CN113497622B - 相位修正装置及方法、测距装置、相位变动检测装置 - Google Patents

相位修正装置及方法、测距装置、相位变动检测装置 Download PDF

Info

Publication number
CN113497622B
CN113497622B CN202010868553.4A CN202010868553A CN113497622B CN 113497622 B CN113497622 B CN 113497622B CN 202010868553 A CN202010868553 A CN 202010868553A CN 113497622 B CN113497622 B CN 113497622B
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
output
time
local oscillation
frequency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202010868553.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113497622A (zh
Inventor
西川正树
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Toshiba Electronic Devices and Storage Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Toshiba Electronic Devices and Storage Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Corp, Toshiba Electronic Devices and Storage Corp filed Critical Toshiba Corp
Publication of CN113497622A publication Critical patent/CN113497622A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113497622B publication Critical patent/CN113497622B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/08—Details of the phase-locked loop
    • H03L7/081—Details of the phase-locked loop provided with an additional controlled phase shifter
    • H03L7/0812—Details of the phase-locked loop provided with an additional controlled phase shifter and where no voltage or current controlled oscillator is used
    • H03L7/0814—Details of the phase-locked loop provided with an additional controlled phase shifter and where no voltage or current controlled oscillator is used the phase shifting device being digitally controlled
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/08—Details of the phase-locked loop
    • H03L7/085—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S11/00—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation
    • G01S11/02—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation using radio waves
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
    • G01S13/345—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal using triangular modulation
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/74—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/76—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems wherein pulse-type signals are transmitted
    • G01S13/765—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems wherein pulse-type signals are transmitted with exchange of information between interrogator and responder
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/28—Details of pulse systems
    • G01S7/282—Transmitters
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/28—Details of pulse systems
    • G01S7/285—Receivers
    • G01S7/292—Extracting wanted echo-signals
    • G01S7/2923—Extracting wanted echo-signals based on data belonging to a number of consecutive radar periods
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/40—Means for monitoring or calibrating
    • G01S7/4004—Means for monitoring or calibrating of parts of a radar system
    • G01S7/4008—Means for monitoring or calibrating of parts of a radar system of transmitters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/08—Details of the phase-locked loop
    • H03L7/14—Details of the phase-locked loop for assuring constant frequency when supply or correction voltages fail or are interrupted
    • H03L7/146—Details of the phase-locked loop for assuring constant frequency when supply or correction voltages fail or are interrupted by using digital means for generating the oscillator control signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L2207/00—Indexing scheme relating to automatic control of frequency or phase and to synchronisation
    • H03L2207/50—All digital phase-locked loop

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)

Abstract

本发明涉及相位修正装置、测距装置、相位变动检测装置以及相位修正方法。相位修正装置具有：本机振荡器，具有基于参考时钟来生成本机振荡信号的全数字相位同步电路，将上述本机振荡信号赋予给对输入的信号的相位进行检测的装置；第1相位检测器，包含在上述全数字相位同步电路中，检测并输出上述本机振荡信号的相位；基准相位器，基于上述参考时钟，生成并输出与上述本机振荡信号的初始设定时的上述本机振荡信号的基准相位对应的准基准相位；第2相位检测器，基于由上述第1相位检测器检测出的相位以及上述准基准相位，对上述本机振荡信号的相位的变动量进行检测；以及修正电路，使用上述第2相位检测器的检测结果修正上述输入的信号的相位。

Description

相位修正装置及方法、测距装置、相位变动检测装置
本申请享受以日本专利申请2020-49734(申请日：2020年3月19日)为基础申请的优先权。本申请通过参照该基础申请而包含该基础申请的全部内容。
技术领域
实施方式涉及相位修正装置、测距装置、相位变动检测装置以及相位修正方法。
背景技术
近年来，在较多汽车中采用有使车的上锁开锁容易进行的无钥匙进入系统。根据该技术，汽车的用户能够利用汽车的钥匙与汽车之间的通信对车门进行上锁开锁。并且，近年来，用户不接触钥匙就能够对车门进行上锁开锁、或者使发动机启动的智能钥匙系统也广泛普及。
然而，进行所谓中继攻击的攻击者侵入钥匙与汽车之间的通信，盗取车辆或车内物品的案件多有发生。因此，作为上述攻击(所谓中继攻击)的防御对策而研讨有如下对策：测定钥匙与汽车之间的距离，在判断为距离为规定的距离以上时，禁止基于通信对车量进行控制。
测距方式存在时间检测方式、频率差检测方式、相位检测方式等，但从安装的简便性考虑，采用了通过各装置间的通信来求出各装置间的距离的通信型相位检测方式的测距系统受到关注。但是，由于各装置间的基准信号独立地动作，因此初始相位互不相同，因此一般在通信型相位检测方式中测距精度劣化较大。因此，提出了通过将由一方装置检测出的相位信息向另一方装置传递而使其能够进行测距的技术。根据该提案，使用通过成对的两个测距装置的接收部检测出的信号的相位信息来实施规定的运算，由此能够计算出精度良好的距离。
此外，在该提案中，以在测距装置内的本机振荡器中初始相位不变动的情况为前提，而能够进行准确的测距。
另一方面，由于测距装置还搭载于钥匙侧，因此存在延长钥匙电池寿命的要求，要求测距装置的低耗电化。由于测距装置的耗电的大半部分是被无线部消耗的，因此期望无线部的低耗电化。无线部的耗电较强地依赖于无线部的架构。作为低耗电的构成，周知有如下构成：在发送部使用数控振荡器(DCO)直接调制方式(以下，也称为DCO直接调制方式)，在接收部使用超外差(SH)方式(以下，也称为SH方式)或Low-IF接收方式。因此，期望通过在发送部使用DCO直接调制方式、在接收部使用SH方式的构成来实现测距装置。
但是，当在发送部使用DCO直接调制方式、在接收部使用SH方式来进行测距的情况下，在测距装置内的本机振荡器中初始相位发生变动。因此，在发送部使用DCO直接调制方式、在接收部使用SH方式的测距装置中，无法进行准确的测距。
此外，本机振荡器中的初始相位的变动不限于测距装置，在使用本机振荡器对所输入的信号的相位进行检测的各种装置中，都存在产生不良影响的情况。
发明内容
实施方式提供能够对本机振荡器中的初始相位的变动量进行检测的相位修正装置、测距装置、相位变动检测装置以及相位修正方法。
实施方式的相位修正装置具备：本机振荡器，具有基于参考时钟生成本机振荡信号的全数字相位同步电路，将上述本机振荡信号赋予给对输入的信号的相位进行检测的装置；第1相位检测器，包含在上述全数字相位同步电路中，对上述本机振荡信号的相位进行检测并输出；基准相位器，基于上述参考时钟，生成并输出与上述本机振荡器的初始设定时的上述本机振荡信号的基准相位对应的准基准相位；第2相位检测器，基于由上述第1相位检测器检测出的相位和上述准基准相位，检测上述本机振荡器的相位的变动量；以及修正电路，使用上述第2相位检测器的检测结果来修正上述输入的信号的相位。
附图说明
图1是表示由实施方式所涉及的包含相位变动检测装置以及相位修正装置的测距装置构成的测距系统的框图。
图2是通过通信型相位检测方式在两个装置间进行测距的关联技术中的测距系统的无线电路的构成图。
图3是表示采用了在发送部使用DCO直接调制方式、在接收部使用外差方式的测距装置的情况下的“8交替”测距序列的说明图。
图4是横轴为时间、纵轴为相位θ，表示“8交替”测距序列中的信号S2、S5的相位变化的图表。
图5是表示图3的时刻t1与时刻t2之间的装置1A和装置2A的设定的说明图。
图6是用于说明图2的装置中的动作的图。
图7是在与图4相同的图表中附加了说明五种相位差的信息的箭头的图。
图8是在与图4相同的图表中附加了说明五种相位差的信息的箭头的图。
图9是表示实施方式所涉及的包含相位变动检测装置以及相位修正装置的测距装置的框图。
图10是表示mpl2和相位计算器phscalc2的一部分的更具体的构成的电路图。
图11是表示定时生成电路40的具体构成的一例的框图。
图12是基于与图7相同的表述方法的图表。
图13是与图12相同的图表。
图14是用于说明mpl20的相位与根据基准相位器mpl00的输出得到的准基准相位/>之间的差分的说明图。
图15是在图14的相位差的波形中利用单点划线追加表示应用了式(58)的相位差的波形的说明图。
图16是与图14相同的说明图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。
(实施方式)
图1是表示由实施方式所涉及的包含相位变动检测装置以及相位修正装置的测距装置构成的测距系统的框图。通过在图1的装置1、2之间进行单一波信号的收发，能够进行求出装置1与装置2之间的距离的测距。此外，单一波信号是无调制载波等单一频率的信号。
在本实施方式中，对将相位变动检测装置以及相位修正装置应用于测距装置的例子进行说明，但除了测距装置以外，还能够应用于检测所输入的信号的相位的各种装置。例如，也能够应用于定位装置。
图2是通过通信型相位检测方式在两个装置间进行测距的相关技术中的测距系统的无线电路的构成图。在图1和图2中，对于相同的构成要素标注相同符号，对于相同构成省略重复的说明。
首先，参照图2，说明在发送部使用数控振荡器(DCO)直接调制方式、在接收部使用超外差(SH)方式的相关技术的测距装置中，即使使用由成对的两个测距装置的接收部检测出的信号的相位信息，也无法进行准确的测距的理由。另外，图3至图6是用于说明图2的装置的动作的图。
测距系统100A包括装置1A和装置2A。装置1A和装置2A中的至少一方移动自如。在测距系统100A中，基于载波相位检测来计算装置1A与装置2A之间的距离。考虑装置1A和装置2A中的一方基于由装置1A以及装置2A取得的相位信息来计算距离的情况。
装置1A发送第1测距信号(单一波信号)，装置2A发送第2测距信号(单一波信号)。第1以及第2测距信号分别经由装置1A与装置2A间的传输路径PDLY而到达装置2A以及装置1A。装置1A以及装置2A具有无线电路，该无线电路在发送部使用了低耗电的DCO直接调制方式、在接收部使用了低耗电的SH方式。
图2中表示装置1A以及装置2A的简化后的无线部的构成。装置1A具有装置固有的振荡器(OSC1)、频率乘法器(mpl1A)、RF频率转换器(RFMIX1)、分频器(div1)、中间(IF)频率转换器(IFMIX1)。装置2A也具有与装置1A同样的无线架构，具有装置固有的振荡器(OSC2)、频率乘法器(mpl2A)、RF频率转换器(RFMIX2)、分频器(div2)、中间(IF)频率转换器(IFMIX2)。此外，在装置1A、2A中，mpl1A、mpl2A的输出信号成为装置1A、2A的发送信号，并且还被用作为本地信号(LO信号)。即，mpl1A、mpl2A分别构成本机振荡器。
以下，为了明确问题点，装置1A和装置2A首先设定发送频率。即，在初始设定中，例如，装置1A、2A的发送频率分别为使OSC1、OSC2的振荡频率成为规定倍数kL倍的频率。
装置1A的OSC1的输出信号(振荡信号)S1(＝lox1)为，将OSC1的振荡信号的频率设为fx1，将初始相位设为θx1，而能够由下述(1)式表示。
lox1＝sin(2πfx1t+θx1) (1)
mpl1A使OSC1的振荡频率为kL倍。mpl1A的输出信号S2的相位如下表示。
这里，θLx1是mpl1A的输出信号S2的初始相位。一般情况下，通过数控振荡器(DCO)技术和数字频率/相位同步技术，来生成mpl1A的输出。此外，在相位同步部使用了TDC(Timeto Digital Converter：时间数字转换器)的mpl1A中，θLx1＝kLθx1一般不成立。因此，在上述(2)式中，将mpl1A的输出S2的初始相位定义为θLx1。
对于装置2A也进行同样的发送频率设定。装置2A的OSC2的输出信号S4(＝lox2)为，将OSC2的振荡信号的频率设为fx2，将初始相位设为θx2，能够由下述(3)式表示。
lox2＝sin(2πfx2t+θx2) (3)
在mpl2A中，也将OSC2的振荡频率设为kL倍。mpl2A的输出信号S5的相位如下表示。
这里，θLx2是mpl2A的输出的初始相位。关于mpl2A的输出，也与mpl1A的输出同样，θLx2＝kLθx2一般不成立。因此，在上述(4)式中，将mpl2A的输出的初始相位定义为θLx2。
在作为现有技术文献之一的日本专利公开公报2018-155724号(以下称为专利文献。)中公开了如下内容：在不同时实施收发的TDD(Time Division Duplex：时分复用)的系统的情况下，通过在装置1A与装置2A之间进行单一波信号的交换，能够进行正确的测距。此外，专利文献的装置的无线部的构成与图2不同。在专利文献中表示了如下情况：在装置1A、2A之间，采用分别使用两个波的单一波信号，合计重复进行各4次的发送和接收的“8交替”的测距序列，由此能够正确地进行测距。通过在装置1A和2A中变更mpl1A和mpl2A的设置，由此能够在变更这样的频率的同时进行发送和接收。
图3表示采用了在发送部使用DCO直接调制方式、在接收部使用外差方式的测距装置的情况下的“8交替”测距序列的例子。关于图3的测距序列，当关注发送信号来说明交替的顺序时，成为如下所述。装置1A在时刻t＝t1、t＝t3发送频率kLfx1的信号，在时刻D+t1、D+t3发送频率kHfx1的信号。另一方面，装置2A从时刻t2起发送两次频率kLfx2的信号，从时刻D+t2起发送两次频率kHfx2的信号。
装置1A、装置2A为，在初始设定中，将发送信号的频率分别设定为kLfx1、频率kLfx2(以下，也将它们称为低频)之后进行发送。在仅考虑了装置1A、2A的发送的情况下，首先，从装置1A向装置2A发送频率kLfx1的单一波信号，装置2A接收来自装置1A的频率kLfx1的单一波信号。在图3中表示在装置1A向装置2A发送频率kLfx1的单一波信号的设定需要规定时间之后的时刻t1进行发送。
接着，在装置2A中在向装置1A发送频率kLfx2的单一波信号的设定需要规定时间之后，在时刻t2进行两次该单一波信号的发送。进而，再次从装置1A向装置2A发送频率kLfx1的单一波信号，装置2A接收来自装置1A的频率kLfx1的单一部分波信号。装置1为了进行该发送而需要规定的时间，在时刻t3进行发送。这些信号的交换在时刻t4结束。
图4是横轴为时间、纵轴为相位θ，表示“8交替”测距序列中的信号S2、S5的相位变化的图表。此外，图4中的用括号表示的数字对应于说明书中的公式的序号。另外，在图4的纵轴所示的初始相位中，下标所包含的L表示单一波信号为低频，x1表示为信号S2的初始相位，x2表示为信号S5的初始相位，m表示使频率成为(kL+m)倍的情况，图4的相位θ的下标括号内的数字对应于从没有括号的初始设定的频率起的频率变化的顺序。此外，在说明书中，以下使用同样的下标，在表示信号S2、S5的初始相位的记号中的下标H表示单一波信号为高频。
图4的虚线直线(2)表示仅考虑了上述发送的情况下的装置1A的mpl1A的输出信号S2的相位虚线直线(4)表示装置2A的mpl2A的输出信号S5的相位/>相位/>具有将初始相位设为θLx1、且具有2πKLfx1的倾斜度的直线状的特性。另外，相位/>具有将初始相位设为θLx2、且具有2πKLfx2的倾斜度的直线状的特性。
然而，在使用DCO直接调制方式和外差方式的图2的测距装置中，在发送时和接收时，需要变更mpl1A、mpl2A的发送信号的频率。
图5是表示图3的时刻t1与时刻t2之间的装置1A和装置2A的设定的说明图。此外，在该期间中，由于不进行装置1A的接收动作，因此用单点划线表示动作中不需要的部分。
在外差方式中，将接收信号转换为IF频率。在图5的例子中，装置2A的RFMIX2需要将接收信号转换为大约-mfx2的IF频率。根据该理由，在接收来自装置1A的频率kLfx1的单一波信号的装置2A中，将赋予给RFMIX2的来自mpl2A的本地信号(LO信号)S5的频率设为(kL+m)fx2，而不设为kLfx2。被转换为IF频率的接收信号由IF频率转换器(IFMIX2)进行频率转换，得到基带的输出信号S9。div2将OSC2的输出信号S4分频为具有-m倍的频率的信号S6，其被用作为IFMIX2用的LO信号。信号S6的相位由下述(5)式表示。
这里，θBx2是来自div2的IFMIX2用LO信号的初始相位，频率-mfx2是IF频率。
在装置2A中为了接收来自装置1A的信号，而将mpl2A的输出信号S5的相位设定为将上述(4)式进行变形而得到的下述(6)式所示的相位。
这里，θLmx2(1)是时刻t1与时刻t2之间的mpl2A的输出信号S5的初始相位。此外，在装置1A中，由于不需要变更mpl1A的频率，因此mpl1A的输出信号S2的相位保持为(2)式不变。
图6是表示图3的时刻t2与时刻t3之间的装置1A和装置2A的设定的说明图。此外，在该期间中，由于不进行装置2A的接收动作，因此用单点划线表示动作不需要的部分。
即使在采用外差方式的装置1A中，在图6的例子中，RFMIX1也需要将接收信号转换为大约-mfx1的IF频率。根据该理由，在接收来自装置2A的频率kLfx2的单一波信号的装置1A中，将赋予给RFMIX1的来自mpl1A的本地信号(LO信号)S2的频率设为(kL+m)fx1，而不设为kLfx1。转换为IF频率的接收信号由IF频率转换器(IFMIX1)进行频率转换，而得到输出信号S12。div1将OSC1的输出信号S1分频为具有-m倍的频率的信号S3，其被用作为IFMIX1用的LO信号。信号S3的相位由下述(7)式表示。
这里，θBx1是来自div1的IFMIX1用LO信号的初始相位，频率-mfx1是IF频率。
为了在装置1A中接收来自装置2A的信号，而将mpl1A的输出信号S2的相位设定为将上述(2)式进行变形而得到的下述(8)式所示的相位。
这里，θLmx1(1)是时刻t2与时刻t3之间的mpl1A的输出信号S2的初始相位。
另一方面，在该期间中，装置2A将发送频率的设定从(kL+m)fx2返回到kLfx2。此时，mpl2A的输出信号S5的相位由下述(9)式表示。此外，θLx2(2)是该情况下的信号S5的初始相位。
在成为下一个序列的时刻t3与时刻t4之间，装置1A与装置2A的设定与图5相同。装置2A为了接收来自装置1A的频率kLfx1的单一波信号，而将赋予给RFMIX2的LO信号(信号S5)的频率从kLfx2变更为(kL+m)fx2。此外，在该情况下，赋予给IFMIX2的IFMIX2用LO信号(信号S6)的相位与上述(5)式相同。
装置2A的mpl2A的输出信号S5的相位由对上述(9)式进行变形而得到的下述(10)式表示。
这里，θLmx2(2)是时刻t3与时刻t4之间的mpl2A的输出信号S5的初始相位。
另一方面，装置1A使发送频率从(kL+m)fx1返回到kLfx1。此时，mpl1A的输出信号S2的相位被设定为下述(11)式所示的相位。
这里，θLx1(2)是时刻t3与时刻t4之间的mpl1A的输出信号S2的初始相位。
如此，在时刻t1与时刻t4之间，mpl1A的信号S2的相位如图4的粗线特性C1所示那样变化，mpl2A的信号S5的相位/>如图4的粗线特性C2所示那样变化。
在图3的时刻D+t1至时刻D+t4，从装置1A发送频率为kHfx1的单一波信号，从装置2A输出频率为kHfx2的单一波信号。以下，也将这些频率称为高频。该情况下的序列为，在图5和图6中的不同仅在于将kL变更为kH，因此省略说明。
接着，参照图5，考虑mpl1A、mpl2A的相位，求出在时刻t1与时刻t2之间在装置2A中检测出的基带信号S9的相位在传输路径PDLY通过后的信号S7的相位/>由下述(12)式表示。
这里，τR是传输路径长度R的延迟时间。信号S7使用信号S5(LO信号)进行频率转换。根据(12)式和(6)式，RFMIX2的输出信号S8的相位由下述(13)式表示。
此外，(13)式表示仅提取了所希望的信号的相位结果。使用信号S6对该信号进行频率转换。因此，根据式(13)和式(5)，由装置2A检测出的信号S9的相位由下述(14)式表示。
此外，式(14)表示所希望的正交解调的结果。
同样地，参照图5，求出在时刻t3与时刻t4之间由装置2A检测的信号S9的相位。根据式(11)，在传输路径PDLY通过后的信号S7的相位如下表示。
通过信号S5(LO信号)对信号S7进行频率转换。根据式(15)和式(10)，RFMIX2的输出信号S8的相位由下述(16)式表示。
此外，(16)式表示仅提取了所希望的信号的相位结果。使用信号S6对该信号进行频率转换。根据式(16)和式(5)，由装置2A检测出的信号S9的相位成为如下那样。
此外，(17)式记载了所希望的正交解调的结果。
接着，参照图6，求出在时刻t2与时刻t3之间在装置1A中检测出的信号S12的相位。根据上述(9)式，在传输路径PDLY通过后的信号S10的相位由下述(18)式表示。
在RFMIX1中使用信号S2(LO信号)对信号S10进行频率转换。根据(18)式以及(8)式，RFMIX1的输出信号S11的相位由下述(19)式表示。
此外，(19)式表示仅提取了所希望的信号的相位结果。使用信号S3对该信号S11进行频率变换。其结果，根据(19)式以及(7)式，由装置2A检测出的信号S9的相位由下述(20)式表示。
此外，(20)式记载了所希望的正交解调的结果。
在专利文献中表示了通过将由测距序列得到的接收信号的相位相加，能够求出距离。在图3的例子中，当将在从时刻t1到时刻t4的低频的单一波信号的收发中得到的接收信号的4个相位分别设为 时，4个相位的相加结果/>由下述(21)式表示。
将时刻t2与时刻t1的间隔、时刻t4与时刻t3的间隔t0为设为下式。
t0＝t2-t1＝t4-t3 (22)
当将从装置1A发送第1次测距信号的时刻到从装置2A发送第2次测距信号的时刻为止的时间间隔设为T时，(21)式的4相位相加结果如下述(23)式所示。
在上述(23)式中代入上述(14)式、(17)式和(20)式，得到下述(24)和(25)式。
θLSUM＝(θLx1-θLmx2(1))+2×(θLx2(2)-θLmx1(1))+(θLx1(2)-θLmx2(2)) (25)
当根据上述(24)式求出延迟τR时，与装置间距离相对应的延迟τR由下述(26)式表示。
上述(26)式的第3项是4相位的相加结果，通过计测来求出。但是，除此以外的项难以进行检测。因此，在低频的单一波信号的4交替中无法进行正确的测距。
在图3的测距序列中，装置1A、2A接着低频的发送，实施使用了高频的单一波信号的序列。高频的序列与低频的序列相同，但不同之处在于将频率设定参数kL变更为kH。对于解析较重要的式子如下所示。
在时刻D+t1与时刻D+t2之间，装置2A接收来自装置1A的频率kHfx1的单一波信号。装置2A所接收的信号S7的相位由下述(27)式表示。
其中，θHx1是装置1A的频率kHfx1的信号S2的初始相位，θHmx2(1)是装置2A的频率(kH+m)fx2的信号S5的初始相位。
在时刻D+t2与时刻D+t3之间，装置1A接收来自装置2A的频率kHfx2的单一波信号。由装置1A接收的信号S10的相位由下述(28)式表示。
其中，θHx2(2)是装置2A的频率kHfx2的信号S5的初始相位，θHmx1(1)是装置1A的频率(kH+m)fx1的信号S2的初始相位。
在时刻D+t3与时刻D+t4之间，装置2A接收来自装置1A的频率kHfx1的单一波信号。由装置2A接收的信号S7的相位由下述(29)式表示。
其中，初始相位θHx1(2)是装置1A的频率kHfx1的信号S2的初始相位，θHmx2(2)是装置2A的频率(kH+m)fx2的信号S5的初始相位。
在图3的例子中，当将在从时刻D+t1到时刻D+t4的高频的单一波信号的收发中得到的接收信号的4个相位分别设为时，4个相位的相加结果由下述(30)式表示。
当对上述(30)式附加(22)式以及时刻T的信息时，能够得到下述(31)式。
当使用(27)式、(28)式以及(29)式将(31)式进行变形时，能够得到下述(32)式以及(33)式。
θHSUM＝(θHx1-θHmx2(1))+2×(θHx2(2)-θHmx1(1))+(θHx1(2)-θHmx2(2)) (33)
当关于与装置间距离相对应的延迟τR求解式(33)时，能够得到下述(34)式。
由于(34)式的第3项是4相位的相加结果，因此能够基于测定进行检测。但是，除此以外的项难以检测。因此，在基于高频的单一波信号的4交替的收发中，无法进行正确的测距。
接着，考虑使用了低频和高频的2个波的测距。即，通过进行上述(23)式与(31)式的减法运算，来求出延迟τR。通过(23)式和(31)式的减法运算，能够得到下述(35)式。
根据(35)式，通过下述(36)式能够得到延迟τR。
(36)式的第2项是通过接收到的单一波信号的相位的运算而得到的值、即计测值。但是，(36)式的第1项表示由(25)式以及(33)式表示的装置1A、2A的信号S2、S5的初始相位的加减运算。信号S2、S5的初始相位在图3的测距序列中成为图4所示的相位。在专利文献的提案中，通过使用初始相位在测距序列中不变化的条件来抵消初始相位的分量，由此能够进行准确的测距。然而，在使用了DCO直接调制方式以及外差方式的情况下，如图4那样，由于每当改变频率设定时初始相位就会发生变化，因此无法求出上述(36)式的第1项，而无法准确地计算传输延迟时间τR。由于能够通过对传输延迟时间乘以光速来计算出距离，因此换言之，无法准确地计算出距离。
此外，在上述说明中，示出了在测距装置中由于作为本机振荡器的mpl1A、mpl2A的输出信号的初始相位的变动而无法准确地进行测距的问题。但是，并不限于测距装置，可以认为在使用本机振荡器来检测信号的相位的各种装置中，都会由于其输出信号的初始相位的变动而无法实现所希望的功能。本实施方式能够应用于这样的使用本机振荡器来检测信号的相位的各种装置。
(变动的初始相位的修正方法)
在本实施方式中，采用用于根据初始设定的频率产生时的初始相位、即进行频率的再次设定之前的初始相位、求出与初始设定时的频率对应地变化的相位(以下，称为基准相位)的基准相位器，求出基准相位与频率再次设定后的相位之差，由此求出由初始相位变化以及频率变化引起的相位的变动量，并根据所求出的变动量对相位进行修正，由此在使用本机振荡器的装置中，能够实现与不使初始相位变化的情况相同的功能。
(测距装置)
在图1中，作为测距装置的装置1、2构成为，在发送部使用数控振荡器(DCO)直接调制方式，在接收部使用超外差(SH)方式。本实施方式的测距系统100包括装置1和装置2，装置1和装置2中的至少一方移动自如。装置1发送第1测距信号(单一波信号)，装置2发送第2测距信号(单一波信号)。第1以及第2测距信号分别经由装置1与装置2之间的传输路径PDLY而到达装置2以及装置1。
在图1中，装置1具有装置固有的振荡器(OSC1)、频率乘法器(mpl1)、RF频率转换器(RFMIX1)、分频器(div1)、中间(IF)频率转换器(IFMIX1)。另外，装置2与装置1为相同构成，具有装置固有的振荡器(OSC2)、频率乘法器(mpl2)、RF频率转换器(RFMIX2)、分频器(div2)、中间(IF)频率转换器(IFMIX2)。
即，装置1、2与图2的装置1A、2A分别不同的点主要在于，分别代替mpl1A、mpl2A而采用了mpl1、mpl2。在mpl1、mpl2中，各自的输出也被用作为本地信号(LO信号)。即，mpl1、mpl2分别构成本机振荡器。
mpl1和mpl2能够分别产生与mpl1A或mpl2A相同的LO信号。因此，在本实施方式中，也能够实施图3所示的测距序列，求出与装置间距离对应的延迟τR的上述(36)式成立。在本实施方式中，采用mpl1、mpl2求出上述(36)式的第1项的值，由此能够进行准确的测距。
首先，参照图7的图表，对上述(36)式的第1项的计算所需要的三种相位差进行说明。图7是在与图4同样的图表中附加了说明五种相位差的信息的箭头的图。此外，在图7以及后述的图8中，表示五种相位差的记号中的下标所包含的TT表示与频率成为kL倍的信号的相位变动相关，RR表示与频率成为(kL+m)倍的信号的相位变动相关，TR表示与频率成为kL倍的信号的相位以及频率成为(kL+m)倍的信号的相位的变化相关。另外，这些表示相位差的记号中的下标所包含的L表示单一波信号为低频，H表示单一波信号为高频，1表示与信号S2相关，2表示与信号S5相关。
如上所述，装置1、2在图3的时刻t1之前进行发送频率的初始设定。即，装置1、装置2通过mpl1、mpl2分别将发送频率设定为kLfx1、kLfx2。当再次说明图3的低频下的测距序列时，装置1的mpl1的输出信号S2的初始相位变化为，时刻t2以前的初始相位θLx1、时刻t2到时刻t3的初始相位θLmx1(1)、时刻t3到时刻t4的初始相位θLx1(2)。另外，关于装置2，mpl2的输出信号S5的初始相位变化为，时刻t1以前的初始相位θLx2、时刻t1到时刻t2的初始相位θLmx2(1)、时刻t2到时刻t3的初始相位θLx2(2)、时刻t3到时刻t4的初始相位θLmx2(2)。
图7的相位差ΔθLTT1、ΔθLTR1是与装置1相关的相位差。相位差ΔθLTT1是信号S2中的时刻t3到时刻t4的初始相位θLx1(2)与时刻t2以前的初始相位θLx1之间的差分。另外，相位差ΔθLTR1是信号S2中的时刻t2到时刻t3的初始相位θLmx1(1)与时刻t2以前的初始相位θLx1之间的差分。这些关系分别能够由(37)式和(38)式表示。
θLx1(2)＝θLx1+ΔθLTT1 (37)
θLmx1(1)＝θLx1+ΔθLTR1 (38)
另外，相位差ΔθLTT2、ΔθLRR2、ΔθLTR2是与装置2相关的相位差。相位差ΔθLTT2是信号S5中的时刻t2到时刻t3的初始相位θLx2(2)与时刻t1以前的初始相位θLx2之间的差分。相位差ΔθLRR2是信号S5中的时刻t3到时刻t4的初始相位θLmx2(2)与时刻t1到时刻t2的初始相位θLmx2(1)之间的差分。相位差ΔθLTR2是信号S5中的时刻t1到时刻t2的初始相位θLmx2(1)与时刻t1以前的初始相位θLx2之间的差分。这些关系分别能够由下述(39)式至(41)式表示。
θLx2(2)＝θLx2+ΔθLTT2 (39)
θLmx2(1)＝θLx2+ΔθLTR2 (40)
θLmx2(2)＝θLmx2(1)+ΔθLRR2＝θLx2+ΔθLTR2+ΔθLRR2 (41)
如后所述，关于这些相位差中的ΔθLTT1、ΔθLTT2、ΔθLRR2，能够通过mpl1、mpl2直接计测。另一方面，(38)式的ΔθLTR1以及(40)式的ΔθLTR2无法直接计测。因此，在本实施方式中，如后所述，mpl1、mpl2通过计测与ΔθLTR1以及ΔθLTR2相关联的相位差，来求出ΔθLTR1以及ΔθLTR2。
在此，为了表示初始相位计测方法的思考方式，假设能够计测出ΔθLTR1和ΔθLTR2来进行说明。
当将上述(37)式～(41)式代入上述(25)式的θLSUM时，上述(36)式中的θLSUM由下述(42)式给出。
θLSUM＝-2(ΔθLTR1+ΔθLTR2)+2×ΔθLTT2+ΔθLTT1-ΔθLRR2 (42)
接着，求出(33)式所示的高频下的θHSUM。
图8的图表表示高频的测距序列中的信号S2、S5的初始相位的变迁，与图7同样，对上述(36)式的第1项的计算所需要的五种相位差进行说明。图8是在与图4同样的图表中附加了说明五种相位差的信息的箭头的图。此外，为了简化说明，图8的图表表示具有与图7相同形状的特性的例子，但不需要具有与图7相同形状的特性。
关于来自装置1的mpl1的信号S2的初始相位，如粗线特性C3所示，变化为时刻t2以前的初始相位θHx1、时刻t2到时刻t3的初始相位θHmx1(1)、时刻t3到时刻t4的初始相位θHx1(2)。关于来自装置2的mpl2的信号S5的初始相位，变化为时刻t1以前的初始相位θHx2、时刻t1到时刻t2的初始相位变化为θHmx2(1)、时刻t2到时刻t3的初始相位θHx2(2)、时刻t3到时刻t4的初始相位θHmx2(2)。
相位差ΔθHTT1和ΔθHTR1是与装置1相关的相位差。相位差ΔθHTT1是信号S2中的时刻t3到时刻t4的初始相位θHx1(2)与时刻t2以前的初始相位θHx1之间的差分。相位差ΔθHTR1是信号S2中的时刻t2到时刻t3的初始相位θHmx1(1)与时刻t2以前的初始相位θHx1之间的差分。这些关系分别由下述(43)式和(44)式表示。
θHx1(2)＝θHx1+ΔθHTT1 (43)
θHmx1(1)＝θHx1+ΔθHTR1 (44)
同样，相位差ΔθHTT2、ΔθHRR2、ΔθHTR2是与装置2相关的相位差。相位差ΔθHTT2是信号S5中的时刻t2到时刻t3的初始相位θHx2(2)与时刻t1以前的初始相位θHx2之间的差分。相位差ΔθHRR2是信号S5中的时刻t3到时刻t4的初始相位θHmx2(2)与时刻t1到时刻t2的初始相位θHmx2(1)之间的差分。相位差ΔθHTR2是信号S5中的时刻t1到时刻t2的初始相位θHmx2(1)与时刻t1以前的初始相位θHx2之间的差分。这些关系能够分别由下述(45)式至(47)式表示。
θHx2(2)＝θHx2+ΔθHTT2 (45)
θHmx2(1)＝θHx2+ΔθHTR2 (46)
θHmx2(2)＝θHmx2(1)+ΔθHRR2＝θHx2+ΔθHTR2+ΔθHRR2 (47)
与低频的情况同样，这些相位差中的ΔθHTT1、ΔθHTT2、ΔθHRR2能够通过mpl1、mpl2直接计测。另一方面，(44)式的ΔθHTR1以及(46)式的ΔθHTR2无法直接计测。因此，在本实施方式中，如后所述，mpl1、mpl2通过计测与ΔθHTR1以及ΔθHTR2相关联的相位差，来求出ΔθHTR1以及ΔθHTR2。
在此，为了表示初始相位计测方法的思考方式，假设能够计测出ΔθHTR1以及ΔθHTR2来进行说明。
当将上述(43)式～(47)式代入上述(25)式的θHSUM时，上述(36)式中的θHSUM由下述(48)式给出。
θHSUM＝-2(ΔθHTR1+ΔθHTR2)+2×ΔθHTT2+ΔθHTT1-ΔθHRR2 (48)
如上所述，通过上述(42)式以及(48)式，能够求出上述(36)式的第1项。
在图7以及图8的粗线特性C1～C4中，倾斜度较小的区间是发送区间，倾斜度较大的区间是接收区间。此外，在装置1、2中的一方是发送区间的情况下，另一方是接收区间。在上述(42)式以及(48)式中，相位差ΔθLTT1、ΔθLTT2、ΔθHTT1、ΔθHTT2表示在装置1、2各自中夹着接收区间的两个发送区间的各RF信号彼此的相位差。相位差ΔθLRR2、ΔθHRR2表示夹着发送区间的两个接收区间的各RF信号彼此的相位差。并且，相位差ΔθLTR1、ΔθLTR2、ΔθHTR1、ΔθHTR2表示连续的发送区间和接收区间的各RF信号彼此的相位差。前两个是相同频率的初始相位差，后者是不同频率下的初始相位差。如果能够求出上述的“两个发送区间的各RF信号彼此的相位差”(以下，也称为第1相位差)、“两个接收区间的各RF信号彼此的相位差”(以下，也称为第2相位差)、“连续的发送区间和接收区间的各RF信号彼此的相位差”(以下，也称为第3相位差)，则能够通过上述(36)式进行准确的测距。
在本实施方式中，通过mpl1、mpl2求出这三种相位差或用于求出这三种相位差的信息。mpl1、mpl2将与所求出的这些相位差相关的信息分别输出到运算装置CA1、CA2。运算装置CA1、CA2分别被从IFMIX1、IFMIX2赋予信号S12、S9，并检测出这些信号S12、S9的相位。运算装置CA1使用从信号S12得到的相位信息以及来自mpl1的与相位差相关的信息，进行上述(36)式的运算而求出延迟τR，进而求出距离R。此外，在装置2中，运算装置CA2也能够使用从信号S9得到的相位信息以及来自mpl2的与相位差相关的信息，进行上述(36)式的运算而求出延迟τR，进而求出距离R。此外，运算装置CA1、CA2分别能够进行与装置1、2中的测距相关的各种控制、例如测距序列中的频率设定、定时控制等。
(具体构成)
图9是表示包含实施方式所涉及的相位变动检测装置以及相位修正装置的测距装置的框图，表示在装置2中对与上述三种相位差相关的信息进行计算的mpl2的具体构成。另外，装置1的mpl1的构成也与图9相同，省略图示以及说明。另外，在图9中，相位变动检测装置主要包括OSC2以及mpl2，相位修正装置包括OSC2、mpl2、相位计算器phscalc2以及距离计算器dcalc2。如上所述，相位变动检测装置以及相位修正装置不限于测距装置，还能够利用于对所输入的信号的相位进行检测的各种装置，在该情况下，相位修正装置代替相位计算器phscalc2以及距离计算器dcalc2而采用其他电路，该其他电路使用mpl2的输出、根据初始相位的变动量对输入信号的相位进行修正。
mpl2包括频率乘法器mpl20、基准相位器mpl00以及相位检测器phsdet。频率乘法器mpl20具有与图2的mpl2A相同的功能。即，频率乘法器mpl20构成本机振荡器，被赋予OSC2的振荡输出即信号S4，使信号S4的频率成为规定倍数，生成并输出本机振荡信号即信号S5。此外，频率乘法器mpl20的倍增数，由运算装置CA2的控制装置CN2指定。控制装置CN2产生用于决定频率乘法器mpl20的倍增数的频率控制数据。
信号S5为，在测距的接收区间被作为LO信号而赋予给RFMIX2，并且在测距的发送区间被作为单一波信号而发送。进而，频率乘法器mpl20还能够将信号S5的相位信息输出至相位检测器phsdet。
来自控制装置CN2的频率控制数据被赋予给基准相位器mpl00。如上所述，在测距序列中，来自频率乘法器mpl20的信号S5的频率发生变化，在频率的变化定时信号S5的初始相位也变化。在本实施方式中，对基准相位器mpl00赋予频率乘法器mpl20的振荡频率被变更之前的频率控制数据(以下，称为参考频率控制数据)。由此，基准相位器mpl00能够输出根据来自频率乘法器mpl20的信号S5的频率被变更之前的初始相位以及初始频率而变化的相位、即用于求出基准相位的相位(以下，称为准基准相位)的信息。基准相位器mpl00将所求出的准基准相位输出到相位检测器phsdet。
相位检测器phsdet根据所输入的信息来取得用于求出上述三种相位差的信息，并将该信息(S15)输出至运算装置CA2。
运算装置CA2包括相位计算器phscalc2、距离计算器dcalc2以及控制装置CN2。控制装置CN2对构成修正电路的相位计算器phscalc2以及距离计算器dcalc2的运算进行控制，并且对mpl2和div2进行控制。控制装置CN2能够在装置2中进行与测距相关的频率控制、定时控制等，例如，能够设定上述频率控制数据。
相位计算器phscalc2使用相位检测器phsdet的输出，求出上述(36)式的θLSUM、θHSUM并输出至距离计算器dcalc2。运算装置CA2也被赋予来自IFMIX2的信号S9，距离计算器dcalc2根据相位计算器phscalc2的输出和信号S9，通过上述(36)式的运算来求出延迟τR，进而计算出距离R。
图10是表示mpl2以及相位计算器phscalc2的一部分的更具体的构成的电路图。此外，装置1的mpl1以及相位计算器phscalc1的一部分的构成也与图10相同，省略图示以及说明。
频率乘法器mpl20包括具有ADPLL(全数字相位同步电路)的一般构成的频率乘法器的电路部分，该ADPLL包括数控振荡器(DCO)。数控振荡器DCO产生并输出与所输入的数字值对应的振荡频率的振荡输出。如后所述，在ADPLL的锁定时，数控振荡器DCO产生参考振荡器10所产生的参考时钟的频率的有理数倍的频率的振荡输出。此外，参考振荡器10相当于图1以及图9的OSC2。
数控振荡器DCO的振荡输出被供给到计数器11。计数器11对数控振荡器DCO的振荡输出进行计数，计数器11的计数值被输出至减法器12。计数器11对数控振荡器DCO的振荡输出的波数(脉冲数)进行计数。参考时钟的1个周期中的计数器11的计数值，表示数控振荡器DCO的振荡输出例如是参考时钟倍增多少整数倍。
数控振荡器DCO的振荡输出也被供给到TDC13。TDC13例如也可以由与振荡输出的周期相比延迟时间足够短的多个延迟元件构成。TDC13也还赋予参考时钟，TDC13求出数控振荡器DCO的振荡输出与参考时钟之间的延迟时间(相当于相位差)，并输出到标准化电路14。标准化电路14将参考时钟的1个周期设为1，而对TDC13的输出进行标准化。即，标准化电路14的输出表示TDC13的输出(延迟时间)是参考时钟周期的多少小数倍，并且表示数控振荡器DCO的输出与参考时钟之间的相位差。标准化电路14的输出被供给到减法器12。
积分器(∑)15被赋予频率控制数据以及参考时钟。频率控制数据表示数控振荡器DCO的希望振荡输出频率与参考时钟频率的比值、即有理数相对于参考时钟的倍增数。积分器15对每个参考时钟累计频率控制数据，并将累计结果输出到减法器12。
计数器11的输出是数控振荡器DCO的输出的频率相对于参考时钟的整数倍增数的累计结果，标准化电路14的输出是数控振荡器DCO的输出的频率相对于参考时钟的小数倍增数。计数器11以及标准化电路14的输出表示振荡中的数控振荡器DCO的输出的频率相对于参考时钟的有理数的倍增数。另外，计数器11以及标准化电路14的输出表示以参考时钟为基准的数控振荡器DCO的输出的当前相位。
减法器12通过从积分器15的输出减去计数器11以及标准化电路14的输出来求出相位误差。减法器12将所求出的相位误差经由环路滤波器16以及标准化电路17而赋予给数控振荡器DCO。由此，数控振荡器DCO的振荡输出的频率发生变化，以使减法器12的输出成为0。此外，环路滤波器16以参考时钟周期进行动作，标准化电路17将环路滤波器16的输出标准化为适合于数控振荡器DCO的频率控制的信息并赋予给数控振荡器DCO。如此，在ADPLL的锁定时，能够从数控振荡器DCO得到基于参考时钟的频率控制数据的有理数倍的频率的振荡输出。
如上所述，计数器11以及标准化电路14的输出表示以参考时钟为基准的数控振荡器DCO的输出的当前相位，计数器11的输出表示将2π(360度)的整数倍的当前相位、以示出小数倍增数的标准化电路14的输出将参考时钟作为基准的数控振荡器DCO的输出的2π进行标准化、即将2π设为1时的当前相位。在锁定时，由于减法器12的输出成为0，因此积分器15的输出也表示将参考时钟作为基准的数控振荡器DCO的输出的当前相位。
积分器15的输出也被输出到减法器30。
积分器(Σ)20构成图9的基准相位器mpl00。积分器20被赋予参考频率控制数据。积分器20还被赋予来自参考振荡器10的参考时钟，积分器20与积分器15同样地，按每个参考时钟对参考频率控制数据进行累计，并将累计结果输出到减法器30。参考频率控制数据是向积分器15供给的频率控制数据被变更之前的初始值的数据。
即，积分器20能够输出根据来自频率乘法器mpl20的信号S5的频率被变更之前的初始相位以及初始频率而变化的相位、即用于求出基准相位的相位(以下，称为准基准相位)的信息。
由减法器30构成图9的相位检测器phsdet，由定时生成电路40、保持电路44、45、减法器46以及MOD(剩余运算)电路47构成图9的相位计算器phscalc2的一部分。减法器30从积分器15的输出中减去积分器20的输出，将减法运算结果输出到保持电路44、45。当将由积分器15的输出所表示的相位(以下称为积分器15的输出相位)设为将由积分器20的输出所表示的相位(以下称为积分器20的输出相位)设为/>时，减法器30求出/>与/>之间的差分。此外，在本说明书中，/>和/>在电路上作为将2π标准化为1的信号来处理。
积分器20的输出相位(准基准相位)是初始设定时的频率乘法器mpl20输出的相位(基准相位)、即相对于积分器15的输出相位以与基准相位同样的变化率变化且初始相位也一致或仅初始相位不同的相位。因此，在输入至积分器15的频率控制数据未从初始值变更的情况下，频率控制数据与参考频率控制数据相互为相同值，减法器30的输出为0或规定的固定值而不变化。
例如，在参考振荡器10的频率为fx2且初始值的频率控制数据为Ka的情况下，积分器15的输出相位θ(t)由θ(t)＝Kafx2t+θa1表示。θa1是该情况下的初始相位。在该情况下，积分器20的输出相位θ0(t)由θ0(t)＝Kafx2t+θ0表示。θ0是该情况下的初始相位。在该情况下，减法器30的输出成为θa1-θ0，为固定值。
当供给至积分器15的频率控制数据变化为Kb时，积分器15的输出相位θ(t)成为θ(t)＝Kbfx2t+θb。此外，θb为该情况下的初始相位，减法器30的输出变化为Kbfx2t+θb-(Kafx2t+θ0)。进而，当频率控制数据返回到Ka时，积分器15的输出相位θ(t)成为θ(t)＝Kafx2t+θa2。此外，θa2是该情况下的初始相位，减法器30的输出变化为θa2-θ0。
如此，减法器30的输出变得与频率以及初始相位的变化相对应，通过使用减法器30的输出，能够除去由初始相位导致的影响。在应用于测距装置的情况下，减法器30的输出作为用于取得上述第1～第3相位的信息S15，被供给到构成相位计算器phscalc2的一部分的保持电路44、45。
积分器15的输出与数控振荡器DCO的输出相位对应，并与图7以及图8的粗线特性C2、C4所示的相位对应。另外，如果为了使关系容易理解而图示为θ0＝θa1，则积分器20的输出相位(准基准相位)对应于图7以及图8的将θLx2或者θHx2作为初始相位的虚线所示的相位/>的直线。减法器30的输出是图7以及图8的粗线特性C2与由直线表示的准基准相位之差。
定时生成电路40被赋予参考时钟，以参考时钟为基准产生规定的定时信号ta1、ta2，并分别输出到保持电路44、45。
图11是表示定时生成电路40的具体构成的一例的框图。定时生成电路40由计数器41、解码器42以及延迟器43构成。计数器41对参考时钟进行计数并将计数值输出到解码器42。解码器42由运算装置CA2的控制装置CN2控制(省略图示)，或者基于存储在未图示的存储器中的信息来产生与计数值对应的两个定时信号并输出到延迟器43。延迟器43使所输入的两个定时信号延迟规定的延迟时间而产生定时信号ta1、ta2。此外，关于定时信号ta1、ta2将后述。
保持电路44将在定时信号ta1的定时对减法器30的输出进行保持而所取得的相位θA输出到减法器46。另外，保持电路45将在定时信号ta2的定时对减法器30的输出进行保持而取得的相位θB输出到减法器46。此外，定时生成电路40将在接收区间以及发送区间中频率乘法器mpl20的输出频率稳定的时刻设定为定时ta1、ta2。
减法器46进行相位θA与θB的减法运算，将减法结果输出到MOD电路47。如后所述，根据减法器46的减法运算结果，能够求出上述第1～第3相位差。例如，对于图7的ΔθLTT2，显然能够通过减法器46的输出而容易地得到。
在图7和图8中示出由粗线特性C2表示的相位以及准基准相位单纯地增加，但实际上相位不会超过2π。MOD电路47求出减法器46的输出的基于2π的剩余，并输出相位差的信息即ΔθAB。使用该ΔθAB进行测距运算。
如本实施例那样，在将2π作为1进行处理的情况下，MOD电路47可以是从所输入的信号中仅取出小数部分的电路。另外，显然也可以不设置MOD电路47，而预先使积分器20、减法器30、保持电路44、保持电路45、减法器46等成为仅处理小数部分的电路，由此能够缩小电路规模。
接着，参照图12的图表对如此构成的实施方式的动作进行说明。图12是基于与图7相同的表述方法的图表，从图7的图表中除去与装置1(装置1A)相关的特性，并且用表示构成基准相位器mpl00的积分器20的输出相位(准基准相位)。假设mpl2与装置2A的mpl2A同样地动作。即，装置2的mpl2输出的相位、即积分器15的输出相位/>由表示与图7同样的特性的图12(特性C2)表示。此外，由于积分器15、积分器20按照参考振荡器10的频率fx2的倒数的周期离散地进行动作，因此严格来讲，它们的输出相位呈阶梯状变化。当充分放大时，图12的图表成为台阶状，但在此为了容易直观地理解而成为省略了台阶的表现。以后的图表也同样。另外，在本说明书中，为了容易理解说明，以后的数式以及说明对fx2t或者fx1t成为整数的时间、即每个离散时间的举动进行说明。
基准相位器mpl00和mpl20在时刻t1前的发送频率的初始设定时为相同的频率，且进行与上述的mpl2A同样的初始设定。因此，表示mpl20输出的相位的积分器15的输出相位/>与上述(4)式的右边等价，由图12的粗线特性C2表示。(4)式中的kL是在mpl20中由频率控制数据Ka表示的有理数。该有理数中的整数值(整数倍增数)在相位换算中与360°(2π)的倍数对应，在求出相位差ΔθAB的剩余运算中省略。因此，重复说明，在使用与mpl20输出的相位/>对应的积分器15的输出相位/>时，可以不需要考虑整数倍增数，而仅使用基于小数值(小数倍增数)的相位变化。此外，在以下的说明中，虽然依然使用包含基于整数倍增数的相位量的(4)式的右边，但没有特别的问题。
(第1相位差的计算)
积分器15输出的相位由与(4)式的右边相同的下述(49)式给出。
另一方面，基准相位器mpl00的初始设定中的频率设定与mpl20相同，但初始相位不需要与mpl20相同。当将基准相位器mpl00的低频时的初始相位设为θL0x2时，根据基准相位器mpl00的输出而得到的积分器20的输出的准基准相位由下述(50)式给出。
整数倍增数的处理与相同，但使其包含在(50)式中。当在频率切换的时刻t1紧前、在减法器30中检测出/>时，成为下式。
得到初始设定中的频率乘法器mpl20的初始相位与基准相位器mpl00的初始相位之间的差分。
如上所述，在装置2中，由于时刻t1至时刻t2为接收区间，时刻t2以后再次成为发送区间，因此频率乘法器mpl20的输出频率发生变化，数控振荡器DCO的输出的初始相位也发生变化。时刻t2至时刻t3的积分器15输出的相位由与上述(9)式的右边相同的下述(52)式给出。
另一方面，由于在基准相位器mpl00中频率设定未变更，因此基准相位器mpl00的输出即积分器20的输出的准基准相位按照上述(50)式。因此，当在时刻t2至时刻t3的发送区间中的频率稳定的时刻、由减法器30检测到/>时，得到下述(53)式。
在时刻t1紧前检测到的与在时刻t2至时刻t3的发送区间中的频率稳定的时刻检测出的/>之间的差分，表示由频率乘法器mpl20的输出频率的变化引起的初始相位的变化、即相位差ΔθLTT2。即，通过从(53)式减去(51)式来求出θLx2(2)-θLx2，这即是ΔθLTT2。
通过电路动作对该处理进行说明。现在，将在时刻t1紧前的时刻tA检测出的频率乘法器mpl20与基准相位器mpl00的相位差分别设为 将在时刻t2与时刻t3之间的时刻tB检测出的频率乘法器mpl20与基准相位器mpl00的相位差分别设为
定时生成电路40作为定时ta1而设定时刻t1紧前的时刻tA，作为定时ta2而设定时刻t2与时刻t3之间的时刻tB。由此，保持电路45输出相位保持电路44输出相位/>
如此，减法器46求出θB-θA。即，减法器46的输出由下述(54)式表示。成为ΔθLTT2。
如此，从减法器46输出频率乘法器mpl20的初始相位的变化、即作为第1相位差(“两个发送区间的各RF信号彼此的相位差”)的ΔθLTT2。减法器46的输出由MOD电路47求出2π的剩余。由此，MOD电路47输出ΔθLTT2而作为ΔθAB。
此外，通过与上述相同的方法，从未图示的装置1的MOD电路47得到ΔθLTT1。
(第2相位差的计算)
接着，参照图13、图14、图15对检测第2相位差即“两个接收区间的各RF信号彼此的相位差”的方法进行说明。图13是与图12相同的图表。即，图13从图7的图表中除去与装置1(装置1A)相关的特性，并且表示基准相位器mpl00的输出即积分器20的输出相位(准基准相位)假设mpl2与装置2A的mpl2A同样地动作。即，装置2的mpl2输出的相位、即积分器15的输出相位/>由图13的特性C2表示。
时刻t3至时刻t4的装置2的接收区间中的来自频率乘法器mpl20的LO信号的相位通过积分器15的输出而得到。该情况下的积分器15输出相位/>由与上述(10)式的右边同样的下述(55)式表示。
此处，θLmx2(2)是时刻t3至时刻t4的区间中的mpl20的输出信号S5的初始相位。另外，将时刻t1至时刻t2的区间中的mpl20的输出信号S5的初始相位设为θLmx2(1)，将装置2从接收向发送变迁时的相位跃变量设为ΔθJP2，将装置2从发送向接收变迁时的相位跃变量设为ΔθJP3。假设，在频率无变化的情况下，相位跃变量ΔθJP2与ΔθJP3的合计等于θLmx2(2)与θLmx2(1)之间的差分，但当考虑到频率变化时，θLmx2(2)与θLmx2(1)之间的关系由下述(56)式表示。
图14是用于说明mpl20的相位与来自基准相位器mpl00的准基准相位/>之间的差分的说明图。
图14的纵轴表示对相位与准基准相位/>的相位差进行2π的剩余计算而得到的值。此外，剩余是为了简化接收状态的相位差检测方法的说明而设置的。另外，为了简化说明，设为ΔθJP2＝ΔθJP3＝0[rad]。/>
即，图14的波形表示以准基准相位为基准的情况下的/>的变化。关于装置2的频率乘法器mpl20的输出，当将时刻t1以前的发送状态(初始设定状态)下的相位设为将时刻t1至时刻t2的接收区间中的相位设为/>将时刻t2至时刻t3的发送区间中的相位设为/>将时刻t3至时刻t4的接收区间中的相位设为/>时，如根据图13可知的那样，图14的各区间中的表示相位差的波形，能够分别通过下述(57)式～(60)式来表示。此外，装置2的IF频率fIF2是发送时的LO信号与接收时的LO信号的频率差mfx2[Hz]，下述(61)式成立。
fIF2＝mfx2 (61)
如图14所示，mpl20输出的相位与准基准相位的相位差，在发送区间中是固定的，在接收区间中以IF角频率(2πmfx2)的变化率变化。在此，考虑在时刻t2接收状态未结束、直到时刻t4为止继续进行接收的情况。在该情况下，上述(58)式还被应用于时刻t2至时刻t4的区间。
图15是通过单点划线在图14的相位差的波形中追加表示应用了式(58)的相位差的波形的说明图。相位从0[rad]变化到2π[rad]的时间(1个周期)TIF2成为IF频率分之一、即成为下式。
TIF2＝1/fIF2 (62)
当将在时刻t1至时刻t2的接收区间中频率稳定的任意时刻设为tIFA时，在以后也继续进行该频率fIF2的信号的接收的情况下，如图15的单点划线所示，mpl20输出的相位按照每个TIF2时间成为相同值。即，从时刻tIFA起按照每个TIF2时间，假定为频率不变化的mpl20输出的相位与准基准相位的相位差成为相同值。
因此，在减法器30中，在求出表示mpl20输出相位的积分器15的输出相位与准基准相位/>之间的差分的情况下，当假设在图15的时刻t3至时刻t4的区间中，时刻tIFB是从时刻tIFA起的TIF2的整数倍后的时刻，将在时刻tIFB检测出的mpl20输出相位与准基准相位的相位差设为Δθ(tIFB)V(虚线)时，相位差Δθ(tIFA)与相位差Δθ(tIFB)V(虚线)成为相同值。
然而，实际上，由于在时刻t2至时刻t3的接收区间中频率发生变化，因此mpl20输出的相位按照(60)式而变化，时刻tIFB的相位差Δθ(tIFB)成为与相位差Δθ(tIFA)不同的值。
关于在时刻t2至时刻t3的区间中发生频率变化的情况和未发生频率变化的情况下的该相位差之差，由于两个接收区间中的频率没有变化，因此初始相位随着时刻t2至时刻t3的区间中的频率变化而变化。即，初始相位的变动量ΔθLRR2＝Δθ(tIFB)-Δθ(tIFB)V成立。在该运算中，由于准基准相位被抵消，因此通过使用了时刻tIFB的积分器15的输出相位即/>以及时刻tIFA的积分器15的输出相位/>即/>的下述(63)式，能够求出初始相位的变动量ΔθLRR2。
此外，上述(63)式将相位跃变量ΔθJP2、ΔθJP3均设为0[rad]而进行了求出。但是，如根据图13可知的那样，时刻tIFB的相位反映了ΔθJP2+ΔθJP3，即使在相位跃变量ΔθJP2、ΔθJP3不为0[rad]的情况下，也能够通过上述(63)式求出初始相位变动量ΔθLRR2。
即，在本实施方式中，定时生成电路40作为定时信号ta1而设定时刻tIFA，作为定时信号ta2而设定时刻tIFB。保持电路44将时刻tIFA的作为θA而输出，保持电路45将时刻tIFB的/>作为θB而输出。
减法器46通过θB-θA计算出初始相位的变动量ΔθLRR2。MOD电路47取得减法器46的输出的基于2π的余量，将变动量ΔθLRR2作为ΔθAB输出。如此，能够检测出第2相位差即“两个接收区间的各RF信号彼此的相位差”。
此外，初始相位的变动量ΔθLRR2，也能够通过第1次的接收区间中的时刻tIFA的积分器15的输出、与从时刻tIFA起的TIF2整数倍的时间后的第2次的接收区间中的时刻tIFB的积分器15的输出之间的差分运算来求出。
另外，通过与上述相同的方法，能够从未图示的装置1的MOD电路47得到ΔθLRR1。
(第3相位差的计算)
接着，参照图16对检测第3相位差即“连续的发送区间和接收区间的各RF信号彼此的相位差”的方法进行说明。图16是与图14相同的说明图。此外，第3相位差是图7以及图8中的相位差ΔθLTR1、ΔθLTR2、ΔθHTR1、ΔθHTR2。以下，以这些相位差中的与装置2从时刻t1以前的区间向时刻t1～时刻t2的接收区间的变迁相关的相位差ΔθLTR2为例进行说明，但对于其他情况也能够同样地求出。
图16是通过与图14同样的方法，对装置2中的准基准相位与表示频率乘法器mpl20的输出相位的积分器15的输出相位/>之间的相位差实施2π的剩余而表示的图。在以下，将采样点设定为时刻t1前的时刻tC以及时刻t1后的时刻tD来进行说明。
如上述式(57)所示，在时刻tC检测出的相位差为mod(θLx2-θL0x2,2π)。根据(58)式，在时刻tD检测出的相位差成为下式。
当将公式进行简化而省略mod，将在时刻tC检测出的相位设为取得由(58)式以及(64)式给出的这两个相位差之间的差分时，能够得到下述(65)式。
根据上述(40)式和(65)式，能够得到下述(66)式。
上述(66)式中的以及/>能够通过减法器30的输出而得到。因此，如果规定IF频率fIF2和时刻tD，则能够根据上述(66)式求出ΔθLTR2。/>
此外，上述(66)式将从时刻t1前的区间向时刻t1～t2区间转移时的相位跃变设为0[rad]而进行求出。但是，如根据图13可知的那样，时刻tD的相位反映了相位跃变，即使在相位跃变不为0[rad]的情况下，也能够通过上述(66)式求出初始相位变动量ΔθLTR2。
即，在本实施方式中，对IF频率fIF2以及最初的接收区间中的时刻tD进行规定，并且定时生成电路40设定基于初始设定的输出区间中的时刻tC作为定时信号ta1，设定时刻tD作为定时信号ta2。保持电路44求出时刻tC的作为相位θA，保持电路45求出时刻tD的作为相位θB。
减法器46通过θB-θA求出初始相位的变动量ΔθLTR2。MOD电路47求出减法器46的输出的基于2π的剩余，并输出初始相位的变动量ΔθLTR2作为相位差ΔθAB。
此外，通过包含时刻tC的与时刻tD的/>之间的差分的运算，也能够检测出初始相位的变动量ΔθLTR2。
另外，通过与上述相同的方法，能够从未图示的装置1的MOD电路47得到ΔθLTR1。
接着，求出ΔθHTR2。在图3的低频的测距序列和高频的测距序列中，仅频率以及序列的开始时间不同，收发中的时间序列相同。另外，与上述内容同样，基准相位器mpl00和mpl20在时刻t4后且D+t1前的发送频率的初始设定时为相同频率。即，当忽略频率之差时，在高频的测距序列中，装置2的准基准相位与表示频率乘法器mpl20输出的相位的积分器15的输出相位之间的相位差，能够用与图16同样的波形表示，相对于低频的序列开始时刻t＝0[s]，在高频的序列中使开始时刻偏移t＝D[s]的量即可。
因此，在上述(64)式～(66)式中，将表示低频的含义的L变更为表示高频的含义的H，并且将相位的检测时刻从时刻tD变更为时刻D+tD，从时刻tC变更为时刻D+tC而得到的公式成立。
即，ΔθHTR2为，能够由将时刻D+tD的频率乘法器mpl20输出的相位设为将时刻D+tC的频率乘法器mpl20输出的相位设为/>对上述(66)式进行变形而得到的下述(67)式来表示。
此外，由于无论是高频还是低频装置2的IF频率都几乎不变，因此(66)式和(67)式的最终项成为相同值。
上述(67)式中的以及/>能够通过减法器30的输出而得到。因此，如果规定IF频率fIF2和时刻tD，则能够根据上述(66)式求出ΔθHTR2。另外，与从时刻t1前的区间向时刻D+t1～D+t2区间变迁时的相位跃变的大小无关，该(67)式成立。
即，在本实施方式中，对IF频率fIF2以及最初的接收区间中的时刻tD进行规定，并且定时生成电路40设定基于初始设定的输出区间中的时刻D+tC作为定时信号ta1，设定时刻D+tD作为定时信号ta2。保持电路44求出时刻D+tC的作为相位θA，保持电路45求出时刻D+tD的/>作为相位θB。减法器46通过θB-θA求出初始相位的变动量ΔθHTR2。MOD电路47求出减法器46的输出的基于2π的剩余，输出初始相位的变动量ΔθHTR1作为相位差ΔθAB。/>
此外，还能够根据时刻D+tC的积分器15的输出与时刻D+tD的积分器15的输出之间的差分，来计算变动量ΔθHTR1。
另外，通过与上述相同的方法，能够从未图示的装置1的MOD电路47得到ΔθHTR1。
如此，能够检测出第3相位差即“连续的发送区间和接收区间的各RF信号彼此的相位差”。装置2的相位计算器phscalc2以及距离计算器dcalc2使用所求出的第1～第3相位差、即初始相位的变动量来进行测距运算。
(测距计算)
如上述(42)式所示，能够使用第1～第3相位差来计算上述(36)式中的θLSUM。同样，如上述(48)式所示，关于上述(36)式中的θHSUM也能够使用第1～第3相位差来计算。相位计算器phscalc2将计算出的θLSUM、θHSUM输出至距离计算器dcalc2。距离计算器dcalc2根据相位计算器phscalc2的输出以及信号S9，通过上述(36)式的运算来求出延迟τR，进而计算出距离R。
另外，说明了在上述第3相位差的计算时，减法器30进行IF频率fIF2和时刻tD的运算的情况，但能够如以下所示那样省略该运算。根据(42)式以及(48)式，上述(36)式的第1项中的θLSUM-θHSUM由以下的(68)式表示。
θLSUM-θHSUM＝-2(ΔθLTR1-ΔθHTR1)-2(ΔθLTR2-ΔθHTR2)
+2(ΔθLTT2-ΔθHTT2)+(ΔθLTT1-ΔθHTT1)-(ΔθLRR2-ΔθHRR2)(68)
(68)式的第1项和第2项表示第3相位差即“连续的发送区间和接收区间的各RF信号彼此的相位差”，第3项和第4项表示第1相位差即“两个发送区间的各RF信号彼此的相位差”，第5项表示第2相位差即“两个接收区间的各RF信号彼此的相位差”。即，第2项是在装置2中使用了低频的“连续的发送区间和接收区间的各RF信号彼此的相位差”和使用了高频的“连续的发送区间和接收区间的各RF信号彼此的相位差”之间的差分。为了求出该差分，当取得式(66)与式(67)之间的差分时，能够得到下述(69)式。
在(69)式中，IF频率fIF2和时刻tD的运算项被抵消。即，表示：如果将以频率设定开始为基准的规定的时刻tD设定为固定值，则仅通过减法器30求出积分器15、20的输出相位之差，就能够求出第3相位差即“连续的发送区间和接收区间的各RF信号彼此的相位差”的差分。
在装置1中，也能够通过同样的方法求出第1项的ΔθLTR1-ΔθHTR1。
因此，在该情况下，相位计算器phscalc2只要使用减法器30的运算结果来计算θLSUM-θHSUM，并将计算结果输出至距离计算器dcalc2即可。
此外，如根据图16可知的那样，当在时刻tD频率不稳定的情况下，只要在延迟了IF周期量的时刻tD+TIF2对相位进行采样即可。
另外，在到此为止的说明中，第1相位差的计算、第2相位差的计算、第3相位差的计算在不同定时进行。在第1相位差的计算中需要求出在第2相位差的计算中需要求出/>在第3相位差的计算中需要求出/>等。由于这些计算的时间关系处于前后关系，因此相位计算器phscalc2能够通过具有多组定时生成电路40、保持电路44、45、减法器46以及MOD电路47来求出各个值。/>
另外，在此，考虑如图10那样通过1组上述电路来进行计算的情况。假设，保持电路44保持保持电路45将值保持3次，减法器46和MOD电路47将分别减去了保持电路44所具有的/>的值而得到的结果即ΔθAB向距离计算器dcalc2输出3次。当将进行保持的3次的相位按时间顺序设为/>将各自的ΔθAB设为ΔθAB1、ΔθAB2、ΔθAB3时，分别能够由(70)～(72)式表示。此外，公式被简化而省略mod地表现。
在此，当计算ΔθAB3-ΔθAB1时，能够得到(73)式。
在此，当观察公式时，可知式(71)对应于第1相位差的计算，式(73)对应于第2相位差的计算，式(70)对应于设为tD＝tIFA时的第3相位差的计算。因此，可知如果通过距离计算器dcalc2来计算式(73)，则通过图10的构成也能够得到所需要的相位差，能够计算出距离。
如此，在本实施方式中，采用用于求出基准相位的基准相位器，求出通过基准相位器的输出而得到的准基准相位与频率再次设定后的输出相位之差，由此求出由初始相位变化以及频率变化引起的相位的变动量，根据所求出的变动量对相位进行修正，由此在使用本机振荡器对信号的相位进行检测的装置中，能够实现与不使初始相位变化的情况相同的功能。
例如，在装置间进行单一波信号的收发并根据接收相位进行测距的测距装置中，在应用于在发送部使用直接调制方式、在接收部使用超外差方式的测距装置的情况下，能够检测与测距序列中的频率变化相伴随的初始相位的变动量而进行修正，因此能够根据相位信息进行准确的测距。
此外，本发明并不限定于上述实施方式，在实施阶段能够在不脱离其主旨的范围内进行各种变形。另外，在上述实施方式中包含各种阶段的发明，能够通过所公开的多个构成要件中的适当的组合来提取各种发明。例如，即使从实施方式所示的全部构成要件中删除几个构成要件，也能够解决发明要解决的课题栏中所述的课题、能够得到发明效果一栏中叙述的效果的情况下，能够将删除了该构成要件的构成作为发明来提取。

Claims (8)

1.一种相位修正装置，具备：
本机振荡器，具有基于参考时钟来生成本机振荡信号的全数字相位同步电路，将上述本机振荡信号赋予给对输入的信号的相位进行检测的装置；
第1相位检测器，包含在上述全数字相位同步电路中，检测并输出上述本机振荡信号的相位；
基准相位器，基于上述参考时钟，生成并输出与上述本机振荡信号的初始设定时的上述本机振荡信号的基准相位对应的准基准相位；
第2相位检测器，基于由上述第1相位检测器检测出的相位和上述准基准相位，对上述本机振荡器的相位的变动量进行检测；以及
修正电路，使用上述第2相位检测器的检测结果，对上述输入的信号的相位进行修正。
2.如权利要求1所述的相位修正装置，其中，
上述第1相位检测器包括第1积分器，该第1积分器被赋予用于指定上述本机振荡信号的倍增数的频率控制数据，
上述基准相位器包括被赋予频率控制数据的第2积分器，该频率控制数据用于指定上述本机振荡器的初始设定时的上述本机振荡信号的倍增数。
3.如权利要求2所述的相位修正装置，其中，
上述第2相位检测器包含第1减法器，该第1减法器求出上述第1积分器的输出与上述第2积分器的输出之间的差分。
4.如权利要求3所述的相位修正装置，其中，
上述第2相位检测器具备：
保持电路，在相互不同的规定的两个定时对上述第1减法器的输出进行保持；以及
第2减法器，求出在上述两个定时被保持的上述第1减法器的输出彼此之间的差分。
5.如权利要求1所述的相位修正装置，其中，
上述全数字相位同步电路具备：上述第1相位检测器；数控振荡器，通过基于频率控制数据的数字控制来控制频率；计数器电路以及时间-数字转换电路，以上述参考时钟的相位为基准来求出来自上述数控振荡器的上述本机振荡信号的相位；以及减法器，求出被赋予上述频率控制数据的上述第1相位检测器、上述计数器电路以及上述时间-数字转换电路的输出的差分，根据差分结果来控制上述数控振荡器，
上述第1相位检测器将上述全数字相位同步电路的锁定时的输出作为上述本机振荡信号的相位的检测结果而赋予给上述第2相位检测器。
6.一种测距装置，基于载波相位检测来计算距离，其中，
该测距装置具有运算装置，该运算装置基于由至少一方移动自如的第1装置以及第2装置取得的相位信息来计算上述第1装置与第2装置之间的距离，
上述第1装置具备：
第1本机振荡器，具有基于第1参考时钟来生成第1本机振荡信号的第1全数字相位同步电路，并输出上述第1本机振荡信号；
第1发送器，使用上述第1本机振荡器的输出，通过直接调制方式发送两个以上的第1载波信号；
第1接收器，使用上述第1本机振荡器的输出，通过外差方式接收两个以上的第2载波信号；
第1输出相位检测器，包含在上述第1全数字相位同步电路中，检测并输出上述第1本机振荡信号的相位；
第1基准相位器，基于上述第1参考时钟，生成并输出与上述第1本机振荡器的初始设定时的上述第1本机振荡信号的第1基准相位对应的第1准基准相位；以及
第1变动相位检测器，基于由上述第1输出相位检测器检测出的相位以及上述第1准基准相位，对上述第1本机振荡器的相位的第1变动量进行检测，
上述第2装置具备：
第2本机振荡器，具有基于第2参考时钟来生成第2本机振荡信号的第2全数字相位同步电路，并输出上述第2本机振荡信号；
第2发送器，使用上述第2本机振荡器的输出，通过直接调制方式发送两个以上的上述第2载波信号；
第2接收器，使用上述第2本机振荡器的输出，通过外差方式接收两个以上的上述第1载波信号；
第2输出相位检测器，包含在上述第2全数字相位同步电路中，检测并输出上述第2本机振荡信号的相位；
第2基准相位器，基于上述第2参考时钟，生成并输出与上述第2本机振荡器的初始设定时的上述第2本机振荡信号的第2基准相位对应的第2准基准相位；以及
第2变动相位检测器，基于由上述第2输出相位检测器检测出的相位以及上述第2准基准相位，对上述第2本机振荡器的相位的第2变动量进行检测，
上述运算装置基于由上述第1以及第2接收器对所述第1以及第2载波信号进行接收而得到的相位检测结果、以及上述第1以及第2变动相位检测器检测出的第1以及第2变动量，进行上述距离的计算。
7.一种相位变动检测装置，具备：
本机振荡器，具有基于参考时钟来生成本机振荡信号的全数字相位同步电路，将上述本机振荡信号赋予给对输入的信号的相位进行检测的装置；
第1相位检测器，包含在上述全数字相位同步电路中，检测并输出上述本机振荡信号的相位；
基准相位器，基于上述参考时钟，生成并输出与上述本机振荡器的初始设定时的上述本机振荡信号的基准相位对应的准基准相位；以及
第2相位检测器，根据由上述第1相位检测器检测出的相位以及上述准基准相位，对上述本机振荡器的相位的变动量进行检测。
8.一种相位修正方法，其中，
从具有基于参考时钟来生成本机振荡信号的全数字相位同步电路的本机振荡器，将上述本机振荡信号赋予给对输入的信号的相位进行检测的装置，
上述全数字相位同步电路所包含的第1相位检测器，检测并输出上述本机振荡信号的相位，
基准相位器基于上述参考时钟，生成并输出与上述本机振荡器的初始设定时的上述本机振荡信号的基准相位对应的准基准相位，
第2相位检测器基于由上述第1相位检测器检测出的相位以及上述准基准相位，对上述本机振荡器的相位的变动量进行检测，
使用上述第2相位检测器的检测结果，对上述输入的信号的相位进行修正。
CN202010868553.4A 2020-03-19 2020-08-26 相位修正装置及方法、测距装置、相位变动检测装置 Active CN113497622B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2020-049734 2020-03-19
JP2020049734A JP7301771B2 (ja) 2020-03-19 2020-03-19 位相補正装置、測距装置及び位相変動検出装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113497622A CN113497622A (zh) 2021-10-12
CN113497622B true CN113497622B (zh) 2024-04-26

Family

ID=77748833

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010868553.4A Active CN113497622B (zh) 2020-03-19 2020-08-26 相位修正装置及方法、测距装置、相位变动检测装置

Country Status (3)

Country Link
US (2) US11277139B2 (zh)
JP (1) JP7301771B2 (zh)
CN (1) CN113497622B (zh)

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11496234B2 (en) 2018-06-11 2022-11-08 Skyworks Solutions, Inc. Synchronizing update of time of day counters using time stamp exchange over a control plane
US10928447B2 (en) * 2018-10-31 2021-02-23 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Built-in self test circuit for measuring phase noise of a phase locked loop
US11526193B2 (en) 2019-03-07 2022-12-13 Skyworks Solutions, Inc. Maintaining the correct time when counter values are transferred between clock domains
JP7301766B2 (ja) * 2020-03-04 2023-07-03 株式会社東芝 位相補正装置、測距装置及び位相変動検出装置
JP7301771B2 (ja) * 2020-03-19 2023-07-03 株式会社東芝 位相補正装置、測距装置及び位相変動検出装置
US11088816B1 (en) 2020-03-31 2021-08-10 Silicon Laboratories Inc. Secondary phase compensation assist for PLL IO delay aligning sync signal to system clock signal
US11088819B1 (en) 2020-03-31 2021-08-10 Silicon Laboratories Inc. Secondary phase compensation assist for PLL IO delay
US11290250B2 (en) * 2020-04-15 2022-03-29 Skyworks Solutions, Inc. Phase transport with frequency translation without a PLL
US11502764B2 (en) 2020-12-28 2022-11-15 Skyworks Solutions, Inc. FSYNC mismatch tracking
JP2022112832A (ja) * 2021-01-22 2022-08-03 東芝テック株式会社 通信装置及び通信方法
US11502812B1 (en) 2021-07-14 2022-11-15 Skyworks Solutions, Inc. Data protocol over clock line
US12021960B2 (en) 2021-09-30 2024-06-25 Skyworks Solutions, Inc. Maintaining a virtual time of day
CN118251840A (zh) * 2021-11-30 2024-06-25 华为技术有限公司 一种锁相环、射频收发机及通信设备
US11876523B1 (en) * 2022-12-12 2024-01-16 Xilinx, Inc. DPLL timing normalization

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61150566A (ja) * 1984-12-25 1986-07-09 Ricoh Co Ltd 光走査装置における画像走査クロツク発生装置
JPS6331150A (ja) * 1986-07-24 1988-02-09 Nec Corp トリミング装置
JP2003114274A (ja) * 2001-10-03 2003-04-18 Mitsubishi Electric Corp 測距装置及びこの測距装置を備えたレーダ装置
JP2008032535A (ja) * 2006-07-28 2008-02-14 Toyota Central Res & Dev Lab Inc 距離測定方法及び距離測定装置
JP2008304192A (ja) * 2007-06-05 2008-12-18 Toyota Central R&D Labs Inc 距離測定装置

Family Cites Families (46)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2344031A1 (fr) * 1976-03-12 1977-10-07 Trt Telecom Radio Electr Appareil a modulation de frequence destine a des mesures de distance de haute precision
US4219770A (en) * 1979-01-11 1980-08-26 Weinschel Engineering Co., Inc. Insertion loss and phase shift measurement system and method
JPH10197627A (ja) 1997-01-14 1998-07-31 Toshiba Corp 移動目標指示装置
JP3366615B2 (ja) 2000-03-23 2003-01-14 三菱電機株式会社 パルスレーダ装置
US8374075B2 (en) * 2006-06-27 2013-02-12 John W. Bogdan Phase and frequency recovery techniques
EP1661249B1 (en) * 2003-09-06 2018-11-14 Semtech Corporation Phase locked loop
GB0323936D0 (en) * 2003-10-11 2003-11-12 Zarlink Semiconductor Inc Digital phase locked loop with selectable normal or fast-locking capability
US7068110B2 (en) * 2004-06-28 2006-06-27 Silicon Laboratories Inc. Phase error cancellation
US7529533B2 (en) * 2005-11-15 2009-05-05 Triquint Semiconductor, Inc. Configurable homodyne/heterodyne radio receiver and RFID reader employing same
US20070153951A1 (en) * 2005-12-29 2007-07-05 Lim Chee H Phase interpolation for phase-locked loops
US20080233869A1 (en) * 2007-03-19 2008-09-25 Thomas Baker Method and system for a single-chip fm tuning system for transmit and receive antennas
US8022849B2 (en) * 2008-04-14 2011-09-20 Qualcomm, Incorporated Phase to digital converter in all digital phase locked loop
US7859344B2 (en) * 2008-04-29 2010-12-28 Renesas Electronics Corporation PLL circuit with improved phase difference detection
EP2204669A1 (de) 2008-12-30 2010-07-07 Atmel Automotive GmbH System, Verfahren und Schaltung zur Entfernungsmessung zwischen zwei Knoten eines Funknetzes
US20180254882A1 (en) * 2009-01-10 2018-09-06 John W. Bogdan Synthesizing Clock of OFDM Receiver
JP2010237172A (ja) 2009-03-31 2010-10-21 Toshiba Corp Ｆｍｃｗ信号生成回路
DE102009045141A1 (de) * 2009-09-30 2011-03-31 Robert Bosch Gmbh Radarsensor mit IQ-Empfänger
US8339165B2 (en) * 2009-12-07 2012-12-25 Qualcomm Incorporated Configurable digital-analog phase locked loop
JP5178761B2 (ja) * 2010-03-19 2013-04-10 株式会社東芝 Ｆｍｃｗ信号生成回路及びレーダー装置
CN103154767B (zh) * 2010-10-26 2015-04-01 阿尔卑斯电气株式会社 距离测量装置
JP5606400B2 (ja) * 2011-06-16 2014-10-15 株式会社東芝 信号生成回路、レーダー装置
JP5566974B2 (ja) * 2011-08-29 2014-08-06 株式会社東芝 信号生成回路、発振装置、レーダー装置
US20140162573A1 (en) * 2012-12-07 2014-06-12 Anayas360.Com, Llc Adaptive tuning voltage buffer for millimeter-wave multi-channel frequency synthesizer example embodiments
JP6032082B2 (ja) 2013-03-25 2016-11-24 富士通株式会社 受信回路及び半導体集積回路
WO2014179350A1 (en) * 2013-04-29 2014-11-06 Greina Technologies, Inc. System for high-clock synchronization and stability
US20150318860A1 (en) * 2014-04-30 2015-11-05 Qualcomm Incorporated Low noise phase locked loops
US9385731B2 (en) * 2014-07-16 2016-07-05 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company Limited Phase-locked loop (PLL)
CN107250838B (zh) * 2015-02-19 2021-02-02 三菱电机株式会社 Fm-cw雷达以及fm-cw信号的生成方法
US10365104B2 (en) 2016-05-11 2019-07-30 Murata Manufacturing Co., Ltd. Digital controller for a MEMS gyroscope
JP6912301B2 (ja) 2017-03-17 2021-08-04 株式会社東芝 測距装置
US10976419B2 (en) * 2017-03-17 2021-04-13 Kabushiki Kaisha Toshiba Distance measuring device and distance measuring method
US10712435B2 (en) * 2017-03-17 2020-07-14 Kabushiki Kaisha Toshiba Distance measuring device and distance measuring method
US10848161B2 (en) 2017-06-28 2020-11-24 Analog Devices, Inc. Reference monitors with dynamically controlled latency
CN110082746B (zh) * 2018-01-25 2023-06-09 株式会社东芝 测距装置以及测距方法
US10305611B1 (en) * 2018-03-28 2019-05-28 Qualcomm Incorporated Proximity detection using a hybrid transceiver
US10943417B2 (en) * 2018-10-12 2021-03-09 Denso International America, Inc. Passive entry/passive start access systems including round trip time sniffing
US10541691B1 (en) * 2019-02-25 2020-01-21 International Business Machines Corporation Bang-bang phase detectors
JP2020159766A (ja) * 2019-03-25 2020-10-01 株式会社東芝 測距システム、測距装置及び測距方法
JP7297619B2 (ja) * 2019-09-18 2023-06-26 株式会社東芝 測距装置
JP7199331B2 (ja) * 2019-09-19 2023-01-05 株式会社東芝 測距装置及び測距方法
JP7234170B2 (ja) * 2020-02-14 2023-03-07 株式会社東芝 測距装置及び測距方法
JP7199391B2 (ja) * 2020-02-28 2023-01-05 株式会社東芝 測距装置
JP7301766B2 (ja) * 2020-03-04 2023-07-03 株式会社東芝 位相補正装置、測距装置及び位相変動検出装置
JP7301771B2 (ja) * 2020-03-19 2023-07-03 株式会社東芝 位相補正装置、測距装置及び位相変動検出装置
JP7354075B2 (ja) * 2020-09-24 2023-10-02 株式会社東芝 位相補正装置及び測距装置
KR20230159365A (ko) * 2021-01-18 2023-11-21 소니 세미컨덕터 솔루션즈 가부시키가이샤 통신 장치, 통신 시스템 및 통신 방법

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61150566A (ja) * 1984-12-25 1986-07-09 Ricoh Co Ltd 光走査装置における画像走査クロツク発生装置
JPS6331150A (ja) * 1986-07-24 1988-02-09 Nec Corp トリミング装置
JP2003114274A (ja) * 2001-10-03 2003-04-18 Mitsubishi Electric Corp 測距装置及びこの測距装置を備えたレーダ装置
JP2008032535A (ja) * 2006-07-28 2008-02-14 Toyota Central Res & Dev Lab Inc 距離測定方法及び距離測定装置
JP2008304192A (ja) * 2007-06-05 2008-12-18 Toyota Central R&D Labs Inc 距離測定装置

Also Published As

Publication number Publication date
US11277139B2 (en) 2022-03-15
CN113497622A (zh) 2021-10-12
US11664807B2 (en) 2023-05-30
JP2021150844A (ja) 2021-09-27
US20220166437A1 (en) 2022-05-26
US20210297083A1 (en) 2021-09-23
JP7301771B2 (ja) 2023-07-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN113497622B (zh) 相位修正装置及方法、测距装置、相位变动检测装置
JP7354075B2 (ja) 位相補正装置及び測距装置
CN113364456B (zh) 相位校正装置及方法、测距装置、相位变动检测装置
CN101632233B (zh) 多工二进制偏差载波（mboc）调制信号的接收机
JP7297619B2 (ja) 測距装置
JP7199331B2 (ja) 測距装置及び測距方法
CN102480290A (zh) 锁相环电路、其误差校正方法和包括该电路的通信设备
CN107204948B (zh) 一种宽带快速跳频体制下的频偏补偿系统
EP3761511A1 (en) Frequency multiplier, digital phase lock loop circuit and frequency multiplying method
US8773293B2 (en) Measurement signal correction apparatus and method for correcting a measurement signal
CN102144378A (zh) 极性发射机
US11888491B2 (en) Frequency detector for measuring and tuning frequency of controlled oscillator
CN112540379B (zh) 测距装置以及测距方法
US5303260A (en) Method and circuit for compensating for oscillator drift in a spread-spectrum communication system
CN112526491B (zh) 测距装置以及测距方法
JP6746424B2 (ja) 周波数差検出器
WO2007114498A1 (ja) Ｐｌｌ装置
CN114637181B (zh) 一种cpt原子钟伺服器芯片的数字控制系统
US11924319B2 (en) Time synchronization device, time synchronization system, and time synchronization method
US11902410B2 (en) Phase locked loop circuit with increased robustness

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant