CN101632233B - 多工二进制偏差载波（mboc）调制信号的接收机 - Google Patents

Abstract

一种用于接收导航信号的接收机，所述导航信号包括被给定编码率的编码调制函数调制并且被复合副载波调制函数进一步调制的载波，所述复合副载波调制函数包含具有两个不同速率的第一分量和第二分量，所述两个不同速率都不同于编码率，所述接收机包括被布置来执行下列步骤的处理部件：仅基于编码调制，生成第一延迟估算；仅基于副载波调制的第一分量，生成第二延迟估算；和仅基于副载波调制的第二分量，生成第三延迟估算；和从第一延迟估算、第二延迟估算和第三延迟估算中确定其它延迟估算。

Description

多工二进制偏差载波(MBOC)调制信号的接收机

技术领域

本发明涉及多工二进制偏差载波(Multiplexed Binary Offset Carrier，MBOC)调制信号和类似这种信号的接收。本发明的一种特殊应用是全球导航卫星系统(GNSS)中的MBOC调制导航信号的接收。 

背景技术

在GNSS中，接收机估算在从不同卫星接收到的导航信号中的延迟τ，并且使用该信息结合关于卫星位置的信息来估算它的位置。延迟τ的估算越精确，则接收机能够越精确地估算它的位置。 

美国领导的全球定位系统(GPS)目前是在最普遍的使用中的GNSS。使用编码的相移键控(PSK)调制，将由GPS卫星传送的导航信号调制到具有指定载频的载波信号之上。所述调制包括以编码率f_C使载波信号的相位改变固定数量(0或π)，所述编码的每个符号具有持续时间T_C＝1/f_C，并且所述编码以时间周期T_G重复。因此，在接收机处从卫星接收的导航信号可以通过具有周期T_G的等价双模幅度调制函数a(t-τ)∈(-1，+1)来表示，如图1所示。 

接收机通过将接收信号与本地生成的参考信号进行比较来估算延迟τ。所述参考信号由以与输入信号相同的编码所调制的同相和正交相(I和Q)载波组成。参考调制可被数学地表示为 其中 

是试验延迟(trial delay)。所述比较通常包括将接收信号与I和Q参考相乘以产生解调信号。然后，在给定的时间(通常与编码的周期T_G一样)上对解调的信号进行积分，以便输出称为相关的值。所述相关取决于参考信号的试验延迟 与接收信号的实际延迟τ之间的差，并且可被表达为相关函数 

如图2中所示，PSK调制信号的该相关函数是三角形的，并且当试验延迟 

匹配实际延迟τ时，该相关函数达到峰值。该相关函数的宽度是符号持续时间T_C的两倍，即2T_C。 

在所有 

上计算整个相关函数 

并且对其进行分析以确定它的峰值从而识别接收信号的延迟τ，在计算上是一项耗时的任务。因此，大多数传统的GPS接收机使用时间上彼此不同的三个参考信号偏差(offset)，同时地计 算刚好三个取样的相关。这三个相关通常称作早(E)门、即时(P)门和迟(L)门(gate)的门值(gate value)。E门和L门是彼此相距时间间隔T_DC的偏差，使得它们可被认为分别具有试验延迟 

和 

于是，P门可被认为具有在E门和L门的这些试验延迟的中间的试验延迟 

。因此，如图2所示，当E门值和L门值相等时，P门值产生相关函数 

的峰值，并且试验延迟 

等于实际延迟τ。 

迭代算法可被用来达到这种状态。当试验延迟 

不等于实际延迟时，P门将是距相关函数Λ()的峰值的偏差，并且将存有在E门和L门的值上的差。因此，通过将E门值与L门值相减可以生成与在试验延迟 

和实际延迟τ之间的差成比例的误差信号。这可以被用来迭代地调整试验延迟 

朝向实际延迟τ。于是，实际延迟的最佳估算被认为是当E门值等于L门值(如图2所示)时(P门的)试验延迟的值。 

目前试图通过将新的导航信号添加到系统来改善美国GPS。独立的欧洲伽利略系统将在相同的频带和新频带两者中使用类似的新导航信号。尽管一些新导航信号将继续使用PSK调制，但是大多数新导航信号将使用最初描述的新二进制偏差载波(BOC)调制而被调制。BOC的重要子集被称作多工二进制偏差载波，并且下面将对其进行描述。 

BOC调制 

BOC调制就其包括将编码调制到载波之上而言类似于PSK。该编码类似于在PSK调制中使用的编码，并且接收信号中的编码再次可表示为等效双模幅度调制函数a(t-τ)，其具有编码率f_C，符号周期T_C和周期T_G。然而，BOC包括通过副载波进一步调制信号，其可表示为副载波调制函数s(t-τ)，具有副载波率f_S和等于半周期T_S＝1/(2f_S)的副符号持续时间。如图3所示，副载波调制函数s(t-τ)是简单的周期方波形。副载波率f_S是编码率f_C的整数倍数或者整数加一半倍数。BOC调制的标准标记读作BOC(f_S，f_C)。该附图示出了什么可被称作“正弦-BOC”，其中副载波相对于编码零相交具有0度的相移。而且，存在“余弦-BOC”，其中副载波相对于编码零相交具有90度的相移(未示出)。 

当使用匹配本地生成的BOC参考信号来相关接收到的BOC信号时，得到的相关函数 

具有若干波峰。例如，参考图4a，使用BOC(2f，f)调制的正弦-BOC信号的该相关函数具有三个正波峰和四个负波峰。中央的正波峰 对应于接收信号的实际延迟τ与参考信号的试验延迟的匹配。其它次波峰相距副符号持续时间T_S的间隔。重要的是，该相关函数 

的包络(虚线)与具有相同编码率f_C的PSK调制信号的相关函数 

相同。 

因为BOC相关函数 

的中央波峰具有比等价的PSK相关函数  的波峰更陡峭的边，因此BOC调制具有允许更精确延迟估算的潜力。具体地，当E门和L门位于中央波峰的两侧时，从L门值与E门值之间的差产生的误差信号可以控制P门导向中央波峰的顶部，由此控制试验延迟 导向实际延迟τ，如图4a的顶部所示。然而，在通过传统延迟估算技术提供的BOC信号的延迟估算中存在固有模糊性(inherent ambiguity)，如上所述。当E门和L门驻留在次波峰之一的两侧时，误差信号将控制P门导向次波峰(其可以是负的)。在这种情况下，误差信号将为零，就象它在当P门位于中央波峰的顶部时那样，并且迭代将收敛于不对应于实际延迟τ的试验延迟 的值。这被称作为“误锁(false lock)”或“跳变(slip)”或“错误节点跟踪”。 

已经提出了许多技术使用纯BOC来克服这个问题。在文献“TrackingAlgorithm for GPS Offset Carrier Signals”(P.Fine et al，Proceedings of ION 1999National Technical Meeting，January 1999)中公开了一种这样的技术，通常称作“碰撞跳跃(bump jumping)”。这种技术利用以下知识：BOC相关函数 

的相邻波峰彼此相距已知的副载波符号持续时间T_S。具体地，所述技术使用一对门(称作极早(VE)门和极迟(VL)门，分别具有试验延迟 

和 

来测试P门的正确位置。这些是来自P门的试验延迟 

相距副载波符号持续时间T_S的偏差。因此，如果P门已经收敛于一个波峰的顶部，即，接收机锁定，则VE门、P门和VL门位于三个相邻波峰上。在这个阶段，对VE、P和VL门值进行比较。如果VE门幅度和VL门幅度小于P门幅度，则已知P门位于中央波峰，试验延迟 

对应于实际延迟。然而，如果VE或VL门幅度高于P门值，则P门在次波峰上。在这种情况下，试验延迟 

在VE和VL门中任一个具有较高(模数)值的方向中递增副符号持续时间T_S。该动作将导致P门朝着中央波峰而跳到下一波峰。然后重复比较以便检验P门在中央波峰或者促成试验延迟 

的重复递增，直到P门位于中央波峰。 

碰撞跳跃允许接收机充分地利用BOC的潜在精度。然而，在可以依靠延迟估算之前可能存在明显的等待时间。存在需要用来判断是否存在误锁的经过时间(elapsed time)。当VE、P和VL门值也必须在有效(significant)时 间上平均以便确认三个被测试的相邻波峰中的哪一个具有最高幅度时，这对于低C/N₀来说较长。检测误锁所需的时间也与副载波率对于编码率的比率f_S/f_C成比例地增加，因为相邻波峰之间的幅度的差相对地降低。在发现中央波峰之前，也必须在连续次波峰上校正误锁若干次，因为次波峰的数量增加，随着副载波率对于编码率的比率f_S/f_C增加，该问题恶化。大体上，等待时间可能多达几秒，这对于飞机着陆、轮船入坞等等来说当然足够造成潜在灾难性的后果。更糟的是，接收机直到它实际上跳离开误锁状态时才知道它曾经处于误锁状态。因此，碰撞跳跃系统是不失效保护的。 

由于在2005年12月发射了传送BOC信号的第一测试卫星GIOVE-A，因此现在已经造成其它困难。发送链中的非线性和线性失真可能容易地造成在实际相关函数 

中的不对称——其中主波峰两侧上的相应次波峰的幅度不再相等。这不可避免地降低了性能，并且在最坏的情况下，碰撞跳跃接收机简单地不工作。在“GIOVE-A in orbit testing results”(M.Falcone，M.Lugert，M.Malik，M.Crisic，C.Jackson，E.Rooney，M.Trethey ION GNSSFortWorth Texas，September 2006)中描述了最近实践的测试。 

图4b是极端相位失真(90度)的影响的仿真。它显示后来的(负的)次波峰具有与(正)主波峰相同的幅度。在这种情况下，VEVL接收机必然失效。对于较少极端相位失真，不平衡必定降低信噪性能，只是因为它使得次波峰之一的幅度更接近主波峰的幅度。 

论文“Unambiguous Tracker for GPS Binary-Offset-Carrier Signals”(FanteR.，ION 59th Annual Meeting/CIGTF 22nd Guidance Test Symposium，23-25June 2003，Albuquerque，NM)描述了另一种技术，其包括相关函数的多重取样(选通)以及然后这些取样的线性组合以便合成对不具有多个波峰的PSK相关函数 

的单调近似。该解决方案确实消除了误锁。然而，该技术依赖于非常复杂的接收机设计。更根本地，它无法实现BOC调制带来的潜在精度，因为依赖于较浅的PSK相关波峰来求解延迟估算。类似地，论文“BOC(x，y)signal acquisition techniques and performances”(Martin et al.，Proceedings ofION GPS 2003，September 2003，Portland，Oregon)公开了一种利用以下事实的技术：BOC调制信号具有对在两个分离载波频率上为中央的两个PSK调制信号的数学等价；其中较高频率f_H等于载波频率加上副载波频率f_S，而较低频率等于载波频率f_L减去副载波频率f_S。通过适当的处理，可以恢复实际单 调PSK相关函数 但是这种方法实现起来又很复杂并且更根本地无法达到BOC调制所具有的潜在精度。 

在专利申请GB0624516.1中详细描述的解决方案通过消除相关 

来解决所述问题。作为替代，独立地跟踪二维相关以便实现双重估算。使用起源于编码相位的明确低精度估算来对基于副载波相位的更高精度但是模糊独立估算进行整数校正。实际的接收机可以采用三重环路而不是通用的双重环路，其中载波相位、副载波相位和编码相位被独立但是交互式地跟踪。 

MBOC调制 

在BOC的重大修订中已经提出了多工二进制偏差载波(MBOC)。请参考2006年5/6月发表在Inside GNSS的“MBOC-the new optimized spreadingmodulation recommended for L1 O and GP L1C”。该提议由国际性专家G.W.Hein、J-Avial Rodriguez、S Wallner、J.W.Betz、C.J.Hegarty、J.J.RushananA.L.Kraay、A.R.Pratt、S.Lenahan、J.Owen、J-L Issler和T.Stansell创作和承认。当被采用时，相对于普通的BOC调制它将对GNSS信号的接收添加另一层复杂度，而普通的BOC调制比PSK调制更复杂。它提供更高的精度和更好的多径拒收(rejection)。 

原理是对BOC(1，1)和BOC(6，1)的线性重叠进行副载波调制。共同承认的编码被描述为MBOC(6，1，1/11)。该标记暗示总功率的1/11是BOC(6，1)分量，而功率的10/11是BOC(1，1)分量。通过时域复用可以完成线性重叠，其中BOC(1，1)符号的1/11被替代为具有相同幅度的BOC(6，1)符号(相同码片宽度T_C＝1μs)(TMBOC)。当前受欢迎的替换方案处于频域多路复用中，其中存在具有两个分量(CBOC)的不等幅度的连续调制。不管采用哪一种形式对本发明都没有差别。当前的建议将功率划分为数据信道和导频信道。一个当前建议假设50-50分的功率，并且在数据信号中没有BOC(6，1)分量，使其全部投入导频信道中。在该原理上，然后导频信道中的两个分量的相对比例是BOC(1，1)的9/11和BOC(6，1)的2/11，其示例如图5所示。无论最后决定什么比例对本发明都没有差别。 

在使用由两个不同子码片宽度T_S1和T_S2描述的半周期的双周期调制的形式上，清楚地看到与BOC的差别。当在传统的单估算接收机中被恢复时，如图6a中甚至更复杂的相关函数是结果。对于相关函数我们将采用标记 

不仅存在两个次(负)波峰，还存在多个第三级波峰。与BOC(1，1)的普通相 关函数相比(如点所示)主波峰的两侧的斜率幅度较高——如果跟踪是正确的，则这量化作为提高的精度。但是明显地，新的调制对在相关函数中的“波纹”的错误跟踪提供了许多机会——例如图6b，当门宽度窄时(为了潜在的精度跟踪它必须如此)。这些附图为不具有相位失真的理想形状。如可期望的那样，新MBOC比BOC对相位失真更敏感。相位失真的合成影响如图6c所示(在BOC(6，1，1/11)具有50度失真)，其中很明显的是不能跟踪相关函数，因为存在幅度等于主波峰的次波峰。因此将需要均衡的复杂度，以便实现充分对称的函数。目前，MBOC如此新，以致没有发布关于如何设计接收机来克服这种复杂调制将承担的问题的建议。 

本发明克服了跟踪MBOC的问题。所述解决方案通过消除相关函数 

来解决所述问题。作为替换，独立地跟踪三维相关来实现三重(triple)估算。使用从编码相位获得的明确低精度估算来对基于低频副载波相位的高精度但模糊独立估算进行整数校正，该低频副载波相位又被用来基于高频副载波相位对更高精度但是模糊独立估算进行整数校正。实际的接收机可以采用四重环路，而不是常用的双重环路，其中，载波相位、副载波₂相位、副载波₁相位和编码相位被独立地但是交互式地跟踪。 

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种用于接收导航信号的接收机，所述导航信号包括被给定编码率的编码调制函数调制并且被复合副载波调制函数进一步调制的载波，所述复合副载波调制函数是具有不等速率的两个不同副载波之和，所述两个不同副载波的速率都不同于编码率，所述接收机包括被布置来执行下列步骤的处理部件： 

仅基于编码调制，生成第一延迟估算； 

仅基于副载波调制的第一分量，生成第二延迟估算； 

仅基于副载波调制的第二分量，生成第三延迟估算；和 

从第一延迟估算、第二延迟估算和第三延迟估算中确定其它延迟估算。 

本发明进一步提供了一种用于接收导航信号的接收机，所述导航信号包括被给定编码率的编码调制函数调制并且被复合副载波调制函数进一步调制的载波，所述复合副载波调制函数包含具有两个不同速率的第一分量和第二分量，所述两个不同速率都不同于编码率，所述接收机包括被布置来执行下 列步骤的处理部件： 

基于编码调制，生成第一延迟估算； 

基于副载波调制的第一分量，生成第二延迟估算； 

基于副载波调制的第二分量，生成第三延迟估算；和 

从第一延迟估算、第二延迟估算和第三延迟估算中确定其它延迟估算。 

本发明还进一步提供了一种用于接收导航信号的接收机，所述导航信号包括被给定编码率的编码调制函数调制并且被复合副载波调制函数进一步调制的载波，所述复合副载波调制函数包含具有两个不同速率的第一分量和第二分量，所述两个不同速率都不同于编码率，所述接收机包括被布置来执行下列步骤的处理部件： 

基于编码调制、副载波调制的第一分量和副载波调制的第二分量，分别生成第一延迟估算、第二延迟估算和第三延迟估算；和 

从第一延迟估算、第二延迟估算和第三延迟估算中确定其它延迟估算。 

本发明一些实施例的精髓是它以三种独立的方式来估算信号延迟，然后组合所有三个估算以便获得一个总信号延迟估算。如果现有技术应用于MBOC，则接收机将以仅单个调制函数相关接收信号中的调制，该单个调制函数是编码调制和复合副载波调制的组合。迄今为止，应付相关函数 

如图6中，由该动作产生的结果被认为是不可避免的，因为已经认识到组合调制是固有的且不可分的。本发明的一些实施例与这种认识相反。它们意识到可以分离地完成将接收信号与构成的副载波调制函数和编码调制函数相关联，因此避免考虑传统相关函数的需要。它们进一步意识到可以分离地跟踪复合副载波中的两个分量。 

在本发明的一些实施例中，MBOC信号中的延迟以三种不同且独立的方式被估算(以三重估算)。使用第一非模糊低精度估算来求解第二高精度估算中的模糊性。该第一估算是仅从BOC信号中的编码调制的相位中推导的；它将BOC调制对待为“虚拟”PSK，并且忽略了两个副载波分量。第二估算是仅从MBOC信号中的低频分量副载波调制的相位中推导的，并且忽略了编码和高频分量副载波。第三估算是仅从MBOC信号中的高频分量副载波调制的相位中推导的，并且忽略了编码和低频副载波。该编码估算求解第二估算中的模糊性，其又解决甚至第三高精度估算中的模糊性。 

对于在所选择MBOC传输中的延迟的最佳三重估算可以使用四环路接收 机。在一些实施例中，内部的延迟锁相环(DLL)跟踪编码相位中包含的延迟；低频副载波锁相环(SLL₁)独立地跟踪与第一分量副载波相位中包含的相同的延迟，而高频副载波锁相环(SLL₂)独立地跟踪与第二分量副载波相位中包含的相同的延迟。这三个独立的延迟估算被计算出。第四外环路可以跟踪并锁定到特定卫星信号的载波相位和/或频率。所有四个环路可以同时地、独立但协作地工作。该实现方式可以与使用仅两个环路的传统接收机形成对照，其中单个延迟估算是从延迟锁相环(DLL)中的相关函数的跟踪而推导的，而并行且同时地，通过第二锁相环(PLL)或锁频环(FLL)跟踪载波相位和/或频率。 

在本发明的一些实施例中借助于三重估算原理，具有其次级和第三级波峰的MBOC相关函数 

并不存在，并且不存在其上将发生误锁的次级波峰或第三级波峰。 

在四环路接收机的某些实施例中，DLL锁定到与标准GPS相同的Λ()形状的函数的波峰，从而确保延迟估算的平滑且非模糊性获取。然而，SLL₁锁定到连续第一副载波相关函数的最近波峰——它是低频副载波分量的周期的三角函数。这个环路估算具有较高的精度，但是在第一副载波半周期的整数倍中具有固有模糊性。然而在这个概念中没有“错误波峰”，这个模糊性是可接受的。在另一步骤中，与DLL估算相比较，自动且即时地求解该SLL₁估算中的模糊性。 

然而，在一些实施例中，SLL₂锁定到连续第二副载波相关函数的最近波峰——它是高频副载波分量的周期的三角函数。该环路估算具有较高的精度但是在第二副载波半周期的整数倍中具有固有模糊性。然而在这个概念中没有“错误波峰”，这个模糊性是可接受的。在另一步骤中，与校正的SLL₁估算相比较，自动且即时地求解该SLL₂估算中的模糊性。 

由于对信号的MBOC调制，SLL₂、SLL₁和DLL估算的组合现在可以提供固有的较高精度(基于相同码片比率，与PSK相比较)，并且现在求解了模糊性。 

因为分配给低频副载波的功率比分配给高频副载波的功率高得多，因此最佳线性组合可以由两个SLL估算组成以便生成具有更高精度的第四估算。 

仿真示出了甚至在差的信噪条件下的该联合估算处理的平滑一致性操作。 

四环路接收机可以使用对两环路接收机可用的相同种类选项来实现。标准选项是跟踪载波的相位，如在所谓的“相干性DLL”中那样，其中使用鉴相器将外环路锁相到载波。替换选项是跟踪载波的频率，如在所述的“不相干性DLL”中那样，其中使用鉴频器将外环路锁频到载波。可以使用各种可能的鉴相器和鉴频器。 

也可以使用针对两个SLL的各种可能的鉴别器。也可以使用针对DLL环的各种标准鉴别器。具体地，相干早迟处理(coherent early late processing，CELP)与非相干早迟处理(non-coherent early late processing，NELP)之间的选择不仅继续对DLL上的编码鉴别器可用，而且对SLL上的副载波跟踪可用。已知技术和变形(包括用于减少多径影响并且在双环路系统中当前使用的方法)毫不复杂地传递到新的四环路系统。 

在一些实施例中，接收信号可能不止两个例如三个副载波调制分量，在这种情况下，可以进行四重估算。 

现在参考附图仅通过示例来描述本发明的优选实施例。 

附图说明

图1是根据现有技术的PSK调制信号的图形说明； 

图2是根据现有技术的如图1所示的PSK调制信号的相关函数的图形说明； 

图3是根据现有技术的基本正弦BOC调制信号的图形说明； 

图4a是根据现有技术的如图3所示的BOC调制信号的理想相关函数的图形说明，示出了正确跟踪和错误跟踪的两个示例； 

图4b是图3的BOC示例的经滤波和相位失真相关函数的相关函数的图形说明，示出了对主要且最近第二峰值的相对幅度的有害影响； 

图5是根据现有技术的基本正弦BOC调制信号的图形说明； 

图6a是根据现有技术的如图5所示的MBOC调制信号的相关函数的图形表示，示出了正确跟踪的示例； 

图6b是根据现有技术的如图5所示的MBOC调制信号的相关函数的图形表示，示出了错误跟踪的示例； 

图6c是图5的MBOC示例的经滤波和相位失真相关函数的相关函数的图形说明，示出了对主要且最近第二峰值的相对幅度的有害影响； 

图7是根据本发明第一优选实施例的整体MBOC接收机的示意说明图； 

图8是接收机的相关部件9的功能扩展； 

图9仅示出了在任一副载波分量试验延迟维数中的连续三角相关； 

图10是仅编码延迟维数中的名义相关； 

图11是仅任一分量副载波延迟维数中的CELP鉴别器函数； 

图12是仅编码延迟维数中的CELP鉴别器函数； 

图13、14和15是图解说明MBOC接收器的操作的计算机生成的综合体；和 

图16示出了GNSS软件接收机的顶层操作和任务的示例。 

具体实施方式

参考图7，根据本发明第一优选实施例的MBOC接收机1被布置来经由右手圆极化天线2而接收MBOC调制信号。天线2将接收信号馈入到前置放大器3，该前置放大器3包括用于对接收信号滤波的滤波器、用于阻挡强干扰信号的电路、和用于放大接收信号的低噪放大器(LNA)。LAN有效地设置接收机的噪声系数(noise figure)，通常大约为2dB，并且提供大约30dB的增益。前置放大器3将经滤波且放大的信号馈入到下变换器4，用以将所述信号第一级下变换为合适的中频(IF)。所述信号在多个级中被下变换且被滤波以便消除不期望的图像信号。 

下变换器4将经下变换的信号馈入到模数转换器(ADC)5，用以将所述信号转换为数字域。ADC 5可以将所述信号量化为一位、两位或者更多位。在这个实施例中，因为ADC 5使用多位量化，因此接收机1合并自动增益控制(AGC)电路6以便在量化级别上维持所述信号的正常分配。AGC电路6的输出馈回到下变换器4，以便使能输入到ADC 5的信号电平的控制，从而维持由ADC 5输出的信号的适当幅度分配。ADC 5被布置来将数字信号u(t)输出到三重估算器8。该三重估算器8具有相关器级9和处理级10。在这个实施例中，三重估算器8以硬件实现。因此，相关器级9包括特定用途集成电路/现场可编程门阵列(ASIC/FPGA)，并且处理级10是微处理器。三重估算器8估算接收信号的发送和接收之间的延迟τ，并且经由输出端11输出延迟估算。来自参考振荡器7的时钟信号c(t)被提供给下变换器4、ADC 6和三重估算器8。 

图8示出了相关器9的详细功能描述。输入信号u(t)分离为上同相和下正交臂，并且经过四级处理。输入信号与每个分别由独立数字控制的振荡器(DCO)12、17₂、17₁和18生成的副本载波、副载波2和副载波1和编码波形相混合。首先，与来自载波DCO的相位或正交参考信号相乘；其次，与两个副载波的“立即”线性组合相乘、与来自副载波DCO₂的早或迟参考信号相乘，与来自副载波DCO₁的早或迟参考信号相乘，最后与来自A/D编码生成器的立即、早或迟参考信号相乘。得到的信号组合被在编码周期上累积并且形成八个相关结果。附图的最右边示出了通过数据总线到微处理器10的交互作用。 

5处的输入信号u(t)可被描述为(忽略同时存在的相加的噪声和其它(M)BOC信号) 

$u\left(t\right)=A\×\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\φ})\×(\sqrt{x_1}{s}_1(t-\mathrm{\τ})+\sqrt{x_2}{s}_2(t-\mathrm{\τ}))\×a(t-\mathrm{\τ})\×d---\left(1\right)$

其中，A是幅度，cos(ω₀t+φ)代表下变换为具有相位φ的中频(IF)ω₀之后的载波信号，s₁(t-τ)和s₂(t-τ)是在延迟τ处的接收信号中的副载波调制，x₁和x₂描述了功率的相对分摊，a(t-τ)是延迟τ处的接收信号中的编码调制，d是具有d∈(-1，+1)的极性。此处，s₁()是BOC(1，1)分量，而s₂()是BOC(6，1)分量。 

本发明依赖以下事实：副载波₁在相对短的子码片(sub-chip)宽度T_S1上是半周期的，并且副载波₂在甚至更短时间的子码片宽度T_S2上是半周期的，并且表达式(1)数学地等于 

$u\left(t\right)=A\×\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\φ})\×(\sqrt{x_1}{s}_1(t-{\mathrm{\τ}}_1^{*})+\sqrt{x_2}{s}_2(t-{\mathrm{\τ}}_2^{*}))\×a(t-\mathrm{\τ})\×d^{*}---\left(2\right)$

其中值 

$\begin{array}{c}{\mathrm{\τ}}_1^{*}=\mathrm{\τ}+n_1{T}_{S1}\\ {\mathrm{\τ}}_2^{*}=\mathrm{\τ}+n_2{T}_{S2}\end{array}---\left(3\right)$

是多值偏移的偏差延迟，其取决于子码片宽度T_S1的任意整数倍n₁和子码片宽度T_S2的整数倍n₂。必须注意，对整数有限制。将(1)与(2)进行比较，明显的是，如果n₁是奇数，则n₂必须是奇数；或者如果n₁是偶数，则n₂必须是偶数，否则不保留复合调制的正确形状。 

不管这些偏差延迟如何，都应当理解，任何实际接收的信号的实际副载波延迟和编码延迟仍旧与(1)中的相同。接收机必须一直估算编码函数a()中的这个实际明确延迟τ。然而，对于相同接收机仅必需的是试图分别估算副载波函数s₁()和s₂()中的模糊性和偏差τ₁ ^*和τ₂ ^*，并且仍旧维持信噪最佳性。 这个结果完全不同于BOC/MBOC的当前领域实现方式，在所述当前领域中必须防止这些模糊性，并且如果发生模糊性，则必须重置相关。因此，偏差延迟τ₁ ^*和τ₂ ^*相对于实际延迟τ可以被作为它们好像是(2)中的独立量对待而不考虑(1)，并且由此产生三个独立的估算。仅在最后校正阶段承认实际延迟τ的所有三个估算是相关的，并且它们的值根据游标原理进行数学地组合(请参考公式35)。 

参考图8，三重估算器8的相关器级9接收来自ADC 5的数字信号u(t)和来自参考振荡器7的时钟信号c(t)。相关器级的载波数控振荡器(DCO)12使用时钟信号c(t)在具有试验相位 

的IF ω₀处，生成同相(I)参考信号r_I(t)和正交(Q)参考信号和r_Q(t)，即， 

$r_I\left(t\right)=+\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+\widehat{\mathrm{\φ}})---\left(4\right)$

和 

$r_Q\left(t\right)=-\sin ({\mathrm{\ω}}_{0}t+\widehat{\mathrm{\φ}})---\left(5\right)$

然后，乘法器13将数字信号u(t)与参考r_I(t)相乘，并且I信号滤波器14对结果进行滤波以便在I信道上输出同相信号v_I(t)；而Q信号乘法器15将数字信号u(t)与参考r_Q(t)相乘，并且Q信号滤波器16对结果进行滤波以便在Q信道上输出正交信号v_Q(t)。I信号和Q信号可被描述为(忽略同时存在的相加的噪声和其它(M)BOC信号) 

$v_I\left(t\right)=\cos (\mathrm{\φ}-\widehat{\mathrm{\φ}})\×(A_1\×s_1(t-{\mathrm{\τ}}_1^{*})+A_2\×s_2(t-{\mathrm{\τ}}_2^{*}))\×a(t-\mathrm{\τ})\×d---\left(6\right)$

$v_Q\left(t\right)=\sin (\mathrm{\φ}-\widehat{\mathrm{\φ}})\×(A_1\×s_1(t-{\mathrm{\τ}}_1^{*})+A_2\×s_2(t-{\mathrm{\τ}}_2^{*}))\×a(t-\mathrm{\τ})\×d---\left(7\right)$

其中恒等式构成如下 

$\begin{array}{c}{A}_1=\sqrt{x_1}\×A\\ A_2=\sqrt{x_2}\×A\end{array}---\left(8\right)$

为了简化算术代替(6)和(7)，可以写成 

$\begin{array}{c}{v}_I\left(t\right)=A\×\cos (\mathrm{\φ}-\widehat{\mathrm{\φ}})\×s(t,{\mathrm{\τ}}_1^{*},{\mathrm{\τ}}_2^{*})\×a(t-\mathrm{\τ})\×d---\left(9\right)\\ v_Q\left(t\right)=A\×\sin (\mathrm{\φ}-\widehat{\mathrm{\φ}})\×s(t,{\mathrm{\τ}}_1^{*},{\mathrm{\τ}}_2^{*})\×a(t-\mathrm{\τ})\×d---\left(10\right)\end{array}$

其中复合调制被描述为 

$s(t,{\mathrm{\τ}}_1^{*},{\mathrm{\τ}}_2^{*})=\sqrt{x_1}{s}_1(t-{\mathrm{\τ}}_1^{*})+\sqrt{x_2}{s}_2(t-{\mathrm{\τ}}_2^{*})---\left(11\right)$

低频副载波DCO 17₁使用在7处输入的时钟信号c(t)和副载波调制函数 s₁()分别生成即时(P₁)、早(E₁)和迟(L₁)门副载波参考信号 

和 

其中 

是副载波试验延迟，T_D1是E₁门和L₁门之间的总间隔。可以在范围T_S2≤T_D1≤T_S1中自由地选择间隔或门宽度T_D1。 

类似地，高频副载波DCO 17₂使用时钟信号c(t)和副载波调制函数s₂()分别生成即时(P₂)、早(E₂)和迟(L₂)门副载波参考信号 

和 其中 

是副载波试验延迟，T_D2是E₂门和L₂门之间的总间隔。间隔或门宽度T_D2被传统地固定在T_D2＝T_S2，尽管如果所发送的带宽能够支持它，然而较低的值将给出提高的精度。 

类似地，编码DCO 18使用时钟信号c(t)和编码调制函数a(t)分别生成P、E和L门编码参数信号 

和 

其中 

是试验编码延迟，T_DC是E门和L门之间的总间隔。可以在范围T_S1≤T_DC≤T_C中自由地选择间隔T_DC。 

整体相关器级8将I和Q信号v_I(i)、v_Q(t)与P、E和L门副载波参数信号 

和 

P、E和L门副载波参考信号 

和 以及P、E和L门编码参考信号 

和 的适当组合相乘。生成了以下八个解调信号：I信道和副载波P门编码P门信号v_III(t)；I信道副载波₁E₁门编码P门信号v_IE1I(t)；I信道副载波₁L₁门编码P门信号v_IL1I(t)；I信道副载波₂E₂门编码P门信号v_IE2I(t)；I信道副载波₂L₂门编码P门信号v_IL2I(t)；I信道和副载波P门编码E门信号v_IIE(t)；I信道和副载波P门编码L门信号v_IIL(t)；Q信道和副载波P门编码P门信号v_QII(t)。代数学地， 

$v_{\mathrm{III}}\left(t\right)=v_I\left(t\right)\×s(t,{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*},{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*})\×a(t-\widehat{\mathrm{\τ}})---\left(12\right)$

$v_{\mathrm{IE}1I}\left(t\right)=v_I\left(t\right)\×s_1(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*}+T_{D1/2})\×a(t-\widehat{\mathrm{\τ}})---\left(13\right)$

$v_{\mathrm{IL}1I}\left(t\right)=v_I\left(t\right)\×s_1(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*}-T_{D1/2})\×a(t-\widehat{\mathrm{\τ}})---\left(14\right)$

$v_{\mathrm{IE}2I}\left(t\right)=v_I\left(t\right)\×s_2(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*}+T_{D2/2})\×a(t-\widehat{\mathrm{\τ}})---\left(15\right)$

$v_{\mathrm{IL}2I}\left(t\right)=v_I\left(t\right)\×s_2(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*}-T_{D2/2})\×a(t-\widehat{\mathrm{\τ}})---\left(16\right)$

$v_{\mathrm{IIE}}\left(t\right)=v_I\left(t\right)\×s(t,{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*},{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*})\×a(t-\widehat{\mathrm{\τ}}+T_{\mathrm{DC}/2})---\left(17\right)$

$v_{\mathrm{IIL}}\left(t\right)=v_I\left(t\right)\×s(t,{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*},{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*})\×a(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-T_{\mathrm{DC}/2})---\left(18\right)$

$v_{\mathrm{QII}}\left(t\right)=v_Q\left(t\right)\×s(t,{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*},{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*})\×a(t-\widehat{\mathrm{\τ}})---\left(19\right)$

其中以上复合试验调制 

$s(t,{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*},{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*})=\sqrt{x_1}{s}_1(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*})+\sqrt{x_2}{s}_2(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*})---\left(20\right)$

这些乘法可以通过以下来实现：第一和第二乘法器19、20将I信号v_I(t)与P门和副载波 

和P门编码相乘，以便输出解调信号v_III(t)；第三₁和第四₁乘法器将21₁、22₁将I信号v_I(t)与E₁门副载波和P门编码相乘，以便输出第二₁解调信号v_IE1I(t)；第五₁和第六₁乘法器23₁、24₁将I信号v_I(t)与L₁门副载波和P门编码相乘，以便输出第三₁解调信号v_IL1I(t)；第三₂和第四₂乘法器21₂、22₂将I信号v_I(t)与E₂门副载波和P门编码相乘，以便输出第二_B解调信号v_IE2I(t)；第五₂和第六₂乘法器23₂、24₂将I信号v_I(t)与L₂门副载波和P门编码相乘，以便输出第三_B解调信号v_IL2I(t)；第一和第七乘法器19、25将I信号v_I(t)与P门复合副载波和E门编码相乘，以便输出第四解调信号v_IIE(t)；第一和第八乘法器19、26将I信号v_I(t)与P门复合副载波和L门编码相乘，以便输出第五解调信号v_IIL(t)；以及第九和第十乘法器27、28将Q信号v_Q(t)与P门复合副载波和P门编码相乘，以便输出第六解调信号v_QII(t)。 

然后解调信号v_III(t)、v_IE1I(t)、v_IL1I(t)、v_IE2I(t)、v_IL2I(t)、v_IIE(t)、v_IIL(t)和v_QII(t)分别被积分器29到34积分。积分器29到34在固定时间上进行积分，该固定时间在这个实施例中与编码周期T_G相等。在其它实施例中，积分时间可以是编码周期T_G的整数倍，因此积分时间通常总计为几毫秒级。 

积分器29到34中的每一个的输出在每个固定时间末尾处被处理级10取样，并且积分器29到34重置为零。对于每个取样k＝1，2，3...，积分器29到34的输出可被描述为一组八个相关w_III[k]、w_IE1I[k]、w_IL1I[k]、w_IE21[k]、w_IL2I[k]、w_IIE[k]、w_IIL[k]和w_QII[k]。引入该索引k的目的是阐明正产生的时间序列的属性——实际的实践软件不必实施计数标记。这些相关的值依赖于试验相位 

与实际相位φ之间的差、副载波试验延迟 

与偏差副载波延迟 

之间的差、副载波试验延迟 

与偏差副载波延迟 

之间的差、以及试验编码延迟 

与实际编码延迟τ之间的差。I副载波P门和编码P门相关w_III[k]可被精确地表达为 

$w_{\mathrm{III}}\left[k\right]=A\×\cos (\mathrm{\φ}-\widehat{\mathrm{\φ}})\×\mathrm{\χ}({\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*}-{\mathrm{\τ}}_1^{*},{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*}-{\mathrm{\τ}}_2^{*},\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ})\×d^{*}---\left(21\right)$

其中χ(..)是三维相关函数。这个函数不容易显示。当试验编码延迟 

等于实际编码延迟τ时，即， 

$\widehat{\mathrm{\τ}}=\mathrm{\τ}---\left(22\right)$

并且副载波试验延迟 

等于副载波编码延迟 

的多个值中的任一个，即，实际编码延迟τ加上副载波符号周期T_S1的正或负整数n倍，即 

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*}=\mathrm{\τ}+n_1{T}_{S1}---\left(23\right)$

同时副载波试验延迟 

等于副载波编码延迟 的多个值中的任一个，即，实际编码延迟τ加上两倍副载波符号周期T_S2的正或负整数n倍，即 

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*}=\mathrm{\τ}+n_2{T}_{S2}---\left(24\right)$

三维相关函数χ(..)具有多个“波峰”。如果n₁是奇数并且n₁甚至是偶数，则鉴别器动作满足要求：整数n₂必须是奇数。结果，当 

估算可以偏移T_S1的任意整数倍时， 

估算将偏移2T_S2的整数倍。 

为了说明性目的，I副载波P门和编码P门相关w_III[k]可以通过下列表达式来近似 

$w_{\mathrm{III}}\left[k\right]\≈A\×\cos (\mathrm{\φ}-\widehat{\mathrm{\φ}})\×(x_1\mathrm{tr}{c}_1(\mathrm{\τ}-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*})+x_2{\mathrm{trc}}_1(\mathrm{\τ}-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*}))\×\mathrm{\Λ}(\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ})\×d^{*}---\left(25\right)$

其中trc₁()是周期2T_S1的连续三角余弦，trc₂()是周期2T_S2的连续三角余弦。图9描绘了一般形状；同时Λ(..)是具有与接收信号相同的编码率的PSK调制信号的相关函数。这在图10中示出。 

其它相关w_IE1I[k]、w_IL1I[k]、w_IE2I[k]、w_IL2I[k]、w_IIE[k]、w_IIL[k]和w_QII[k]类似地通过以下方程式足够好地近似： 

$w_{\mathrm{IE}1I}\left[k\right]\≈A_1\×\cos (\mathrm{\φ}-\widehat{\mathrm{\φ}})\×{\mathrm{trc}}_1({\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*}-{\mathrm{\τ}}_1^{*}-T_{D1}/2)\×\mathrm{\Λ}(\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ})\×d^{*}---\left(26\right)$

$w_{\mathrm{IL}1I}\left[k\right]\≈A_1\×\cos (\mathrm{\φ}-\widehat{\mathrm{\φ}})\×{\mathrm{trc}}_1({\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*}-{\mathrm{\τ}}_1^{*}+T_{D1}/2)\×\mathrm{\Λ}(\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ})\×d^{*}---\left(27\right)$

$w_{\mathrm{IE}2I}\left[k\right]\≈A_2\×\cos (\mathrm{\φ}-\widehat{\mathrm{\φ}})\×{\mathrm{trc}}_2({\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*}-{\mathrm{\τ}}_2^{*}-T_{D2}/2)\×\mathrm{\Λ}(\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ})\×d^{*}---\left(28\right)$

$w_{\mathrm{IL}2I}\left[k\right]\≈A_2\×\cos (\mathrm{\φ}-\widehat{\mathrm{\φ}})\×{\mathrm{trc}}_2({\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*}-{\mathrm{\τ}}_2^{*}+T_{D2}/2)\×\mathrm{\Λ}(\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ})\×d^{*}---\left(29\right)$

$w_{\mathrm{IIE}}\left[k\right]\≈A\×\cos (\mathrm{\φ}-\widehat{\mathrm{\φ}})\×\×\mathrm{\Λ}(\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ}-T_{\mathrm{DC}}/2)\×d^{*}---\left(30\right)$

$w_{\mathrm{IIL}}\left[k\right]\≈A\×\cos (\mathrm{\φ}-\widehat{\mathrm{\φ}})\×s(\mathrm{\τ},{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*},{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*})\×\mathrm{\Λ}(\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ}+T_{\mathrm{DC}}/2)\×d^{*}---\left(31\right)$

$w_{\mathrm{QII}}\left[k\right]\≈A\×\sin (\mathrm{\φ}-\widehat{\mathrm{\φ}})\×s(\mathrm{\τ},{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*},{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*})\×\mathrm{\Λ}(\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ})\×d^{*}---\left(32\right)$

可以理解，当I信道副载波₁E₁门编码P门相关w_IE1I[k]具有与I信道副载波₁L₁门编码P门相关w_IL1I[k]相同的值时，即，w_IE1I[k]＝w_IL1I[k]，这是因为副载波₁参考信号的E₁和L₁门具有相同的值。 

类似地，当I信道副载波₂E₂门编码P门相关w_IE2I[k]具有与I信道副载波 ₂L₂门编码P门相关w_IL2I[k]相同的值时，即，w_IE2I[k]＝w_IL2I[k]，这是因为副载 波₂参考信号的E₂和L₂门具有相同的值。 

类似地，当I信道和副载波P门编码E门相关w_IIE[k]具有与I信道和副载波P门编码L门相关w_IIL[k]相同的值时，即，w_IIE[k]＝w_IIL[k]，这是因为编码的E门和L门具有相同的值。 

类似地，当已经实现相位锁定时，Q信道相关w_QII[k]为零，即w_QII[k]＝0，因为相位估算 

与实际相位φ加上或减去整数个载波半周期相同，并且表达式()中的正弦函数为零。 

相关w_IE4I[k]和相关w_IL1I[k]之间的任何差与副载波试验延迟 

与副载波延迟 

的最近多值之间的差成比例。结果，处理级10执行相减步骤35₁，将相关w_IE1I[k]与相关w_IL1I[k]相减，以便给出副载波₁差相关w_IQ1I[k]。这可以数学地表达为 

$w_{\mathrm{IQ}1I}\left[k\right]\≈A_1\×\cos (\mathrm{\φ}-\widehat{\mathrm{\φ}})\×{\mathrm{Trs}}_1({\mathrm{\τ}}_1^{*}-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*})\×{\mathrm{trc}}_2({\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*}-{\mathrm{\τ}}_2^{*})\×\mathrm{\Λ}(\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ})\×d^{*}---(33-1)$

其中Trs₁()是周期2T_S1的梯形正弦鉴别器函数，其取决于副载波试验延迟 与多值副载波延迟 

之间的差。图11示出了这个一般函数。 

相关w_IE2I[k]和相关w_IL21[k]之间的任何差与副载波试验延迟 

与副载波延迟 

的最近多值之间的差成比例。 

CELP 

根据一个实施例，可以采用相干早迟处理(CELP)的原理。结果，处理级10执行相减步骤35₂，其将相关w_IE2I[k]与相关w_IL2I[k]相减以便给出副载波 ₂差相关w_IQ2I[k]。这可以表达为： 

$w_{\mathrm{IQ}2I}\left[k\right]\≈A_1\×\cos (\mathrm{\φ}-\widehat{\mathrm{\φ}})\×{\mathrm{trc}}_1({\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*}-{\mathrm{\τ}}_1^{*})\×{\mathrm{Trs}}_2({\mathrm{\τ}}_2^{*}-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*})\×\mathrm{\Λ}(\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ})\×d^{*}---(33-2)$

其中Trs₂()是周期2T_S2的梯形正弦鉴别器函数，其取决于副载波试验延迟 与多值副载波延迟 

之间的差，再次如图11示出。 

类似地，I副载波P门和I编码E门相关w_IIE[k]和相关w_IIL[k]之间的任意差，与试验编码延迟 和实际编码延迟τ之间的差成比例。结果，处理级10执行相减步骤36，其将相关w_IIE[k]与相关w_IIL[k]相减，以便给出编码差相关w_IIQ[k]。这然后可被表达为： 

$w_{\mathrm{IIQ}}\left[k\right]\≈A\×\cos (\mathrm{\φ}-\widehat{\mathrm{\φ}})\×(x_1{\mathrm{trc}}_1(\mathrm{\τ}-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*})+x_2{\mathrm{trc}}_1(\mathrm{\τ}-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*}))\×V^{\mathrm{\Λ}}(\mathrm{\τ}-\widehat{\mathrm{\τ}})\×d^{*}---\left(34\right)$

其中V^Λ()是鉴别器函数，并且如图12所示。 

最后，在任意数目的载波半周期内，Q副载波P门和Q副载波P门相关w_QII[k]的任意非零值与试验相位 

和实际相位φ之间的差近似地成比例。 

应当注意，在这一方面，E门与L门相减，以便在编码和副载波延迟估算方面确保校正多个环路校正。在等价的描述中，L门与E门相减，以便如在在编码和副载波相位估算方面所表达的校正多个环路校正。这是因为传统上以等价方式描述的“相位”和“延迟”(作为周期波形的偏移)通常被认知为具有相反的符号。 

最后，Q副载波P门和Q副载波P门相关w_QII[k]的任意非零值与试验相位 

和实际相位φ之间的差近似地成比例。 

NELP 

可以采用根据非相干早迟处理(NELP)的替换实施例，并且下面在“误差鉴别器的替换实施例中”对其进行描述。 

理想地根据等式的整体结构并且使用四重环路动作，在缺少噪声的情况下，载波相位 $\widehat{\mathrm{\φ}}\→\mathrm{\φ}+\mathrm{n\π},$ 其中n是奇整数或者偶整数，同时三个时间估算 

和 

分别理想并独立地收敛到如(22)、(23)和(24)中给出的值。在存在噪声的情况下， 

估算是实际延迟τ的任意非模糊性估算量，但是可被显示为最差精度。 

更精确，因为它利用了副载波调制，但是被偏差了子码片宽度T_S1的任意整数倍n₁。推导校正的估算的最简单过程组合所述两个 

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{+}={\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*}+\mathrm{round}\left(\frac{\widehat{\mathrm{\τ}}-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*}}{T_{S1}}\right)\×T_{S1}---(35-1)$

基于下面较快的副载波分量，这个被校正的估算然后可被用来校正甚至更好的估算： 

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{+}={\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*}+\mathrm{round}\left(\frac{{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*}-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*}}{T_{S2}}\right)\×T_{S2}---(35-2)$

最后，并且认识到MBOC建议将相当少的功率投放到较高的副载波分量，可以形成以下最佳线性组合 

${\widehat{\mathrm{\τ}}}^{+}=w_1{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{+}+w_2{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{+}---(35-3)$

其中从最小平方估算的标准理论中可以确定系数w₁和w₂。替代双取整过程，优选实施例在环路操作内使能自动整数校正，使得 ${\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*}\→{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{+}$ 和 ${\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*}\→{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{+},$ 并且不存在不同变量名称的增加。 

编码处理描述(CELP实现方式) 

将以伪编码来描述并且概括所有处理动作。计算机编码的该块的执行被同步到每个相关，并且此处根据计数k被更新。 

相关w_III[k]、w_IQ1I[k]、w_IQ2I[k]、w_IIQ[k]和w_QII[k]被输入到该处理块。从所述相关中生成定时误差e_τ1*[k]、e_τ2*[k]和e_τ[k]以及相位误差e_φ[k]，以便朝着真实相位φ以及真实延迟τ₁ ^*、τ₂ ^*和τ分别操纵试验相位 

试验延迟 和 

而且，响应的DLL门宽度T_DC[k]和SLL₁门宽度T_D1[k]被输出——其响应于条件而变化。也计算SLL估算的最佳线性组合 

计算机伪编码的块可被概括如下 

详细描述 

处理阶段1是限制器，用于估算I副载波P门和编码P门相关w_III[k]的符号(其可以是正的或负的)。“sgn”函数根据相关的极性而传递+1或者-1。 

每个Ts，此处通过计数k的单位递增标记为事件，然后处理级10通过将各个Q副载波P级和Q编码P级相关w_QII[k]、副载波差相关w_IQ1I[k]和w_IQ2I[k]、以及编码差相关w_IIQ[k]与sgn()信号 相乘，分别在2，3₁ 3₂和4处计算三个反馈误差信号 

由于在真正的算法中这个计数不必被记录，因此故意省略计算标记“[k]”。 

然后处理级对误差信号进行滤波，以便分别递增或递减试验相位 

副载波试验延迟 

以及编码试验延迟 如在5、6₁、6₂和7中。 

在三个定时估算中，通过倍数T_S2＝1/12μs， 

(SLL₂使用它来跟踪在f₂＝6MHz的副载波分量)是最精确的，但是潜在地不明确，而通过倍数T_S1＝1/2μs， 

(SLL₁使用它来跟踪在f₂＝1MHz的副载波分量)是不太精确的，但是潜在地不明确，以及 

(DLL使用它来跟踪编码分量)是最不精确的，但是相当明确。 

但是由于MBOC组件中的较低功率，SLL₁和SLL₂估算之间的精度之差不是很大。结果，在值被校正之后，值得形成两个估算的最佳线性混合，如行8中所示，以便获得所有中最好的估算。 

由于在真正的算法中这个计数不必被记录，因此在次故意省略计数标记“[k]”。 

在这个实施例中，载波相位校正通过二阶环路来实现，其中相位误差e增加集成的相位误差f，其经由两个增益常数k₁和k₂来指导和集成误差更新当前相位估算。SLL时间估算分别经由增益常数 

和 来实现一阶环路，并且DLL时间估算经由增益常数k_τ来实现一阶环路。 

随着增加的计数并且在噪声的实际存在中，这些误差平均起来变为零，即，e_φ[k]→0，e_τ[k]→0和e_τ1*[k]→0，e_τ2*[k]→0。 

剩余的处理块关注对于潜在的模糊估算必需的校正。 

在行9₁中，SLL₁估算 

与DLL估算 

之间的滤波的差 

被在先前的迭代中估计(先前的k值)。 

如果所述差 

现在被发现已经超过一半的子码片宽度T_S1，则SLL₁估算被认为已经跳变。因此，所述估计被引导，即如在10₁中适当地递增或递减，并且所述差 

在11₁重置为零。而且，DLL门宽度从它的当前较窄宽度(T_DC)扩展到如12₁中的满码片宽度T_C。该策略的目的是加速获取，因为很可能DLL处于获取锁定的处理中。 

否则，可以是两个估算之间的滤波的差不超过子码片宽度的一半。在该情况下，一阶差分滤波器使用如13₁中的新近可用的更新 

和 

来更新 增益项K_F控制这个差分滤波器的响应时间。而且，编码门宽度T_DC指数地减小，并且在适当的时候，经过足够数量的迭代，这个宽度将渐进地达到最小值——此处变得等于如14₁中的子码片宽度T_S1。这个到达时间通过控制器增益K_D来确定。 

将DLL门向下控制到整个最小值的要点是为了最小化DLL环路中的噪声，如果噪声过大，则在9₁中将引发错误的判定。以这种方式，对于给定的环路宽度B_L，接收机的操作范围被向下扩展到最低可能载波噪声密度比C/N₀。在这个实施例中，DLL门宽度T_DC[k]因此变成在范围T_S1≤T_DC≤T_C之上的动态变量。 

针对滤波的差 

采取类似的动作。如果滤波的差已经超过一半子码片宽度T_S2/2(请参考行9₂)，则对SLL₂估算的测试认为是已经跳变。被调节的估算的调整(Alignment)保持如图5中的多路复用的副载波的正确形状。原因是：在Costas环路中，动作仅响应于如由状态 

和 

所确定的估算的 符号 

它不响应于值 

因为在和调制 

的两个分量中，s₁()分量是主要的。结果，当误差e_τ1*的时间鉴别器特性在T_S1上是周期性的时候，误差e_τ2*的时间鉴别器特性在2T_S2上是周期性的。在检测到跳变的情况下，SLL₁门宽度扩大，预示着获取状态。如果未检测到跳变，则这个门宽度被允许放松回到稳定的状态值。 

如果现在如在9₂处发现差 

已经超过一半子码片宽度T_S2/2，则认为SLL₂估算已经跳变。因此，在10₂和11₂中，这被引导，即，适当地递增或递减，并且差 

被重置为零。而且，在12₂中，SLL₁门宽度从无论什么是其当前较窄宽度(T_D1)扩展到满子码片宽度T_S1。该控制的目的是加速获取，因为很可能是SLL₁处于获取锁定的处理中。 

否则，可以是两个估算之间的滤波的差不超过满子码片宽度。在该情况下，一阶差分滤波器使用如13₂中的新近可用的更新 和 

来更新 

增益项K_F控制这个差分滤波器的响应时间。而且，编码率宽度T_D1指数地减小，并且在适当的时候，经过足够数量的迭代，这个宽度将渐进地达到最小值——此处变得等于子码片宽度T_S2。这个到达时间通过控制器增益K_D来确定。 

将SLL₁门向下控制到某个最小值的要点是为了最小化SLL₁环路中的噪声，如果噪声过大，则在9₂中将引发错误的判定。以这种方式，对于给定的环路宽度B_L，接收机能够以最低可能载波噪声密度比C/N₀操作。 

在这些校正阶段，认定估算 

和 

必须关联，因为它们之间的差在取整之后应当分别是子码片宽度T_S1的整数倍和子码片宽度T_S2的整数倍，并且假设所有三个环路被锁定(收敛)并且输入C/N₀足够高。每相关间隔，更新三个估算的该最优组合，三个估算最终产生最佳线性组合 

参考图7-12上述的系统消除了在MBOC接收机中跳变或者错误节点跟踪的可能性，同时充分地利用了MBOC调制的潜力。 

注意重要的合格条件是：如果环路失去锁定，则系统将失效。但是这对于所有基于环路的系统来说都是真实的。系统也将失效，如果滤波的估算差随机地落在以下范围之外： 

$\left|\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1\right|>T_{S1}/2---\left(37\right)$

$\left|\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2\right|>T_{S2}/2---\left(38\right)$

对于太低的输入载波噪声密度比(CNDR)和/或太高的环路带宽B_L，由于各 种估算中的额外噪声，这在原理上是可能发生的，即使环路处于锁定。然而，理论发现这对CNDR和B_L的允许范围的限制实现上不太麻烦。控制DLL鉴别器动作的DLL门宽度T_DC的值是自动的折衷。为了最大化获取的速度，它切换到最高值，为码片宽度T_C。这在初始获取中给出了DLL的最快响应。然而，在检测到的稳定状态中，将T_DC向下放松到子码片宽度T_S1将最小化DLL估算中的噪声，并且扩展基本性能包络。类似地，控制SLL₁鉴别器动作的SLL₁门宽度T_D1的值是自动的折衷。为了最大化获取的速度，它切换到最高值，为码片宽度T_S1。这在初始获取中给出了SLL₁的最快响应。然而，在检测到的稳定状态中，将T_D1向下放松到更小的子码片宽度T_S2将最小化SLL₁估算中的噪声，并且扩展基本性能包络 

然而，所述失效条件不是失效保护的，因为接收机可以在这个条件已发生时一直对本身进行测量。 

考虑相位失真 

已经声明：在其它问题方面，根据VEVL设计的现有接收机易受到相位失真的影响(参考图6c)。此处相同的效果证明自身没有整数偏移到两个SLL估算。现在(2)字面上为真，并且替代(3)人们必须写下 

$\begin{array}{c}{\mathrm{\τ}}_1^{*}=\mathrm{\τ}+n_1{T}_{S1}+{\mathrm{\ϵ}}_1\\ {\mathrm{\τ}}_2^{*}=\mathrm{\τ}+n_2{T}_{S2}+{\mathrm{\ϵ}}_2\end{array}---3*$

其中非整数误差ε₁和ε₂是由于组延迟失真而引起的。能够以许多方式来完成伪编码中所需的相应修改。最简单的方式是将36-8修改为 

${\widehat{\mathrm{\τ}}}^{+}\←w_1\×({\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*}-{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_1)+w_2\×({\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*}-{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_1)---36-8*$

并且相应地修改(36-13₁)和(36-13₂)，使得 

$\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1\←K_F\×(\widehat{\mathrm{\τ}}-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*}+{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_1-\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1)+\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1---36-13{*}_1\\ \mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2\←K_F\×({\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*}-{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_1-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*}+{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_2-\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2)+\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2---{36-13*}_2\end{array}$

其中，在初步校准中最简单地提供校正 

和 

实践的实现方式 

为了以四重环路技术来实现三重估算，GNSS BOC接收机的相关器结构相对于GNSS PSK接收机要求相对少的变动。该处理在硬件和软件接收机中是等效的。 

图16示出了根据本发明再一实施例的GNSS软件接收机的顶层操作和任务的示例。初始化包括安装软件和启动相关器信道运行。在初始化之后，软 件使能软件中断。典型地，使用两种类型的中断；针对采取最高优先级的跟踪任务的快速率(≈1ms)中断和针对赋予较低优先级的测量任务的低速率(≈100ms)中断。跟踪任务读取累加器值，估算导航数据状态，并且利用载波、副载波₁、副载波₂和编码相位的新的估算来更新所有四个环路。测量任务提供形成导航解决方案所需的详细测量，例如读取载波、两个副载波和编码DCO值、以及相关器中的必需的计数器。在这些基本任务下，可以将优先级赋予各种导航任务。 

表T1示出了根据被设计来以11.38MHz的中频IF、具有50MHz取样率、100ms测量间隔(TIC周期)和2比特量化操作的接收机结构的、每个相关器信道的硬件要求。使用大多数现代ASIC和FPGA设计可容易地实现(12个频道或更多)如表1中详述的四重环路接收机的硬件要求。区分了两级复杂度(体现DLL的外部环路必需的最少组件)如详细描述和附图8以及公式(36)的详细伪编码列表中所给出的。另一级别的复杂度要求附加的组件，如用于下一章节中描述的目的最右栏中所示。 

表1每信道的三重环路结构的硬件要求 

扩展和改进 

在标准文献中描述了许多改进和替换物，以便使能标准PSK-CDMA的双环路实现方式。毫无例外地，在适当的修改之后，这些可被应用于MBOC的四重环路接收机。 

附加的相关 

图8中未示出的是可从计算进一步处理下变换信号中获得的潜在改进和替换物。对于n＝1和n＝2，通过自然扩展存在： 

$v_{\mathrm{IEnE}}\left(t\right)=v_I\left(t\right)\×s_n(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}^{*}+T_{\mathrm{Dn}/2})\×a(t-\widehat{\mathrm{\τ}}+T_{\mathrm{DC}/2})---\left(39\right)$

$v_{\mathrm{ILnE}}\left(t\right)=v_I\left(t\right)\×s_n(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}^{*}-T_{\mathrm{Dn}/2})\×a(t-\widehat{\mathrm{\τ}}+T_{\mathrm{DC}/2})---\left(40\right)$

$v_{\mathrm{IEnL}}\left(t\right)=v_I\left(t\right)\×s_n(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}^{*}+T_{\mathrm{Dn}/2})\×a(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-T_{\mathrm{DC}/2})---\left(41\right)$

$v_{\mathrm{ILnL}}\left(t\right)=v_I\left(t\right)\×s_n(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}^{*}-T_{\mathrm{Dn}/2})\×a(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-T_{\mathrm{DC}/2})---\left(42\right)$

$v_{\mathrm{QEnI}}\left(t\right)=v_Q\left(t\right)\×s_n(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}^{*}+T_{\mathrm{Dn}/2})\×a(t-\widehat{\mathrm{\τ}})---\left(43\right)$

$v_{\mathrm{QLnI}}\left(t\right)=v_Q\left(t\right)\×s_n(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}^{*}-T_{\mathrm{Dn}/2})\×a(t-\widehat{\mathrm{\τ}})---\left(44\right)$

$v_{\mathrm{QIE}}\left(t\right)=v_Q\left(t\right)\×s(t,{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*},{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*})\×a(t-\widehat{\mathrm{\τ}}+T_{\mathrm{DC}/2})---\left(45\right)$

$v_{\mathrm{QIL}}\left(t\right)=v_Q\left(t\right)\×s(t,{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*},{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*})\×a(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-T_{\mathrm{DC}/2})---\left(46\right)$

其中，复合试验调制再次如上 

$s(t,{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*},{\mathrm{\τ}}_2^{*})=\sqrt{x_1}{s}_1(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*})+\sqrt{x_2}{s}_2(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*})---\left(11\right)$

据此，每T秒，这些可被集成为相应的相关，分别集成到w_IEnE[k]、w_ILnE[k]、 w_IEnL[k]、w_ILnL[k]、w_QEnI[k]、w_QLnI[k]、w_QIE[k]、w_QIL[k]。而且，可以提取相关差 

w_IQnQ＝(w_ILnL-w_IEnL)-(w_ILnE-w_IEnE)       (47) 

w_QQnI＝w_QLnI-w_QEnI                       (48) 

w_QIQ＝w_QIL-w_QIE                          (49) 

这些相关可被用来以许多不同方式提高和推广本发明的操作。 

来自载波辅助(carrier aiding)的改进 

本发明承认载波辅助的标准技术——将与多普勒频率成比例的校正导入延迟估算的技术。公式(36-6)可被相应地修改为如下： 

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*}\←{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*}+k_{\mathrm{\φ}2*}{f}_{\mathrm{\φ}}+k_{\mathrm{\τ}2*}{e}_{\mathrm{\τ}2*}---\left(50\right)$

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*}\←{\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*}+k_{\mathrm{\φ}1*}{f}_{\mathrm{\φ}}+k_{\mathrm{\τ}1*}{e}_{\mathrm{\τ}1*}---\left(51\right)$

$\widehat{\mathrm{\τ}}\←\widehat{\mathrm{\τ}}+k_{\mathrm{\φ}}{f}_{\mathrm{\φ}}+k_{\mathrm{\τ}}{e}_{\mathrm{\τ}}---\left(52\right)$

项f_φ与在PLL公式(36-5)中的相同，并且被解释为定标(scaled)多普勒偏移估算(根据相对运动的符号可能为正也可能为负)。预先计算常数k_φ、k_φ2*和k_φ1*，以便提供被适当地分别缩放到编码速率和副载波速率的多普勒偏移的必需开环校正。 

误差鉴别器的替换实施例 

根据(36-2)、(36-3)和(36-4)对误差序列进行计算仅利用了许多可能鉴别器之一。此处，在适当修正之后，可以采用在双环路单估算传统PSK接收机中可用的标准替换物，并且具体地为非相干早迟处理器(NELP)。 

PLL鉴别器 

从(36-1)和(36-2)中，等价公式如下： 

e_φ←w_QII[k]×sgn(w_III)                  (53) 

省略sgn()运算会给出： 

e_φ←w_QII[k]×w_III                       (54) 

将其表达为比率会给出： 

$e_{\mathrm{\φ}}\←\frac{w_{\mathrm{QII}}}{w_{\mathrm{III}}}---\left(55\right)$

为了当SLL仍未锁定时改善跟踪，可以采用 

e_φ←w_QII×sgn(w_III)+w_QQI×sgn(w_IQI)         (56) 

从中去除sgn()会给出： 

e_φ←w_QII×w_III+w_QQI×w_IQI                   (57) 

SLL_n鉴别器 

从(36-1)和(36-3)中，等价公式如下： 

$e_{\mathrm{\τn}*}\←w_{\mathrm{IQnI}}\×\mathrm{sgn}\left(w_{\mathrm{III}}\right)---\left(58\right)$

省略sgn()运算会给出： 

$e_{\mathrm{\τn}*}\←w_{\mathrm{IQnI}}\×w_{\mathrm{III}}---\left(59\right)$

将其表达为比率会给出： 

$e_{\mathrm{\τn}*}\←\frac{w_{\mathrm{IQnI}}}{w_{\mathrm{III}}}---\left(60\right)$

DLL鉴别器 

从(36-1)和(36-4)中，等价公式如下： 

e_τ←w_IIQ×sgn(w_III)                         (61) 

去除sgn()运算会给出： 

e_τ←w_IIQ×w_III                              (62) 

非相干DLL实施例 

已经声明了“非相干DLL”接收机比“相干DLL”接收机更有效。代表性论文是“Theory and Performance of narrow correlation spacing in a GPSreceiver”，A.J.Van Dierendonck et al ION National Technical Meeting San DiegoCA Jan 1992。这个概念需要锁频环(FLL)来代替外部环路中的PLL。这种系统被容易地合并到用于MBOC-GNSS的三重估算概念，然而该三重估算概念需要从(39)到(46)中识别的一些附加相关。 

FLL的实现方式仅要求相位与相位估算之间的差 

$\mathrm{\Δ\φ}=\mathrm{\φ}-\widehat{\mathrm{\φ}}---\left(63\right)$

变得固定在某一任意常数，而不是零。然而，这个目标随着在两个环路中时间估算的控制再次为 ${\widehat{\mathrm{\τ}}}_1^{*}\→\mathrm{\τ}+n_1{T}_{S1},{\widehat{\mathrm{\τ}}}_2^{*}\→\mathrm{\τ}+n_2{T}_{S2}$ 和 $\widehat{\mathrm{\τ}}\→\mathrm{\τ}..$ 但是SLL₁副载波相位和SLL₂(以便分别产生估算 

和 

)以及DLL(以便产生估算 

)的有效跟踪必须生成误差信号，该误差信号对于 

与φ之间的任意常数偏差无关紧要。 

然后，必须从相关和/或相关差中实现鉴频器，并且必须确保SLL₁、SLL₂和DLL鉴别器对于载波相位误差无关紧要。 

FLL鉴别器 

首先，我们可以从当前和先前相关以及相关差来计算频率误差 

$e_{\mathrm{\ωQI}}\←w_{\mathrm{QII}}\mathrm{sgn}\left(w_{\mathrm{III}}^{-}\right)-w_{\mathrm{III}}\mathrm{sgn}\left(w_{\mathrm{QII}}^{-}\right)---\left(64\right)$

其中，标记w_III ^-和w_QII ^-代表先前相关(领先T)中的相关。也可以形成 

$e_{\mathrm{\ωII}}\←w_{\mathrm{III}}\mathrm{sgn}\left(w_{\mathrm{III}}^{-}\right)+w_{\mathrm{QII}}\mathrm{sgn}\left(w_{\mathrm{QII}}^{-}\right)---\left(65\right)$

它允许2-象限计算 

$e_{\mathrm{\ω}}=\frac{\⟨e_{\mathrm{\ωQI}}\⟩}{\⟨e_{\mathrm{\ωII}}\⟩}\≈\tan \left(\mathrm{\Δ\ω}\right)---\left(66\right)$

替换地，4象限计算 

e_ω＝arctan2(<e_ωQI>，<e_ωII>)                 (67) 

另一替换是如在(64)中省略sgn函数，因此 

$e_{\mathrm{\&omega;QI}}\&LeftArrow;w_{\mathrm{QII}}{w}_{\mathrm{III}}^{-}-w_{\mathrm{III}}{w}_{\mathrm{QII}}^{-}---\left(68\right)$

并且也可以形成 

$e_{\mathrm{\&omega;II}}\&LeftArrow;w_{\mathrm{III}}{w}_{\mathrm{III}}^{-}+w_{\mathrm{QII}}{w}_{\mathrm{QII}}^{-}---\left(69\right)$

它再次允许2-象限计算或4象限计算。 

SLL鉴别器(NELP) 

该鉴别器必须工作于任意相位差Δφ。鉴别器(36-3)在这种情况下不工作，因此我们必须扩展为 

$e_{\mathrm{\&tau;n}*}\&LeftArrow;w_{\mathrm{IQnI}}\mathrm{sgn}\left(w_{\mathrm{III}}\right)+w_{\mathrm{QQnI}}\mathrm{sgn}\left(w_{\mathrm{QII}}\right)---\left(70\right)$

可以省略sgn()从而得到 

$e_{\mathrm{\&tau;n}*}\&LeftArrow;w_{\mathrm{IQnI}}{w}_{\mathrm{III}}+w_{\mathrm{QQnI}}{w}_{\mathrm{QII}}---\left(71\right)$

DLL鉴别器(NELP) 

该鉴别器必须工作于任意相位差Δφ。鉴别器(36-4)在这种情况下不工作，因此我们必须扩展为 

e_τ←w_IIQ sgn(w_III)+w_QIQ sgn(w_QII)             (72) 

可以省略使用sgn()从而得到 

e_τ←w_IIQw_III+w_QIQw_QII                         (73) 

计算直接来自早和迟相关的功率差会给出： 

$e_{\mathrm{\&tau;}}\&LeftArrow;w_{\mathrm{IIL}}^2+w_{\mathrm{QIL}}^2-w_{\mathrm{IIE}}^2-w_{\mathrm{QIE}}^2---\left(74\right)$

可以使用其它相关进行增强以获得 

$e_{\mathrm{\&tau;}}\&LeftArrow;(w_{\mathrm{IIL}}^2+w_{\mathrm{QIL}}^2+w_{\mathrm{IQL}}^2+w_{\mathrm{QQL}}^2)-(w_{\mathrm{IIE}}^2+w_{\mathrm{QIE}}^2+w_{\mathrm{IQE}}^2+w_{\mathrm{QQE}}^2)---\left(75\right)$

计算直接来自早和迟相关的幅度差会给出： 

$e_{\mathrm{\&tau;}}\&LeftArrow;\sqrt{w_{\mathrm{IIL}}^2-w_{\mathrm{QIL}}^2}-\sqrt{w_{\mathrm{IIE}}^2+w_{\mathrm{QIE}}^2}---\left(76\right)$

并且计算规格化差会给出： 

$e_{\mathrm{\&tau;}}\&LeftArrow;\frac{\sqrt{w_{\mathrm{IIL}}^2-w_{\mathrm{QIL}}^2}-\sqrt{w_{\mathrm{IIE}}^2+w_{\mathrm{QIE}}^2}}{\sqrt{w_{\mathrm{IIL}}^2-w_{\mathrm{QIL}}^2}-\sqrt{w_{\mathrm{IIE}}^2+w_{\mathrm{QIE}}^2}}---\left(77\right)$

环路操作 

“不相干DLL”的适当修改以伪编码可以表达为： 

$\begin{array}{c}{\hat{e}}_{\mathrm{\&phi;}}\&LeftArrow;{\hat{e}}_{\mathrm{\&phi;}}+e_{\mathrm{\&omega;I}}\\ {\hat{f}}_{\mathrm{\&phi;}}\&LeftArrow;{\hat{f}}_{\mathrm{\&phi;}}+{\hat{e}}_{\mathrm{\&phi;}}\\ \widehat{\mathrm{\&phi;}}\&LeftArrow;\widehat{\mathrm{\&phi;}}+k_1{\hat{f}}_{\mathrm{\&phi;}}+k_2{\hat{e}}_{\mathrm{\&phi;}}\end{array},\mathrm{FLL}---\left(78\right)$

${\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_1^{*}\&LeftArrow;{\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_1^{*}+k_{\mathrm{\&tau;}1*}{e}_{\mathrm{\&tau;}1*},{\mathrm{SLL}}_1---\left(79\right)$

${\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_2^{*}\&LeftArrow;{\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_2^{*}+k_{\mathrm{\&tau;}2*}{e}_{\mathrm{\&tau;}2*},{\mathrm{SLL}}_2---\left(80\right)$

$\widehat{\mathrm{\&tau;}}\&LeftArrow;\widehat{\mathrm{\&tau;}}+k_{\mathrm{\&tau;}}{e}_{\mathrm{\&tau;}},\mathrm{DLL}---\left(81\right)$

它们通过载波辅助可被扩展。 

计算机生成的仿真 

图13、14和15示出了根据图8的实施例并且如早先所述、根据CELP原理的四重环路双估算器运行时的仿真。在两个附图13和14中，除了分别不包括和包括附加的噪声，所选择的参数精确地相同。此处的目的不仅是论证四重环路的防跳变失效保护(anti-slip fail safe)特性，而且还示出了典型的获取处理。假设已经进行了初始搜索(正像在标准PSK-CDMA中)，它引入了在实际输入延迟±T_C内的编码延迟估算，因此在DLL鉴别器的范围之内。 

对于可能操作的最严格测试，慎重地选择仿真值。C/N₀＝250Hz等价于24dBHz，并且是在已引用的作者为Fine和Wilson的论文中选择的非常低的值。该载波噪声密度比相对于GNSS信号的普通测试条件要低得多。MBOC调制是实际上所建议的调制，其中高速率分量BOC(6，1)是低速率分量BOC(1，1)的2/11。该复合调制限于为整个功率的50％的导频信道。相关间隔T＝20ms给出了10dB的信号对I信道噪声比。规格化码片宽度T_C＝1。规格 化子码片宽度T_S1＝1/2。规格化子码片宽度T_S2＝1/12。被选择为最高的环路带宽B_L＝2Hz允许这个低值C/N₀。此处的测试示出了所述算法将同时地获取所有三种估算，并且瞬时地从DLL估算校正SLL₁估算，从估算SLL₁校正估算SLL₂，甚至在当环路被锁定时的动态处理期间。跟踪性能取决于实际编码延迟与初始搜索之后的环路估算的初始设置之间的差。所述示例具有合成的实际延迟τ＝τ₀＝9.5/12，这是不好的启动条件，具有在这个示例中最初初始化( ${\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_1^{*}=0,{\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_2^{*}=0$ 和 $\widehat{\mathrm{\&tau;}}=0$ )的DLL和SLL环路，因为初始搜索结果被假设为质量较差的结果。按经验地选择滤波器增益K_F＝0.5和K_D＝0.02作为这些测试的结果。 

顶图中的上升点曲线是DLL估算。通过DLL的获取会立即做出响应，但是其它环路几乎不移动，直到计数21(420msec)；然后，SLL₁被引导进行动作并且立即在SLL₂之后。SLL₁的长虚曲线显示它仅需要两个步骤来获得最终估算；同时SLL₂的连续区域显示所期望的更少的增量。 

本发明的整个要点和意图被论证如下：即，环路是主动(并且信噪足够高)时，对于高精度SLL₂估算，不可能跳变多于低精度SLL₁估算的调整(alignment)以外的±T_S2/2，该低精度SLL₁估算又对于最低精度DLL估算不能跳变多于±T_S1/2。在大约50个计数或者1s处在一个步骤上完成获取。所述仿真也监控第三载波跟踪环路(这里是二阶PLL)的跟踪。对于这个示例，任意地采用φ＝30度的输入实际载波相位。图13中的下图上的连续跟踪是相位估算，并且示出了欠阻尼(under-damped)二阶环路的过冲特性。下图上的点曲线和虚曲线示出了当存在在到期时间分别对快速获取并且随后达到低级T_S1和T_S2的感知需求时打开的门宽度T_DC和T_D1的动态响应。 

在来自图14的示例中示出了具有实际存在的相加电噪声的类似结果。获取时间相应地是随机变量。它可以变得更长；或者它可以更短。获取处理的准随机特性是明显的。但是存在明确的获取。 

图15示出了稳定测量中的相对噪声级。较大波动的点曲线是DLL估算。间断的曲线是SLL₁估算。连续的曲线是如所述计算的联合最佳线性估算。在该最佳估算中明显地看到了小得多的定时误差。 

相对于现有技术，本发明某些实施例的优点可以包括以下内容：所述方法能够实现MBOC折扣(Discounting)环路稳定(settling)时间的潜在精度(对于所有系统是共有的)，该正确的估算实际上是瞬时的。假设满足了输入 载波对噪声密度比率和环路带宽的不加辨别的需求，因为在第一位置中不存在多峰值的一维相关函数，则本发明避免锁定在错误的峰值(错误的节点)。更具体地，在DLL估算 

必须收敛于实际的延迟的同时，两个SLL估算 

和 

可以收敛于距该实际延迟的任意偏差，并且必须实现根据等式35的瞬时算术校正，而不会损失最佳性。等效地，等式36的更复杂的例行程序允许算术校正，而不需要重置相应的相关。因此，在环路收敛之后最高质量估算此后是立即且连续可用的该方面来说，接收机是失效保护的。这是本发明的独特的特征。这对于传输链中可能存在的非线性幅度/频率转换来说也是不敏感的。 

所描述的本发明的实施例仅仅是可以如何实现本发明的示例。对于具有合适技能和知识的技术人员来说，将会发生针对所描述的实施例的修正、改变和变化，在不背离权利要求及其等价物的范畴的情况下，可以进行这些修正、改变和变化。 

Claims (19)

1.一种用于接收导航信号的接收机，所述导航信号包括被给定编码率的编码调制函数调制并且被复合副载波调制函数进一步调制的载波，所述复合副载波调制函数包含具有两个不同速率的第一分量和第二分量，所述两个不同速率都不同于编码率，所述接收机包括被布置来执行下列步骤的处理部件：

仅基于编码调制，生成第一延迟估算；

仅基于副载波调制的第一分量，生成第二延迟估算；和

仅基于副载波调制的第二分量，生成第三延迟估算；和

从第一延迟估算、第二延迟估算和第三延迟估算中确定其它延迟估算。

2.根据权利要求1的接收机，其中，所述第二分量的速率高于所述第一分量的速率，并且所述处理部件在确定其它延迟估算时被布置来通过在副载波低频处的整数个半周期来重新计算所述第二延迟估算，以便将其引向所述第一延迟估算，并且通过在副载波高频处的整数个半周期来重新计算所述第三延迟估算，以便将其引向所述第二延迟估算。

3.根据权利要求1或2的接收机，其中，所述处理部件在确定其它延迟估算时被布置来计算第一延迟差作为被取整为整数个第一副载波半周期的第一延迟估算与第二延迟估算之间的差，并且计算第二延迟差作为被取整为整数个第二副载波半周期的第二延迟估算与第三延迟估算之间的差。

4.根据权利要求3的接收机，其中，所述处理部件在确定其它延迟估算时被布置来将所述第一延迟差加到所述第二延迟估算以及将所述第二延迟差加到所述第三延迟估算。

5.根据权利要求3的接收机，其中，所述处理部件被布置来迭代地更新第一延迟估算和第二延迟估算，并且重复地计算第一延迟差且将其加到第二延迟估算，以及迭代地更新第二延迟估算和第三延迟估算，并且重复地计算第二延迟差且将其加到第三延迟估算。

6.根据权利要求1或2的接收机，其中，所述处理部件被布置来迭代地更新第一延迟估算和第二延迟估算直到它们朝向各自最终值收敛，迭代地更新第二延迟估算和第三延迟估算直到它们朝向各自最终值收敛，并且从所述最终值计算其它延迟估算。

7.根据权利要求1或2的接收机，其中，所述处理部件包括： 

参考编码信号发生器，被布置来使用第一延迟估算来生成至少一个参考编码信号；

参考低频副载波信号发生器，被布置来使用第二延迟估算来生成至少一个低频参考副载波信号；和

参考高频副载波信号发生器，被布置来使用第三延迟估算来生成至少一个高频参考副载波信号；和

相关装置，被布置来基于所述参考编码信号、低频参考副载波信号、高频参考副载波信号以及接收信号的至少一个分量来生成相关。

8.根据权利要求7的接收机，其中，所述处理部件被布置来使用所述相关而生成对于延迟估算的误差估算，并且根据所述误差估算更新所述延迟估算。

9.根据权利要求7的接收机，其中，至少一个低频参考副载波信号包括相距一门宽度时间差的早低频参考副载波信号和迟低频参考副载波信号；并且至少一个高频参考副载波信号包括相距一门宽度时间差的早高频参考副载波信号和迟高频参考副载波信号。

10.根据权利要求7的接收机，其中至少一个参考编码信号包括相距一门宽度时间差的早参考编码信号和迟期参考编码信号。

11.根据权利要求9的接收机，其中所述门宽度时间差是可变的。

12.根据权利要求11的接收机，其中所述处理部件被布置来随着副载波试验延迟被更新而改变所述门宽度时间差。

13.根据权利要求12的接收机，其中，所述处理部件被布置来确定其它延迟估算，以便将第一延迟差计算为被取整为整数个第一副载波半周期的第一延迟估算和第二延迟估算之间的差，并且将第二延迟差计算为被取整为整数个第二副载波半周期的第二延迟估算和第三延迟估算之间的差，并且其中，所述处理部件被布置来在更新与相关联的整数的估算值的变化对应的所述副载波试验延迟之一时检测跳变条件，并且响应于所述跳变条件而增加所述门宽度时间差。

14.根据权利要求7的接收机，其中，校正部件被布置来生成随着副载波试验延迟接近实际延迟而以不同方式变化的多个相关，并且组合它们以便确定误差估算。

15.根据权利要求14的接收机，其中，所述处理部件被布置来以随着所 述副载波试验延迟接近实际延迟而改变的方式来组合所述相关以确定误差估算。

16.根据权利要求1或2的接收机，其中，所述处理部件被布置来校正所述第二延迟估算和第三延迟估算中的至少一个以便校正相位失真。

17.根据权利要求16的接收机，其中所述校正是子码片宽度的非整数倍。

18.根据权利要求1或2的接收机，其中，所述处理部件被布置来从第三延迟估算和其它延迟估算中确定组合的延迟估算。

19.一种用于接收导航信号的接收机，所述导航信号包括被给定编码率的编码调制函数调制并且被复合副载波调制函数进一步调制的载波，所述复合副载波调制函数包含具有两个不同速率的第一分量和第二分量，所述两个不同速率都不同于编码率，所述接收机包括被布置来执行下列步骤的处理部件：

基于编码调制，生成第一延迟估算；

基于副载波调制的第一分量，生成第二延迟估算；和

基于副载波调制的第二分量，生成第三延迟估算；和

从第一延迟估算、第二延迟估算和第三延迟估算中确定其它延迟估算。 

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