JP2003114274A - 測距装置及びこの測距装置を備えたレーダ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 レーダで測距を行う装置において、高い送
信デューティ（パルス間隔が狭い）が必要となるパルス
ドップラ方式、あるいは連続波（ＣＷ）ドップラ方式の
レーダでは、測定可能最大距離が短くなってしまう。 【解決手段】 基準発振器１ａ及び１ｂは、同一周波数
で位相が０とπに設定された２信号を発振する。一方、
符号発生回路５によりM系列符号に相当するパルスを発
振し、この符号に対応してスイッチ３で前記２信号のど
ちらかの信号を選択して出力する。分散型遅延回路1３
では、基準発振源４で決定される送信パルス間隔ΔＴの
整数倍の遅延時間が設定され、前記符号をΔＴずつ遅延
させたパルス群を符号数の数だけ形成する。このパルス
群と受信パルスとの相関を比較し、相関が取れるパルス
群の遅延時間から送受信の時間差を検出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、測定可能な最大
距離が送信パルス間隔に関係しない距離測定装置および
この測距装置を備えたレーダ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】レーダなど、対象物に電波を照射して、
例えばその反射波が帰ってくるまでの時間をもとに対象
物までの距離を測定する方法（以下測距方法という）が
ある。図１０は、例えば特開平１１−５２０５０号公報
に示された従来の測距装置を示す図である。図におい
て、１６はＰＮ符号を発生させる変調用符号発生器、１
７は所定の周波数で変調用符号発生器１６を駆動して符
号の周期を決める基準発振器、１８は変調用符号発生器
１６からの符号出力により符号変調あるいはスペクトル
拡散された電磁波を測距対象物に向けて送出する送信
器、１９は対象物で反射した電磁波を捕捉するための受
信器、２０は変調用符号発生器１６と同一の符号を発生
する参照用符号発生器、２１は基準発振器１７と微小に
異なる周波数で参照用符号発生器２０を駆動する参照用
発振器、２２は変調用符号発生器１６からの符号と参照
用符号発生器２０からの符号との相関値を求める送信側
相関器、２３は受信器１９からの受信符号と参照用符号
発生器２０からの符号との相関値を求める受信側相関
器、２４は送信側相関器２２の出力と受信側相関器２３
の出力信号の時間差から対象物までの距離を求めるプロ
セッサである。

【０００３】次に動作について図１１の波形図を用いて
説明する。図において１３１はクロック信号、１３２は
送信波形、１３３は受信波形である。変調用符号発生器
１６はＭ系列やＧＯＬＤ系列などのＰＮ符号を発生す
る。基準発振器１７は所定の周波数（クロック１３１）
で変調用符号発生器１６を起動して前記ＰＮ符号の周期
を決める。送信器１８は変調用符号発生器１６からの符
号出力により符号変調された、あるいはスペクトル拡散
された電磁波（赤外線やミリ波等）を測距対象物に向け
て送出する。受信器１９は測距対象物で反射した前記電
磁波を受信する。参照用符号発生器２０は変調用符号発
生器１６と同一の符号を発生する。参照発振器２１は基
準発振器１７とわずかに異なる周波数で参照用符号発生
器２０を駆動して前記変調用符号とわずかに周期の異な
る参照用符号を発生させる。送信側相関器２２は変調用
符号発生器１６からの変調用符号（送信波形１３２と同
じ）と参照用符号発生器２０からの参照用符号との相関
値を求める（送信符号の位相を検出する）。受信側相関
器２３は受信器１９の受信符号１３３と参照用符号発生
器２０から参照用符号との相関値を求める（受信符号の
位相を検出する）。プロセッサ４は、送信側相関器２２
の相関値出力信号１３４と、受信側相関器２３の相関値
出力信号１３５の時間差Δｔを求めて前記測距対象物ま
での距離に換算する演算手段を備えている。

【０００４】理解を助けるため具体的な数値例を用いて
説明する。基準発振器１７の周波数Ｆ１を３０ＭＨｚ
（クロック１３１が３０ＭＨｚ）とする。変調用符号発
生器１６は符号長Ｎ＝３１のＭ系列のＰＮ符号１３２を
発生させる。その符号の１チップ時間は１／３０μsec
となる。一方、参照用発振器２１の周波数Ｆ２は基準発
振器１７の周波数Ｆ１より例えば３１０Ｈｚだけ低く設
定されている。参照用符号発生器２０はこの周波数Ｆ２
で駆動され、変調用符号発生器１６と同じ符号長Ｎ＝３
１のＭ系列のＰＮ符号を発生する。周波数がΔＦ＝３１
０Ｈｚだけ異なるので、送信に使われる変調用符号と参
照用符号とではその１エポック時間は３１０／３０，０
００，０００＝約１０ｐｐｍだけ異なる。この時間差は
微小であるが、送信側相関器２２と受信側相関器２３に
おいて２入力の位相同期状態を明確に弁別できる差であ
る。

【０００５】そして、送・受信される符号と参照用符号
とは、それぞれＴ＝３１／３１０＝０．１ｓｅｃの周期
で位相が一致するため、送信側相関器２２からの位相同
期信号１３４と、受信側相関器２３からの位相同期信号
１３５との間には時間差Δｔがあり、その時間差Δｔが
測距対象物までの距離Ｌに対応している。プロセッサ２
４は前記時間差Δｔを検出して距離Ｌを計算する。

【０００６】この場合、最大探知可能距離Ｌｍａｘは Lmax =(c×N)/(２×F1)≒１５５ (m) 但し、ｃは光速（≒３．0×10⁸ｍ／ｓ） と求めることができる。そして対象物までの距離Lは、 Ｌ＝（Δｔ／Ｔ）×Ｌｍａｘ=（Δｔ／０．１）×１５
５ (m)＝Δｔ×１５５０ ｍとなる。また、距離分解能は、例えば、プロセッサ２
４のサンプリング周波数を１０ＫＨｚ(＝０．１ｍｓｅ
ｃ)とすると、 １５５×（サンプリング周期／Ｔ）＝１５５ｍ×0．１
ｍｓｅｃ/０．１ｓｅｃ=０．１５５ｍとなる。

【０００７】なお、上記公報に開示された方式以前に用
いられていた符号化方式（公知であるので説明を省略す
る）で測距する場合の分解能は、 (1/２)×光速c×1符号幅(=1/送信周波数)=1/２×３.0×108×(1/F) (m) と表されることから、０．１５５ｍの距離分解能を得る
ためには１／２×３.0×108×(１／Ｆ)=0.1５５（ｍ）
からＦ≒９６７(MHz)で送信する必要があるから、前記
公報に開示された測距装置では、基準周波数を上げない
でも距離分解能を向上することが可能であるという特長
を備えているといえる。しかし、送信用の基準発振器１
７と、受信用の基準発振器が別々に構成されているた
め、例えばドップラレーダのように、ドップラ変調を測
定するため送受信信号間で位相において高コヒーレント
な信号を要求される方式の測距装置には使用することが
できない。念のため、一般的なパルスドップラ方式のレ
ーダ原理を図１２に示す。図１２に示すように、例えば
航空機に搭載したレーダなどでクラッタの十分ない領域
で目標を検出することを想定した場合、パルス繰り返し
周波数を十分短くする必要があることが分かる。このた
め、パルス間隔が短くなるため、そのままでは測距する
ことができない。また、最大探知距離も送信周波数Ｆ１
に反比例して決定されてしまうため、移動体搭載用など
アンテナの大きさに制約があることから、高い周波数で
送信する必要のある場合には、探知距離が実用上支障と
なるほどに短くなってしまう等の問題点があった。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】従来の測距装置は以上
のように構成されていたので、距離分解能を向上するこ
とは容易であるが、送信用の基準発振器と受信用の基準
発振器が別々に構成されているため、例えばドップラレ
ーダのようにドップラ変調を測定するために、送受信信
号間で位相において高コヒーレントな信号を要求される
方式の測距装置には使用できないという問題点があっ
た。

【０００９】また、最大探知距離が送信周波数Ｆ１に反
比例して決定されてしまうため、アンテナの大きさの制
約から高い周波数で送信する必要のある用途で用いる測
距装置では、探知距離が短くなってしまう等の問題点が
あった。

【００１０】この発明は、上記のような問題点を解決す
るためになされたもので、パルスドップラ方式のレーダ
においても使用可能とすることを目的とするとともに、
受信した信号は高い位相のコヒーレント性を有し、その
ドップラ周波数を検出することで相対速度の検出も可能
とすることを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】この発明の測距装置は、
同じ周波数で互いの位相がほぼπ異なる２つの信号を発
振する発振器、任意の周期の変調用符号信号を発生する
符号発生装置、前記変調用符号信号により駆動され、前
記２つの信号を前記変調用符号信号に応じて切り替えて
選択し、符号変調信号を発生させるスイッチ回路、この
符号変調信号を送信する送信回路、前記変調用符号信号
を基準として、互いに前記変調用符号信号の前記周期に
相当する時間差ずつ遅延させた複数の変調用符号信号を
発生する分散型遅延回路、前記符号変調信号が対象物に
より反射された反射波を受信する受信回路、受信した反
射波を復調して得た復調信号と前記複数の遅延した変調
用符号信号との相関係数をそれぞれ演算し、前記相関係
数が最も高い前記変調用符号信号の前記遅延時間をもと
に、前記対象物までの距離を演算する距離演算回路とを
備えたものである。

【００１２】また、前記変調用符号信号はＭ系列符号を
発生するものである。

【００１３】また、前記発振器は１の基準発振器と、前
記基準発振器から発振された信号の位相を１８０度変更
する位相器とを備えたものである。

【００１４】また、前記発振器は１の基準発振器と、前
記基準発振器とは異なる他の発振器から発振された信号
の位相を１８０度変更する位相器と、前記基準発振器の
出力と前記他の発振器の出力又は前記位相器の出力とを
混合しその差又は和の周波数を得るミキサとを備えたも
のである。

【００１５】また、前記他の発振器は前記受信回路の局
部発振回路を兼ねるものである。

【００１６】また、前記位相がほぼπだけ異なる２つの
同じ周波数の信号はＣＷ信号であるものである。

【００１７】また、前記分散型遅延回路は、Ａ／Ｄ変換
器と、ディジタルメモリと、Ｄ／Ａ変換器とを含むDigi
tal RF Memoryで構成されたものである。

【００１８】また、前記分散型遅延回路、前記スイッチ
回路、及び前記距離演算回路は、Ａ／Ｄ変換器とデジタ
ルメモリ及びプロセッサを含むディジタル回路で構成さ
れたものである。

【００１９】送信信号にＭ系列符号を付加することがで
きる送信装置と、前記送信装置が送信する前記Ｍ系列信
号を予め記憶し、前記送信信号を受信して前記送信装置
との距離を算出する機能を備えた受信装置とを含むこと
を特徴とする測距装置。

【００２０】この発明のレーダ装置は、前記のいずれか
に記載の測距装置を備えたものである。

【００２１】

【発明の実施の形態】実施の形態１．以下、この発明の
実施の形態１の測距装置の構成を図について説明する。
図１において、４は基準発振源であり次のものを含む、
即ち１ａ及び１ｂは同一周波数の基準発振器、２は基準
発振器１ａと１ｂの位相を調整する位相制御器、３はス
イッチ回路である。５は符号発生回路、６ａ及び６ｂは
ミキサ、７は局部発振器８ａ、８ｂ及び８ｃはバンドパ
スフィルタ、９は大電力増幅器、１０はサーキュレー
タ、１１は送受信アンテナ、１２は低雑音増幅器、１３
は分散型遅延回路、１４は復調回路、１５は距離/速度
算出回路である。

【００２２】基準発振器１ａ及び１ｂは同一のＩＦ周波
数で発振する。基準発振器１ａ及び１ｂは、位相制御回
路２によって０またはπ(１８０度位相遅れ)に位相が設
定されている。この基準発振器１ａ及び１ｂの信号を符
号発生回路５によりＭ系列符号に相当するパルスの選択
を行い、スイッチ３でどちらの信号を出力するか選択す
る。出力された信号は、ミキサ６ａにて局部発振器７か
ら出力される局部信号と混合され、任意のＲＦ周波数に
変換される。バンドパスフィルタ８ａでイメージ周波数
成分を除去した後、大電力増幅器９で大電力信号に増幅
し、サーキュレータ１０を通って送受信アンテナ１１か
ら空間に出力する。

【００２３】目標から反射してきた信号は送受信アンテ
ナ１１から、サーキュレータ１０を介して低雑音増幅器
１２で増幅される。不要信号をバンドパスフィルタ８ｂ
で除去した後、ミキサ６ｂで局部発振器７の周波数と混
合されＩＦ周波数に変換される。この信号は、バンドパ
スフィルタ８ｃでイメージ周波数を除去した後、分散型
遅延回路１３に出力される。分散型遅延回路１３では、
基準発振源４で決定される送信パルス間隔に基づき、遅
延時間間隔ΔＴと符号長分だけの遅延時間が設定されて
いる。この分散型遅延回路１４は、符号発生回路５で決
定されるパルスの符号をΔＴずつ遅延させたパルス群を
符号の数分形成する。このパルス群とバンドパスフィル
タ８ｃから出力され復調回路１４で復調された受信パル
ス群との相関を求める。この時相関値が取れるパルス群
が遅延時間がいくらのパルス群であるかを計算すること
で、送信から受信までの時間差を検出することができ
る。

【００２４】図２の波形図を用い手動作についての詳細
説明を行なう。図２に示すように、Ｍ系列符号1フレー
ム分の信号２０１を取り出し、その最初のパルスと、そ
のパルスを送信した時刻ｔ１から最初に受信した受信パ
ルス２０２の受信時刻ｔ２までの時間差をδとする。こ
の最初に受信したパルス２０２を基準として、送信パル
ス周期のΔＴずつ、Ｍ系列符号１フレーム分の送信パル
ス群の時間をずらした遅延パルス列（図中２１０〜２１
３）を作り、このパルス列群２１０〜２１３の全てを、
前記受信パルスと相関を取る。Ｋ番目のパルスで相関が
取れたとすると、送信パルス２０１と受信パルス２０２
間の遅延時間は、δ＋（ｋ−１）・ΔＴであったことが
分かる。この遅延時間から距離を算出することが可能で
ある。

【００２５】従来例の説明の欄で説明したように、パル
スドップラ方式のレーダでは測距が困難であったが、本
発明によれば、パルスドップラ方式のレーダでも図１の
回路を構成することで、図２で説明したように測距する
ことが可能である。また、発振源及びパルス毎の変調条
件が分かっているため、送信信号と受信信号の位相のコ
ヒーレント性を確保することが可能であり、ドップラ周
波数等の微小な周波数変調も検出することが可能であ
る。

【００２６】実施の形態２．本発明の実施の形態２のレ
ーダ装置の構成を図３に示す。図３のものは実施の形態
１の図１の基準発振源４の構成を変えることで比較的高
価な基準発振器を削減したものである。

【００２７】以下、実施の形態１の図１の基準発信源４
の部分についてのみ図示説明する。図３の４ａは、図１
の基準発振源４の代替となる実施の形態２の発振源を示
している。基準発振器１ａからの信号を分配器２５で２
分配する。２分配した片方の信号を１８０度位相器２６
で位相を１８０度遅らせることで、位相が０とπの２種
類の符号化された信号を作り出すことが可能となる。基
準発振器１ａはドップラレーダ等の場合、非常に高い安
定度を必要とするため、水晶発振器等の高価な発振源を
必要とするが、基準発振源４ａを採用すれば基準発振器
１ａ１つで２つの信号を作り出すことができ、安価に構
成できるという効果が得られる。

【００２８】実施の形態３．実施の形態１の図１のもの
を、ＣＷドップラレーダ方式のレーダ装置に適用した例
について図４、図５により説明する。図５は説明のため
図４の一部を拡大した図である。

【００２９】図４に示すように連続的に送信するＣＷド
ップラレーダ等においても、一定の時間間隔で仮想的な
パルスのように区切って（位相を０とπに切り替えて）
送信することで、各区間を１つのパルス符号として符号
を送信することで、受信後に符号の時間遅れを検出し
て、実施の形態１と同じ効果を生むことができる。

【００３０】実施の形態４．実施の形態１の図１のもの
を、無線通信装置に適用した例について図６により説明
する。図６は送信者と受信者間で例えば無線電話のよう
な通信を行なっている状態を示している。通信装置の搬
送波(通常ＣＷ波である)に、実施の形態３で示したよう
な一定の時間間隔で仮想的なパルスのように区切って０
とπで変調して送信すると、通信した信号を受信した側
で復調することができる。また、受信者側では実施の形
態１で説明したような受信信号の符号の相関解析を行な
うことができるものとする。この条件として、予め送信
者と受信者側で変調コード及びその時間同期を最初に設
定しておく（必要なコードなどを記憶しておく）必要が
ある。無論、その後、相関解析を実行している間には、
時間同期は狂わないか、支障が生じるほど狂うまでの間
に、相関解析を完了するものとする。このようにするこ
とで、図６に示した受信者は、送信者の距離を算出する
ことができる。通常、通信は送受信双方向で行われるた
め、両者でこの機能を持っていれば、離れている両者間
で距離を互いに知ることができる。この距離算出方式の
メリットは、予め送信コード及びタイミングを知ってい
るものしか距離を算出できないことから、第三者に自身
の位置を特定されないということである。従って、この
ようなサービスを実施した場合にはこのサービスの提供
を受けないものには距離情報が分からないという効果が
ある。

【００３１】実施の形態５．実施の形態１の分散型遅延
回路の代わりにディジタルＲＦメモリ（ＤＲＦＭ（Digi
tal RF Memory)とも言う）を用いることも可能である。

【００３２】以下、実施の形態１と異なる部分につき説
明する。分散型遅延回路では、最小遅延時間ΔＴは固定
値であるが、DRFMとすることで、この最小遅延時間を可
変にすることができる。この最小遅延時間を可変にする
ことが可能なDRFMの構成を図７に示す。図において、２
７はＡ／Ｄ変換器、２８はデジタルメモリ、２９はＤ／
Ａ変換器を示す。図のように構成したDRFMを図１の分散
型遅延回路１３の代わりに配置することで、DRFMの特性
であるメモリでの波形記憶と任意の時間での取り出しが
可能であるという点を活用して、DRFMの性能の範囲内に
おいて、任意の最小時間間隔ΔＴでの分散遅延を作り出
すことが可能である。

【００３３】実施の形態６．実施の形態１の分散型遅延
回路、復調回路及び距離算出回路の代わりにＡ／Ｄ変換
器、デジタルメモリ及びプロセッサで構成することも可
能である。

【００３４】以下、上記実施の形態１と異なる部分につ
き説明する。図８に示すようにスイッチ３及びバンドパ
スフィルタ８ｃからの入力を、Ａ／Ｄ変換器２７でデジ
タル信号に変換して、それぞれデジタルメモリ２８に蓄
積する。実施の形態１で示した処理と同じ処理をプロセ
ッサ２４で実施することで距離算出が可能となる。

【００３５】実施の形態７．実施の形態1において符号
変調を実施する発振器を基準発振器１ａ，１ｂではな
く、局部発振器７とすることでも同じ機能を構成するこ
とができる。以下、実施の形態１と異なる部分につき説
明する。図９に示すように局部発振器７の信号を分配器
２５で分配し、片方の信号は１８０度位相器２６で１８
０度位相を変更する。スイッチ３で任意のＭ系列符号パ
ルスを発生し、送信系のミキサ６ａ及び分散型遅延線１
３に出力する。分散型遅延線１３で遅延させた信号をス
イッチ３で切り替えて受信系のミキサ６ｂに入力する。
このような構成とすることでミキサ６ｂの出力は、遅延
量が伝搬時間差とそろった場合には位相がそろった信号
となるため、後段でドップラ処理等をより行い安いとい
う特徴がある。

【００３６】実施の形態８．実施の形態７における分散
型遅延線及びスイッチの部分をDRFMに置き換えることも
可能である。以下、実施の形態７と異なる部分につき説
明する。図９の分散型遅延線１３とその出力先のスイッ
チ３を図７のDRFMに置き換えることが可能である。実施
の形態７の回路構成では、符号発生回路５で符号を発生
させるタイミングは受信パルスタイミングと合わせる必
要がある。これは、分散型遅延線１３が固定の遅延量し
か作り出せないためである。これをこの実施の形態のよ
うにDRFMとすることで固定遅延量及び受信パルスタイミ
ングの同期を併せて実施できるため、回路規模を小さく
して安価に構成することが可能となる。

【００３７】

【発明の効果】以上のように、この発明の測距装置は、
受信した反射波を復調して得た復調信号と複数の遅延し
た変調用符号信号との相関係数を演算し、相関係数が最
も高い変調用符号信号の遅延時間をもとに、対象物まで
の距離を演算する距離演算回路を備えたので、パルス間
隔の狭いパルスドップラ方式やＣＷドップラ方式のレー
ダにおいても距離を正確に測定することができる。

【００３８】また、符号発生装置はＭ系列符号を発生す
るので、構成が容易である。

【００３９】また、２つの信号を得るため使用する発振
器は、１つの基準発振器とこの発振器の信号の位相を調
整してもう一つの信号を得る位相器とを備えているので
安価に構成できる。

【００４０】また、２つの信号を得るため使用する発振
器は、１つの基準発振器と、基準発振器ではない他の発
振器とを使用できるので安価に構成できる。

【００４１】また、また、前記の他の発振器には中間周
波に周波数変更するための局部発振器を使用できるので
安価に構成できる。

【００４２】また、ＣＷ信号にも利用できるので利用用
途が広い。

【００４３】また、使用する分散型遅延回路はＤＲＦＭ
とすることにより、安価に構成できる。

【００４４】また、システムの主要部をデイジタル回路
で構成できるので、安価に構成できる。

【００４５】本発明の測距装置は、Ｍ系列信号を付加で
きる送信機と、このＭ系列信号をあらかじめ記憶し、受
信した信号との相関から、送信機との距離を計測できる
受信機とを含むので、あらかじめ設定した送受信機間で
のみ距離の測定ができるという効果が得られる。

【００４６】本発明のレーダ装置は、前記の測距装置を
使用しているので、安価に構成できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態1による測距装置の構
成を示す図である。

【図２】 図１の動作を説明するためのチャープ信号を
説明する図である。

【図３】 実施の形態２の測距装置の一部を示す図であ
る。

【図４】 実施の形態３に於いて、実施の形態１の測距
装置をＣＷ信号に応用した場合の波形説明図である。

【図５】 図４の波形を拡大した説明図である。

【図６】 実施の形態４の通信装置に応用した場合の説
明図である。

【図７】 実施の形態５の測距装置の一部を示す図であ
る。

【図８】 実施の形態６の測距装置の一部を示す図であ
る。

【図９】 この発明による実施の形態７の回路構成であ
る。

【図１０】 従来の測距装置の構成を示す図である。

【図１１】 図１０の動作を説明する波形図である。

【図１２】 従来のパルスドップラレーダの動作を説明
する図である。

【符号の説明】

１a 基準発振器、 １ｂ 基準発振器、 ２ 位
相制御回路、３ スイッチ、 ４ 基準発振源、
５ 符号発生回路、６ａ ミキサ、 ６ｂ ミキサ、
７ 局部発振器、８ａ，８ｂ，８ｃ バンドパスフ
ィルタ、９ 大電力増幅器、 １０ サーキュレ
ータ、１１ 送受信空中線、 １２ 増幅器、 １
３ 分散型遅延回路、１４ 復調回路、 １５ 距離
算出回路、１６ 変調用符号発生器 １７ 基準発振
器 １８ 送信器、 １９ 受信器、 ２０ 参照用符
号発生器、２１ 参照用発振器、 ２２ 送信側相関
器、２３ 受信側相関器、 ２４ プロセッサ、
２５ 分配器、２６ １８０度位相器、 ２７ Ａ／
Ｄ変換器、２８ デジタルメモリ、 ２９ Ｄ／Ａ変
換器。

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 同じ周波数で互いの位相がほぼπ異なる
   ２つの信号を発振する発振器、任意の周期の変調用符号
   信号を発生する符号発生装置、前記変調用符号信号によ
   り駆動され、前記２つの信号のいずれかを前記変調用符
   号信号に応じて選択し、符号変調信号を発生させるスイ
   ッチ回路、この符号変調信号を空間に送信する送信回
   路、前記変調用符号信号を基準として、互いに前記変調
   用符号信号の前記周期に相当する時間差ずつ遅延させた
   複数の遅延信号を発生する分散型遅延回路、前記符号変
   調信号が対象物により反射された反射波を受信する受信
   回路、受信した反射波を復調して得た復調信号と前記複
   数の遅延信号との相関係数をそれぞれ演算し、前記相関
   係数が最も高い前記遅延信号の前記遅延時間をもとに、
   前記対象物までの距離を演算する距離演算回路とを備え
   たことを特徴とする測距装置。
2. 【請求項２】 前記変調用符号信号はＭ系列符号である
   ことを特徴とする請求項１に記載の測距装置。
3. 【請求項３】 前記発振器は、一つの基準発振器と、前
   記基準発振器から発振された信号の位相を１８０度変更
   する位相器とを備えたことを特徴とする請求項１又は２
   に記載の測距装置。
4. 【請求項４】 前記発振器は、一つの基準発振器と、前
   記基準発振器とは異なる他の発振器から発振された信号
   の位相を１８０度変更する位相器と、前記基準発振器の
   出力と前記他の発振器の出力又は前記位相器の出力とを
   混合しその差又は和の周波数を得るミキサとを備えたこ
   とを特徴とする請求項１又は２に記載の測距装置。
5. 【請求項５】 前記他の発振器は前記受信回路又は前記
   送信回路の局部発振回路を兼ねることを特徴とする請求
   項４に記載の測距装置。
6. 【請求項６】 前記同じ周波数で位相がほぼπ異なる２
   つの信号は、ＣＷ信号であることを特徴とする請求項1
   または２に記載の測距装置。
7. 【請求項７】 前記分散型遅延回路は、Ａ／Ｄ変換器
   と、ディジタルメモリと、Ｄ／Ａ変換器とを含むディジ
   タルＲＦメモリで構成されたことを特徴とする請求項1
   乃至４のいずれか一項に記載の測距装置。
8. 【請求項８】 前記分散型遅延回路、前記スイッチ回
   路、及び前記距離演算回路は、Ａ／Ｄ変換器とデジタル
   メモリ及びプロセッサを含むディジタル回路で構成され
   たことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記
   載の測距装置。
9. 【請求項９】 送信信号にＭ系列符号を付加することが
   できる送信装置と、前記送信装置と時間同期がとられて
   いるとともに、前記送信装置が予め定めたタイミングで
   送信する前記Ｍ系列信号のパターンを予め記憶し、前記
   送信信号を受信してその受信信号と前記記憶したＭ系列
   信号との相関を演算することにより、前記送信信号が送
   信されてから受信されるまでの時間を演算して、この時
   間をもとに前記送信装置との距離を算出する機能を備え
   た受信装置とを含むことを特徴とする測距装置。
10. 【請求項１０】 請求項１乃至８のいずれか一項に記載
    の測距装置を備えたことを特徴とするレーダ装置。