JP4630735B2 - 無線局間距離測定方式 - Google Patents

Description

本発明は，電波を用いた距離測定技術に関し，特に，移動通信の分野において，移動局と固定局の間，または，移動局間の電波の伝搬時間を求め，その伝搬時間に相当する距離を高感度受信機を用いて測定する無線局間距離測定方式に関する。

移動通信の分野で，距離を電波で直接測定する方法は，ＧＰＳによる衛星を使った距離測定が困難な，ビル影や駅構内等で用いられる。

従来の電波による距離測定方法としては，（１）スペクトラム拡散されたデジタル信号の伝搬時間を測定する方法（例えば，特許文献１参照），（２）測量対処物へ同期信号を送信しておき，測量対処物からのキャリア周波数を違えた同期信号を受信して，伝搬時間を測定する方法（例えば，特許文献２参照）があった。
特開２００１−６９５５５号公報 特開平９−１９７０３６号公報

上記（１）のスペクトラム拡散されたデジタル信号の伝搬時間を測定する方法は，伝搬時間測定のため，相関検出技術が複雑であるとともに，非常に広い周波数帯域が必要とされる欠点があった。

他方，上記（２）の測量対処物からのキャリア周波数を違えた同期信号を折り返す方法は，単調な周期性信号では，キャリア周波数を違えるときに，位相の不確定性が発生して，そのために折り返してきた波からは伝搬時間の測定が困難である。そこで，同期信号として，単に送出電波の立ち上がりだけを検出する方法と，何らかのデジタル信号を用いる方法があった。

しかし，単に送出電波の立ち上がりだけを検出する方法は，移動通信特有の激しいフェージング環境下において，受信の立ち上がり時刻を正確に検出することが困難であり，同期信号としてデジタル信号を用いる場合には，十分な測定精度を得るため，高速のデジタル信号を送信する必要があり，結果として，やはり広い周波数帯域が必要であった。

また，従来の方法において，高速のデジタル信号を使う場合には，１〜２ＧＨｚ帯以上の高いキャリア周波数を使用する無線システムに限られており，キャリア周波数が低い無線システムでは，信号の周波数帯域幅とキャリア周波数の比が大きくなりすぎて，実用には適さなかった。

本発明は，従来の距離測定方法の問題点を解決して，限られた周波数帯域において，しかも単調な波形（例えば，正弦波）で，移動局と固定局の間，あるいは移動局間の電波伝搬時間を求め，（相対的）距離を電波で直接測定する距離測定手段を提供することを目的とする。

また，本発明によって，数百ＭＨｚ程度の低いキャリア周波数であっても数百ｍ程度の距離測定は可能になるだけでなく，狭い受信帯域による高感度受信を実現し，送信電力が小さい場合であっても，十分離れた距離の測定を可能とする。

本発明は，上記課題を解決するため，周波数の異なる２つの波を送信し，相手局において２つの波を受信すると，それぞれ周波数シフトして折り返し，折り返してきた２つの波と相手局へ送信した２つの波を用いて，相手局で周波数シフト時に付加された周波数や位相の不確定成分の影響を受けずに無線局間の伝搬時間が測定できるように相殺した新たな２つの波を生成し，その２つの波の位相差により伝搬時間を測定することを主要な特徴とするが，それだけでなく，折り返してきた波の周波数差又は周波数和の成分を抽出するために帯域の非常に狭いフィルタを用いて，高感度受信を実現している。

図１は，本発明の概要を説明するための図である。本発明においては，無線局１の第１の発振手段１０１から，周波数ｆ₁ の第１の波を発振し，第２の発振手段１０２から周波数ｆ₂ （ｆ₂ ≠ｆ₁ ）の第２の波を発振し，送信手段１０３からそれぞれの波を無線局２に送信する。

無線局２の受信手段２０１が，第１の波及び第２の波を受信する。そして，周波数位相シフト手段２０２が，それぞれの波の周波数と位相を所定の周波数位相シフト用の波によりシフトする。この周波数位相シフト手段２０２による周波数と位相のシフト処理により，第１の波から周波数ｆ₃ の第３の波が生成され，第２の波から周波数ｆ₄ （ｆ₄ ≠ｆ₃ ）の第４の波が生成される。送信手段２０３は，生成された第３の波及び第４の波を無線局１に送信する。周波数位相シフト手段２０２によって周波数ｆ₁ ，ｆ₂ の波の周波数をシフトするのは，送信手段２０３によって無線局２から無線局１へ送信する波が，無線局２の受信手段２０１によって受信され，無線局１からの波と混同してしまわないようにするためである。

無線局１の受信手段１０４が第３の波及び第４の波を受信すると，周波数位相シフト手段１０５は，第３の波及び第４の波から第５の波を生成し，第１の波と第２の波から第６の波を生成し，これらの波を出力する。

ここで，第６の波の周波数は，第５の波の周波数と一致しているため，第６の波をもとにして，クロック信号発生手段１０７から同期したクロック信号を得て，このクロック信号を使ってフィルタ１０８を動作させると，フィルタ１０８の中心周波数を正確に第５の波の中心周波数に一致させることができる。

測定手段１０６は，生成された第５の波と第６の波の位相差に基づいて，無線局１と無線局２の間の電波の伝搬時間を測定する。電波の速度と伝搬時間とから無線局１と無線局２間の距離を求めることができる。

本発明は，電波の伝搬時間を測定することによる距離測定方式であるから，本発明を使って，移動局と固定局の間，あるいは，移動局間の電波の伝搬時間を直接得ることも可能である。この場合，後述する本発明の実施例の表示器において，片道の伝搬時間τ，または，往復の伝搬時間２τを表示するようにすればよい。

すなわち，本発明は，単調な周期性信号を使って伝搬時間を測定する方式であるから，周波数帯域を広げることなく，電波で直接，移動局と固定局，あるいは移動局間の距離の測定が可能であるという効果がある。本発明によれば，単調な周期性信号を測定に使用しているにもかかわらず，折り返す電波の周波数や位相の不確定性は，受信側で相殺されて，伝搬時間の測定に全く影響しないというメリットがある。また，狭帯域での測定が可能であることは，さらに，無線周波数として，数百ＭＨｚ程度の低い周波数帯でも実用できることを意味する。

さらに，本発明においては，第５の波を抽出するためのフィルタとして，第５の波の中心周波数とフィルタの中心周波数を完全に一致させることができるため，原理的には，周波数帯域が無限小の狭いフィルタを用いることが可能である。従って，十分なＳ／Ｎ比の信号が得られ，高感度な受信が可能となる。

〔第１の実施の形態〕
本発明の第１の実施の形態は，第１の無線局と第２の無線局の間の距離を測定する高感度距離測定方式であって，第１の無線局及び第２の無線局は，それぞれ以下に述べる手段を備える。

前記第１の無線局は，
第１の波を発振する第１の発振手段と，
第２の波を発振する第２の発振手段と，
第１の波を電波として送信する第１の送信手段と，
第２の波を電波として送信する第２の送信手段とを備え，
第１の波と第２の波の電波を第２の無線局へ送信する。

前記第２の無線局は，
送信された第１の波を受信する第１の受信手段と
送信された第２の波を受信する第２の受信手段と，
周波数位相シフト用の波を発振する第３の発振手段と，
第１の受信手段で受信した第１の波と周波数位相シフト用の波を入力して，前記第１の波の周波数と位相をシフトして第３の波を出力する第１の周波数位相シフト手段と，
第２の受信手段で受信した第２の波と周波数位相シフト用の波を入力して，前記第２の波の周波数と位相をシフトして第４の波を出力する第２の周波数位相シフト手段と，
第３の波を送信する第３の送信手段と
第４の波を送信する第４の送信手段とを備え，
第３の波と第４の波を第１の無線局へ送信する。

さらに，第１の無線局は，
第３の波を受信する第３の受信手段と，
第４の波を受信する第４の受信手段と，
受信した前記第３の波と前記第４の波を入力して第５の波を出力する第３の周波数位相シフト手段と，
第１の波と第２の波を入力して第６の波を出力する第４の周波数位相シフト手段と，
第６の波と同期したクロック信号を発生させる手段と，
そのクロック信号で動作し，第３の周波数位相シフト手段に含まれ，第５の波を抽出するフィルタと，
第５の波と前記第６の波の位相関係を使って前記第１の無線局と第２の無線局の間の伝搬時間を測定する伝搬時間測定手段とを備え，
伝搬時間によって前記第１の無線局と第２の無線局の間の距離を測定する。

〔第２の実施の形態〕
本発明の第２の実施の形態は，第１の無線局と第２の無線局の間の距離を測定する高感度距離測定方式であって，第１の無線局及び第２の無線局は，それぞれ以下に述べる手段を備える。

第１の無線局は，
第１の波を発振する第１の発振手段と，
第１の波と第２の波の差の周波数（又は和の周波数）の第７の波を発振する第４の発振手段と，
第１の波と前記第７の波を入力して前記第２の波を得る第５の周波数位相シフト手段と，
第１の波を電波として送信する第１の送信手段と，
第２の波を電波として送信する第２の送信手段とを備え，
第１の波と第２の波の電波を第２の無線局へ送信する。

前記第２の無線局は，第１の実施の形態と同様に，
送信された第１の波を受信する第１の受信手段と
送信された第２の波を受信する第２の受信手段と，
周波数位相シフト用の波を発振する第３の発振手段と，
第１の受信手段で受信した第１の波と周波数位相シフト用の波を入力して，前記第１の波の周波数と位相をシフトして第３の波を出力する第１の周波数位相シフト手段と，
第２の受信手段で受信した第２の波と周波数位相シフト用の波を入力して，前記第２の波の周波数と位相をシフトして第４の波を出力する第２の周波数位相シフト手段と，
第３の波を送信する第３の送信手段と
第４の波を送信する第４の送信手段とを備え，
第３の波と第４の波を第１の無線局へ送信する。

さらに，第１の無線局は，
第３の波を受信する第３の受信手段と，
第４の波を受信する第４の受信手段と，
受信した第３の波と第４の波を入力して第５の波を出力する第３の周波数位相シフト手段と，
第７の波と同期したクロック信号を発生させる手段と，
そのクロック信号で動作し，第３の周波数位相シフト手段に含まれ，第５の波を抽出するフィルタと，
第５の波と第７の波の位相関係を使って前記第１の無線局と第２の無線局の間の伝搬時間を測定する伝搬時間測定手段とを備え，
伝搬時間によって前記第１の無線局と第２の無線局の間の距離を測定する。

〔第３の実施の形態〕
また，本発明の第３の実施の形態は，上記第１〜２の実施の形態において，
第１の無線局の第１の送信手段と第２の送信手段とを共通に使用する第１の共通送信手段を設け，第１の波と第２の波を合成して，第１の共通送信手段によって送信する。

〔第４の実施の形態〕
また，本発明の第４の実施の形態は，上記第１〜３の実施の形態において，
第２の無線局の第１の受信手段と第２の受信手段とを共通に使用する第１の共通受信手段を設け，第１の無線局から送信された第１の波と第２の波を第１の共通受信手段によって受信し，その出力を，分離して使用する。

〔第５の実施の形態〕
また，本発明の第５の実施の形態は，上記第１〜４の実施の形態において，
第２の無線局の第３の送信手段と第４の送信手段とを共通に使用する第２の共通送信手段を設け，第３の波と第４の波を合成して，第２の共通送信手段によって送信する。

〔第６の実施の形態〕
また，本発明の第６の実施の形態は，上記第１〜５の実施の形態において，
第１無線局の第３の受信手段と第４の受信手段とを共通に使用する第２の共通受信手段を設け，第２の無線局から送信された第３の波と第４の波を第２の共通受信手段によって受信し，その出力を，分離して使用する。

〔第７の実施の形態〕
また，本発明の第７の実施の形態は，上記第１〜６の実施の形態において，
第２の無線局に，第１の周波数位相シフト手段と第２の周波数位相シフト手段とを設ける代わりに，共通周波数位相シフト手段を設け，第１の無線局から送信された第１の波と第２の波を合成した状態の信号を共通周波数位相シフト手段に入力し，共通周波数位相シフト手段によって周波数と位相をシフトすることにより，第１の波と第２の波の周波数と位相をそれぞれシフトした第３の波と第４の波を含む信号を出力する。

以下，図面を参照しながら，無線局１と無線局２の間の伝搬時間を求めることにより，無線局１と無線局２の間の距離を電波で直接測定する本発明の実施例について説明する。ここでは，説明を簡略化するため，増幅器やフィルタ等の遅延時間は無視している。

図２は，本発明の実施例１を示す図である。無線局１においては，周波数ｆ₁ の波を発振する発振器３と周波数ｆ₂ の波を発振する発振器４がある。それぞれの発振器出力は，発振器３の出力が，増幅器５とアンテナ６からなる第１の送信機より送信されて，発振器４の出力が，増幅器７とアンテナ８からなる第２の送信機より送信される。

アンテナ６から送信された波をＸ₁ ( t ) ，アンテナ８から送信された波をＸ₂ ( t ) として，ω₁ ＝2 πｆ₁ ，ω₂ ＝2 πｆ₂ とすると，送信された波は，それぞれ，次式のように表される。本説明では，振幅については本質的でないため，記載を省略する。

Ｘ₁ ( t ) ＝ｃｏｓ（ω₁ t ＋θ₁ ） …（１）
Ｘ₂ （ｔ）＝ｃｏｓ（ω₂ ｔ＋θ₂ ） …（２）
無線局２においては，それぞれの波Ｘ₁ （ｔ）とＸ₂ （ｔ）が伝搬時間τ遅延して受信される。

アンテナ６から送信された波は，アンテナ９，受信増幅器１０，帯域通過フィルタ１１からなる第１の受信機により受信され，
Ｙ₁ （ｔ）＝Ｘ₁ （ｔ−τ）＝ｃｏｓ｛ω₁ （ｔ−τ）＋θ₁ ｝ …（３）
を出力する。

他方，アンテナ８から送信された波は，アンテナ１２，受信増幅器１３，帯域通過フィルタ１４からなる第２の受信機により受信され，
Ｙ₂ （ｔ）＝Ｘ₂ （ｔ−τ）＝ｃｏｓ｛ω₂ （ｔ−τ）＋θ₂ ｝ …（４）
を出力する。

本発明の実施例１では，発振器１５で周波数位相シフト用の波（周波数Δｆ，位相Δθ）を発振させておき，それぞれ受信した波Ｙ₁ （ｔ），Ｙ₂ （ｔ）を周波数位相シフト手段１６及び１９によって周波数と位相をシフトする。ここでは，説明を簡単にするために，始めに，ｆ₁ ＞ｆ₂ ＞Δｆ＞０の場合について述べる。

周波数位相シフト手段１６はミキサー１７と高域通過フィルタ１８から構成され，Ｙ₁ （ｔ）の周波数と位相について，加算する方向（ＭＩＸ−ＵＰ：以下同様）にシフトする。すなわち，周波数位相シフト手段１６の出力として，
Ｚ₁ （ｔ）＝ｃｏｓ｛ω₁ （ｔ−τ）＋θ₁ ＋（Δωｔ＋Δθ）｝ …（５）
を得る。ここで，Δω＝２πΔｆである。

周波数位相シフト手段１９はミキサー２０と高域通過フィルタ２１から構成され，Ｙ₂ （ｔ）の周波数と位相について，加算する方向にシフトする。すなわち，周波数位相シフト手段１９の出力として，
Ｚ₂ （ｔ）＝ｃｏｓ｛ω₂ （ｔ−τ）＋θ₂ ＋（Δωｔ＋Δθ）｝ …（６）
を得る。

周波数と位相のシフトした波Ｚ₁ （ｔ）は増幅器２２，アンテナ２３からなる第３の送信機によって送信され，他方，Ｚ₂ （ｔ）は増幅器２４，アンテナ２５からなる第４の送信機によって送信される。

無線局１においては，それぞれの波Ｚ₁ （ｔ）とＺ₂ （ｔ）が伝搬時間τ遅延して受信される。

アンテナ２３から送信された波は，アンテナ２６，受信増幅器２７，帯域通過フィルタ２８からなる第３の受信機により受信され，
Ｒ₁ （ｔ）＝Ｚ₁ （ｔ−τ）
＝ｃｏｓ｛ω₁ （ｔ−２τ）＋θ₁ ＋Δω（ｔ−τ）＋Δθ｝ …（７）
を出力する。

他方，アンテナ２５から送信された波は，アンテナ２９，受信増幅器３０，帯域通過フィルタ３１からなる第４の受信機により受信され，
Ｒ₂ （ｔ）＝Ｚ₂ （ｔ−τ）
＝ｃｏｓ｛ω₂ （ｔ−２τ）＋θ₂ ＋Δω（ｔ−τ）＋Δθ｝ …（８）
を出力する。

無線局１では，Ｘ₁ （ｔ），Ｘ₂ （ｔ），Ｒ₁ （ｔ），Ｒ₂ （ｔ）の４つの波をマルチ周波数位相シフト手段３２へ入力し，その結果を使って，無線局１と無線局２の伝搬時間を求める。

図２に示す第１の実施例の場合，マルチ周波数位相シフト手段３２は，２つの周波数位相シフト手段３３及び３４からなる。

周波数位相シフト手段３３は，ミキサー３５と帯域通過フィルタ３６からなり，受信した波Ｒ₁ （ｔ）とＲ₂ （ｔ）の周波数と位相について，減算する方向（ＭＩＸ−ＤＯＷＮ：以下同様）にシフトする。その結果，周波数位相シフト手段３３の出力は，
Ｒ（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ω₁ −ω₂ ）（ｔ−２τ）＋（θ₁ −θ₂ ）｝ …（９）
となる。

周波数位相シフト手段３４は，ミキサー３７と低域通過フィルタ３８からなり，無線局１で発振している２つの波Ｘ₁ （ｔ）とＸ₂ （ｔ）を入力して，周波数と位相について，減算する方向にシフトして，次の波を得る。

Ｘ（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ω₁ −ω₂ ）ｔ＋（θ₁ −θ₂ ）｝ …（１０）
式（９）と式（１０）を比べると，周波数は同じで，位相差だけが２（ω₁ −ω₂ ）τの値異なる。

本発明の実施例１では，Ｘ（ｔ）と同期したクロック信号をクロック信号発生器４１で発生しておき，このクロック信号を用いて，帯域通過フィルタ３６を動作させている。この場合，Ｘ（ｔ）とＲ（ｔ）が全く同じ周波数であるため，クロック信号はＲ（ｔ）とも周波数的に完全に同期しており，帯域通過フィルタ３６としては，例えばＮパスフィルタのように，中心周波数が完全にｆ₁ −ｆ₂ と一致するフィルタが使用可能である。従って，式（９）で表されるＲ（ｔ）を抽出するために，帯域通過フィルタ３６の周波数帯域幅として十分小さな帯域幅のものを使用することが可能である。

そこで，式（９）で表されるＲ（ｔ）と，式（１０）で表されるＸ（ｔ）の位相差を求めて，
［測定した位相差］／｛２（ω₁ −ω₂ ）｝
なる値を時間測定器３９で求めれば，片道の伝搬時間τが得られる。

往復の伝搬時間２τを得るには，
［測定した位相差］／（ω₁ −ω₂ ）
を求めるようにすればよい。以下の実施例でも同様である。時間測定器３９としては，Ｒ（ｔ）とＸ（ｔ）の時間差を直接測定して１／２しても，伝搬時間τを得ることが出来る。

以上のように，式（９）および，式（１０）で表される同じ周波数の２つの波の位相差に着目して伝搬時間を測定するため，波そのものに仮に不確定成分があったとしても，それらは２つの波の間で相殺されることになり，伝搬時間の測定には影響しない。したがって，安定した精度のよい測定が可能である。

得られた伝搬時間τに電波の伝搬速度をかけると無線局１と無線局２の間の距離が得られるので，その値を表示器４０で表示すれば，伝搬時間に相当する距離が表示される。往復の距離を求める場合は，往復の伝搬時間２τに伝搬速度をかけると得られる。以下の実施例でも同様である。

測定可能な最大伝搬時間τ［ＭＡＸ］は，次の関係により得られる。

τ［ＭＡＸ］＝π／（ω₁ −ω₂ ）＝１／｛２（ｆ₁ −ｆ₂ ）｝ …（１１）
例えば，ｆ₁ −ｆ₂ ＝１００ｋＨｚであれば，τ［ＭＡＸ］＝５μｓｅｃであり，この伝搬時間は，１．５ｋｍの距離に相当する。

図２の本発明の実施例１では，周波数位相シフト手段１６，１９，３３，３４の周波数と位相に関してシフトする極性は，周波数位相シフト手段１６，１９は加算する方向（ＭＩＸ−ＵＰ）に，周波数位相シフト手段３３，３４は減算する方向（ＭＩＸ−ＤＯＷＮ）にシフトしたが，それぞれの周波数位相シフト手段でシフトする極性について，それ以外に複数の組み合わせが可能である。

ｆ₁ ＞ｆ₂ ＞Δｆ＞０の場合について，測定可能な最大伝搬時間τ［ＭＡＸ］とそれぞれの周波数位相シフト手段の極性の関係例を表１に示す。「加算」は周波数の絶対値が大きくなる方向（ＭＩＸ−ＵＰ）にシフトする意味であり，減算は周波数の絶対値が減少する方向（ＭＩＸ−ＤＯＷＮ）にシフトする意味である。

ｆ₁ ＞Δｆ＞ｆ₂ ＞０の場合について，測定可能な最大伝搬時間τ［ＭＡＸ］とそれぞれの周波数位相シフト手段の極性の関係例を表２に示す。

Δｆ＞ｆ₁ ＞ｆ₂ ＞０の場合について，測定可能な最大伝搬時間τ［ＭＡＸ］とそれぞれの周波数位相シフト手段の極性の関係例を表３に示す。

τ［ＭＡＸ］＝１／｛２（ｆ₁ −ｆ₂ ）｝となる場合は，伝搬距離が長い場合の測定に適しており，他方，τ［ＭＡＸ］＝１／｛２（ｆ₁ ＋ｆ₂ ）｝となる場合は，伝搬時間が短く至近距離の場合の測定に適している。

図３は，本発明の実施例２を示す図である。図２と図３の差異は，周波数ｆ₂ の波と測定の基準になる波Ｘ（ｔ）の発生のメカニズムが異なる。

図３においては，測定の基準になる波Ｘ（ｔ）を発振器４２で発振させておく。このときのＸ（ｔ）は，本発明の実施例１のときと同じで，
Ｘ（ｔ）＝ｃｏｓ｛（ω₁ −ω₂ ）ｔ＋（θ₁ −θ₂ ）｝ …（１２）
で表される。

本発明の実施例２では，式（１２）で表される波Ｘ（ｔ）と，周波数ｆ₁ の波，すなわち，
Ｘ₁ （ｔ）＝ｃｏｓ（ω₁ ｔ＋θ₁ ） …（１３）
をミキサー４４と低域通過フィルタ４５とからなる周波数位相シフト手段４３へ入力して，周波数ｆ₂ の波
Ｘ₂ （ｔ）＝ｃｏｓ（ω₂ ｔ＋θ₂ ） …（１４）
を得ている。

本発明の実施例２においても，無線局１から無線局２へ送られる２つの波は，第１の実施例と同じであり，無線局２から周波数位相シフトして，無線局１へ折り返して来た波も，実施例１と同じであるため，実施例１と同様な測定結果が得られる。

図４は，本発明の実施例３を示す図である。この実施例では，実施例１における図２の第１の送信機と第２の送信機に相当する増幅器５，アンテナ６と，増幅器７，アンテナ８とを，図４の加算器４６，及び増幅器４７とアンテナ４８からなる第１の共通送信手段で構成して，図２の第１の受信機と第２の受信機に相当するアンテナ９，受信増幅器１０，帯域通過フィルタ１１とアンテナ１２，受信増幅器１３，帯域通過フィルタ１４を，アンテナ４９，受信増幅器５０，帯域通過フィルタ１１，１４からなる第１の共通受信手段で構成している。

さらに，図２の第３の送信機と第４の送信機に相当する増幅器２２，アンテナ２３と，増幅器２４，アンテナ２５とを，図４の加算器５１，及び増幅器５２とアンテナ５３からなる第２の共通送信手段で構成しており，図２の第３の受信機と第４の受信機に相当するアンテナ２６，受信増幅器２７，帯域通過フィルタ２８とアンテナ２９，受信増幅器３０，帯域通過フィルタ３１を，図４のアンテナ５４，受信増幅器５５，帯域通過フィルタ２８，３１からなる第２の共通受信手段で構成している。

本発明の実施例１〜実施例２では，周波数ｆ₁ とｆ₂ が非常に離れている場合にそれぞれ，周波数毎に専用の増幅器を用いた例であるが，実施例３では，お互いの周波数ｆ₁ とｆ₂ が近いときには，増幅器を共通に使用可能であり，経済的である。

また，増幅器を共通化した場合，増幅器による遅延時間のバラツキが，別々に構成される場合に比べて，軽減されるメリットがある。

図５に，本発明の図２〜図４で使用される帯域通過フィルタ３６の実現例を示す。このフィルタは，本発明の図１では，フィルタ１０８に相当する。また，図５の各部の動作波形例を図６に示す。

図５において，フィルタの入力波形をＩＮ（ｔ）として，図６に示すように，周期Ｔの正弦波の成分について述べる。この周期は，図２の帯域通過フィルタ３６において使用される場合には，抽出すべき信号の周期として，
Ｔ＝１／（ｆ₁ −ｆ₂ ） …（１５）
なる関係がある。

図５に示す例では，帯域通過フィルタとして，Ｎパスフィルタを使っている。このフィルタは，抵抗５６（抵抗の値Ｒ）と，クロック信号ＣＬＫで切り替わって充放電の動作をしているコンデンサ５８〜６７（容量の値はいずれもＣ），及びそれぞれのコンデンサへの接続を切り替える電子スイッチ５７，そして，波形の急激な変化する成分を抑える低域通過フィルタ６８からなる。

本発明では，入力波形ＩＮ（ｔ）は，周波数がｆ₁ −ｆ₂ であり，クロック信号は，同じ周波数の波Ｘ（ｔ）と同期して作られている。すなわち，クロック信号ＣＬＫは，入力波形ＩＮ（ｔ）と同期しているのであるから，クロック信号ＣＬＫの周期の整数倍は，正確に周期Ｔと一致させることができる。図５及び図６では，この整数の値ｎを，ｎ＝１０とした場合である。

それぞれのコンデンサは，電子スイッチ５７によって，抵抗５６と接続された間だけ充放電が可能になる。この接続は，Ｔ／１０毎に切り替えられ，それぞれのコンデンサが抵抗と接続している時間は，周期Ｔの間で，Ｔ／１０である。

１つのコンデンサに着目すると，正確な周期Ｔで，Ｔ／１０の時間だけ，時定数ＣＲで充放電が行われる。このことは，入力波形が正確にＴの周期の波形だけ生き残り，それ以外の波形は減衰してしまうことを意味する。

図６において，抵抗５６と電子スイッチ５７の間の波形Ｓ（ｔ）は，周期Ｔ毎に，Ｔ／１０の間だけ，充放電された波形が示されている。電子スイッチでそれぞれのコンデンサを切り替えているため，階段状に見える。波形Ｓ（ｔ）を低域通過フィルタ６８へ通すことにより，点線で示す滑らかな波形Ｒ（ｔ）が得られる。

本発明で使用する帯域通過フィルタ３６では，クロック信号ＣＬＫの周期が正確に入力波形ＩＮ（ｔ）の「１／整数」の関係で表されるために，時定数ＣＲを限りなく大きくしても，正確に周期Ｔの波形だけ抽出できる。そのことは，正弦波信号を抽出する場合に，帯域通過フィルタ３６は，中心周波数が入力の正弦波と全く同じ周波数であるため，その周波数帯域を限りなく小さくすることができ，Ｓ／Ｎを非常に高くできることを意味する。

例えば，受信周波数帯域幅が３ｋＨｚ程度で，送信機からの距離が１０ｍ程度までしか受信できない受信機があったとして，帯域通過フィルタ３６の受信帯域を０．３Ｈｚにしたとすると，Ｓ／Ｎは４０ｄＢ改善され，受信可能な距離は，数百ｍ〜１ｋｍまで広がることが期待される。

帯域通過フィルタ３６としては，Ｎパスフィルタに限らず，クロック信号が入力波形ＩＮ（ｔ）と同期していれば，他のデジタルフィルタを使って，十分な狭帯域化が可能である。

前述した実施例３では，図４に示すように受信した２つの波Ｙ₁ （ｔ），Ｙ₂ （ｔ）を帯域通過フィルタ１１，１４で分離し，それぞれ周波数位相シフト手段１６，１９で周波数と位相とをシフトしている。

これに対し，受信した２つの波Ｙ₁ （ｔ），Ｙ₂ （ｔ）を分離することなく，合成したままの状態で，それぞれ周波数と位相をシフトしておいて，その後適当なフィルタで必要とする波を取り出しても，同様に本発明を実現することができる。

この場合，受信した２つの波を同じ方向にシフトするのであれば，周波数位相シフト手段１６，１９は，より簡単にすることができる。

図７は，本発明の実施例４を示す図である。図７において，無線局１の構成は図４に示した実施例３と同様である。無線局２では，無線局１から受信した波Ｙ₁ （ｔ），Ｙ₂ （ｔ）をそれぞれ通過させる帯域通過フィルタ１１，１４を用いる代わりに，Ｙ₁ （ｔ），Ｙ₂ （ｔ）の２つの波を通過させる帯域通過フィルタ７０を用いる。無線局１から受信した波を帯域通過フィルタ７０に入力し，その出力を周波数位相シフト手段７１に入力する。周波数位相シフト手段７１により，２つの波Ｙ₁ （ｔ），Ｙ₂ （ｔ）を合成したままの状態で，両方まとめて同じ方向に周波数と位相とをシフトする。その信号を増幅器５２とアンテナ５３とを介して無線局１へ送信する。

本発明の概要を説明する図である。 本発明の実施例１を示す図である。 本発明の実施例２を示す図である。 本発明の実施例３を示す図である。 帯域通過フィルタの実現例を示す図である。 図５の各部の動作波形例を示す図である。 本発明の実施例４を示す図である。

符号の説明

１，２ 無線局
３，４，１５，４２ 発振器
５，７，２２，２４，４７，５２ 増幅器
６，８，９，１２，２３，２５，２６，２９，４８，４９，５３，５４ アンテナ
１０，１３，２７，３０，５０，５５ 受信増幅器
１１，１４，２８，３１，３６，７０ 帯域通過フィルタ
１６，１９，３３，３４，４３，７１ 周波数位相シフト手段
１７，２０，３５，３７，４４，７２ ミキサー
１８，２１，７３ 高域通過フィルタ
３２ マルチ周波数位相シフト手段
３８，４５，６８ 低域通過フィルタ
３９ 時間測定器
４０ 表示器
４１ クロック信号発生器
４６，５１ 加算器
５６ 抵抗
５７ 電子スイッチ
５８，５９，６０，６１，６７ コンデンサ
１０１ 第１の発振手段
１０２ 第２の発振手段
１０３，２０３ 送信手段
１０４，２０１ 受信手段
１０６ 測定手段
１０７ クロック信号発生手段
１０８ フィルタ

Claims (2)

1. 電波を用いて第１の無線局と第２の無線局の間の距離を測定する無線局間距離測定方式であって，
   前記第１の無線局は，
   周波数が異なる第１の波と第２の波を電波として送信する１または複数の送信手段を備え，
   前記第２の無線局は，
   前記第１の波と前記第２の波を受信する１または複数の受信手段と，
   周波数位相シフト用の波を発振する発振手段と，
   受信した前記第１の波と前記周波数位相シフト用の波を入力して，前記第１の波の周波数と位相をシフトした第３の波を出力する第１の周波数位相シフト手段と，
   受信した前記第２の波と前記周波数位相シフト用の波を入力して，前記第２の波の周波数と位相をシフトした第４の波を出力する第２の周波数位相シフト手段と，
   前記第３の波と前記第４の波を送信する１または複数の送信手段とを備え，
   さらに，前記第１の無線局は，
   前記第３の波と前記第４の波を受信する１または複数の受信手段と，
   受信した前記第３の波と前記第４の波を入力して，前記第１の波と前記第２の波と前記周波数位相シフト用の波との周波数の大小関係および前記第１の周波数位相シフト手段と前記第２の周波数位相シフト手段とにおけるシフトの極性に応じて，前記第３の波と前記第４の波の差又は和の周波数及び位相を有する第５の波を出力する第３の周波数位相シフト手段と，
   前記第１の波と前記第２の波と前記周波数位相シフト用の波との周波数の大小関係および前記第１の周波数位相シフト手段と前記第２の周波数位相シフト手段とにおけるシフトの極性に応じて，前記第１の波と前記第２の波の差又は和の周波数及び位相を有する第６の波を生成または発振する信号出力手段と，
   前記第６の波と同期したクロック信号を発生させるクロック信号発生手段と，
   前記第５の波と前記第６の波の位相関係を使って前記第１の無線局と前記第２の無線局の間の伝搬時間を測定する伝搬時間測定手段とを備え，
   かつ，前記第３の周波数位相シフト手段は，
   前記クロック信号発生手段が発生したクロック信号で動作し，前記第５の波を抽出するフィルタを備え，
   前記伝搬時間測定手段により測定した伝搬時間によって前記第１の無線局と前記第２の無線局の間の距離を測定する
   ことを特徴とする無線局間距離測定方式。
2. 電波を用いて第１の無線局と第２の無線局の間の距離を測定する無線局間距離測定方式であって，
   前記第１の無線局は，
   周波数が異なる第１の波と第２の波を電波として送信する１または複数の送信手段を備え，
   前記第２の無線局は，
   前記第１の波と前記第２の波を受信する１または複数の受信手段と，
   周波数位相シフト用の波を発振する発振手段と，
   前記周波数位相シフト用の波を使って，受信した前記第１の波と第２の波を合成した状態で周波数と位相をシフトすることにより，第３の波と第４の波を出力する第１の周波数位相シフト手段と，
   前記第３の波と前記第４の波を送信する１または複数の送信手段とを備え，
   さらに，前記第１の無線局は，
   前記第３の波と前記第４の波を受信する１または複数の受信手段と，
   受信した前記第３の波と前記第４の波を入力して，前記第１の波と前記第２の波と前記周波数位相シフト用の波との周波数の大小関係および前記第１の周波数位相シフト手段におけるシフトの極性に応じて，前記第３の波と前記第４の波の差又は和の周波数及び位相を有する第５の波を出力する第２の周波数位相シフト手段と，
   前記第１の波と前記第２の波と前記周波数位相シフト用の波との周波数の大小関係および前記第１の周波数位相シフト手段におけるシフトの極性に応じて，前記第１の波と前記第２の波の差又は和の周波数及び位相を有する第６の波を生成または発振する信号出力手段と，
   前記第６の波と同期したクロック信号を発生させるクロック信号発生手段と，
   前記第５の波と前記第６の波の位相関係を使って前記第１の無線局と前記第２の無線局の間の伝搬時間を測定する伝搬時間測定手段とを備え，
   かつ，前記第２の周波数位相シフト手段は，
   前記クロック信号発生手段が発生したクロック信号で動作し，前記第５の波を抽出するフィルタを備え，
   前記伝搬時間測定手段により測定した伝搬時間によって前記第１の無線局と前記第２の無線局の間の距離を測定する
   ことを特徴とする無線局間距離測定方式。

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