JP2008524563A - 単一チャンネルヘテロダイン距離測定方法 - Google Patents

Abstract

本発明に拠れば、高精度距離測定は少なくとも２つのパルス繰り返し周波数を伴った電磁放射パルス（ＥＳ）の発散により実行され、パルス繰り返し周波数は、対応するパルス分離が最大外部測定レンジの大きさの桁の範囲で公倍数を有さないように選択される。従って前記放射は、装置の外の測定経路を通る測定目標と、装置内部の参照経路（６）との両方に発信され、参照経路を通る放射（ＩＳ）は、少なくとも一つのスタートパルスを形成し、測定経路を通る放射（ＥＳ）は、少なくとも一つのストップパルスを形成する。目標から後方散乱された放射（ＲＳ）と参照経路を通る放射（ＩＳ）は、受信され、受信信号に変換され、それから少なくとも一つの目標までの少なくとも一つの距離が決定される。目標から後方散乱された放射（ＲＳ）と参照経路（６）を通る放射（ＩＳ）は、受信信号が目標から後方散乱された放射（ＲＳ）と参照経路を通る放射（ＩＳ）からなるコンポーネントを備えるように平行して記録される。

Description

本発明は、請求項１の前段に記載された距離測定方法と、請求項９の前段に記載された距離測定装置と、コンピュータプログラムプロダクトに関する。

電子式距離測定の分野において、種々の原理と方法が知られている。位相計と移動時間計とによって、二つの基本的な光電子工学的測定原理が具現化されている。両原理は、長所と短所を有し、多様な測地装置に用いられている。従って、例えば経緯儀やタキオメータといった測地測量で用いられる測定手段は、主に位相メータを装備しており、それは、位相メータが高精度とコンパクト設計という長所を有し、望遠鏡との一体化を容易にするからである。

位相測定技術において、光パルス（通常矩形波信号）が数メガヘルツから数百メガヘルツの範囲の繰り返し周波数で放射される。LEDに加えて、数ミリワットのピークパワーを有する従来のCWレーザーダイオードも、この目的の光源として用いることができる。平均放射エネルギーは十分に高く、目標上でのレーザースポットの視認性は位相計を用いた距離測定にとって問題にならない。

距離測定のために、放射信号の位相位置は戻ってくる信号の位相位置と比較される。位相シフトは、測定距離に比例する。フォトダイオードで受信されるRF信号は、増幅されフェイズロックドループ（ＰＬＬ）制御発信機の信号を用いて低い周波数帯にダウンコンバートされる。

サンプリングレートがギガヘルツの高周波数サンプリングの代わりに、低周波数受信機信号を用いることは実質的に容易である。ここで、低周波数（ＬＦ）範囲におけるサンプリングとアナログ／デジタル変換は、桁違いにより容易であり、より正確であり、より低電流消費となる。従来の位相計においては、基本波又はダウンコンバートされたＬＦ信号が用いられた。

位相測定システムの正確さをメータ範囲からキロメータ範囲に拡張するために、低い変調周波数での一つ以上の粗調距離測定が、微調距離測定に加えて通常用いられている。

十分な絶対精度を得るために、内部光経路（キャリブレーション又は参照経路）と外部光経路（測定経路）が通常連続して測定される。この方法において、移動時間の変化は、電子工学を用いて較正することができる。移動時間の変化の較正は、二つの同一の平行な受信チャンネルによっても実現することができる。正確な距離測定は、高い信号分離を用いた２チャンネルのみの位相計があれば可能である。

位相計の長所は、特に単純な設計と、ＬＦレベルの測定と、信頼性のあるビーム源が利用可能であることにある。

信号の重ね合わせによる測定距離の光学的クロストークによる歪曲は不都合であるので、高度に抑制された明白なチャネル分離が必要である。従って、正確な距離測定には、望遠鏡のコンパクトな設計においては複雑かつ高価であり、達成することが困難な送信チャネルと受信チャネルの厳密な信号分離が必要である。さらに、一つの目標のみが測定ビーム内になければならず、さもなければ微調距離測定の誤差に加えて、粗調距離測定における誤差も生じるからである。より長い距離のために、少なくとも一つの粗調測定と一つの微調測定が要求される。単一チャネル測定原理、即ち光経路又はチャネルスイッチ無しでの測定原理は、単一周波数の下では不可能である。

移動時間計は、正確な信号分離において不利とならないが、その測定の精度は、しばしば測地測量にとって不十分であり、特にサブミリメートルの精度が要求される場合に不十分である。

この原理によって動作する距離計の場合、光パルスが同様に出射され、この光パルスは適切な任意の測定によって分割されて、一部が内部光経路(キャリブレーションパス)を通過して直接受信機に向かう。一方、光の残りの成分は、装置から外部光経路を通って送られる。

この外部成分は、測定すべき距離（被測定距離）だけ離れた目標に達し、そこで反射して適切な光学的システムを通り受信機に達する。この受信機は、増幅器を備えたフォトダイオードからなる。

前記内部光経路を通過した光パルスは、前記受信機において参照パルス（以下ではスタートパルスと称す）を生成する。前記外部光経路（被測定距離）を通過した光パルスは、受信機において、いわゆる測定パルス（以下ではストップパルスと称す）を生成する。

内部と外部光経路の長さが異なるため、二つの光パルスは異なる時間に受信機に到達する。このスタートパルスとストップパルス間の時差は、移動時間と称すこととし、これは内部と外部光経路の距離の差に比例する。測定すべき時差は非常に小さく、即ち、使用に適した距離測定システムで使うミリメートル又はサブミリメートルの測地測量的精度に合致させるために、非常に正確に測定する必要がある。移動時間を測定するためには、ギガヘルツレンジのサンプリングレートの複雑な高周波電子回路が要求されるため、少なくとも受信信号をデジタル化する。

ストップパルスが受信機に到達した後も、追加の光パルスが送信機から発せられる。これは、数キロメートルを明確に保証するために、数十キロヘルツの相対的に低いパルス繰り返し周波数を必要とする。このように低いパルス繰り返し周波数において、十分に大きな光エネルギーを放射することができるために、レーザースポットは容易に見ることができるか、又は目の安全の限界（レーザークラス２）まで達することができるように、ピーク出力は、パルス幅に応じて数十ワットから１キロワットの範囲でなければならない。

単一チャネル移動時間測定の長所は、スタートパルスとストップパルスとが短時間に連続して発生し、それらは同じ移動時間に従うため、タイムドリフトが無いことと、ストップパルスがクロストークパルスの後で発生するために、光学的クロストークに対し鈍感であることと、内部と外部光経路に対する不要な切替可能な光学的コンポーネントを省略することができることである。

しかし、移動時間測定の短所は、特に、ＲＦ信号と複雑なビーム源の非常に複雑なサンプリングと時間測定であり、これらは、取り扱うことも困難である（例えばマイクロチップレーザーの特性変調など）。高いピークパワーを有する半導体レーザーダイオードは、不利に広範囲の照明範囲を有し、放射は不十分な範囲に焦点合わせされ、又は視準が合わされる。レーザービームは、回折限界の小さな領域から放射する十分に空間的にコヒーレントな点光源のみ用いることで、十分に小さな発散で準平行な光束に集中することができる。このような回折限界の小さな領域から放射され、十分に小さな発散をもったビームに集光可能な半導体レーザーダイオードは、数百ミリワットに制限され、パルス移動時間メータに対して十分に低い出力のピーク送信出力に合わせる必要がある。

チャネル分離と光スイッチング無しで取り扱う種々のアレンジメントが知られているが、どの解決策も、様々な不利益と関連付けられる。

位相測定原理に従う光電子距離測定の方法と装置は、文献ＤＥ１０００６４９３Ｃ２に記載されている。位相メータは、機械的光経路スイッチングの無い２チャンネル受信機を備え、回路は２つの受光器を備える。距離測定において、どの場合も、信号の位相は第一と第二受信機で測定される。第一受信機で測定された位相は、内部参照光経路の距離を表し、第二受信機で測定された位相は、目標物までの距離を表す。二つの位相間の距離は、参照光経路に基づいて、ドリフトの無い絶対距離を与える。第二の発信機を用いて、２つの光受信機とその増幅回路を経由して生み出される位相差は、すべて同時に測定される。この解法の不利な点は、より複雑な構成となる２つの発信ユニットと２つの光受信機と、各二つの光受信機に対する２つのエレメントからなるビームの組み合わせを用いた２つの光経路のインターリービングである。

第二のアレンジメントは、文献ＵＳ６３６９８８０に記載されている。そこで開示された位相メータは、機械的光経路スイッチングの無い２チャンネル受信機と、２つの光受信機を備えている。距離測定において、どの場合も第一と第二受信機での信号位相が測定され、２つの位相間の差異は測定距離に対応する。この解法の欠点は、同様に光感受性と位相感受性受信ユニットが重複することである。

ＷＯ０３／０６９７７９には、機械的光経路スイッチングの無い２チャンネル受信機を有する移動時間メータが記載されており、光スイッチングと無関係な参照測定原理は、移動時間メータの場合にも用いられている。しかし、開示された移動時間メータも、同様に二つの光受信機を採用している。２つの受信機からの信号は、高周波レンジで動作する時間測定ユニットに供給される。距離測定において、平行して測定される内部と外部移動時間の間の差異が計算される。この解法も、受信ユニットが重複するという欠点を有する。

このように、従来技術の解法は、外部と内部の光経路間にスイッチング機構を要するか、又は受信システムに重複があり、従って、高価で複雑な設計のものであった。

ＤＥ１０１１２８３３Ｃ１には、位相移動時間法とパルス移動時間法と、主に後述するケースで関係する高ピークパワー出力、即ち良好なＳ／Ｎ比との長所の組み合わせを意図した、光電子式距離測定の方法と装置が記載されている。光電子式距離測定のために、発光ダイオードのレーザービームは、強度変調した一連の送信光パルスとして目標のプレートフリーな測定物に送られ、そこで反射した測定光パルスは、光検出器で検出され、それによって第一の光電流コンポーネントが生成される。さらに、前記強度変調した一連の送信光の小さな断片は、一連の参照光パルスとして分岐し、既知の参照経路を通過した後に、同様に光検出器に入り、その結果、第二光電流コンポーネントが生成される。用いられた光検出器は、アバランシェフォトダイオードであって、重ねられた測定光パルスが、局所発信機が生成した一連のミキサーパルスと共に、比較的低い中間周波数レンジに直接変換され、それから測定距離が適切な変換の後に決定される。

このアプローチの困難な点は、スタートパルスとストップパルスとが重なり合う場合があり、その場合、パルスの分離又は割付が不可能である。用いられる高調波の数が２０であるため、ギガヘルツレンジの周波数が必要である。用いられる高調波の減少は、パルスの重なりの可能性を増すことになる幅の広いパルスにつながる。

本発明の目的は、複雑でなく、技術的に容易な距離測定の方法と装置とを提供することである。

本発明のもう一つの目的は、従来の欠点の無い位相原理と移動時間原理との組み合わせを実現することであり、特にパルスを分離可能とするものである。

これらの目的は、請求項１と９又は従属請求項の主題によってそれぞれ達成される。

本発明は、新規の距離測定原理と、移動時間測定ユニットと二つのビーム経路間で特定のチャネル分離の無いシンプルな光学的発信と受信ユニットとからなる装置を提供する。距離測定装置は、例えば測地測量装置として通例の望遠鏡に取り付けることができる。例えば再帰反射器のように、反射する目標プレートと同様に本来の目標物までの距離を測定する。

基本原理は、二つの移動時間、特に外部と内部の光信号の移動時間、の結合又は平行測定による距離測定原理である。結合又は平行測定は、時間分解され、互いに密接した２つのパルスのリンクされた記録として理解される。従って、「結合」と「平行」という用語は、厳密に同時ということと厳格に一致する必要はなく、時間と、測定プロセス間の時間に関し、パルス測定において一致することを要求する。この２つの移動時間間の差異は、実際の測定変数として出力される。ミリメートル又はサブミリメートルの精度での距離測定を実現するために、通常内部参照光経路で形成される参照距離が用いられる。本発明によれば、２つの光経路間のスイッチングは、無しで済ますことができる。

信号は装置内部の光経路と、測定すべき外部光経路の両方を経由して、共通の、特に単一のフォトダイオードに入り、測定チャネルはそれによって明確になり、２つの信号パルス間の移動時間の決定という課題を構成する。レーザーパルス周波数は数メガヘルツからギガヘルツの範囲になるため、前記目的は、さらに複雑になる。複数の光パルス、極端な場合には１００光パルス以上が、測定すべき外部光経路に沿って同時に進行する。従って、本発明は、レーザーパルスを識別するためのコードを用いることなく、外部光経路における光パルスの数の測定を可能にするアプローチとも関連する。この原理に関連する変調周波数は、通例位相メータの場合にのみ用いられる。

本発明が基礎とする原理は、移動時間測定の長所と、位相測定の長所とを組み合わせる。原理的に、このアプローチは単一チャネルパルス移動時間メータに似ている。しかし、（パルス位相時間メータとして）ギガヘルツレンジのサンプリングレートを用いた信号の高周波サンプリングの代わりに、スタートパルスとストップパルスを用いた高周波受信信号が、同時に（位相メータとして）より低い周波数バンドの位相にダウン変換される。

例えばPLL制御の局所発信器が生み出すようなRFパルス信号を、ミキサー信号として用いることができる。本発明に従う１チャネルヘテロダインシステムにおいて、位相メータとは対照的に、すべての高調波が付随して用いられる。RFレンジにおけるスタートとストップパルスは、高周波の時間が拡張したイメージに帰結する。適切な時間拡張のための係数の選択は、どの場合にも発信機のパルス周波数に依存する。例えば、１MHｚ／（１MHｚ／１２８）＝１２８の拡大係数は、パルス周波数が１メガヘルツの場合に十分であるが、５００MHｚ／（１MHｚ／１２８）＝６４０００の領域での拡大係数が、パルス周波数１００メガヘルツの場合には必要である。

LF信号の低周波数サンプリング（１メガヘルツ以下）を用いて、スタートとストップパルスの間隔は容易に測定可能である。それは、測定すべき測定経路に比例する。

本発明に係る１チャネルヘテロダインシステムの長所は、以下のように説明できる。
ａ）内部と外部光経路のための切替え可能な光学コンポーネントが不要である。
ｂ）アレンジメントが、クロストークに対して鈍感である。クロストークは、例えばスタートパルスをさえ表すことができる。さらに、パルスレートを適切に選択することで、ストップパルスを選択可能であり、クロストークパルスは同時には発生しない。
ｃ）受信信号の評価は、低周波数レンジでの時間拡張に基づいて実現することができる。すべての時間に関連した測定誤差は、拡張係数によって削減できる。
ｄ）スタートパルスとストップパルスは、同じ送信と受信回路を経由して供給されるので、それらの信号移動時間は、距離測定と無関係で距離測定に影響を与えない。
ｅ）著しいタイムドリフトは存在しない。スタートパルスとストップパルスとは、短時間に連続して発生し、同じ内部と外部移動時間に従う。
ｆ）高いパルス周波数によって、またそれゆえ対応して低い光学的ピークパワーで、CW半導体レーザーを良好な集光特性で使用可能である。
ｇ）明確に検出可能な光スポットを目標物上に生成するために、もしレーザーが可視放射をした場合、高いレーザーパルス周波数によって平均光学パワーは十分に強い。

本発明に係る１チャネルヘテロダインシステムは、例えば以下の測定において、さらに発展させることができる。
ａ）高い繰り返し周波数によって、多数の距離においてストップパルスはスタートパルスと同時発生するので、二つのパルスは互いに強く影響を及ぼし、容易に互いと分離することができない。しかし、各距離測定において、スタートパルスと間隔を空けてストップパルスが発生するように、パルス周波数を見出し又は選択することが可能である。
ｂ）粗い距離測定において、位相メータと同様に、近接した周波数が評価される。しかし、上記ａ）の制限によって、劣悪な条件下では、信頼性を保証できる任意の小さな周波数ステップを常に採用できる訳ではなく、不正確な測定となる場合もある。

高いパルス繰り返し周波数によって、１から１０メートルの距離で、ストップパルスはあとに続くスタートパルスと同時に発生する。従って、この距離から１つより多い光パルスが進行する。位相測定において、この場合の問題は、発信機と受信機間に存在するパルスの数を決定することである。スタートパルスのストップパルスとの同時発生は、特別な問題を構成する。それぞれの周波数で考えた場合、この衝突は、多くの距離で、又は少しの距離で発生する。もし二つのパルスが、一つが他の上に位置するか、互いに接するように位置した場合、特に移動時間に関して相互に影響が発生する。この場合、もはやパルスを十分に精度良く互いに分離することができなくて、十分な精度で時間測定をすることはできない。

最適なパルス繰り返し周波数を選択することで、１チャネルヘテロダインシステムの明確な測定範囲は、パルス時間Ｔ_ｉ又はパルス間隔Ｌ_ｉ＝（ｃ／２）・Ｔ_ｉ以上に拡張可能である。ここでｃは、光の速度である。移動時間メータを合わせる場合に、最も長いパルス間隔Ｌ_ｉは最大の正確な範囲に対応し、高パルス周波数において１から１０メートルである。

本発明によれば、距離は少なくとも二つの異なるパルス繰り返し周波数を用いて測定され、より大きな正確に測定できる範囲に対しては、正確に測定できる範囲を拡張するために複数の異なるパルス繰り返し周波数が用いられる。受信した信号の形状に基づいて、どのパルス繰り返し周波数がストップパルスを妨害せず、従って時間測定に適しているか決定することが可能である。受信した信号の形状は、二つの信号パルス、即ちスタートとストップパルスが、別々に並んで発生した時に、用いることができる。一方で、もし二つのパルスが互いに接触していたり、他の上に重なっている場合には、受信信号は評価の役に立たない。

可能な限り少しの周波数スイッチング動作で、又は役に立たない周波数を可能な限り少しにすることを可能にするために、距離範囲において公倍数を避けるためのナンバー理論の原理に従って、通常のパルス間隔を都合よく選択することができる。

実際のケースでは、これは異なる周波数に対して調整したストップパルスが互いに接近するが、重ならないように、周波数又はパルス間隔Ｌ_ｉとＬ_ｊを選択することを意味する。従って、もし二つのストップパルスが隣接する場合、パルス間隔Ｌ_ｉとＬ_ｊの周波数においては、
｜Ｎ_ｉ・Ｌ_ｉ−Ｎ_ｊ・Ｌ_ｊ｜＜１／２・ｍｉｎ（Ｌ_ｉ，Ｌ_ｊ） （１）
の関係が成立する。所望の正確な測定範囲Ｄ_ｍａｘで、２つのパルスは互いに接しない、又は少なくとも可能な限り少ないパルス幅Ｌ_ｉ，Ｌ_ｊで互いに接しない。
もしＮ_ｉ・Ｌ_ｉ≦Ｎ_ｊ・Ｌ_ｊの時、Ｎ_ｉ・Ｌ_ｉ＜Ｎ_ｊ・Ｌ_ｊ−２・パルス幅 （２）
もしＮ_ｉ・Ｌ_ｉ≧Ｎ_ｊ・Ｌ_ｊの時、Ｎ_ｉ・Ｌ_ｉ＞Ｎ_ｊ・Ｌ_ｊ＋２・パルス幅
特に、距離範囲が以下の場合、上記関係が成立する。
Ｎ_ｉ・Ｌ_ｉ＜Ｄ_ｍａｘ かつ Ｎ_ｊ・Ｌ_ｊ＜Ｄ_ｍａｘ （３）
ここで、変数Ｎ_ｉ，Ｎ_ｊは正の整数であり、一般的には５００未満の自然数である。

式（２）の要件は、しかしシンセサイザの制限された周波数帯域幅（例えば３３メガヘルツ＋／−５メガヘルツ）のせいで、等式（３）に従う全距離範囲において、ほとんど満たされない。もし周波数セットができる限り少し要件（２）を犯した場合（最小原理）、周波数セット又はパルス間隔Li, Ljのグループは、最適であるとみなすことができる。もちろん、間隔（３）に対してなるべく最適な範囲で、要件（２）を満たすための他の既知の数学的手法もある。測定ビームの二つ以上の目標物がある場合でも、要件（２）は有効である。

静的な周波数セットの代わりに、各測定距離に依存したフレキシブルな周波数手順を用いることも可能である。レーザーパルス周波数のセットは、例えば５つの特定の周波数と、一つの自由に選択可能な周波数とから構成することができる。粗い距離測定は、５つの特定の周波数で実行され、そして精密な測定では、都合よく選択されたレーザーパルス周波数で実行されて、スタートパルスとストップパルスとが、重なったりくっついたりしないようにする。適応性のある周波数を選択することができる。例えばストップパルスがパルス間隔L_iの１／４と３／４の間にくるようにする。
｜ｘ_ｉ｜∈｛１／４・・３／４｝ （４）
ここでｘ_ｉ（サイクル）は、スタートパルスとストップパルス間の距離を間隔Ｌ_ｉで割った実測変数である。

これにより求める距離は、以下のように計算される。
Ｄ＝Ｎ_ｉ・Ｌ_ｉ＋ｘ_ｉ・Ｌ_ｉ （５）
ここで、実測変数ｘ_ｊは間隔Ｌ_ｉにおけるサイクルであり、Ｎ_ｉは測定範囲におけるレーザーパルス数である。

あいまいな値Ｎ_ｉ、即ち装置と目標物間の送信パルスの数を解くためのいくつかの数値法がある。このように、種々の適切な方法が、レーダー又はＧＰＳ人工衛星測量技術から知られている。差分法や線形結合（ＬＣ）法、特にナローレーンＬＣ又はワイドレーンＬＣ法を、例として記載する。

ワイドレーンＬＣの調和した合成パルス間隔Ｌｗがあいまいさの範囲Ｄ_ｍａｘを超える場合において、Ｎ_Ｗ＝０で、あいまいな値Ｎ_ｉは直ちにすべての周波数に対して、又はこのＬＣに対するパルス間隔Ｌ_ｉに対して、調和パルス間隔Ｌ_Ｗを用いて解くことができる。
Ｎ_ｉ＝＜ｘ_Ｗ・Ｌ_Ｗ／Ｌ_ｉ＞ （６）
括弧は、次の最小整数に端数を切り下げることを示す。もちろん、他の方法も当業者には既知である。

さらに発展した方法は、パルス間隔Ｌ_ｉでのスタートパルスとストップパルス間の移動時間の差又はサイクルｘ_ｉの正確な測定を可能にする。信号パルス（時間信号）は、不連続の時間間隔でのデータサンプルとしてメモリに保存される。標本値間の時間解像度又はより正確には距離解像度は、通常１０ミリメートルから１００ミリメートルである。サブミリメートルの解像度を得るためには、標本値間の時間補間法が必要である。高い分解能のみならず、十分な精度をも得るための方法は、測定前に記録された参照信号と受信信号パルスとの相互相関を取ることである。二つの参照パルスの重ね合わせは、デジタル化された測定信号と相互相関付けられる。参照信号をサンプリングすることで、近似計算と同様に補間法も可能である。

ＬＦ変換した受信信号の高調波の評価にもかかわらず、元のＲＦ信号に現れた時間又は距離情報の大部分は、受信信号（スタートとストップパルス）の時間遅れによって失われる。従ってＲＦ受信パルスの最も高い高調波の期間に対して少なくとも２つのサンプリングパルスが存在しない限り、ナイキスト基準が犯される。この損失は、サブサンプリングシステムと同様に、ＲＦ受信パルスとミキサーパルス（＝サンプリングパルス）間に出会わないというヘテロダイン原理を通して発生する。これらＲＦ受信パルスの移動時間情報は、ミキサーギャップ内で生じないため、ヘテロダイン時間又は周波数情報に含まれず、従ってＬＦ信号になんら貢献しない。

本発明に係る最小損失時間拡張原理は、少なくとも二つ、好ましくはそれ以上の互いに位相シフトしたミキサーパルス信号と平行なＲＦ受信パルスを同時に、複数の分離ＲＦ信号にダウン変換することによってこの信号情報の損失を補償する。これらの幾つかのＬＦ信号は、正しい位相で合計され、組み合わされて単一の受信信号を与える。ノイズ貢献はこのパラレルミキサーシステムにおいて相関が無いから、Ｓ／Ｎ比はミキサーチャンネルの数とともに上昇する。

異なる位相のミキサー信号の最適数は、高周波のパルス幅とパルス時間Tiに依存するが、帯域限定受信信号、特に、最高周波数における受信信号には依存しない。ミキサーチャネルの最大数は、パルス時間をパルス幅で割った商の2倍に相当する。ミキサーチャネルの出力に現れるこれらのいくつかの低周波信号は、正しい位相とともに合計することができる。

図１に概略的に示した本発明の第一の実施例に係るブロックダイヤグラムは、１チャネルヘテロダインシステムの実質的な構成要素を示す。平均的なクロック精度０．５〜５ｐｐｍの参照用水晶発信器が信号チェーンの初めに存在する。いわゆるダイレクトデジタル周波数シンセサイザ２ａが発信チャネルに存在する。マイクロコントローラ又はマイクロプロセッサμＰのプログラミングに依存して、要素２ａは数キロヘルツ又は数メガヘルツの範囲で所望の周波数を生成する。

周波数コンバータ３ａも同様に送信チャンネルと調整し、周波数のより高い範囲で乗算して測定周波数Ｆ_ｉを得る。さらに、周波数コンバータ３ａはフィルタとして働き、信号スペクトルの純度を保証する。ドライバ部４は、制御周波数を短い期間の電気パルスに変換し、例えばレーザーダイオードからなる光源５を駆動する。光パルスの一部は放射信号ＥＳとして測定すべき目標物に向かい、他の部分は内部信号ＩＳとしてビームスプリッタを経由して直接受光器に向かう。アレンジメント６は、内部参照光経路に相当し、そこで各スタートパルスが生成する。実現化の最も単純な場合として、送信器から受光器に向かって散乱した光が参照光経路として十分な場合、ビームスプリッタは不要である。目標物で散乱され、受光された光パルスは、反射信号ＲＳとして同じ受光器７に同時に、又は平行に入り、ストップパルスを形成する。

高周波のスタートとストップパルスは、その後、高いバンド幅の電子ミキサーによって増幅器８を経由してサンプリングされ、その結果、送信チャネルと比較して僅かに異なる周波数とともに、高周波パルス信号によって制御される。これは、位相に対して時間遅れ効果がある場合のサブサンプリングである。時間遅れのある信号は、ダウンサーキットローパスフィルタ１０の出力のところでのみ入手できる。ミキサー制御信号は、シンセサイザの第二セクタによって生み出され、これは例えば周波数が同じマイクロコントローラ又はマイクロプロセッサμＰによって制御される、時間の点で第一周波数シンセサイザ２ａと位相が等しいダイレクトデジタル周波数シンセサイザ２ｂからなる。

時間遅れのある受信信号は、ＡＤコンバータＡＤＣによって、キロヘルツからメガヘルツの範囲の十分に速いサンプリングレートでデジタル化され、メモリに貯えられる。

各レーザーパルス周波数Ｆ_ｉに対して、スタートとストップパルス間の時間変換相対的遅延ｘ_ｉが、測定した変数としての時間変換パルス間隔Ｔ_ｉに関して計算される。サンプリングポイント間の時間に関する補間は、相互相関法又は関数一致法によって成立する。

あいまいさＮ_ｉ即ち装置と目標物間の光パルスの数に関する解は、例えば測定値Ｘ_ｉ間の差異を計算する方法によって成立する。これらの値は、非あいまいさの範囲Ｄ_ｍａｘの長さと比較できる長いパルス期間に対し調整される。あいまいさの測定は、あいまいさのパラメータＮ_ｉの正確なセットを迅速に見つけることのできる小さな調査範囲に制限される。相対的な遅延Ｘ_ｉからあいまいさを測定するための実際に関連する方法は、当業者には既知であり、例えばＧＰＳアルゴリズムの位相あいまいさの解法がある。

図２は、本発明に係る１チャネルヘテロダイン装置の第二の実施例のブロックダイヤグラムであり、図１、特に位相メータに比較して、実質的に感度が増加している。

ヘテロダイン高周波数ミキサー段を除いて、構成部品は実質的に図１のものと対応している。しかし、内部参照光経路６’は、反射面１２を通して導かれており、それによって内部信号ＩＳが受光器７に向かっている。このような反射面１２は、例えば装置のハウジングの内側に形成し、確定した反射が内部信号ＩＳとして働く。

平行に配置された複数のミキサーモジュール９ａ、９ｂ、９ｃ、９ｄを用いて、信号のサブサンプリングの損失に関連した効果を除くことができる。この拡張された装置において、周波数変換部１３は、例えばいったん送信チャネルに対してわずかに周波数がシフトした４つの高周波数制御信号パルスを生成する。これらの制御信号の位相は、（制御信号 ２π／数）の整数のステップで互いに対してシフトする。

従ってミキサーモジュール９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄは、またこれらの位相ステップによって遅延した信号を、ローパスフィルタ１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄと調整した出力で生成する。時間変換した信号は、事実上同時にデジタル化され、マイクロプロセッサμＰによってメモリに保存される。他の実施例においては、アナログ出力信号も、正しい位相とともに合計され、その後デジタル化される。

サブサンプリングを通して発生するＳ／Ｎ比の損失は、後処理の途中で、この例では４回正しい位相とともに、特に（制御信号の２π／数）の整数ステップだけ累積的にデジタル信号パルスシーケンスを加算することによって取り除かれ、単一信号パルスシーケンスを与える。

各時間遅れの累積的なパルス周波数に対し、スタートとストップパルス間の時間変換した相対的な遅れｘ_ｉが、図１に類似した測定変数として、時間遅れパルス間隔と関連して計算される。累積的な信号パルスのサンプリングポイント間の時間に関する補間法は、もう一度、相互相関法と、フーリエ変換、又は関数適合アルゴリズムによって達成される。

この距離測定装置の特に有利な特性は、測定感度が経過時間メータと同程度であり、測定精度が位相メータと同程度であることである。

図３に、高周波ヘテロダインミキシング前後の信号図を示す。パルス時間Ｔ_ｉ＝１／Ｆ_ｉを有するＲＦ受信信号１７は、スタートとストップパルスからなり、電気的にかつ類似的に、シングルパルスからなり、パルス時間１／Ｆ_ｉよりわずかにシフトした周波数を有するミキサー信号１８によってミックスされる。下に敷かれた高周波キャリア周波数を有する振幅変調された出力信号１４がミキサーの出力を形成する。この出力信号のエンベロープは二つの信号パルスを有し、一つは時間変換したスタートパルス１５で、もう一つは時間変換したストップパルス１６と調整している。信号の時間遅れを用いて、従来の位相測定と同様の長所が利用されて、低周波レンジの信号は、経済的な電子コンポーネントと低消費電流とともに、さらに加工され、デジタル化される。さらに、電子コンポーネントの系統的な移動時間誤差の影響は、ミキサー部の時間遅れ因子によって減じられ、それは装置の測定精度を相当に高める。

図４に、時間遅れ表現における図３の信号の一部を示す。どのようにＲＦ受信信号１７のストップパルスが増幅されず、スタートパルスのみ部分的に増幅されるかを示す。結果として、スタートパルスのみがミキサーの出力を通過し、ストップパルスはこの位相で失われる。同程度に高い周波数と付加的な振幅変調を有する出力信号１４がミキサーの出力のところで形成される。出力信号１４のエンベロープ１９もまた示す。

図５も図３の拡大部分図であり、さらにエンベロープ１９又は深くパスフィルターされ時間遅れしたスタートパルス１５を表している。例として領域２０において、ミキサー信号１８を通り受信信号１７においてスタートパルスを捕らえることと、故に出力への前方移動とは、明白である。受信信号１７における時間遅れのより小さなストップパルスは、他方でこの位相ではミキサー信号１８によって捕らえられず、従ってミキサーの出力には現れない。エンベロープ１９が時間変換されたスタート又はストップ信号を描く、高周波振幅変調出力信号１４が通過する。

図６に低周波数レンジに変換された受信信号の図を示す。適切なパルスシーケンスの期間は、第一スタートパルス１５ａとストップパルス１６ａと第二スタートパルス１５ａ’とからなり、Ｌ_ｉとしての時間遅れパルス間隔２２もこの図から明らかである。ここで決定すべき測定変数は、時間、即ち第一スタートパルス１６ａとストップパルス１５ｂの間の遅れ２１である。ＡＤコンバータによるサンプリングの後に、遅れ２１とサイクルｘ_ｉは、遅れ２１とＴ_ｉ＝Ｌ_ｉ／ｃの比として計算することができる。目標物までの距離の計算は、上記関係（５）によって実行される。
Ｄ＝Ｎ_ｉ・Ｌ_ｉ＋ｘ_ｉ・Ｌ_ｉ

ターゲットが複数ある場合において、第一ストップパルスに加えて、サイクルｘ_ｉの追加のストップパルスを、変調送信周波数Ｆ_ｉ毎に別々に測定することができる。千鳥状の目標物への距離を測定できる可能性があることは、本発明の装置特有の長所である。

図７は、ヘテロダインサブサンプリングの効果を明らかにする。もし装置がただ一つの高周波数ミキサーを備えている場合、信号エネルギーの一部は失われる。この損失に関連した効果は、点２４の箇所で明らかであり、そこではミキサーの制御パルスがスタートパルスとストップパルスの間に落ちている。これを避けるため、複数のミキサーモジュールが受信チャネルで平行に隣り合って用いられる。制御信号の位相は、平行ミキサーの数の一部によって互いに対してシフトする。このことは、少なくともパルス期間Ｔ_ｉのミキサーの一つが、有効な信号サンプリング２３を実行し、よって失う信号エネルギーは無いことを確実にする。このような受信装置の感度は、パルス移動時間メータの感度に匹敵し、従って従来の位相メータの感度とは相当に異なる。

コンポーネントや原理の種々のアレンジは代替的方法や補足的方法によって互いに組み合わせることができるのは、当業者にとって自明のことである。さらに、装置の実施例は、ヘテロダイン又はホモダインデザインを有しても良い。

本発明に係る装置の第一実施例のブロックダイヤグラム概要図である。 位相メータと比較して感度の増加した本発明に係る装置の第二実施例のブロックダイヤグラムである。 高周波ヘテロダインミキシング前後の信号の図である。 大縮尺の高周波ヘテロダインミキシング前後の信号の図である。 変換したスタートパルスと大縮尺の高周波ヘテロダインミキシング前後の信号の図である。 スタートパルスとストップパルスからなるLF信号パルスシーケンスの図である。 ヘテロダインサブサンプリングの効果を示す概要図である。

Claims (15)

1. 装置の外側から測量すべき少なくとも一つの目標までの測定経路を経由し、装置の内側の参照経路（６）を経由する少なくとも一つのパルス繰り返し周波数を有する特に光からなる電磁放射パルス（ＥＳ）の出射をするステップであって、前記参照経路（６）を通過する放射（IS）が、少なくとも一つのスタートパルスを形成し、前記測定経路を通る放射(RS)が、少なくとも一つのストップパルスを形成するステップと、
   目標によって後方散乱された放射（RS）と、前記参照経路を通過した放射（IS）とを受信するステップであって、前記目標によって散乱された放射（RS）と、前記参照経路を通過した放射（IS）とは、特に共通の受信機（７）によって平行に検出され、受信信号（１７）は前記目標によって散乱された放射（RS）と、前記参照経路を通過した放射（IS）とからなる構成要素を有し、前記放射が、前記受信信号（１７）に変換されるステップと、
   少なくとも一つの目標までの少なくとも一つの距離を、前記受信信号（１７）から決定するステップと、からなり、
   最大外部測定経路の大きさと同じ桁の範囲において、それらの協調されたパルス間隔が公倍数を有さないように、少なくとも二つのパルス繰り返し周波数、特に４つのパルス繰り返し周波数が選択されることを特徴とする高精度距離測定方法。
2. 前記受信信号（１７）が前記パルス繰り返し周波数より低い周波数を有する出力信号（１４）にダウンコンバートされることを特徴とする請求項１記載の距離測定方法。
3. 少なくとも2つの前記パルス繰り返し周波数、特に４つの前記パルス繰り返し周波数が所定の周波数帯域幅の範囲内で選択され、協調されたパルス間隔（２２）L_ｉとL_ｊの可能な限りの組み合わせに対して、条件
   ｜N_ｉ・L_ｉ−N_ｊ・L_ｊ｜≧２・パルス幅
   を満たし、N_ｉとＮ_ｊが、正の整数であって、特にＮ_ｉ，Ｎ_ｊ＜５００の時に
   ｜N_ｉ・L_ｉ−N_ｊ・L_ｊ｜＜１／２・ｍｉｎ（Ｌ_ｉ，Ｌ_ｊ）
   となることを特徴とする請求項１又は２に記載の距離測定方法。
4. 少なくとも一つの前記パルス繰り返し周波数が変数であって、それぞれの測定距離に応じて選択され、前記スタートパルスと前記ストップパルスとが、互いに重なりも接触もしないことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１に記載の距離測定方法。
5. 低周波数受信信号（１４）の少なくとも一つのパルスと参照信号、特に合成して作成された参照信号又は前の測定時に保存された参照信号との間に相互相関関係があることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１に記載の距離測定方法。
6. 前記受信信号（１７）が、互いに位相がシフトした少なくとも二つのミキサー信号（１８）と同時にかつ並列にダウンコンバートされて、少なくとも二つの低周波信号となることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１に記載の距離測定方法。
7. 少なくとも二つの低周波信号が正確な位相と結合することを特徴とする請求項６記載の距離測定方法。
8. 機械読み出し可能な媒体に保存され又は、電磁波によって具体化されたプログラムコードからなり、特にコンピュータによって実行される場合に請求項１ないし７のいずれか１に記載の方法を実行するための、コンピュータプログラムプロダクト。
9. 少なくとも、前記放射線（ES）を生成し出射するための放射線パルス源（５）、特に光源と、
   少なくとも一つの測定すべき目標に向かって装置の外側の測定経路を経由し、同時に装置内部の参照経路（６）をも経由するように放射線を放射可能であるところの、その参照経路（６）と、
   放射線を受信し、少なくとも一つの受信信号（１７）に変換する特に単体の受信機受信機（７）と、ここで目標から後方散乱された前記放射線（ＲＳ）と前記参照経路を通る放射線（ＩＳ）が共に検出されて、前記受信信号（１７）が目標から後方散乱された前記放射線（ＲＳ）と前記参照経路を通る放射線（ＩＳ）とを構成要素として有し、
   前記信号を処理する信号処理装置（μＰ）と、からなる距離測定装置であって、
   前記放射線源（５）は、前記放射線が、少なくとも二つ、特に４つ又は５つのパルス繰り返し周波数で出射することが可能であり、前記パルス繰り返し周波数の少なくとも一つ、特に自由に選択可能なものが、調整可能であるように設計されていることを特徴とする請求項１ないし７のいずれか１に記載の方法を実行するための距離測定装置。
10. 前記パルス繰り返し周波数が、最大外部測定経路の大きさと同じ桁の範囲において、ストップパルスが時間の関数として互いに接触又は重ならないようにした少なくとも二つのパルス繰り返し周波数が存在するように選択されることを特徴とする請求項９記載の距離測定装置。
11. 前記パルス繰り返し周波数が、協調されたパルス間隔（２２）L_ｉとL_ｊの可能な限りの組み合わせに対して、条件
    ｜N_ｉ・L_ｉ−N_ｊ・L_ｊ｜≧２・パルス幅
    を満たし、N_ｉとＮ_ｊが、正の整数であって、特にＮ_ｉ，Ｎ_ｊ＜５００の時に
    ｜N_ｉ・L_ｉ−N_ｊ・L_ｊ｜＜１／２・ｍｉｎ（Ｌ_ｉ，Ｌ_ｊ）
    となるように選択されることを特徴とする請求項１０記載の距離測定装置。
12. 前記受信信号（１７）を低周波出力信号（１４）にダウンコンバートする少なくとも一つのミキサー（９、９ａ−ｄ）を備えたことを特徴とする請求項９ないし１１のいずれか１に記載の距離測定装置。
13. 前記受信信号（１７）の時間の遅れのためのサブサンプラーとしてのパルス式アナログミキサー操作を備えたことを特徴とする請求項１２記載の距離測定装置。
14. 前記放射線源（５）が、ＣＷ半導体レーザーであることを特徴とする請求項９ないし１３のいずれか１に記載の距離測定装置。
15. マルチチャンネルヘテロダイン配置として、異なる位相で動作する並列に接続された少なくとも二つの電子信号ミキサーを備えたことを特徴とする請求項９ないし１４のいずれか１に記載の距離測定装置。

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