ｔ）を求める。伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の信号Ｓ７の位相φｒｘ２は、下記（１２）式で表される。
φｒｘ２＝２πｋＬｆｘ１（ｔ－τＲ）＋θＬｘ１ （１２）
ここで、τＲは伝搬経路長Ｒの遅延時間である。信号Ｓ７は信号Ｓ５（ＬＯ信号）を用いて周波数変換される。（１２）式と（６）式から、ＲＦＭＩＸ２の出力信号Ｓ８の位相φｉｆｘ２（Ｔ１２）（ｔ）は、下記（１３）式で表される。
φｉｆｘ２（Ｔ１２）（ｔ）＝２πｋＬ（ｆｘ１－ｆｘ２）ｔ－２πｍｆｘ２ｔ＋（θＬｘ１－θＬｍｘ２（１））－２πｋＬｆｘ１τＲ （１３）
なお、（１３）式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号が信号Ｓ６を用いて周波数変換される。従って、式（１３）と式（５）から、装置２Ａで検出される信号Ｓ９の位相φＢＢ２Ｌ（Ｔ１２）（ｔ）は、下記（１４）式で表されるものとなる。
φＢＢ２Ｌ（Ｔ１２）（ｔ）＝２πｋＬ（ｆｘ１－ｆｘ２）ｔ＋（θＬｘ１－θＬｍｘ２（１））－θＢｘ２－２πｋＬｆｘ１τＲ （１４）
なお、（１４）式は、所望の直交復調した結果を示している。
同様に、図５を参照して、時刻ｔ３と時刻ｔ４との間に装置２Ａで検出される信号Ｓ９の位相を求める。式（１１）から伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の信号Ｓ７の位相は、
φｒｘ２＝２πｋＬｆｘ１（ｔ－τＲ）＋θＬｘ１（２） （１５）
で表される。信号Ｓ７は信号Ｓ５（ＬＯ信号）により周波数変換される。式（１５）と式（１０）から、ＲＦＭＩＸ２の出力信号Ｓ８の位相φｉｆｘ２（Ｔ３４）（ｔ）は、下記（１６）式で表される。
φｉｆｘ２（Ｔ３４）（ｔ）＝２πｋＬ（ｆｘ１－ｆｘ２）ｔ－２πｍｆｘ２ｔ＋（θＬｘ１（２）－θＬｍｘ２（２））－２πｋＬｆｘ１τＲ （１６）
なお、（１６）式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号が信号Ｓ６を用いて周波数変換される。式（１６）と式（５）から、装置２Ａで検出される信号Ｓ９の位相φＢＢ２Ｌ（Ｔ３４）（ｔ）は、
φＢＢ２Ｌ（Ｔ３４）（ｔ）＝２πｋＬ（ｆｘ１－ｆｘ２）ｔ＋（θＬｘ１（２）－θＬｍｘ２（２））－θＢｘ２－２πｋＬｆｘ１τＲ （１７）
となる。なお、（１７）式は所望の直交復調した結果を記載している。
次に、図６を参照して、時刻ｔ２と時刻ｔ３との間に装置１Ａにおいて検出する信号Ｓ１２の位相を求める。上記（９）式から伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の信号Ｓ１０の位相φｒｘ１は、下記（１８）式で与えられる。
φｒｘ１＝２πｋＬｆｘ２（ｔ－τＲ）＋θＬｘ２（２） （１８）
信号Ｓ１０は、ＲＦＭＩＸ１において、信号Ｓ２（ＬＯ信号）を用いて周波数変換される。（１８）式及び（８）式から、ＲＦＭＩＸ１の出力信号Ｓ１１の位相φｉｆｘ１（Ｔ２３）（ｔ）は、下記（１９）式で表される。
φｉｆｘ１（Ｔ２３）（ｔ）＝２πｋＬ（ｆｘ２－ｆｘ１）ｔ－２πｍｆｘ１ｔ＋（θＬｘ２（２）－θＬｍｘ１（１））－２πｋＬｆｘ２τＲ （１９）
なお、（１９）式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号Ｓ１１は信号Ｓ３を用いて周波数変換される。その結果、装置２Ａで検出される信号Ｓ９の位相φＢＢ２Ｌ（Ｔ２３）（ｔ）は、（１９）式及び（７）式から下記（２０）式で表される。
φＢＢ２Ｌ（Ｔ２３）（ｔ）＝２πｋＬ（ｆｘ２－ｆｘ１）ｔ＋（θＬｘ２（２）－θＬｍｘ１（１））－θＢｘ１－２πｋＬｆｘ２τＲ （２０）
なお、（２０）式は所望の直交復調した結果を記載している。
特許文献１においては、測距シーケンスによって得られる受信信号の位相の加算によって、距離を求めることができることを示している。図３の例では、時刻ｔ１から時刻ｔ４における低周波数の単一波信号の送受信において得られる受信信号の４つの位相をそれぞれ、φ１２－１Ｌ、φ２１－１Ｌ、φ２１－２Ｌ、φ１２－２Ｌとすると、４つの位相の加算結果φＢＢＬＳＵＭ（ｔ）は、下記（２１）式で表される。
φＢＢＬＳＵＭ（ｔ）＝φ１２－１Ｌ＋φ２１－１Ｌ＋φ２１－２Ｌ＋φ１２－２Ｌ （２１）
時刻ｔ２と時刻ｔ１の間隔と時刻ｔ４と時刻ｔ３の間隔ｔ０を
ｔ０＝ｔ２－ｔ１＝ｔ４－ｔ３ （２２）
とし、装置１Ａから１回目の測距信号を送信する時刻から装置２Ａから２回目の測距信号を送信する時刻までの時間間隔をＴとすると、（２１）式の４位相加算結果は、下記（２３）式に示すものとなる。
φＢＢＬＳＵＭ（ｔ）＝φＢＢ２Ｌ（Ｔ１２）（ｔ）＋φＢＢ２Ｌ（Ｔ２３）（ｔ＋ｔ０）＋φＢＢ２Ｌ（Ｔ２３）（ｔ＋Ｔ）＋φＢＢ２Ｌ（Ｔ３４）（ｔ＋ｔ０＋Ｔ） （２３）
上記（２３）式に、上記（１４）式、（１７）式及び（２０）式を代入して、下記（２４）及び（２５）式が得られる。
φＢＢＬＳＵＭ（ｔ）＝－４πｋＬ（ｆｘ１＋ｆｘ２）τＲ－２（θＢｘ１＋θＢｘ２）＋θＬＳＵＭ （２４）
θＬＳＵＭ＝（θＬｘ１－θＬｍｘ２（１））＋２×（θＬｘ２（２）－θＬｍｘ１（１））＋（θＬｘ１（２）－θＬｍｘ２（２）） （２５）
上記（２４）式から遅延τＲを求めると、装置間距離に応じた遅延τＲは、下記（２６）式によって示すものとなる。
τＲ＝（θＢｘ１＋θＢｘ２）／｛２πｋＬ（ｆｘ１＋ｆｘ２）｝－θＬＳＵＭ／｛４πｋＬ（ｆｘ１＋ｆｘ２）｝＋φＢＢＬＳＵＭ（ｔ）／｛４πｋＬ（ｆｘ１＋ｆｘ２）｝ （２６）
上記（２６）式の第３項は４位相の加算結果であり、計測によって求められる。しかし、それ以外の項は、検出が困難である。従って、低周波数の単一波信号の４交番では正しい測距はできない。
図３の測距シーケンスでは、装置１Ａ，２Ａは低周波数での送信に続けて、高周波数の単一波信号を用いたシーケンスを実施する。高周波数のシーケンスは低周波数のシーケンスと同じであるが、違いは周波数設定パラメータｋＬをｋＨに変更することである。解析に重要な式を以下に示す。
時刻Ｄ＋ｔ１と時刻Ｄ＋ｔ２との間において、装置２Ａは、装置１Ａからの周波数ｋＨｆｘ１の単一波信号を受信する。装置２Ａが受信する信号Ｓ７の位相φＢＢ２Ｈ（Ｔ１２）（ｔ）は、下記（２７）式で表される。
φＢＢ２Ｈ（Ｔ１２）（ｔ）＝２πｋＨ（ｆｘ１－ｆｘ２）ｔ＋（θＨｘ１－θＨｍｘ２（１））－θＢｘ２－２πｋＨｆｘ１τＲ （２７）
ただし、θＨｘ１は装置１Ａの周波数ｋＨｆｘ１の信号Ｓ２の初期位相であり、θＨｍｘ２（１）は装置２Ａの周波数（ｋＨ＋ｍ）ｆｘ２の信号Ｓ５の初期位相である。
時刻Ｄ＋ｔ２と時刻Ｄ＋ｔ３との間には、装置１Ａが装置２Ａからの周波数ｋＨｆｘ２の単一波信号を受信する。装置１Ａで受信する信号Ｓ１０の位相φＢＢ２Ｈ（Ｔ２３）（ｔ）は、下記（２８）式で表される。
φＢＢ２Ｈ（Ｔ２３）（ｔ）＝２πｋＨ（ｆｘ２－ｆｘ１）ｔ＋（θＨｘ２（２）－θＨｍｘ１（１））－θＢｘ１－２πｋＨｆｘ２τＲ （２８）
ただし、θＨｘ２（２）は装置２Ａの周波数ｋＨｆｘ２の信号Ｓ５の初期位相であり、θＨｍｘ１（１）は装置１Ａの周波数（ｋＨ＋ｍ）ｆｘ１の信号Ｓ２の初期位相である。
時刻Ｄ＋ｔ３と時刻Ｄ＋ｔ４との間には、装置２Ａは、装置１Ａからの周波数ｋＨｆｘ１の単一波信号を受信する。装置２Ａで受信する信号Ｓ７の位相φＢＢ２Ｈ（Ｔ３４）（ｔ）は、下記（２９）式で表される。
φＢＢ２Ｈ（Ｔ３４）（ｔ）＝２πｋＨ（ｆｘ１－ｆｘ２）ｔ＋（θＨｘ１（２）－θＨｍｘ２（２））－θＢｘ２－２πｋＨｆｘ１τＲ （２９）
ただし、初期位相θＨｘ１（２）は装置１Ａの周波数ｋＨｆｘ１の信号Ｓ２の初期位相であり、θＨｍｘ２（２）は装置２Ａの周波数（ｋＨ＋ｍ）ｆｘ２の信号Ｓ５の初期位相である。
図３の例において、時刻Ｄ＋ｔ１から時刻Ｄ＋ｔ４における高周波数の単一波信号の送受信において得られる受信信号の４つの位相をそれぞれ、φ１２－１Ｈ、φ２１－１Ｈ、φ２１－２Ｈ、φ１２－２Ｈとすると、４つの位相の加算結果φＢＢＨＳＵＭ（ｔ）は、下記（３０）式で表される。
φＢＢＨＳＵＭ（ｔ）＝φ１２－１Ｈ＋φ２１－１Ｈ＋φ２１－２Ｈ＋φ１２－２Ｈ （３０）
上記（３０）式に、（２２）式及び時刻Ｔの情報を加えると、下記（３１）式が得られる。
φＢＢＨＳＵＭ（ｔ）＝φＢＢ２Ｈ（Ｔ１２）（ｔ）＋φＢＢ２Ｈ（Ｔ２３）（ｔ＋ｔ０）＋φＢＢ２Ｈ（Ｔ２３）（ｔ＋Ｔ）＋φＢＢ２Ｈ（Ｔ３４）（ｔ＋Ｔ＋ｔ０） （３１）
（２７）式、（２８）式及び（２９）式を用いて、（３１）式を変形すると、下記（３２）式及び（３３）式が得られる。
φＢＢＨＳＵＭ（ｔ）＝－４πｋＨ（ｆｘ１＋ｆｘ２）τＲ－２（θＢｘ１＋θＢｘ２）＋θＨＳＵＭ （３２）
θＨＳＵＭ＝（θＨｘ１－θＨｍｘ２（１））＋２×（θＨｘ２（２）－θＨｍｘ１（１））＋（θＨｘ１（２）－θＨｍｘ２（２）） （３３）
（３３）式を装置間距離に応じた遅延τＲについて解くと、下記（３４）式が得られる。
τＲ＝（θＢｘ１＋θＢｘ２）／｛２πｋＨ（ｆｘ１＋ｆｘ２）｝－θＨＳＵＭ／｛４πｋＨ（ｆｘ１＋ｆｘ２）｝＋φＢＢＨＳＵＭ（ｔ）／｛４πｋＨ（ｆｘ１＋ｆｘ２）｝ （３４）
（３４）式の第３項は、４位相の加算結果であるので、測定による検出できる。しかし、それ以外の項は検出が困難である。従って、高周波数の単一波信号による４交番の送受信では正しい測距はできない。
次に、低周波数および高周波数の２波を用いた測距を考える。すなわち、上記（２３）式と（３１）式の減算をすることにより、遅延τＲを求める。（２３）式と（３１）式の減算により、下記（３５）式が得られる。
φＢＢＬＳＵＭ（ｔ）－φＢＢＨＳＵＭ（ｔ）＝４π（ｋＨ－ｋＬ）（ｆｘ１＋ｆｘ２）τＲ＋θＬＳＵＭ－θＨＳＵＭ （３５）
（３５）式から、遅延τＲは、下記（３６）式によって得られる。
τＲ＝－（θＬＳＵＭ－θＨＳＵＭ）／４π（ｋＨ－ｋＬ）（ｆｘ１＋ｆｘ２）＋（φＢＢＬＳＵＭ（ｔ）－φＢＢＨＳＵＭ（ｔ））／４π（ｋＨ－ｋＬ）（ｆｘ１＋ｆｘ２） （３６）
（３６）式の第２項は、受信した単一波信号の位相の演算により得られる値、即ち計測値である。しかし、（３６）式の第１項は（２５）式および（３３）式で表される装置１Ａ、２Ａの信号Ｓ２，Ｓ５の初期位相の加減算を示している。信号Ｓ２，Ｓ６の初期位相は、図３の測距シーケンスでは図４に示すものとなる。特許文献１の提案では、初期位相が測距シーケンスにおいて変化しない条件を用いて初期位相の成分を相殺することで、正確な測距が可能であった。しかしながら、ＶＣＯ直接変調方式及びヘテロダイン方式を用いた場合には、図４のように周波数設定を変えるたびに初期位相が変化してしまうことから、上記（３６）式の第１項を求めることはできず、伝搬遅延時間τＲを正確に計算することができない。伝搬遅延時間に光速を乗算することにより距離が算出できるので、言い換えれば、距離を正確に算出できない。
なお、上記説明は、測距装置において、局部発振器であるｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａの出力信号の初期位相の変動により測距を正確に行うことができない問題について示した。しかし、測距装置に限らず、局部発振器を用いて信号の位相を検出する種々の装置において、その出力信号の初期位相の変動により所望の機能が達成できないことが考えられる。本実施の形態は、このような局部発振器を用いて信号の位相を検出する種々の装置に適用可能なものである。
（変動する初期位相の補正方法）
本実施の形態においては、初期設定の周波数発生時の初期位相、即ち、周波数の再設定を行う前の初期位相から初期設定時の周波数に応じて変化する位相（以下、基準位相という）を求めるための基準位相器を採用し、基準位相と周波数再設定後の位相との差を求めることで初期位相変化及び周波数変化による位相の変動量を求め、求めた変動量に応じて位相を補正することで、局部発振器を用いる装置において、初期位相を変化させない場合と同様の機能を達成することを可能にする。
（測距装置）
図１において、測距装置である装置１，２は、送信部に電圧制御発振器（ＶＣＯ）直接変調方式を用い、受信部にスーパーヘテロダイン（ＳＨ）方式を用いた構成である。本実施の形態の測距システム１００は、装置１と装置２を含み、装置１と装置２の少なくとも一方が移動自在である。装置１が第１の測距信号（単一波信号）を送信し、装置２が第２の測距信号（単一波信号）を送信する。第１及び第２の測距信号は、それぞれ装置１と装置２間の伝搬経路ＰＤＬＹを経由して、装置２及び装置１へ到達する。
図１において、装置１は、装置固有の発振器（ＯＳＣ１）、周波数乗算器（ｍｐｌ１）、ＲＦ周波数変換器（ＲＦＭＩＸ１）、周波数分周器（ｄｉｖ１）、中間（ＩＦ）周波数変換器（ＩＦＭＩＸ１）を有する。また、装置２は、装置１と同一構成であり、装置固有の発振器（ＯＳＣ２）、周波数乗算器（ｍｐｌ２）、ＲＦ周波数変換器（ＲＦＭＩＸ２）、周波数分周器（ｄｉｖ２）、中間（ＩＦ）周波数変換器（ＩＦＭＩＸ２）を有する。
即ち、装置１，２が図２の装置１Ａ，２Ａとそれぞれ異なる主な点は、ｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａにそれぞれ代えてｍｐｌ１，ｍｐｌ２を採用したことである。ｍｐｌ１，ｍｐｌ２においてもそれぞれの出力はローカル信号（ＬＯ信号）としても用いられる。即ち、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２は、それぞれ局部発振器を構成する。
ｍｐｌ１及びｍｐｌ２は、それぞれｍｐｌ１Ａ又はｍｐｌ２Ａと同様のＬＯ信号を発生することができる。従って、本実施の形態においても、図３に示す測距シーケンスを実施することができ、装置間距離に応じた遅延τＲを求める上記（３６）式が成立する。本実施の形態は、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２を採用して、上記（３６）式の第１項の値を求めることにより、正確な測距を可能にする。
先ず、図７のグラフを参照して、上記（３６）式の第１項の計算に必要な、３種類の位相差について説明する。図７は図４と同様のグラフに、３種類の位相差の情報を説明する矢印を付加したものである。なお、図７及び後述の図８において、３種類の位相差を示す記号中の添え字に含まれるＴＴは、周波数がｋＬ倍された信号の位相の変動に関するもの、ＲＲは周波数が（ｋＬ＋ｍ）倍された信号の位相の変動に関するもの、ＴＲは周波数がｋＬ倍された信号の位相と周波数が（ｋＬ＋ｍ）倍された信号の位相との変化に関するものであることを示している。また、これらの位相差を示す記号中の添え字に含まれるＬは、単一波信号が低周波数であることを示し、Ｈは単一波信号が高周波数であることを示し、１は信号Ｓ２に関するものであることを示し、２は信号Ｓ５に関するものであることを示している。
上述したように、装置１，２は、図３の時刻ｔ１までに、送信周波数の初期設定を行う。即ち、装置１、装置２は、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２によって、それぞれ送信周波数がｋＬｆｘ１，ｋＬｆｘ２に設定される。図３の低周波数における測距シーケンスを再度説明すると、装置１のｍｐｌ１の出力信号Ｓ２の初期位相は、時刻ｔ２以前の初期位相θＬｘ１、時刻ｔ２から時刻ｔ３における初期位相θＬｍｘ１（１）、時刻ｔ３から時刻ｔ４の初期位相θＬｘ１（２）と変化する。また、装置２については、ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５の初期位相は、時刻ｔ１以前の初期位相θＬｘ２、時刻ｔ１から時刻ｔ２における初期位相θＬｍｘ２（１）、時刻ｔ２から時刻ｔ３における初期位相θＬｘ２（２）、時刻ｔ３から時刻ｔ４における初期位相θＬｍｘ２（２）と変化する。
図７の位相差ΔθＬＴＴ１，ΔθＬＴＲ１は、装置１に関する位相差である。位相差ΔθＬＴＴ１は、信号Ｓ２における時刻ｔ３から時刻ｔ４の初期位相θＬｘ１（２）と時刻ｔ２以前の初期位相θＬｘ１との差分である。また、位相差ΔθＬＴＲ１は、信号Ｓ２における時刻ｔ２から時刻ｔ３の初期位相θＬｍｘ１（１）と時刻ｔ２以前の初期位相θＬｘ１との差分である。これらの関係は、それぞれ（３７）式及び（３８）式で表すことができる。
θＬｘ１（２）＝θＬｘ１＋ΔθＬＴＴ１ （３７）
θＬｍｘ１（１）＝θＬｘ１＋ΔθＬＴＲ１ （３８）
また、位相差ΔθＬＴＴ２，ΔθＬＲＲ２，ΔθＬＴＲ２は装置２に関する位相差である。位相差ΔθＬＴＴ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ２から時刻ｔ３の初期位相θＬｘ２（２）と時刻ｔ１以前の初期位相θＬｘ２との差分である。位相差ΔθＬＲＲ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ３から時刻ｔ４の初期位相θＬｍｘ２（２）と時刻ｔ１から時刻ｔ２の初期位相θＬｍｘ２（１）との差分である。位相差ΔθＬＴＲ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ１から時刻ｔ２の初期位相θＬｍｘ２（１）と時刻ｔ１以前の初期位相θＬｘ２との差分である。これらの関係は、それぞれ下記（３９）式から（４１）式で表すことができる。
θＬｘ２（２）＝θＬｘ２＋ΔθＬＴＴ２ （３９）
θＬｍｘ２（１）＝θＬｘ２＋ΔθＬＴＲ２ （４０）
θＬｍｘ２（２）＝θＬｍｘ２（１）＋ΔθＬＲＲ２＝θＬｘ２＋ΔθＬＴＲ２＋ΔθＬＲＲ２ （４１）
後述するように、これらの位相差のうちΔθＬＴＴ１，ΔθＬＴＴ２，ΔθＬＲＲ２については、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２によって直接計測可能である。一方、（３８）式のΔθＬＴＲ１及び（４０）式のΔθＬＴＲ２は、直接計測することはできない。そこで、本実施の形態においては、後述するように、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２は、ΔθＬＴＲ１及びΔθＬＴＲ２に関連した位相差を計測することで、ΔθＬＴＲ１及びΔθＬＴＲ２を求めるようになっている。
ここでは、初期位相計測方法の考え方を示すために、ΔθＬＴＲ１及びΔθＬＴＲ２を計測可能なものとして説明する。
上記（２５）式のθＬＳＵＭに上記（３７）式～（４１）式を代入すると、上記（３６）式中のθＬＳＵＭは、下記（４２）式で与えられる。
θＬＳＵＭ＝－２（ΔθＬＴＲ１＋ΔθＬＴＲ２）＋２×ΔθＬＴＴ２＋ΔθＬＴＴ１－ΔθＬＲＲ２ （４２）
次に、（３３）式に示した高周波数でのθＨＳＵＭを求める。
図８のグラフは、高周波数の測距シーケンスにおける信号Ｓ２，Ｓ５の初期位相の遷移を示しており、図７と同様に、上記（３６）式の第１項の計算に必要な、３種類の位相差について説明するものである。図８は、図４と同様のグラフに、３種類の位相差の情報を説明する矢印を付加したものである。なお、説明の簡略化のために、図８のグラフは、図７と同じ形状の特性を有する例を示しているが、図７と同じ形状の特性を有している必要はない。
装置１のｍｐｌ１からの信号Ｓ２の初期位相については、太線特性Ｃ３に示すように、時刻ｔ２以前の初期位相θＨｘ１、時刻ｔ２から時刻ｔ３の初期位相はθＨｍｘ１（１）、時刻ｔ３から時刻ｔ４の初期位相θＨｘ１（２）と変化する。装置２のｍｐｌ２からの信号Ｓ５の初期位相については、時刻ｔ１以前の初期位相θＨｘ２、時刻ｔ１から時刻ｔ２の初期位相はθＨｍｘ２（１）、時刻ｔ２から時刻ｔ３の初期位相θＨｘ２（２）、時刻ｔ３から時刻ｔ４の初期位相θＨｍｘ２（２）と変化する。
位相差ΔθＨＴＴ１とΔθＨＴＲ１は装置１に関する位相差である。位相差ΔθＨＴＴ１は、信号Ｓ２における時刻ｔ３から時刻ｔ４の初期位相θＨｘ１（２）と時刻ｔ２以前の初期位相θＨｘ１の差分である。位相差ΔθＨＴＲ１は、信号Ｓ２における時刻ｔ２から時刻ｔ３の初期位相θＨｍｘ１（１）と時刻ｔ２以前の初期位相θＨｘ１の差分である。これらの関係は、それぞれ下記（４３）式及び（４４）式で表される。
θＨｘ１（２）＝θＨｘ１＋ΔθＨＴＴ１ （４３）
θＨｍｘ１（１）＝θＨｘ１＋ΔθＨＴＲ１ （４４）
同様に、位相差ΔθＨＴＴ２、ΔθＨＲＲ２、ΔθＨＴＲ２は装置２に関する位相差である。位相差ΔθＨＴＴ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ２から時刻ｔ３の初期位相θＨｘ２（２）と時刻ｔ１以前の初期位相θＨｘ２との差分である。位相差ΔθＨＲＲ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ３から時刻ｔ４の初期位相θＨｍｘ２（２）と時刻ｔ１から時刻ｔ２の初期位相θＨｍｘ２（１）との差分である。位相差ΔθＨＴＲ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ１から時刻ｔ２の初期位相θＨｍｘ２（１）と時刻ｔ１以前の初期位相θＨｘ２との差分である。これらの関係は、それぞれ下記（４５）式から（４７）式で表すことができる。
θＨｘ２（２）＝θＨｘ２＋ΔθＨＴＴ２ （４５）
θＨｍｘ２（１）＝θＨｘ２＋ΔθＨＴＲ２ （４６）
θＨｍｘ２（２）＝θＨｍｘ２（１）＋ΔθＨＲＲ２＝θＨｘ２＋ΔθＨＴＲ２＋ΔθＨＲＲ２ （４７）
低周波数の場合と同様に、これらの位相差のうちΔθＨＴＴ１，ΔθＨＴＴ２，ΔθＨＲＲ２については、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２によって直接計測可能である。一方、（４４）式のΔθＨＴＲ１及び（４６）式のΔθＨＴＲ２は、直接計測することはできない。そこで、本実施の形態においては、後述するように、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２は、ΔθＨＴＲ１及びΔθＨＴＲ２に関連した位相差を計測することで、ΔθＨＴＲ１及びΔθＨＴＲ２を求めるようになっている。
ここでは、初期位相計測方法の考え方を示すために、ΔθＨＴＲ１及びΔθＨＴＲ２を計測可能なものとして説明する。
上記（２５）式のθＨＳＵＭに上記（４３）式～（４７）式を代入すると、上記（３６）式中のθＨＳＵＭは、下記（４８）式で与えられる。
θＨＳＵＭ＝－２（ΔθＨＴＲ１＋ΔθＨＴＲ２）＋２×ΔθＨＴＴ２＋ΔθＨＴＴ１－ΔθＨＲＲ２ （４８）
以上のように、上記（４２）式及び（４８）式により、上記（３６）式の第１項を求めることが可能である。
図７及び図８の太線特性Ｃ１～Ｃ４において、傾斜が小さい区間は送信区間であり、傾斜が大きい区間は受信区間である。なお、装置１，２の一方が送信区間の場合には他方は受信区間である。上記（４２）式及び（４８）式において、位相差ΔθＬＴＴ１、ΔθＬＴＴ２、ΔθＨＴＴ１、ΔθＨＴＴ２は、装置１，２のそれぞれにおいて、受信区間を挟んだ２つの送信区間の各ＲＦ信号同士の位相差を表す。位相差ΔθＬＲＲ２、ΔθＨＲＲ２は送信区間を挟んだ２つの受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差を表す。そして、位相差ΔθＬＴＲ１、ΔθＬＴＲ２、ΔθＨＴＲ１、ΔθＨＴＲ２は連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差を表す。前者２つは同一周波数の初期位相差であるが、後者は異なる周波数での初期位相差である。上記、「２つの送信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」（以下、第１の位相差ともいう）、「２つの受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」（以下、第２の位相差ともいう）、「連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」（以下、第３の位相差ともいう）を求めることができれば、上記（３６）式により正確な測距が可能になる。
本実施の形態においては、これらの３種類の位相差をｍｐｌ１，ｍｐｌ２によって求めるようになっている。ｍｐｌ１，ｍｐｌ２は、求めたこれらの位相差の情報をそれぞれ演算装置ＣＡ１，ＣＡ２に出力する。演算装置ＣＡ１，ＣＡ２は、それぞれＩＦＭＩＸ１，ＩＦＭＩＸ２から信号Ｓ１２，Ｓ９が与えられ、これらの信号Ｓ１２，Ｓ９の位相を検出する。演算装置ＣＡ１は、信号Ｓ１２から得た位相情報とｍｐｌ１からの位相差の情報とを用いて、上記（３６）式の演算を行って遅延τＲを求め更に距離Ｒを求める。なお、装置２において、演算装置ＣＡ２は、信号Ｓ９から得た位相情報とｍｐｌ２からの位相差の情報とを用いて、上記（３６）式の演算を行って遅延τＲを求め更に距離Ｒを求めることもできる。なお、演算装置ＣＡ１，ＣＡ２は、それぞれ装置１，２における測距に関する各種制御、例えば測距シーケンスにおける周波数設定やタイミング制御等を行うことができるようになっている。
（具体的な構成）
図９は実施の形態に係る位相変動検出装置及び位相補正装置を含む測距装置を示すブロック図であり、装置２において上記３種類の位相差を算出するｍｐｌ２の具体的な構成を示すものである。また、装置１のｍｐｌ１の構成も図９と同様であり、図示及び説明を省略する。なお、図９において、位相変動検出装置は、ＯＳＣ２及びｍｐｌ２により構成され、位相補正装置は、ＯＳＣ２、ｍｐｌ２、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２及び距離算出器ｄｃａｌｃ２により構成される。上述したように、位相変動検出装置及び位相補正装置は、測距装置に限らず、入力された信号の位相を検出する各種装置に利用することも可能であり、その場合には、位相補正装置は、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２及び距離算出器ｄｃａｌｃ２に代えてｍｐｌ２の出力を用いて初期位相の変動量に応じて入力信号の位相を補正する他の回路が採用される。
ｍｐｌ２は、周波数乗算器ｍｐｌ２０、基準位相器ｍｐｌ００及び位相検出器ｐｈｓｄｅｔにより構成される。周波数乗算器ｍｐｌ２０は、図２のｍｐｌ２Ａと同一の機能を有している。即ち、周波数乗算器ｍｐｌ２０は、局部発振器を構成するものであり、ＯＳＣ２の発振出力である信号Ｓ４が与えられ、信号Ｓ４の周波数を所定倍して、局部発振信号である信号Ｓ５を生成して出力する。信号Ｓ５は、測距の受信区間にはＬＯ信号としてＲＦＭＩＸ２に与えられると共に、測距の送信区間には単一波信号として送信される。更に、周波数乗算器ｍｐｌ２０は、信号Ｓ５の位相の情報を位相検出器ｐｈｓｄｅｔに出力することもできるようになっている。
基準位相器ｍｐｌ００には、ＯＳＣ２からの信号Ｓ４が与えられる。上述したように、測距シーケンスにおいて、周波数乗算器ｍｐｌ２０からの信号Ｓ５の周波数は変化し、周波数の変化タイミングで信号Ｓ５の初期位相も変化する。基準位相器ｍｐｌ００は、信号Ｓ４に基づいて、周波数乗算器ｍｐｌ２０からの信号Ｓ５の周波数が変更される前の初期位相及び初期周波数に応じて変化する位相、即ち、基準位相を求めるための位相（以下、準基準位相という）の情報を出力することができるようになっている。基準位相器ｍｐｌ００は、求めた準基準位相を位相検出器ｐｈｓｄｅｔに出力する。
演算装置ＣＡ２内の位相検出器ｐｈｓｄｅｔは、入力された情報に基づいて、上記３種類の位相差を求めて、その情報Ｓ１５を演算装置ＣＡ２に出力する。
演算装置ＣＡ２は、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２、距離算出器ｄｃａｌｃ２及び制御装置ＣＮ２により構成される。制御装置ＣＮ２は、補正回路を構成する位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２及び距離算出器ｄｃａｌｃ２の演算を制御すると共に、ｍｐｌ２及びｄｉｖ２を制御する。制御装置ＣＮ２は、装置２において測距に関する周波数制御やタイミング制御等が可能であり、例えば、後述するＩ０，Ｉ２，Ｆ０，Ｆ２等の情報についても設定するようになっている。
位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２は、位相検出器ｐｈｓｄｅｔの出力を用いて、上記（３６）式のθＬＳＵＭ，θＨＳＵＭを求めて距離算出器ｄｃａｌｃ２に出力する。演算装置ＣＡ２には、ＩＦＭＩＸ２からの信号Ｓ９も与えられており、距離算出器ｄｃａｌｃ２は、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２の出力と信号Ｓ９とから、上記（３６）式の演算により遅延τＲを求め、更に、距離Ｒを算出する。
図１０はｍｐｌ２の更に具体的な構成を示す回路図である。なお、装置１のｍｐｌ１の構成も図１０と同様であり、図示及び説明を省略する。
周波数乗算器ｍｐｌ２０は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）を含むＰＬＬを有する一般的な構成の周波数乗算器の回路部分を含む。即ち、周波数乗算器ｍｐｌ２０は、位相の比較を行う位相比較器ＰＤ、ローパスフィルタＬＰＦ、電圧制御発振器ＶＣＯ及び１／Ｎ分周器ＮＤＩＶにより構成されるＰＬＬを有する。また、周波数乗算器ｍｐｌ２０は、分周数を設定する分周数設定器ΔΣ２を有している。本実施の形態においては、分周数Ｎを有理数に設定可能なフラクショナルＰＬＬが採用される。
電圧制御発器ＶＣＯの出力は分周器ＮＤＩＶに供給されて１／Ｎに分周される。分周器ＮＤＩＶの出力は位相比較器ＰＤに与えられ、位相比較器ＰＤは、分周器ＮＤＩＶの分周出力とＯＳＣ２の発振出力である信号Ｓ４との位相比較を行って、比較結果をローパスフィルタＬＰＦを介して電圧制御発振器ＶＣＯに与える。このＰＬＬによって、位相比較器ＰＤに入力される分周出力と信号Ｓ４の周波数を一致させるように同期がとられる。ＰＬＬが同期した状態では、電圧制御発振器ＶＣＯからの出力信号Ｓ５の周波数は、ＯＳＣ２の発振出力（信号Ｓ４）の周波数のＮ倍となる。
ｍｐｌ２０は、ＯＳＣ２の発振出力である信号Ｓ４を元にＬＯ信号を生成するので、以下の説明では、ＯＳＣ２を参照発振器ＯＳＣ２、その発振出力を参照クロック、参照クロックの周波数を参照周波数ともいう。フラクショナルＰＬＬでは、参照クロックの参照周波数を有理数倍する。分周器ＮＤＩＶの分周数Ｎは整数値であり、分周数Ｎを所定間隔で例えば±１することで、平均的に参照周波数を有理数倍することができる。この有理数倍の分周数をＥ［Ｎ］とし、その整数値をＩ２とし小数値をＦ２とすると、Ｅ［Ｎ］＝Ｉ２．Ｆ２となる。
このような分周器ＮＤＩＶに設定する分周数は、分周数設定器ΔΣ２によって制御される。分周数設定器ΔΣ２には、整数部入力Ｉ２と小数部入力（フラクショナル入力）Ｆ２とが入力される。分周数設定器ΔΣ２は、分周数Ｎを分周器ＮＤＩＶに出力する加算器Ａ１と、小数部の大きさに応じたタイミングでＣａｒｒｙ（キャリー）を発生して分周数Ｎに加算する数値を発生するΔΣ部ＤＥにより構成される。加算器Ａ１は、第１の位相積分器としてのΔΣ部ＤＥからＣａｒｒｙが生じていない期間にはＩ２を分周数Ｎとしてそのまま出力し、ΔΣ部ＤＥからＣａｒｒｙが発生したときだけ、Ｉ２にＣａｒｒｙの数値を加算して分周数Ｎとして出力する。
ΔΣ部ＤＥは、小数設定を反映するブロックであり、加算器Ａ２と遅延器Ｄ１により構成される。遅延器Ｄ１には、分周器ＮＤＩＶの分周出力であるクロックＣＫ２が与えられる。なお、クロックＣＫ２の位相は、電圧制御発振器ＶＣＯの出力信号を整数分周して得られており、電圧制御発振器ＶＣＯ出力の位相に対応したものとなっている。即ち、分周数設定器ΔΣ２は、局部発振信号の位相を検出する第１の位相検出器として機能する。
仮に、ＰＬＬが参照クロックを整数Ｎ倍した周波数を発生する場合には、ＰＬＬの同期状態では、参照クロックＣＫ０とクロックＣＫ２の位相は一致する。しかし、電圧制御発振器ＶＣＯの出力周波数が参照クロックＣＫ０の整数倍でない場合には、分周数が整数である分周器ＮＤＩＶからのクロックＣＫ２の位相と参照クロックとの位相にはずれが生じる。このずれ量は、平均的には有理数倍で動作している電圧制御発振器ＶＣＯ出力の位相（クロックＣＫ２の位相）と参照クロックとの位相差であり、小数部Ｆ２の大きさに応じたものである。加算器Ａ２及び遅延器Ｄ１によって、クロックＣＫ２のタイミング毎に小数部Ｆ２を積分することにより、ΔΣ部ＤＥからのＣａｒｒｙは、ＰＬＬを平均的には有理数倍Ｅ［Ｎ］＝Ｉ２．Ｆ２で動作させるために必要なタイミングで発生する。
即ち、遅延器Ｄ１の出力は、電圧制御発振器ＶＣＯの現在の出力の位相に対応し、加算器Ａ２からのＣａｒｒｙは、電圧制御発振器ＶＣＯの出力の位相が１周期分（２π）進む毎に発生する。
一方、第２の位相積分器としての基準位相器ｍｐｌ００は、周波数乗算器ｍｐｌ２０の出力周波数が変化しないことを前提とした電圧制御発振器ＶＣＯ出力の位相（基準位相）を求めるものである。そこで、基準位相器ｍｐｌ００は、周波数乗算器ｍｐｌ２０と同一構成としてもよい。この構成とした場合には、周波数を変化させるための情報Ｉ２、Ｆ２を初期設定の有理数倍における初期値Ｉ０、Ｆ０から変化させないようにした場合のΔΣ部ＤＥの出力により、基準位相を得るための準基準位相を取得することが可能である。
本実施の形態においては、基準位相器ｍｐｌ００としては、周波数乗算器ｍｐｌ２０のうち基準位相を求めるために必要な構成のみを採用する。図１０の例では、基準位相器ｍｐｌ００は、周波数乗算器ｍｐｌ２０のΔΣ部ＤＥと同様の構成のみを有する。即ち、基準位相器ｍｐｌ００は、加算器Ａ３及び遅延器Ｄ２により構成される。基準位相器ｍｐｌ００においては、周波数は変化させないので、整数部に関する構成は不要である。
周波数乗算器ｍｐｌ２０の初期設定のために、参照クロックの周波数をｋＬ倍するための固定値整数部Ｉ０及び固定値小数部Ｆ０をΔΣ部ＤＥに与えるものとすると、基準位相器ｍｐｌ００の加算器Ａ３には、この小数部Ｆ０を与える。
また、遅延器Ｄに与えるクロックは、ｍｐｌ２０の分周器ＮＤＩＶの発振出力であるクロックＣＫ２ではなく、参照発振器ＯＳＣ２からの参照クロックＣＫ０が用いられる。基準位相器ｍｐｌ００は、参照クロックＣＫ０の周期で小数部Ｆ０を積分する。遅延器Ｄ２の出力は、初期設定時の初期値Ｉ０、Ｆ０を用いた周波数乗算器ｍｐｌ２０の出力の位相（基準位相）と同様に変化する位相（準基準位相）となる。即ち、遅延器Ｄ２の出力の位相（準基準位相）は、初期設定時の周波数乗算器ｍｐｌ２０の出力の位相（基準位相）に対して、基準位相と同様の変化率で変化し初期位相のみが相違する位相である。
周波数乗算器ｍｐｌ２０のΔΣ部ＤＥの遅延器Ｄ１の出力及び加算器Ａ２からのＣａｒｒｙは、第２の位相検出器としての位相検出器ｐｈｓｄｅｔの加算器Ａ４に与えられる。また、基準位相器ｍｐｌ００の遅延器Ｄ２の出力及び加算器Ａ３からのＣａｒｒｙは、位相検出器ｐｈｓｄｅｔの加算器Ａ５に与えられる。
上述したように、ｍｐｌ２０の遅延器Ｄ１の出力は電圧制御発振器ＶＣＯの出力位相に対応する。つまり、遅延器Ｄ１の出力は、図７及び図８の太線で示す位相φｔｘ２に対応する。また、基準位相器ｍｐｌ００の遅延器Ｄ２の出力は、図７及び図８のθＬｘ２又はθＨｘ２を初期位相とする位相φｔｘ２の直線で表される。なお、図７及び図８ではこれらの位相は単純に増加するものとして示したが、実際には、遅延器Ｄ１，Ｄ２の出力は、２πを超えることはない。つまり、図７及び図８のこれらの位相は、２πに相当するＣａｒｒｙの発生毎に、２πに相当する値を遅延器Ｄ１，Ｄ２の出力にそれぞれ加算することで求めることができる。
位相検出器ｐｈｓｄｅｔの加算器Ａ４は、ｍｐｌ２０のΔΣ部ＤＥの遅延器Ｄ１の出力とＣａｒｒｙとが与えられて、これらを加算する。即ち、Ａ４の加算結果は、図７及び図８の太線にて示す周波数乗算器ｍｐｌ２０の現在の出力の位相である。一方、加算器Ａ５は、基準位相器ｍｐｌ００の遅延器Ｄ２の出力とＣａｒｒｙとが与えられて、これらを加算する。即ち、Ａ５の加算結果は、図７の場合には、（４）式で表される位相φｔｘ２に対応する準基準位相を示す。
加算器Ａ４，Ａ５の加算結果は、位相差算出部Ａ６に与えられる。加算器Ａ４，Ａ５の加算結果をそれぞれ位相φ２，φ０とすると、位相差算出部Ａ６は、相互に独立したタイミングで取得した位相φ２，φ０を用いた差分演算を含む演算を行う。なお、位相差算出部Ａ６は、受信区間及び送信区間中において周波数乗算器ｍｐｌ２０の出力周波数が安定した時刻における位相φ２，φ０を演算に用いる。
次に、このように構成された実施の形態の動作について、図１１のグラフを参照して説明する。図１１は図７と同様の表記方法によるグラフであり、図７のグラフから装置１（装置１Ａ）に関する特性を除去すると共に、基準位相器ｍｐｌ００の出力を加算した加算器Ａ５の出力の準基準位相をφ０で示している。ｍｐｌ２は、装置２Ａのｍｐｌ２Ａと同様に動作するものとする。即ち、装置２のｍｐｌ２の出力の位相は、図７と同様の特性を示す図１１（特性Ｃ２）によって示される。
基準位相器ｍｐｌ００とｍｐｌ２０とは、時刻ｔ１前の送信周波数の初期設定時には同じ周波数であって、上述したｍｐｌ２Ａと同様の初期設定が行われているものとする。従って、ｍｐｌ２０の出力の位相φ２は、上記（４）式の右辺と等価であり、図１１の太線特性Ｃ２で表される。（４）式中のｋＬは、ｍｐｌ２０においては有理数倍Ｅ［Ｎ］＝Ｉ２．Ｆ２のことである。整数値Ｉ２は、位相換算では３６０°（２π）の倍数に対応し、位相φ２を求める剰余演算では省かれる。このため、ｍｐｌ２０の出力の位相φ２を求めるに際して、整数値Ｉ２を考慮する必要は無く、小数値Ｆ２による位相の変化のみを求めればよい。そこで、上述したように、加算器Ａ４において、遅延器Ｄ１の出力と加算器Ａ２からのＣａｒｒｙとの加算を行うことで、ｍｐｌ２０の出力の位相φ２を求める。なお、以下の説明では、整数値Ｉ２による位相分を含む（４）式の右辺をそのまま用いるが、特に問題は無い。
（第１の位相差の算出）
加算器Ａ４出力の位相φ２は、（４）式の右辺と同様の下記（４９）式で与えられる。
φ２＝２πｋＬｆｘ２ｔ＋θＬｘ２ （４９）
一方、基準位相器ｍｐｌ００は、初期設定における周波数設定はｍｐｌ２０と同じであるが、初期位相はｍｐｌ２０と異なる。基準位相器ｍｐｌ００の低周波数時における初期位相をθＬ０ｘ２とすると、基準位相器ｍｐｌ００の出力により得られる加算器Ａ５出力の準基準位相φ０は、下記（５０）式で与えられる。
φ０＝２πｋＬｆｘ２ｔ＋θＬ０ｘ２ （５０）
整数部Ｉ０の扱いはφ２と同様とし、加算器Ａ５において検出はしないが、（５０）式中には含むものとする。周波数が切替る時刻ｔ１直前に、位相差算出部Ａ６においてφ２－φ０を検出すると、
φ２－φ０＝θＬｘ２－θＬ０ｘ２ （５１）
となり、初期設定における周波数乗算器ｍｐｌ２０の初期位相と基準位相器ｍｐｌ００の初期位相との差分が得られる。
上述したように、装置２において、時刻ｔ１から時刻ｔ２までは受信区間であり、時刻ｔ２以降再度送信区間になるので、周波数乗算器ｍｐｌ２０の出力周波数は変化し、電圧制御発振器ＶＣＯ出力の初期位相も変化する。時刻ｔ２から時刻ｔ３における加算器Ａ４出力の位相φ２は、上記（９）式の右辺と同様の下記（５２）式で与えられる。
φ２＝２πｋＬｆｘ２ｔ＋θＬｘ２（２） （５２）
一方、基準位相器ｍｐｌ００の出力に基づく加算器Ａ５の出力の準基準位相φ０は、基準位相器ｍｐｌ００において周波数設定が変更されていないので、上記（５０）式に従う。従って、時刻ｔ２から時刻ｔ３の送信区間中の周波数が安定した時刻において、位相検出器Ｐｈｓｄｅｔでφ２－φ０を検出すると、下記（５３）式が得られる。
φ２－φ０＝θＬｘ２（２）－θＬ０ｘ２ （５３）
時刻ｔ１直前で検出したφ２－φ０と時刻ｔ２から時刻ｔ３の送信区間中の周波数が安定した時刻で検出したφ２－φ０との差分は、周波数乗算器ｍｐｌ２０の出力周波数の変化よる初期位相の変化である位相差ΔθＬＴＴ２を表すものである。すなわち、位相差ΔθＬＴＴ２は、時刻ｔ１直前の時刻ｔＡで検出した周波数乗算器ｍｐｌ２０と基準位相器ｍｐｌ００の位相差をそれぞれφ２（ｔＡ），φ０（ｔＡ）とし、時刻ｔ２と時刻ｔ３間の時刻ｔＢで検出した周波数乗算器ｍｐｌ２０と基準位相器ｍｐｌ００の位相差をそれぞれφ２（ｔＢ），φ０（ｔＢ）として、下記（５４）式で表される。
φ２（ｔＢ）－φ０（ｔＢ）－｛φ２（ｔＡ）－φ０（ｔＡ）｝＝ΔθＬＴＴ２ （５４）
位相差算出部Ａ６は、時刻ｔＡで検出された周波数乗算器ｍｐｌ２０と基準位相器ｍｐｌ００の位相差φ２（ｔＡ）－φ０（ｔＡ）を求め、時刻ｔＢで検出された周波数乗算器ｍｐｌ２０と基準位相器ｍｐｌ００の位相差φ２（ｔＢ）－φ０（ｔＢ）を求めて、両者の差分を求めることにより、周波数乗算器ｍｐｌ２０の初期位相の変化、即ち、第１の位相差（「２つの送信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」）であるΔθＬＴＴ２を検出できる。
なお、図示しない装置１の位相差算出部Ａ６からは、上記と同様の手法によって、ΔθＬＴＴ１が得られる。
（第２の位相差の算出）
次に、図１２、図１３、図１４を参照して、第２の位相差である「２つの受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」を検出する手法について説明する。図１２は図１１と同様のグラフである。即ち、図１２は図７のグラフから装置１（装置１Ａ）に関する特性を除去すると共に、基準位相器ｍｐｌ００の出力を加算した加算器Ａ５の出力の準基準位相φ０を示している。ｍｐｌ２は、装置２Ａのｍｐｌ２Ａと同様に動作するものとする。即ち、装置２のｍｐｌ２の出力の位相は、図１２の特性Ｃ２によって示される。
時刻ｔ３から時刻ｔ４の装置２の受信区間における周波数乗算器ｍｐｌ２０からのＬＯ信号の位相φｔｘ２（ｔ）は、加算器Ａ４によって検出される。この場合の加算器Ａ４出力の位相φ２（ｔ）は、上記（１０）式の右辺と同様の下記（５５）式によって示される。
φ２（ｔ）＝φｔｘ２（ｔ）＝２π（ｋＬ＋ｍ）ｆｘ２ｔ＋θＬｍｘ２（２） （５５）
ここで、θＬｍｘ２（２）は時刻ｔ３から時刻ｔ４の区間でのｍｐｌ２０の出力信号Ｓ５の初期位相である。また、時刻ｔ１から時刻ｔ２の区間でのｍｐｌ２０の出力信号Ｓ５の初期位相をθＬｍｘ２（１）とし、装置２が受信から送信へ遷移するときの位相飛び量をΔθＪＰ２とし、装置２が送信から受信へ遷移するときの位相飛び量をΔθＪＰ３とする。仮に、周波数に変化が無い場合には、位相飛び量ΔθＪＰ２とΔθＪＰ３の合計がθＬｍｘ２（２）とθＬｍｘ２（１）との差分に等しくなるが、周波数変化を考慮すると、θＬｍｘ２（２）とθＬｍｘ２（１）との関係は、下記（５６）式で表される。
θＬｍｘ２（２）－θＬｍｘ２（１）＝－ｍｆｘ２×（ｔ３－ｔ２）＋ΔθＪＰ２＋ΔθＪＰ３ （５６）
図１２においても、φ０は、基準位相器ｍｐｌ００の出力から得た準基準位相を示している。図１３はｍｐｌ２０の位相φｔｘ２と基準位相器ｍｐｌ００の出力から得た準基準位相φ０との差分を説明するための説明図である。
図１３は位相φｔｘ２（φ２）と準基準位相φ０との位相差に２πの剰余計算した値を示す。なお、剰余は受信状態の位相差検出方法の説明を簡単にするために施したものである。また、説明を簡単にするために、ΔθＪＰ２＝ΔθＪＰ３＝０［ｒａｄ］とした。
即ち、図１３の波形は、準基準位相φ０を基準にした場合のφ２の変化を示すものである。装置２の周波数乗算器ｍｐｌ２０出力について、時刻ｔ１以前の送信状態（初期設定状態）における位相をφＬｔ１とし、時刻ｔ１から時刻ｔ２の受信区間にけおる位相をφＬｔ１－ｔ２（ｔ）とし、時刻ｔ２から時刻ｔ３の送信区間における位相をφＬｔ２－ｔ３（ｔ）とし、時刻ｔ３から時刻ｔ４の受信区間における位相をφＬｔ３－ｔ４（ｔ）とすると、図１３の各区間における位相差を示す波形は、それぞれ下記（５７）式～（６０）式によって示すことができる。なお、装置２のＩＦ周波数ｆＩＦ２は、送信時のＬＯ信号と受信時のＬＯ信号との周波数差ｍｆｘ２［Ｈｚ］であり、下記（６１）式が成立する。
φＬｔ１（ｔ）＝ｍｏｄ（θＬｘ２－θＬ０ｘ２，２π）＝θＴＸＡ （５７）
φＬｔ１－ｔ２（ｔ）＝ｍｏｄ（２πｍｆｘ２ｔ＋θＬｍｘ２（１）－θＬ０ｘ２，２π）
＝ｍｏｄ（２πｆＩＦ２ｔ＋θＬｍｘ２（１）－θＬ０ｘ２，２π） （５８）
φＬｔ２－ｔ３（ｔ）＝ｍｏｄ（θＬｘ２（２）－θＬ０ｘ２，２π）＝θＴＸＢ （５９）
φＬｔ３－ｔ４（ｔ）＝ｍｏｄ（２πｍｆｘ２ｔ＋θＬｍｘ２（２）－θＬ０ｘ２，２π）
＝ｍｏｄ（２πｆＩＦ２ｔ＋θＬｍｘ２（２）－θＬ０ｘ２，２π） （６０）
ｆＩＦ２＝ｍｆｘ２ （６１）
図１３に示すように、ｍｐｌ２０出力の位相と準基準位相との位相差は、送信区間では一定であり、受信区間ではＩＦ角周波数（２πｍｆｘ２）の変化率で変化する。ここで、時刻ｔ２で受信状態が終了せず、時刻ｔ４まで受信を続ける場合を考える。この場合、上記（５８）式は時刻ｔ２から時刻ｔ４区間にも適用される。
図１４は図１３の位相差の波形に、式（５８）を適用した位相差の波形を１点鎖線にて追加して示す説明図である。位相が０［ｒａｄ］から２π［ｒａｄ］まで変化する時間（１周期）ＴＩＦ２は、ＩＦ周波数分の１、すなわち、
ＴＩＦ２＝１／ｆＩＦ２ （６２）
となる。時刻ｔ１から時刻ｔ２の受信区間で周波数が安定した任意の時刻をｔＩＦＡとすると、この周波数ｆＩＦ２の信号の受信を以降も継続した場合、図１４の一点鎖線に示すように、ｍｐｌ２０出力の位相は、ＴＩＦ２時間毎に同一の値となる。即ち、時刻ｔＩＦＡからＴＩＦ２時間毎に、周波数が変化しないと仮定したｍｐｌ２０出力の位相と準基準位相との位相差は同一値となる。
従って、位相差算出部Ａ６において、ｍｐｌ２０出力の位相φ２と準基準位相φ０との差分を求める場合において、図１４の時刻ｔ３から時刻ｔ４の区間で、時刻ｔＩＦＢが時刻ｔＩＦＡからＴＩＦ２の整数倍後の時刻であるものとし、時刻ｔＩＦＢにおいて検出したｍｐｌ２０出力位相と準基準位相との位相差をΔθ（ｔＩＦＢ）Ｖ（破線）とすると、位相差Δθ（ｔＩＦＡ）と、位相差Δθ（ｔＩＦＢ）Ｖ（破線）とは同一値となる。
しかしながら、実際には、時刻ｔ２から時刻ｔ３の受信区間において周波数が変化することから、ｍｐｌ２０出力の位相は（６０）式に従って変化し、時刻ｔＩＦＢにおける位相差Δθ（ｔＩＦＢ）は、位相差Δθ（ｔＩＦＡ）とは異なる値となる。
時刻ｔ２から時刻ｔ３区間において周波数変化を受けた場合と受けない場合におけるこの位相差の差は、２つの受信区間における周波数には変化がないので、時刻ｔ２から時刻ｔ３区間における周波数変化に伴い初期位相が変化したことによる。即ち、初期位相の変動量ΔθＬＲＲ２＝Δθ（ｔＩＦＢ）－Δθ（ｔＩＦＢ）Ｖが成立する。この演算では、準基準位相は相殺されるので、時刻ｔＩＦＢにおける加算器Ａ４からのφ２であるφＬｔ３－ｔ４（ｔＩＦＢ）と、時刻ｔＩＦＡにおける加算器Ａ４からのφ２であるφＬｔ１－ｔ２（ｔＩＦＡ）を用いた、下記（６３）式によって、初期位相の変動量ΔθＬＲＲ２が求められる。
ΔθＬＲＲ２＝φＬｔ３－ｔ４（ｔＩＦＢ）－φＬｔ１－ｔ２（ｔＩＦＡ） （６３）
なお、上記（６３）式は、位相飛びΔθＪＰ２，ΔθＪＰ３をともに０［ｒａｄ］として求めた。しかし、図１２から明らかなように、時刻ｔＩＦＢにおける位相φＬｔ３－ｔ４（ｔＩＦＢ）は、ΔθＪＰ２＋ΔθＪＰ３が反映されたものとなっており、位相飛びΔθＪＰ２，ΔθＪＰ３が０［ｒａｄ］でない場合であっても、上記（６３）式によって、初期位相変動量ΔθＬＲＲ２が求められることになる。
即ち、本実施の形態においては、１回目の受信区間中の時刻ｔＩＦＡにおける加算器Ａ４の出力と、時刻ｔＩＦＡからＴＩＦ２の整数倍の時間後の２回目の受信区間中の時刻ｔＩＦＢにおける加算器Ａ４の出力との差分演算を位相差算出部Ａ６が行うことにより、あるいは、位相差算出部Ａ６が、時刻ｔＩＦＡにおけるφ２－φ０と時刻ｔＩＦＢにおけるφ２－φ０との差分を求めることにより、初期位相の変動量ΔθＬＲＲ２を検出できる。こうして、第２の位相差である「２つの受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」の検出が可能である。
なお、図示しない装置１の位相差算出部Ａ６からは、上記と同様の手法によって、ΔθＬＲＲ１が得られる。
（第３の位相差）
次に、図１５を参照して、第３の位相差である「連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」を検出する手法について説明する。図１５は図１３と同様の説明図である。なお、第３の位相差は、図７及び図８中の位相差ΔθＬＴＲ１、ΔθＬＴＲ２、ΔθＨＴＲ１、ΔθＨＴＲ２である。これらの位相差のうち、装置２の時刻ｔ１以前の区間から、時刻ｔ１～時刻ｔ２の受信区間への遷移に関する位相差ΔθＬＴＲ２を例にして以下に説明するが、他の場合についても同様に求めることができる。
図１５は、図１３と同様の手法により、装置２における準基準位相φ０と周波数乗算器ｍｐｌ２０出力の位相φ２との位相差を２πの剰余を施して示した図である。以下では、サンプル点を時刻ｔ１前の時刻ｔＣ及び時刻ｔ１後の時刻ｔＤに設定して説明する。
時刻ｔＣで検出される位相差は、上記（５７）式に示す通り、ｍｏｄ（θＬｘ２－θＬ０ｘ２，２π）である。時刻ｔＤで検出される位相差は（５８）式から
φＬｔ１－ｔ２（ｔＤ）＝ｍｏｄ（２πｆＩＦ２ｔＤ＋θＬｍｘ２（１）－θＬ０ｘ２，２π） （６４）
となる。式を簡略化してｍｏｄを省き、時刻ｔＣで検出される位相をφＬｔ１（ｔＣ）として、（５８）式及び（６４）式から与えられるこれらの２つの位相差の差分をとると、下記（６５）式が得られる。
φＬｔ１－ｔ２（ｔＤ）－φＬｔ１（ｔＣ）＝２πｆＩＦ２ｔＤ＋θＬｍｘ２（１）－θＬｘ２ （６５）
上記（４０）式と（６５）式とから、下記（６６）式が得られる。
ΔθＬＴＲ２＝θＬｍｘ２（１）－θＬｘ２＝φＬｔ１－ｔ２（ｔＤ）－φＬｔ１（ｔＣ）－２πｆＩＦ２ｔＤ （６６）
上記（６６）式中のφＬｔ１－ｔ２（ｔＤ）及びφＬｔ１（ｔＣ）は、加算器４の出力により得られる。従って、ＩＦ周波数ｆＩＦ２及び時刻ｔＤを規定すれば、上記（６６）式からΔθＬＴＲ２を求めることができる。
なお、上記（６６）式は、時刻ｔ１前の区間から時刻ｔ１～ｔ２区間への遷移時の位相飛びを０［ｒａｄ］として求めた。しかし、図１２から明らかなように、時刻ｔＤにおける位相φＬｔ１－ｔ２（ｔＤ）は、位相飛びが反映されたものとなっており、位相飛びが０［ｒａｄ］でない場合であっても、上記（６６）式によって、初期位相変動量ΔθＬＴＲ２が求められることになる。
即ち、本実施の形態においては、ＩＦ周波数ｆＩＦ２及び最初の受信区間中の時刻ｔＤを規定すると共に、初期設定による出力区間中の時刻ｔＣにおける加算器Ａ４の出力と、時刻ｔＤにおける加算器Ａ４の出力との差分演算を含む演算を位相差算出部Ａ６が行うことにより、あるいは、位相差算出部Ａ６が、時刻ｔＣにおけるφ２－φ０と時刻ｔＤにおけるφ２－φ０との差分を含む演算を行うことにより、初期位相の変動量ΔθＬＴＲ２を検出できる。
なお、図示しない装置１の位相差算出部Ａ６からは、上記と同様の手法によって、ΔθＬＴＲ１が得られる。
次に、ΔθＨＴＲ２を求める。図３の低周波数の測距シーケンスと高周波数の測距シーケンスとでは、周波数及びシーケンスの開始時間が異なるのみであり、送受信におけるタイムシーケンスは同じである。即ち、周波数の差を無視すると、高周波数の測距シーケンスにおいて装置２の準基準位相と周波数乗算器ｍｐｌ２０出力の位相との位相差は、図１５と同様の波形で表すことができ、低周波数のシーケンス開始時刻ｔ＝０［ｓ］に対して、高周波数のシーケンスでは開始時刻をｔ＝Ｄ［ｓ］分だけオフセットさせればよい。
従って、上記（６４）式～（６６）式において、低周波数の意味を表すＬを高周波数の意味を表すＨに変更すると共に、位相の検出時刻を時刻ｔＤから時刻Ｄ＋ｔＤに変更し、時刻ｔＣから時刻Ｄ＋ｔＣに変更した式が成立する。
即ち、ΔθＨＴＲ２は、時刻Ｄ＋ｔＤにおける周波数乗算器ｍｐｌ２０の出力の位相をφＨｔ１－ｔ２（Ｄ＋ｔＤ）とし、時刻Ｄ＋ｔＣにおける周波数乗算器ｍｐｌ２０の出力の位相をφＨｔ１（Ｄ＋ｔＣ）として、上記（６６）式を変形した下記（６７）式によって表すことができる。
ΔθＨＴＲ２＝θＨｍｘ２（１）－θＨｘ２＝φＨｔ１－ｔ２（Ｄ＋ｔＤ）－φＨｔ１（Ｄ＋ｔＣ）－２πｆＩＦ２ｔＤ （６７）
なお、装置２のＩＦ周波数は高周波数であっても低周波数であってもほとんど変わらないので、（６６）式と（６７）式の最終項は同じ値となる。
上記（６７）式中のφＨｔ１－ｔ２（Ｄ＋ｔＤ）及びφＨｔ１（Ｄ＋ｔＣ）は、加算器４の出力により得られる。従って、ＩＦ周波数ｆＩＦ２及び時刻ｔＤを規定すれば、上記（６６）式からΔθＨＴＲ２を求めることができる。また、この（６７）式は、時刻ｔ１前の区間から時刻ｔ１～ｔ２区間への遷移時の位相飛びの大きさに拘わらず成立する。
即ち、本実施の形態においては、ＩＦ周波数ｆＩＦ２及び最初の受信区間中の時刻ｔＤを規定すると共に、初期設定による出力区間中の時刻Ｄ＋ｔＣにおける加算器Ａ４の出力と、時刻Ｄ＋ｔＤにおける加算器Ａ４の出力との差分演算を含む演算を位相差算出部Ａ６が行うことにより、あるいは、位相差算出部Ａ６が、時刻Ｄ＋ｔＣにおけるφ２－φ０と時刻Ｄ＋ｔＤにおけるφ２－φ０との差分を含む演算を行うことにより、初期位相の変動量ΔθＨＴＲ２を検出できる。
なお、図示しない装置１の位相差算出部Ａ６からは、上記と同様の手法によって、ΔθＨＴＲ１が得られる。
こうして、第３の位相差である「連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」の検出が可能である。装置２の位相検出器ｐｈｓｄｅｔは、求めた第１～第３の位相差、即ち、初期位相の変動量を位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２に出力する。
（測距計算）
位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２は、位相検出器ｐｈｓｄｅｔの出力を用いて、θＬＳＵＭ，θＨＳＵＭを求めてもよい。
上記（３６）式中のθＬＳＵＭは、上記（４２）式に示すように、第１～第３の位相差を用いて算出可能である。同様に、上記（３６）式中のθＨＳＵＭについても、上記（４８）式に示すように、第１～第３の位相差を用いて算出可能である。位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２は、算出したθＬＳＵＭ，θＨＳＵＭを距離算出器ｄｃａｌｃ２に出力する。距離算出器ｄｃａｌｃ２は、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２の出力と信号Ｓ９とから、上記（３６）式の演算により遅延τＲを求め、更に、距離Ｒを算出する。
また、上記第３の位相差の算出時には、位相差算出部Ａ６は、ＩＦ周波数ｆＩＦ２と時刻ｔＤとの演算を行うものと説明したが、この演算は以下に示す通り省略可能である。上記（３６）式の第１項中のθＬＳＵＭ－θＨＳＵＭは、（４２）式及び（４８）式から、以下の（６８）式によって表される。
θＬＳＵＭ－θＨＳＵＭ＝－２（ΔθＬＴＲ１－ΔθＨＴＲ１）－２（ΔθＬＴＲ２－ΔθＨＴＲ２）
＋２（ΔθＬＴＴ２－ΔθＨＴＴ２）＋（ΔθＬＴＴ１－ΔθＨＴＴ１）－（ΔθＬＲＲ２－ΔθＨＲＲ２） （６８）
（６８）式の第１項及び第２項は、第３の位相である「連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」を示し、第３項及び第４項は、第１の位相である「２つの送信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」を示し、第５項は、第２の位相である「２つの受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」を示す。即ち、第２項は、装置２において低周波数を用いた「連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」と高周波数を用いた「連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」との差分である。これを求めるため、式（６６）と式（６７）の差分をとると、下記（６９）式が得られる。
ΔθＬＴＲ２－ΔθＨＴＲ２＝φＬｔ１－ｔ２（ｔＤ）－φＬｔ１（ｔＣ）－｛φＨｔ１－ｔ２（Ｄ＋ｔＤ）－φＨｔ１（Ｄ＋ｔＣ）｝ （６９）
（６９）式では、ＩＦ周波数ｆＩＦ２と時刻ｔＤの演算の項が相殺される。即ち、周波数設定開始を基準とした所定の時刻ｔＤを一定値に設定すれば、加算器Ａ４，Ａ５の出力位相の差を位相差算出部Ａ６が求めることのみによって、第３の位相差である「連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」の差分を求めることができることを示している。
装置１においても、同様の手法によって、第１項のΔθＬＴＲ１－ΔθＨＴＲ１を求めることができる。
従って、この場合には、位相差算出部Ａ６は、位相の差分演算のみを行えばよく、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２は、位相差算出部Ａ６の演算結果を用いてθＬＳＵＭ－θＨＳＵＭを算出して、算出結果を距離算出器ｄｃａｌｃ２に出力すればよい。即ち、この場合には、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２の機能を利用して位相変動検出装置が構成される。
なお、図１５から明らかなように、時刻ｔＤで周波数が安定していない場合には、ＩＦ周期分遅れた時刻ｔＤ＋ＴＩＦ２で位相をサンプルすればよい。
図１６はこの場合における位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２の動作を説明するための説明図である。
位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２は、位相検出器ｐｈｓｄｅｔの出力を保持する複数のホールド回路ＨＯ１，ＨＯ２，…を保持している。なお、図１６では２つのホールド回路ＨＯ１，ＨＯ２のみを示している。ホールド回路ＨＯ１，ＨＯ２は、制御装置ＣＮ２からの制御信号によって相互に独立して動作し、例えば、参照クロックＣＫ０の逆相のタイミングで、位相検出器ｐｈｓｄｅｔの出力をホールドする。なお、参照クロックＣＫ０の逆相のタイミングでホールドを行う理由は、分周数設定器ΔΣ２と基準位相器ｍｐｌ００の出力が安定したタイミングであるからである。図１６の例では、ホールド回路ＨＯ１が位相差算出部Ａ６からの差分位相結果Δθａを保持し、ホールド回路ＨＯ２が差分位相結果Δθｂを保持した例を示している。
例えば、（５４）式で示したφ２（ｔＡ）－φ０（ｔＡ）の値をΔθａとし、φ２（ｔＢ）－φ０（ｔＢ）の値をΔθｂとする。保持する時刻ｔＡおよびｔＢは、検出したい位相により設定されるものである。例えば、第１の位相差を求める上記（５４）式の場合には、時刻ｔＡは、時刻ｔ１前の時刻であり、時刻ｔＢは、時刻ｔ２と時刻ｔ３間の時刻である。なお、これの時刻は、周波数が安定した時刻に設定される。
また、時刻ｔ１以前の送信状態、時刻ｔ１から時刻ｔ２の受信区間、時刻ｔ２から時刻ｔ３の送信区間、時刻ｔ３から時刻ｔ４の受信区間の遷移において、時刻ｔ１から時刻ｔ２区間と時刻ｔ３から時刻ｔ４区間で位相を観測する場合には、ｔＡ＝ｔＩＦＡ、ｔＢ＝ｔＩＦＢに設定すればよい。すなわち、サンプリング点としてはＩＦ周期ごとに制限した時刻を設定する。
算出された第１～第３の位相差には、２πの剰余計算が施されて、ラジアンに対応するデータに変換される。この位相差のデータを用いて初期位相の補正等の所定の演算が行われる。
なお、装置１においても、同様の初期位相からのずれの算出及び初期位相の補正が可能である。
このように本実施の形態においては、基準位相を求めるための基準位相器を採用し、基準位相器の出力により得られる準基準位相と周波数再設定後の出力の位相との差を求めることにより、初期位相変化及び周波数変化による位相の変動量を求め、求めた変動量に応じて位相を補正することで、局部発振器を用いて信号の位相を検出する装置において、初期位相を変化させない場合と同様の機能を達成することが可能である。
例えば、装置間で単一波信号の送受信を行い受信位相から測距を行う測距装置であって、送信部に直接変調方式を用い受信部にスーパーヘテロダイン方式を用いた測距装置に適用した場合には、測距シーケンス中の周波数変化に伴う初期位相の変動分を検出して補正することができるので、位相情報から正確な測距が可能である。
（変形例１）
図１７は周波数乗算器ｍｐｌ２の変形例を示す回路図である。図１７において図１０と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
図１７は周波数乗算器ｍｐｌ２０、基準位相器ｍｐｌ００及び位相検出器ｐｈｓｄｅｔにそれぞれ代えて周波数乗算器ｍｐｌ２０Ａ、基準位相器ｍｐｌ００Ａ及び位相検出器ｐｈｓｄｅｔＡを採用した点が図１０と異なる。周波数乗算器ｍｐｌ２０Ａの電圧制御発振器ＶＣＯの出力をＫ分周する分周器ＫＤＩＶを付加すると共に、加算器Ａ２からのＣａｒｒｙに代えて加算器Ａ１からの分周数Ｎを出力する点が周波数乗算器ｍｐｌ２０と異なる。前者は位相検出器ｐｈｓｄｅｔＡにおいても加算器Ａ４、Ａ８、遅延器Ｄ３からなる積分器と加算器Ａ５、Ａ９、遅延器Ｄ４からなる積分器を追加している。
また、基準位相器ｍｐｌ００Ａは、加算器Ａ３のＣａｒｒｙと整数値Ｉ０とを加算する加算器Ａ７を付加すると共に、加算器Ａ３からのＣａｒｒｙに代えて加算器Ａ７の出力を出力する点が基準位相器ｍｐｌ００と異なる。
一般的に、無線機においては、キャリア周波数が異なる複数のシステムに対応するために、電圧制御発振器ＶＣＯ出力をシステムに応じて分周する場合がある。図１７のｍｐｌ２０Ａは、例えば、電圧制御発振器ＶＣＯの出力をＫ分周する場合の構成を示している。
電圧制御発振器ＶＣＯ出力をＫ分周するシステムでは、測距に用いる単一波信号についてもＫ分周後の信号が使用される。これに対し、ΔΣ部ＤＥの遅延器Ｄ１の出力は、Ｋ分周前の電圧制御発振器ＶＣＯ出力の位相を示しており、Ｋ分周後の信号の位相に一致させるために、遅延器Ｄ１の出力をＫ分周する必要がある。基準位相器ｍｐｌ００Ａの出力についても同様であり、この理由から、加算器Ａ４の出力は分周器ＫＤＩＶ１に与えられ、加算器Ａ５の出力は分周器ＫＤＩＶ２に与えられる。分周器ＫＤＩＶ１，ＫＤＶＩ２は、それぞれ入力された信号をＫ分周する。分周器ＫＤＩＶ１の出力は、周波数乗算器ｍｐｌ２０Ａの出力位相を示すφ２として位相差算出部Ａ６に出力され、分周器ＫＤＩＶ２の出力は、基準位相φ０として位相差算出部Ａ６に出力される。
図１０の例では、有理数倍中の整数値Ｉ２の情報は、位相φ２を求める剰余演算では省かれることから、小数値Ｆ２に応じた遅延器Ｄ１の出力とＣａｒｒｙを用いてφ２を求めた。しかし、Ｃａｒｒｙと遅延器Ｄ１の出力の加算結果に対してＫ分周すると、３６０×２［°］／Ｋの位相しか表現できなくなり、位相差分に誤りが発生する可能性がある。
そこで、図１７の例では、φ２をＫ分周後の信号の位相に一致させるために、有理数倍の情報、即ち、整数値Ｉ２とＣａｒｒｙに基づくＮの情報が必要である。そこで、周波数乗算器ｍｐｌ２０Ａの加算器Ａ１の出力Ｎを加算器Ａ８及び遅延器Ｄ３により構成される積分器に与えるようになっている。
遅延器Ｄ３は、クロックＣＫ２によって、加算器Ａ８の出力を取り込んで加算器Ａ８に出力する。加算器Ａ８は、加算器Ａ１からのＮと遅延器Ｄ３の出力を加算し、加算結果を加算器Ａ４に出力する。こうして加算器Ａ４において、電圧制御発振器ＶＣＯの出力に対応した位相が得られる。加算器Ａ４の出力は整数値Ｉ２も考慮されており、分周器ＫＤＩＶ１においてＫ分周されることで、分周器ＫＤＩＶ出力の位相を示すφ２が得られる。
同様に、基準位相器ｍｐｌ００Ａにおいても、加算器Ａ７の出力を加算器Ａ９及び遅延器Ｄ４により構成される積分器に与えるようになっている。遅延器Ｄ４は、参照クロックＣＫ０によって、加算器Ａ９の出力を取り込んで加算器Ａ９に出力する。加算器Ａ９は、加算器Ａ７の出力と遅延器Ｄ４の出力を加算し、加算結果を加算器Ａ５に出力する。こうして加算器Ａ５において、初期設定時の電圧制御発振器ＶＣＯの出力に対応した準基準位相が得られる。加算器Ａ５の出力は整数値Ｉ０も考慮されており、分周器ＫＤＩＶ２においてＫ分周されることで、初期設定時の分周器ＫＤＩＶ出力の位相を示す準基準位相φ０が得られる。
このように本変形例によれば、Ｋ分周後の出力に対応した位相φ２及び準基準位相φ０を得ることができる。
別な見方をすれば、図１１が本来の構成であり、図１０は簡略化した構成になる。また、図１０では位相検出器に整数値の２つの積分器を設ける例を説明したが、これらの積分器を周波数乗算器及び基準位相器に配置してもよい。
また、加算器Ａ１の出力に代えて加算器Ａ２のＣａｒｒｙとＩ２を周波数乗算器ｍｐｌ２０Ａから出力させ、位相検出器ｐｈｓｄｅｔＡにおいて両者の加算結果を加算器Ａ８に与えるようにしてもよい。同様に、加算器Ａ７の出力に代えて加算器Ａ３のＣａｒｒｙとＩ０を基準位相器ｍｐｌ００Ａから出力させ、位相検出器ｐｈｓｄｅｔＡにおいて両者の加算結果を加算器Ａ９に与えるようにしてもよい。
（変形例２）
図１８Ａは図１７に示す回路の変形例を示す回路図である。図１８Ａは周波数乗算器ｍｐｌ２０Ａ中のΔΣ部ＤＥ、基準位相器ｍｐｌ００Ａ及び位相検出器ｐｈｓｄｅｔＡにそれぞれ代えてΔΣ部ＤＥＢ、基準位相器ｍｐｌ００Ｂ及び位相検出器ｐｈｓｄｅｔＢを採用した点が図１７と異なる。なお、図１８Ａでは周波数乗算器ｍｐｌ２０Ａ中のΔΣ部ＤＥ以外の構成は図１７と同様であり、図示を省略する。
図１８Ａの例は分周数設定器ΔΣ２内のΔΣ部として、加算器Ａ２及び遅延器Ｄ１による積分器だけでなく、比較器ＣＯ１及び減算器Ａ１０を含むΔΣ部ＤＥＢを採用する。加算器Ａ２の出力は、減算器Ａ１０及び比較器ＣＯ１に与えられる。比較器ＣＯ１は、加算器Ａ２の出力と所定閾値との比較により、例えば＋１，０，－１の３値をＳＧＮとして出力する。比較器ＣＯ１の出力（ＳＧＮ）は減算器Ａ１０及び加算器Ａ１に与えられる。
図１８Ｂは比較器ＣＯ１の作用を説明するための説明図である。図１８Ｂの例では所定閾値として－０．ｘと＋０．ｘが採用される。なお、ｘは例えば５である。この場合には、加算器Ａ２の出力が－０．５より大きく＋０．５より小さい場合にはＳＧＮは０となり、加算器Ａ２の出力が－０．５以下の場合にはＳＧＮは－１となり、加算器Ａ２の出力が＋０．５以上の場合にはＳＧＮは１となる。
減算器Ａ１０は、加算器Ａ２の出力から比較器ＣＯ１の出力（ＳＧＮ）を減算して遅延器Ｄ１に出力する。遅延器Ｄ１は、クロックＣＫ２のタイミングで減算器Ａ１０の出力を加算器Ａ２に出力する。図１７の例では、加算器Ａ２からは０又は１の２値が出力されて加算器Ａ１においてＩ２に加算された。これに対し、図１８Ａでは比較器ＣＯ１は－１，０，＋１の３値のＳＧＮを出力することから、量子化ノイズの低減効果を有する。なお、２次以上のΔΣ部を採用してもよく、この場合には量子化ノイズの低減効果を更に向上させることができる。
比較器ＣＯ１の出力は、図１７の加算器Ａ２からのＣａｒｒｙに相当し、有理数倍の整数値に加算される値となる。遅延器Ｄ１の出力は、電圧制御発振器ＶＣＯ出力の位相に相当し、比較器ＣＯ１からＣａｒｒｙに相当する値の出力が発生すると、比較器ＣＯ１の入出力の差分位相は減算器Ａ１０によって取り出される。即ち、遅延器Ｄ１の出力は、電圧制御発振器ＶＣＯ出力の１周期内の位相を示しており、図１７と同様に、加算器Ａ４に供給される。また、比較器ＣＯ１からのＳＧＮは、図１７の加算器Ａ８及び遅延器Ｄ３による積分器に相当する整数部カウンタＩＣＮＴ１に供給される。
基準位相器ｍｐｌ００Ｂの構成もΔΣ部ＤＥＢと同様である。即ち、加算器Ａ３の出力は、減算器Ａ１１及び比較器ＣＯ２に与えられる。比較器ＣＯ２は、加算器Ａ３の出力と閾値との比較により、例えば＋１，０，－１の３値をＳＧＮとして出力する。比較器ＣＯ２の出力（ＳＧＮ）は減算器Ａ１１及び加算器Ａ７（図１８Ａでは図示省略）に与えられる。比較器ＣＯ２の動作は比較器ＣＯ１と同様である。減算器Ａ１１は、加算器Ａ３の出力から比較器ＣＯ２の出力（ＳＧＮ）を減算して遅延器Ｄ２に出力する。遅延器Ｄ２は、参照クロックＣＫ０のタイミングで減算器Ａ１１の出力を加算器Ａ３に出力する。
この構成により、基準位相器ｍｐｌ００Ｂの遅延器Ｄ２は、初期設定における電圧制御発振器ＶＣＯ出力の位相に対応した準基準位相を、図１７と同様に加算器Ａ５に供給する。また、比較器ＣＯ２からのＳＧＮは、図１７の加算器Ａ９及び遅延器Ｄ４による積分器に相当する整数部カウンタＩＣＮＴ２に供給される。
図１９は図１８Ａ中の整数部カウンタＩＣＮＴ１，ＩＣＮＴ２の具体的な構成の一例を示す回路図である。整数部カウンタＩＣＮＴ１，ＩＣＮＴ２は、相互に同一構成であり、遅延器Ｄ５は、図１７の遅延器Ｄ３又は遅延器Ｄ４に相当し、加算器Ａ１２，Ａ１３は、図１７の加算器Ａ１及びＡ８か又は加算器Ａ７及びＡ９に相当する。
いま、図１９の回路が整数部カウンタＩＣＮＴ１であるものとして説明する。加算器Ａ１２，Ａ１３は、Ｉ２と比較器ＣＯ１からのＳＧＮとの加算を行う。加算器Ａ１３の加算結果は、剰余計算器ＭＯＤを介して遅延器Ｄ５に与えられる。遅延器Ｄ５は、クロックＣＫ２のタイミングで、剰余計算器ＭＯＤの出力を加算器Ａ１２に与える。こうして、遅延器Ｄ５からは、図１７の加算器Ａ８の出力と同様の出力が得られる。
なお、整数部カウンタＩＣＮＴ２においても整数部カウンタＩＣＮＴ１と同様の動作が行われて、遅延器Ｄ５からは、図１７の加算器Ａ９の出力と同様の出力が得られる。なお、整数部カウンタＩＣＮＴ１においては、遅延器Ｄ５は、参照クロックＣＫ０で動作する。
剰余計算器ＭＯＤは、加算器Ａ１３の出力に対してＫの剰余計算を行い、計算結果を遅延器Ｄ５に出力する。整数部カウンタＩＣＮＴ１の遅延器Ｄ５の出力は加算器Ａ４に供給され、整数部カウンタＩＣＮＴ２の遅延器Ｄ５の出力は加算器Ａ５に供給される。
加算器Ａ４，Ａ５の出力はそれぞれ分周器ＫＤＩＶ１，ＫＤＩＶ２に供給されてＫ分周される。分周器ＫＤＩＶ１，ＫＤＩＶ２からの位相φ２，φ０の１周期（２π）に相当する遅延器Ｄ５の出力は最大Ｋである。剰余計算器ＭＯＤが加算器Ａ１３の出力に対してＫの剰余計算を行うことにより、位相φ２，φ０に対して２πの剰余計算が行われたことになる。これにより、剰余計算器ＭＯＤより後段の回路において扱うデータ量を削減して回路規模を低減することが可能である。
このように、この変形例では、局部発振器の発振出力の精度を向上させることができると共に、後段の回路において扱うデータ量を削減して回路規模を低減することが可能である。
（変形例３）
図２０はＦ２を生成する回路の一例を示す回路図である。有理数倍の小数値Ｆ２を指定するための周波数設定コードＦＣは、加算器１４に供給される。なお、周波数設定コードＦＣは、例えば、装置１、装置２間の通信を制御する図示しない通信制御部によって設定される。なお、この通信制御部が、装置１，２の演算装置ＣＡ１，ＣＡ２に含まれていてもよい。
この変形例では、測距信号（単一波信号）だけでなく、ＦＳＫ（周波数偏位）変調信号の送信も可能である。ＦＳＫ変調における周波数偏位を規定する周波数偏差信号Ｄｅｖは、変調器Ｍ１に与えられる。変調器Ｍ１には、ＦＳＫ変調にによって送信するデータＤａｔａも与えられ、変調器Ｍ１は周波数偏差信号Ｄｅｖに従ってデータＤａｔａにＦＳＫ変調を施して被変調信号を加算器Ａ１４に出力する。加算器Ａ１４は、周波数設定コードＦＣと被変調信号とを加算した結果を小数値Ｆ２として出力する。
このような構成によれば、ＦＳＫ変調によって、電圧制御発振器ＶＣＯ出力は周波数が変化すると共に位相も変化する。この場合でも、上述したように、準基準位相を用いて位相の補正が可能である。この結果、ＦＳＫ通信から測距のための通信に切換った場合でも、受信信号の位相から正確な測距が可能である。
（変形例４）
図２１は変形例を示すブロック図である。図２１において図９と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。図２１は図９の無線部をより具体的に示すものである。図２１は装置２に対応する構成を示しているが、装置１の具体的な構成も図２１と同様であり、装置１の具体的な構成については図示及び説明を省略する。
図１及び図９等においては省略したが、ｍｐｌ２の出力は電力増幅器ＰＡを介して出力される。電力増幅器ＰＡは、ｍｐｌ２の出力を電力増幅して図示しないアンテナに与える。こうして、アンテナからｍｐｌ２の出力に基づく無線信号が出力される。
一方、アンテナで受信した無線信号は、図示しないＲＦ（高周波）フィルタを介して低雑音増幅器ＬＮＡに入力される。低雑音増幅器ＬＮＡは、受信信号を低雑音増幅した後、ＲＦＭＩＸ２に出力する。ＲＦＭＩＸ２には、移相器ＰＨＳから周波数変換用ＬＯ信号が与えられる。移相器ＰＨＳは、ｍｐｌ２の出力をπ／２移相し、相互にπ／２だけ位相がずれた２つのＬＯ信号をＲＦＭＩＸ２に与える。ＲＦＭＩＸ２は、移相器ＰＨＳからのＬＯ信号を用いて、低雑音増幅器ＬＮＡの受信信号をＩＦ信号に周波数変換し、ポリフェーズフィルタＰＰＦに与える。
ポリフェーズフィルタＰＰＦは、正負いづれかの周波数成分を抑圧して、所望の信号をＩＦ信号として取り出す。ポリフェーズフィルタＰＰＦの出力信号はローパスフィルタＬＰＦに与えられて帯域制限された後、デジタル処理回路ＤＩＧを構成するΔΣ型ＡＤ変換器ΔΣＡに与えられる。なお、デジタル処理回路ＤＩＧは、主に図９のＩＦＭＩＸ２及び演算装置ＣＡ２を構成するものである。ΔΣ型ＡＤ変換器ΔΣＡは、入力された信号をデジタル信号に変換した後デシメーションフィルタｄｍｆに出力する。ΔΣ型ＡＤ変換器ΔΣＡは高分解能を得るため、入力信号をオーバーサンプリングして取り込む。なお、ΔΣ型ＡＤ変換器ΔΣＡのクロックは、ＯＳＣ２の出力から生成される（図示省略）。
デジメーションフィルタｄｍｆは、ΔΣ型ＡＤ変換器ΔΣＡの出力の帯域を低域に制限して復調器ｄｅｍｏｄに出力する。復調器ｄｅｍｏｄは、ｄｉｖ２の出力を用いてＩＦ信号を復調し、ベースバンドの測距信号を信号処理部ＳＰに出力する。また、信号処理部ＳＰには、ｍｐｌ２の位相検出器ｐｈｓｄｅｔの出力も与えられる。
信号処理部ＳＰは、図９の位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２及び距離算出器ｄｃａｌｃ２を構成するものである。信号処理部ＳＰは、復調して得られた位相情報、振幅情報に対して、周波数変化に伴う初期位相の変動分を補正して、測距演算を行う。これにより、正確な測距が可能である。
このように本変形例では、具体的な無線部を用いた測距装置において生じる初期位相の変動を補正し、正確な測距が可能である。
（変形例５）
図２２は変形例を示すブロック図であり、図２１の無線部にフィルタ遅延キャリブレーション機能を含めた構成を示す。図２２において図２１と同一の構成には同一符号を付して説明を省略する。なお、装置１についても図２２と同様に構成することができる。
位相検出方式による測距では、測距信号の伝搬距離に応じた伝搬位相遅延を検出することにより距離を測定する。その際、２装置間距離を正確に求めるには、各装置に内在する遅延と２装置間の伝搬遅延を分離する必要がある。無線部や装置自体に内在する遅延のうち、例えば、図２１及び図２２では図示していないＲＦフィルタによる遅延は比較的大きく、この影響により大きな測距誤差が生じることがある。
そこで、図２２の装置においては、ＲＦフィルタの遅延を測定し、その遅延位相を受信信号の位相から差し引くことにより２装置間の伝搬距離を求める。例えば、送信時及び受信時において、測距信号の帯域を通過させるＲＦフィルタとして共通のＲＦフィルタが採用される。測距時には、ＲＦフィルタは、電力増幅器ＰＡの出力の帯域を制限してアンテナに供給し、アンテナからの受信信号の帯域を制限して低雑音増幅器ＬＮＡに供給する。このような構成に、図２２の装置においては、キャリブレーション時において、電力増幅器ＰＡからの送信信号をＲＦフィルタを経由させて低雑音増幅器ＬＮＡに与える図示しない第１のフィードバックループと、電力増幅器ＰＡからの送信信号をＲＦフィルタを経由させることなく低雑音増幅器ＬＮＡに与える図示しない第２のフィードバックループが設けられている。
このような構成によれば、送信信号を第１のフィードバックループを経由して受信した場合の受信信号の遅延量と、送信信号を第２のフィードバックループを経由して受信した場合の受信信号の遅延量との差分を信号処理部ＳＰにおいて求めることで、ＲＦフィルタによる遅延を測定することが可能である。なお、ＲＦフィルタの遅延量は温度特性を有しているので、フィルタ遅延を測定するキャリブレーションは、測距時に行う。
第１及び第２のフィードバックループにおいて信号周波数は変化しないので、電力増幅器ＰＡから出力される送信信号と低雑音増幅器ＬＮＡで受信される受信信号の周波数は同一である。従って、キャリブレーション時には、ＲＦＭＩＸ２の出力はＤＣ（直流）となる。このため、ＲＦＭＩＸ２の出力を直接ポリフェーズフィルタＰＰＦに与えると、ポリフェーズフィルタＰＰＦにおける信号減衰量が大きく、信号遅延の測定が困難となる。
そこで、本変形例では、ｄｉｖ２と同様の構成のｄｉｖ２Ａ及びキャリブレーション用ミキサＣＡＬＭＩＸ２を設ける。ｄｉｖ２Ａは、ＯＳＣ２の発振周波数を基準に、ＩＦ周波数と同じ周波数の相互に位相がπ／２だけずれた２つのＬＯ信号を発生して、キャリブレーション用ミキサＣＡＬＭＩＸ２に与える。キャリブレーション用ミキサＣＡＬＭＩＸ２は、ｄｉｖ２ＡからのＬＯ信号を用いて、ＲＦＭＩＸ２の出力をＩＦ周波数に変換した後、ポリフェーズフィルタＰＰＦに与える。
これにより、ポリフェーズフィルタＰＰＦにおいて、十分なレベルのＩＦ信号を出力することができ、信号処理部ＳＰにおいて、確実にフィルタの遅延を検出することができる。
このように本変形例では、フィルタ遅延キャリブレーション機能を含む具体的な無線部を用いた測距装置においても、初期位相の変動を補正し、正確な測距を可能にすることができる。
なお、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。また、上記実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適当な組み合わせにより種々の発明が抽出され得る。例えば、実施形態に示される全構成要件からいくつかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出され得る。
ＯＳＣ１，ＯＳＣ２…発振器、ｄｉｖ１，ｄｉｖ２…周波数分周器、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２，ｍｐｌ２０…周波数乗算器、ＲＦＭＩＸ１，ＲＦＭＩＸ２…ＲＦ周波数変換器、ＩＦＭＩＸ１，ＩＦＭＩＸ２…中間周波数変換器、ｍｐｌ００…基準位相器、ｐｈｓｄｅｔ…位相検出器、ｐｈｓｃａｌｃ２…位相計算器、ｄｃａｌｃ２…距離算出器。

Claims (9)

  1. 参照クロックに基づいて局部発振信号を生成するＰＬＬを有し、入力された信号の位相を検出する装置に対して前記局部発振信号を与える局部発振器と、
    前記ＰＬＬに含まれ、前記局部発振信号の位相を検出して出力する第１の位相検出器と、
    前記参照クロックに基づいて、前記局部発振器の初期設定時における前記局部発振信号の基準位相に対応する準基準位相を生成して出力する基準位相器と、
    前記第１の位相検出器により検出された位相と前記準基準位相とに基づいて、前記局部発振器の位相の変動量を検出する第２の位相検出器と、
    前記第２の位相検出器の検出結果を用いて前記入力された信号の位相を補正する補正回路とを具備する位相補正装置。
  2. 前記第１の位相検出器は、前記ＰＬＬを構成する分周器の出力をクロック入力として前記分周器に分周数を設定する第１の位相積分器を有し、
    前記基準位相器は、前記参照クロックをクロック入力とする第２の位相積分器を有し、
    前記第２の位相検出器は、前記第１の位相積分器の出力と前記第２の位相積分器の出力との差分に基づいて前記局部発振器の位相の変動量を求める第１の差分器を有する請求項１に記載の位相補正装置。
  3. 前記第１の位相積分器は、第１加算器及び第１遅延器により構成されるフィードバックループを有し、前記第１加算器にフラクショナル入力が与えられ、前記第１遅延器は前記分周器の出力がクロック入力として与えられ、前記第１加算器から発生するキャリーと前記第１遅延器の出力とを前記局部発振信号の位相の検出結果として出力し、
    前記第２の位相積分器は、第２加算器及び第２遅延器により構成されるフィードバックループを有し、前記第２加算器に前記局部発振器の初期設定におけるフラクショナル入力が与えられ、前記第２遅延器は前記参照クロックがクロック入力として与えられ、前記第２加算器から発生するキャリーと前記第２遅延器の出力とを前記準基準位相として出力する請求項２に記載の位相補正装置。
  4. 前記第２の位相検出器は、前記第１加算器から発生するキャリーと前記第１遅延器の出力との第１の加算結果と、前記第２加算器から発生するキャリーと前記第２遅延器の出力との第２の加算結果との差分に基づいて、前記局部発振器の位相の変動量を検出する請求項３に記載の位相補正装置。
  5. 前記局部発振器は、前記ＰＬＬの出力をＫ分周するＫ分周器を有し、
    前記第２の位相検出器は、
    前記第１の位相検出器において用いられる前記分周器の分周数を決定する整数値を積分する第１整数積分器と、前記第１整数積分器の出力と前記第１遅延器の出力とを加算する第３加算器と、前記第３加算器の出力をＫで除算する第１除算器と、
    前記基準位相器において用いられる前記分周器の初期設定における分周数を決定する整数値を積分する第２整数積分器と、前記第２整数積分器の出力と前記第２遅延器の出力とを加算する第４加算器と、前記第４加算器の出力をＫで除算する第２除算器と、を具備し、
    前記第１の差分器は、前記第１除算器の出力と前記第２除算器の出力との差分に基づいて前記局部発振器の位相の変動量を求める請求項３に記載の位相補正装置。
  6. キャリア位相検出に基づいて距離を算出する測距装置において、
    少なくとも一方が移動自在な第１装置及び第２装置により取得した位相情報に基づいて前記第１装置と第２装置との間の距離を算出する算出部を有し、
    前記第１装置は、
    第１参照クロックに基づいて第１局部発振信号を生成する第１ＰＬＬを有し、前記第１局部発振信号を出力する第１局部発振器と、
    前記第１局部発振器の出力を用いて２つ以上の第１キャリア信号を直接変調方式により送信する第１送信器と、
    前記第１局部発振器の出力を用いて２つ以上の第２キャリア信号をヘテロダイン方式により受信する第１受信器と、
    前記第１ＰＬＬに含まれ、前記第１局部発振信号の位相を検出して出力する第１出力位相検出器と、
    前記第１参照クロックに基づいて、前記第１局部発振器の初期設定時における前記第１局部発振信号の第１基準位相に対応する第１準基準位相を生成して出力する第１基準位相器と、
    前記第１出力位相検出器により検出された位相と前記第１準基準位相とに基づいて、前記第１局部発振器の位相の第１変動量を検出する第１変動位相検出器とを具備し、
    前記第２装置は、
    第２参照クロックに基づいて第２局部発振信号を生成する第２ＰＬＬを有し、前記第２局部発振信号を出力する第２局部発振器と、
    前記第２局部発振器の出力を用いて２つ以上の前記第２キャリア信号を直接変調方式により送信する第２送信器と、
    前記第２局部発振器の出力を用いて２つ以上の前記第１キャリア信号をヘテロダイン方式により受信する第２受信器と、
    前記第２ＰＬＬに含まれ、前記第２局部発振信号の位相を検出して出力する第２出力位相検出器と、
    前記第２参照クロックに基づいて、前記第２局部発振器の初期設定時における前記第２局部発振信号の第２基準位相に対応する第２準基準位相を生成して出力する第２基準位相器と、
    前記第２出力位相検出器により検出された位相と前記第２準基準位相とに基づいて、前記第２局部発振器の位相の第２変動量を検出する第２変動位相検出器とを具備し、
    前記算出部は、前記第１及び第２受信器による前記第１及び第２キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果と前記第１及び第２変動位相検出器が検出した第１及び第２変動量とに基づいて前記距離の算出を行う測距装置。
  7. 前記第１送信器は、前記第１局部発振信号を増幅する第１電力増幅器を具備し、
    前記第２送信器は、前記第２局部発振信号を増幅する第２電力増幅器を具備し、
    前記第１受信器は、受信信号を増幅する第１低雑音増幅器と、前記第１局部発振信号を用いて直交信号を生成する第１の９０度移相器と、前記第１低雑音増幅器の出力を前記第１の９０度移相器の出力を用いて復調する第１直交復調器と、前記第１直交復調器の出力のイメージ信号を除去する第１ポリフェーズフィルタと、前記第１ポリフェーズフィルタの出力を帯域制限する第１低域フィルタと、前記第１低域フィルタの出力をデジタル信号に変換する第１ΔΣＡＤコンバータと、前記第１ΔΣＡＤコンバータの出力の帯域を制限する第１デシメーションフィルタと、前記第１デシメーションフィルタの出力を前記第１参照クロックから生成した第１クロックを用いて復調する第１復調器とを具備し、
    前記第２受信器は、受信信号を増幅する第２低雑音増幅器と、前記第２局部発振信号を用いて直交信号を生成する第２の９０度移相器と、前記第２低雑音増幅器の出力を前記第２の９０度移相器の出力を用いて復調する第２直交復調器と、前記第２直交復調器の出力のイメージ信号を除去する第２ポリフェーズフィルタと、前記第２ポリフェーズフィルタの出力を帯域制限する第２低域フィルタと、前記第２低域フィルタの出力をデジタル信号に変換する第２ΔΣＡＤコンバータと、前記第２ΔΣＡＤコンバータの出力の帯域を制限する第２デシメーションフィルタと、前記第２デシメーションフィルタの出力を前記第２参照クロックから生成した第２クロックを用いて復調する第２復調器とを具備する請求項６に記載の測距装置。
  8. 前記第１出力位相検出器は、前記第１ＰＬＬを構成する第１分周器の出力をクロック入力として前記第１分周器に分周数を設定する第１出力位相積分器を有し、
    前記第１基準位相器は、前記第１参照クロックをクロック入力とする第１準基準位相積分器を有し、
    前記第１変動位相検出器は、前記第１出力位相積分器の出力と前記第１準基準位相積分器の出力との差分に基づいて前記第１局部発振器の位相の変動量を求める第１差分器を有し、
    前記第２出力位相検出器は、前記第２ＰＬＬを構成する第２分周器の出力をクロック入力として前記第２分周器に分周数を設定する第２出力位相積分器を有し、
    前記第２基準位相器は、前記第２参照クロックをクロック入力とする第２準基準位相積分器を有し、
    前記第２変動位相検出器は、前記第２出力位相積分器の出力と前記第２準基準位相積分器の出力との差分に基づいて前記第２局部発振器の位相の変動量を求める第２差分器を有する請求項６又は７に記載の測距装置。
  9. 参照クロックに基づいて局部発振信号を生成するＰＬＬを有し、入力された信号の位相を検出する装置に対して前記局部発振信号を与える局部発振器と、
    前記ＰＬＬに含まれ、前記局部発振信号の位相を検出して出力する第１の位相検出器と、
    前記参照クロックに基づいて、前記局部発振器の初期設定時における前記局部発振信号の基準位相に対応する準基準位相を生成して出力する基準位相器と、
    前記第１の位相検出器により検出された位相と前記準基準位相とに基づいて、前記局部発振器の位相の変動量を検出する第２の位相検出器とを具備する位相変動検出装置。
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