JP4464416B2

JP4464416B2 - 光波測距方式及び測距装置

Info

Publication number: JP4464416B2
Application number: JP2007066803A
Authority: JP
Inventors: 弘道村井
Original assignee: 弘道村井; 金田映雄; 横田直樹
Priority date: 2007-03-15
Filing date: 2007-03-15
Publication date: 2010-05-19
Anticipated expiration: 2027-03-15
Also published as: JP2008224595A; US20100208231A1; WO2008111675A1

Description

本発明は、Ｍ系列等のＰＮ符号に符号変調された光波を用いる光波測距方式及び測距装置に関する。

従来からある測距方式は大別すると、以下の三方式を基本としている。
１．三角法方式
この方式は低価格の測距センサ用として実現されているが、原理的に測距精度が不十分で、かつ遠方まで計測できないため本出願が対象とする装置には適用できない。

２．ＴＯＦ（ＴｉｍｅｏｆＦｌｉｇｈｔ）方式
ＴＯＦ方式は短い光パルスを送信し、測距対象物から反射したパルスを受信し、その往復飛行時間を計測することにより距離を計測するものである。
この方式は光の速度に直接依存するため近距離の計測や高分解能を要求する用途には不向きである。例えば１５ｍｍの分解能を得るためには１０ＧＨｚのクロックで飛行時間をカウントする必要がある。

また、この場合５０ｐｓ程度のパルスを処理しなければならないためパルス波形の影響も大きく、近距離からの反射パルスと遠距離からの反射パルス形状は大きく違うので閾値の設定も難しい。また、そのような短パルスに対応したダイナミックレンジの大きな増幅器も難しく測距の高分解能化は困難である。

さらに、間接的に時間伸張機能により高いクロック周波数を用いなくても時間計測を行える方式も実現されているが、計測に要する時間が増大したり、波形のなまりが依然として問題となり、分解能を上げることが困難である。

３．位相差方式
位相差方式は高分解能を実現できる方式であるが、高分解能を実現するためには反射光の強度が安定していること及び、雑音が少ない等、安定した反射光を必要とする。その為、受光信号に対して多数回の平均化を行い信号対雑音比を向上させながら計測を行う必要がある。このため計測に要する時間が増加し、静止体のみが計測対象となっている。

４．ＰＮ測距方式
疑似乱数信号を用いた測距方式に関し特許文献１に基本的な原理が示されている。
この方式は擬似乱数信号としてＭ系列やＧｏｌｄ系列などの自己相関特性の良好な符号系列で光を強度変調し送信し、目標で反射された光を受信し相関処理を行うことにより距離計測を行う。
この方式によれば、位相差方式において問題となっていた点、つまり、安定な反射光を必ずしも必要とせず、高分解能で外来雑音に強いなどの特徴を実現している。

特開２００２−０５５１５８号公報

ＰＮ測距方式における相関処理方法として特許文献１では図８で示すように、ＡＰＤ等の受光素子３１で光検出し増幅後に相関器（２）３２によって相関処理が行われ、光の強度変調周波数と同じ周波数成分が受光素子３１から出力され、相関器（２）３２まで導かれている。
しかしこの方式では、この相関器（２）３２まで導かれる経路が強度変調周波数における位相誤差を大きくする要因となっている。
すなわち、この特許文献１に示された方法では受光素子３１で変調された光波を検出し、その変調周波数を出力する場合以下の点で不利となる。
（１）高分解能の計測を行う場合、通常、数百ＭＨｚの信号周波数で強度変調を行う。
受光素子３１で検出、出力された信号は当然、強度変調された周波数であるので、後段の増幅器３３から相関器（２）３２まで、その周波数で動作しなければならない。一般に光波が反射される面は拡散反射であり、受光される信号は著しく微弱であり、数ｎＷ程度を想定しなければならない。このような微弱光から後段の増幅器３３で数百ＭＨｚの信号の位相を変化させずに増幅することは困難である。

（２）距離情報は位相情報として捉えられるため、受光素子３１以降の回路のあらゆる状態、例えば温度、電源電圧等の変動によっても位相を変化させないことが必要となる。
これを数百ＭＨｚで安定化させることは困難である。

本発明は以上の従来技術における問題に鑑み、測距精度を向上させると共に測距可能な距離を伸ばことができ、安価に測距装置を構成することが可能となる光波測距方式及び測距装置を提供することを目的とする。

すなわち上記課題を解決するための本発明の測距方式は、（１）第一のＰＮ符号により符号変調された光波を、測距ターゲットに対して発信する手段と、（２）前記測距ターゲットにより反射された前記光波を受信する手段と、（３）前記第一のＰＮ符号と同一符号で、かつ微小に異なる周波数を有する第二のＰＮ符号を生成する手段と、（４）前記第一のＰＮ符号と前記第二のＰＮ符号との相関値により、送信側相関信号を生成する手段と、（５）第二のＰＮ符号を前記光波を受信する手段に印加して受信側相関信号を生成する手段と、（６）前記送信側相関信号と前記受信側相関信号との位相差を求め、その位相差から前記測距ターゲットまでの距離を算出する手段と、第一のＰＮ符号側の周波数を第二のＰＮ符号側の周波数でビートダウンした信号の周期を測定するビートダウンカウンタとを有し、送信側相関信号と受信側相関信号との間の遅延時間と、前記ビートダウンカウンタによって測定したビートダウン信号の周期とを用いて前記測距ターゲットまでの距離を算出することを特徴とする。

前記光波を受信する手段の出力を積分処理する手段を含む様にしてもよい。

削除

さらに本発明の測距装置は、（１）ＰＮ符号を発生する第一のＰＮ符号発生器と、（２）前記第一のＰＮ符号発生器からの符号出力により符号変調された光波を測距ターゲットに対して送信する送信器と、（３）前記測距ターゲットにより反射された前記光波を受信する受光素子と、（４）前記第一のＰＮ符号発生器が発生するＰＮ符号と同一の符号で微小に異なる周波数の第二のＰＮ符号を発生する第二のＰＮ符号発生器と、（５）前記第一のＰＮ符号発生器が発生する第一のＰＮ符号と、前記第二のＰＮ符号との相関値である送信側相関信号と第二のＰＮ符号発生器からの第二のＰＮ符号を受光素子に印加して受光素子から出力される受信側相関信号との位相差を計測する位相差計測手段と、第一のＰＮ符号側の周波数を第二のＰＮ符号側の周波数でビートダウンした信号の周期を測定するビートダウンカウンタとを有し、送信側相関信号と受信側相関信号との間の遅延時間と、前記ビートダウンカウンタによって測定したビートダウン信号の周期とを用いて前記測距ターゲットまでの距離を算出することを特徴とする。

第二のＰＮ符号発生器からの第二のＰＮ符号を受光素子に印加して受光素子から出力される信号を積分処理する積分回路を備えるようにしてもよい。

第一のＰＮ符号発生器が基準発振器が発生する周波数により駆動されてＰＮ符号を発生し、第二のＰＮ符号発生器は前記基準発信器と微小に異なる周波数を発生する参照用発振器が発生する周波数により駆動されて前記第一のＰＮ符号発生器と同一の符号を発生する様にしてもよい。

バイアス回路からの直流電圧と第二のＰＮ符号発生器からの第二のＰＮ符号を重畳回路にて合成した信号が受光素子に印加される様にしてもよい。

削除

以上のように本発明の光波測距方式及び測距装置によれば、ＰＮ符号に符号変調された光波を用い、高分解能及び高精度の測距を行うにあたり、受光素子から光の変調周波数（数十ＭＨｚ〜１ＧＨｚ）を直接、取り出して回路の後段で処理する必要がなくなり、通常は数ＫＨｚ程度の低い周波数成分の相関信号を取り出せばよい。これによって温度や電源電圧などの変動など回路の状態変化から生じる位相変動を少なくすることができ、測距精度を向上させることができる。

また目標からの反射光は非常に微弱な光である。その光で発生した微少な電流を効率よく、しかも低雑音で電圧信号に変換する為に用いられる回路としてはトランスインピーダンス回路が一般的である。しかし、数百ＭＨｚの高い周波数で動作するトランスインピーダンス回路は一般的ではなく、数十ＭＨｚ程度が限界である。また、このような周波数で動作する回路では低雑音にすることは難しく、また、高価となる。しかし、本発明により数ＫＨｚ程度の周波数の信号を処理すればよいので、非常に低雑音で安価なトランスインピーダンス回路を構成することができる。また、低雑音であることから、より微弱な光が受信可能となるので測距可能な距離を伸ばすことができる。

本発明を実施するための最良の形態について、図を参照して以下に説明する。
図１は、本発明の測距装置における装置構成概略一例を示すブロック図である。
図１を参照すると、本発明の測距装置は、所定の周波数を発生する基準発振器１と、基準発振器１が発生する周波数により位相同期回路ＰＬＬ（１）を介して駆動されてＰＮ符号を発生する符号発生器（１）２と、符号発生器（１）２からの符号出力により符号変調された光波をドライバ３を介して測距ターゲット２０に対して発信する送信器４と、測距ターゲット２０により反射された光波を受信する受光素子５とを備える。

さらに、本発明の測距装置は、基準発振器１が発生する周波数により位相同期回路ＰＬＬ（２）を介して駆動されて符号発生器（１）２と同一の符号を発生する符合発生器（２）６と、符号発生器（１）２が発生する第一のＰＮ符号と符合発生器（２）６が発生する第二のＰＮ符号との相関値を求めて相関信号を発生する相関器７と、バイアス回路からの直流電圧と第二のＰＮ符号発生器からの第二のＰＮ符号を重畳回路にて合成した信号を受光素子に印加して受光素子から出力される受信側相関信号を積分処理する積分回路８と、相関器７の出力信号と、積分回路８の出力信号との位相差を計測する位相検波器９とを有して測距ターゲット２０までの距離を求める情報処理装置（図示せず）とにより構成される。

図２及び図３は基準発振器１とＰＬＬ（１）及びＰＬＬ（２）によって構成される同期発信器の詳細を示す。図２においてＰＬＬ（１）は位相比較器１−１とローパスフィルタＬＰＦ１−２と電圧に応じて周波数が変化する電圧制御発振回路ＶＣＯ１と分周器（１）１−３とよりなる。
またＰＬＬ（２）は位相比較器２−１とローパスフィルタＬＰＦ２−２と電圧に応じて周波数が変化する電圧制御発振回路ＶＣＯ２と分周器（２）２−３とよりなる。

図３は基準発振器１とＰＬＬ（１）及びＰＬＬ（２）によって伝搬時間計測を間接的に行うビートダウンとよばれる手法の原理を示す。光や電波などの電磁波信号の到達時間差を計測して距離を計測する位相差方式において、簡易な方法で直接、信号の到達時間差を計測することは困難である。
例えば、１［ｍｍ］の距離分解能を得る場合、信号の往復を考慮すると２［ｍｍ］を伝搬する時間を計測しなければならない。
大気中の伝搬速度は約３×１０ ^８［ｍ／ｓ］であるから２［ｍｍ］の伝搬時間は６．６７［ｐｓ］（＝２［ｍｍ］／３×１０ ^８［ｍ／ｓ］）となり、非常に高速かつ高精度な時間計測系を必要とする。このような時間計測系は非常に高価であったり、消費電力が大きいなどの欠点がある。したがって、本発明の測距装置では図３に示すビートダウン法が適用される。

図３で、ＤＥＬＡＹは信号が計測目標まで達し、反射してきた時の伝搬時間（φ）である。ＭＯＤは変調信号発生器であり周波数ｆ１の信号Ｓ１（ｔ）を発生させる。
また、ＬＯはビートダウンに必要な局部発振信号器であり周波数ｆ２の信号Ｓ２（ｔ）を発生させる。ＳＴＤＯＳＣは基準発振器を示し、ＳＴＤは基準信号、ＤＥＬＡＹは距離による遅延時間、Ｍｉｘｅｒ１，２はそれぞれ乗算器、ＬＰＦはＬｏｗＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ、Ｖｒｅｆは参照信号を示す。ＤｅｌａｙＣＮは遅延時間カウンタ、Ｖｄｅｌａｙは測距信号を示す。
この図３に示す各信号発生器の振幅を１としても一般性を失わないので、Ｓ１（ｔ）、Ｓ２（ｔ）は、それぞれ次式で表すことができる。
Ｓ１（ｔ）＝ｃｏｓ（２πｆ１ｔ） −−−−− （１）
Ｓ２（ｔ）＝ｃｏｓ（２πｆ２ｔ） −−−−− （２）

Ｍｉｘｅｒ１の出力は
Ｓ１（ｔ）×Ｓ２（ｔ）＝ｃｏｓ（２πｆ１ｔ）×ｃｏｓ（２πｆ２ｔ）＝（１／２）×［ｃｏｓ｛２π（ｆ１＋ｆ２）ｔ｝＋ｃｏｓ｛２π（ｆ１−ｆ２）ｔ｝］−−−−−（３）
となる。さらにＬＰＦ（ＬｏｗＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ）を経由すると（３）式の右辺第一項は出力されなくなる。
よって、Ｖｒｅｆは
Ｖｒｅｆ＝（１／２）×［ｃｏｓ｛２π（ｆ１−ｆ２）ｔ｝］−−−−−（４）
となる。

また、Ｓ（ｔ）は伝搬遅延φが生じた後にＭｉｘｅｒ２に入力されるので、その出力は
Ｓ１（ｔ＋φ）×Ｓ２（ｔ）＝ｃｏｓ（２πｆ１ｔ＋φ）×ｃｏｓ（２πｆ２ｔ）＝（１／２）×［ｃｏｓ｛２π（ｆ１＋ｆ２）ｔ＋φ＋ｃｏｓ｛２π（ｆ１−ｆ２）ｔ＋φ｝］−−−−−（５）
となり、ＬＰＦを経由すると
Ｖｄｅｌａｙ＝（１／２）×［ｃｏｓ｛２π（ｆ１−ｆ２）｝ｔ＋φ］−−−−−（６）
となる。

したがって、ｆ１での遅延時間φが（ｆ１−ｆ２）でも同じ遅延量となることがわかる。
つまり、ｆ２をｆ１に近い周波数とすると（ｆ１−ｆ２）は非常に低い周波数とすることができ、ｆ１で生じた遅延時間量が（ｆ１−ｆ２）の低い周波数で計測できることになる。
例えば、ｆ１−ｆ２が１０［ＫＨｚ］程度となるようにｆ１、ｆ２を選択する。

仮に
ｆ１＝８００．００［ＭＨｚ］
ｆ２＝７９９．９９［ＭＨｚ］

とすると
ｆ１−ｆ２＝１０［ＫＨｚ］
となる。

つまり、８００［ＭＨｚ］で伝搬遅延量φを計測することと、１０［ＫＨｚ］で伝搬遅延量φを計測することは同じであるから、ビートダウンを行い、より低い周波数で計測する方が容易である。
通常、図４のようにビートダウンされた信号はゼロクロスコンパレータ及びカウンタ等で、遅延量を時間として計測される。計測された伝搬遅延量φから距離Ｒを算出すると
Ｒ＝ｃ／２（１−ｆ２／ｆ１）φ−−−−− （７）
となる。以上が、ビートダウン法による測距の基本原理である。
この時、各周波数の偏差による誤差を考慮すると、同一の基準源に同期している場合、ｆ２／ｆ１はキャンセルされるので距離計測誤差は生じない。

次に図１に示した測距装置を用いた測距の手順について説明する。基準発振器１が所定周波数を発生し、符号発生器（１）２を駆動して、前記所定周波数の第一のＰＮ符号を発生させる。第一のＰＮ符号はドライバ３及び相関器７へと送出される。ドライバ３はＰＮ符号変調された光波を発生し、送信器４がその光波を測距ターゲット２０へと発信する。

前記光波は、測距ターゲット２０において反射される。
一方、符合発生器（２）６は、符号発生器（１）２が発生する第一のＰＮ符号と同一符号で、かつ微小に周波数の異なる第二のＰＮ符号を発生する。第二のＰＮ符号は、重畳回路へ送出され、バイアス回路からの直流電圧に重畳されて受光素子５に印加される。

バイアス回路からの直流電圧が重畳された第二のＰＮ符号が重畳回路から印加された受光素子５は、測距ターゲット２０において反射された光波を受信する。このように、ＡＰＤ等の受光素子５にバイアス回路からの直流電圧と符号発生器（２）からの符号信号を重畳回路にて合成した信号を印加する。
この時、受光素子５では、その非線形特性により光の検出と光信号及び符号信号が同時に乗算される。当然、光信号は符号発生器（１）により変調されているので、符号同士の乗算が行われることになる。

図５は発生符号の周期関係を示し、図５の各ブロックが符号の一周期を表している。符号は系列は同一であるが、わずかに異なるクロック周波数であるので、図５に示すように一周期の長さが若干相違している。

ここで、１と１’のブロックでは各ビット長が若干、異なるが、ほぼ同一と見なせるので、各ビット毎の（ここでは便宜上、＋１、及び−１をとるとものとする）の乗算結果は全て１となる。この出力を図１に示した積分回路８によって周期毎に積分を行うとビットの一致数に比例した図６のような出力が得られる。
相関器７においては第一のＰＮ符号と第二のＰＮ符号との相関値が、積分回路８においては測距ターゲット２０により反射された光波のＰＮ符号と第二のＰＮ符号との相関値がそれぞれ演算される。そしてそれら相関値からそれぞれ相関信号が発生される。

このとき相関器７から出力される送信側相関信号、及び積分回路８から出力される受信側相関信号は、図６に示されるようにピーク信号が複数集合したバースト状信号となる。この図６に示すΔＴを計測することによって、距離測定値を得ることができる。

次に本発明の測距装置の他の実施の形態を説明する。
図３に示すビートダウン法を適用する場合には、お互いに同期した二つの発振器を用意し、ビートダウンまたは相関処理を行い光波の変調周波数からより低い周波数成分を生成させ時間伸張を行い高分解能な計測を実現している。
しかし、二つの発振器の同期精度が時間伸張率に大きく影響し、誤差の一因となる。また、このような発振器は高価であり、コストを増加させる要因となっている。すなわち、図２に示した様に基準発振器１とＰＬＬ（１）及びＰＬＬ（２）によって構成される同期発信器が必要となり、同一の基準源に同期した発振器の構成とすることで、ＶＣＯなどが必要となりコストが高くなる。

ところで、前述したように計測された伝搬遅延量φから距離Ｒを算出すると
Ｒ＝ｃ／２（１−ｆ２／ｆ１）φ＝ｃ／２（（ｆ１−ｆ２）／ｆ１）φ−−−−−（７）
となる。
ｆ１−ｆ２＝ｆ _ＢＤとおき、
Ｒ＝ｃ／２（（ｆ _ＢＤ）／ｆ１）φ −−−−− （８）
とすると、この式（８）におけるｆ _ＢＤを図７に示すように別計測系であるｆ _ＢＤＣＮＴ（ビートダウンカウンタ）によってリアルタイムにビートダウン信号の周期を測定する様にすれば同期した発振器は必要ではなくなることがわかる。

このように前述の実施の形態では高安定度の基準発振器１とＰＬＬ（１）及びＰＬＬ（２）によって構成される同期発信器、特にその中で使われる電圧制御発振器ＶＣＯが必要で高価な構成となっていた。しかし、本実施の形態では、測距値を決定する際に、位相の絶対値を計測する必要がなくなり、通常のカウンタによって位相の比率を算出することによって測距値を得ることが可能となる。これによって、安価に測距装置を構成することが可能となる。

本発明の実施の形態としての測距装置の一装置構成を示すブロック図である。図１に示す本発明の実施の形態としての測距装置の一装置構成における同期発信器の詳細を示すブロック図である。ビートダウンとよばれる手法の原理を示す説明図である。ビートダウン手法により伝搬遅延量φから距離Ｒを算出する態様を示す説明図である。送信側相関信号及び受信側相関信号の周期関係を示す概略図である。図１に示す本発明の実施の形態としての測距装置の積分器から出力された送信側波形信号及び受信側波形信号の概略図である。本発明の他の実施の形態としての測距装置構成を示すブロック図である。従来のＰＮ測距方式の基本原理を示すブロック図である。

符号の説明

１・・・基準発振器、１−１，２−１・・・位相比較器、１−２，２−２・・・ローパスフィルタＬＰＦ、１−３，２−３・・・分周器（１）、２・・・符号発生器（１）、３・・・ドライバ、２０・・・測距ターゲット、４・・・送信器、５・・・受光素子、６・・・符合発生器（２）、７・・・相関器、８・・・積分回路、９・・・位相検波器。

Claims

（１）第一のＰＮ符号により符号変調された光波を、測距ターゲットに対して発信する手段と、（２）前記測距ターゲットにより反射された前記光波を受信する手段と、（３）前記第一のＰＮ符号と同一符号で、かつ微小に異なる周波数を有する第二のＰＮ符号を生成する手段と、（４）前記第一のＰＮ符号と前記第二のＰＮ符号との相関値により、送信側相関信号を生成する手段と、（５）第二のＰＮ符号を前記光波を受信する手段に印加して受信側相関信号を生成する手段と、（６）前記送信側相関信号と前記受信側相関信号との位相差を求め、その位相差から前記測距ターゲットまでの距離を算出する手段と、第一のＰＮ符号側の周波数を第二のＰＮ符号側の周波数でビートダウンした信号の周期を測定するビートダウンカウンタとを有し、送信側相関信号と受信側相関信号との間の遅延時間と、前記ビートダウンカウンタによって測定したビートダウン信号の周期とを用いて前記測距ターゲットまでの距離を算出することを特徴とする測距方式。
前記光波を受信する手段の出力を積分処理する手段を含む請求項１記載の測距方式。
（１）ＰＮ符号を発生する第一のＰＮ符号発生器と、（２）前記第一のＰＮ符号発生器からの符号出力により符号変調された光波を測距ターゲットに対して送信する送信器と、（３）前記測距ターゲットにより反射された前記光波を受信する受光素子と、（４）前記第一のＰＮ符号発生器が発生するＰＮ符号と同一の符号で微小に異なる周波数の第二のＰＮ符号を発生する第二のＰＮ符号発生器と、（５）前記第一のＰＮ符号発生器が発生する第一のＰＮ符号と、前記第二のＰＮ符号との相関値である送信側相関信号と、第二のＰＮ符号発生器からの第二のＰＮ符号を受光素子に印加して受光素子から出力される受信側相関信号との位相差を計測する位相差計測手段と、第一のＰＮ符号側の周波数を第二のＰＮ符号側の周波数でビートダウンした信号の周期を測定するビートダウンカウンタとを有し、送信側相関信号と受信側相関信号との間の遅延時間と、前記ビートダウンカウンタによって測定したビートダウン信号の周期とを用いて前記測距ターゲットまでの距離を算出することを特徴とする測距装置。
第二のＰＮ符号発生器からの第二のＰＮ符号を受光素子に印加して受光素子から出力される信号を積分処理する積分回路を備える請求項３記載の測距装置。
第一のＰＮ符号発生器が基準発振器が発生する周波数により駆動されてＰＮ符号を発生し、第二のＰＮ符号発生器は前記基準発振器と微小に異なる周波数を発生する参照用発振器が発生する周波数により駆動されて前記第一のＰＮ符号発生器と同一の符号を発生する請求項３記載の測距装置。
バイアス回路からの直流電圧と第二のＰＮ符号発生器からの第二のＰＮ符号を重畳回路にて合成した信号が受光素子に印加される請求項３記載の測距装置。