CN101080647B - 单通道外差距离测量方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及单通道外差距离测量方法。根据本发明，可以通过使用至少两个脉冲重复频率来广播脉冲电磁辐射(ES)而执行高精度的距离测量，将这些脉冲重复频率选择为使得对应的脉冲间隔在最大外部测量范围的数量级范围内不具有公倍数。因此，既通过装置外部的测量路径向测量目标发射辐射，又通过装置内部基准路径(6)发射辐射，由此，沿基准路径(6)传送来的辐射(IS)限定至少一个起始脉冲，沿测量路径传送来的辐射(ES)限定至少一个停止脉冲。接收从目标散射回的辐射(ES)和沿基准路径传送来的辐射(IS)，并且将它们转换成接收信号，由此确定距至少一个目标的至少一个距离。并行地记录从目标散射回的辐射(RS)和沿基准路径(6)传送来的辐射(IS)，从而使得接收信号包括从目标散射回的辐射(RS)的分量和沿基准路径传送来的辐射(IS)的分量。

Description

单通道外差距离测量方法
技术领域
本发明涉及根据权利要求1的前序部分所述的距离测量方法、根据权利要求9的前序部分所述的距离测量装置以及计算机程序产品。
背景技术
在电子距离测量领域中，已知多种原理和方法，测量的两种基本光电原理体现为相位计(phase meter)和渡越时间计(transit time meter)。这两种原理都具有优点和缺点，并且用于多种大地测量装置中。因此，例如，因为相位计具有精度高且设计紧凑(这有利于集成在望远镜中)的优点，所以大地测量中使用的诸如经纬仪或准距仪的测量装置主要配备有相位计。
在相位测量技术中，按范围在几MHz到几百MHz的重复频率发射光脉冲(通常为方波信号)。除了LED以外，峰值功率为几mW的常规CW激光二极管也可以用作这种用途的光源。使用相位计，平均发射能量足够高，并且目标上的激光点的可见性对于要测量的距离来说不是问题。
对于距离测量来说，将发射信号的相位位置与返回信号的相位位置进行比较。相移与测量距离成比例。对由光电二极管接收的RF信号进行放大，并且借助于由锁相环(PLL)控制的本机振荡器信号将其忠实于相位地下变频到较低频带。
作为对按GHz范围的采样率进行高频信号采样的替代，采用低频接收器信号要容易得多。在此，在低频(LF)范围中的采样和模拟到数字转换更简单、更精确、并且电流消耗有数量级上的降低。在常规相位计中，仅使用基谐波或下变频LF信号。
为了将相位测量系统的确定度(unambiguity)从米的范围扩展到千米的范围，除了精细距离测量以外，还通常执行使用较低调制频率的一种或更多种粗略距离测量。
为了实现足够的绝对精度，通常接连地测量内部光路(校准或参考路径)和外部光路(测量路径)。这样，可以在电子装置中校准渡越时间的变化。还可以通过两个相同的并行接收通道来实现对渡越时间变化的校准。在相位计仅具有高信号分离度的2个通道的情况下，精确的距离测量是可能的。
相位计的优点尤其在于设计简单、在LF级进行测量、并且可使用可靠的束源。
由于因光串扰造成的信号叠加而导致的测量距离失真被证明是不利的，从而需要高度抑制的显著通道分离。由此，精确的距离测量需要发送通道与接收通道之间的严格信号分离，在紧凑设计的望远镜中，这是非常难于实现、复杂且昂贵的。此外，在测量光束中应当只有一个目标，因为否则除了精细距离测量误差以外还可能出现粗略距离测量中的误差。对于较长的距离，需要至少一个粗略测量和一个精细测量。使用简单的频率概念，单通道测量原理(即没有光路切换或通道切换的单通道测量原理)是不可能的。
渡越时间计没有严格信号分离的缺点，但是它们的测量精度对于大地测量来说常常是不够的，尤其是对于需要亚毫米级精度的情况常常是不够的。
在根据该原理工作的测距仪的情况下，同样发射光脉冲，通过适当的光学措施对该光脉冲进行分割，从而使得光的一部分通过内部光路(校准路径)直接传到接收器，而光的剩余分量从装置通过外部光路发送。
该外部分量到达某距离(要测量的距离(＝测量距离))之外的目标，并且从那里反射回来，通过适当的光学系统传到同一接收器，适当的是，接收器是具有降频电路(down-circuit)放大器的光电二极管。
经由内部光路传送的光脉冲在接收器中产生参考脉冲，在下文中将其称为起始脉冲。经由外部光路(测量距离)传送的光脉冲在接收器中产生所谓的测量脉冲，在下文中将其称为停止脉冲。
因为内部光路的长度和外部光路的长度不同，所以两个光脉冲在不同时间抵达接收器。起始脉冲与停止脉冲之间的时间差称为渡越时间，其与内部光路和外部光路之间的长度差成比例。要测量的时间差非常小，即，为了达到适合于实用距离测量系统的毫米或亚毫米级的测地精度，必须极其精确地确定它们。为了确定渡越时间，至少将接收的信号数字化，为此需要采样率在GHz范围的非常复杂的高频电子电路。
此外，仅在停止脉冲抵达了接收器之后才由发送器发射光脉冲。为了能够确保几千米的确定度，这需要几十kHz的相对较低的脉冲重复频率。为了能够以这种低脉冲重复频率发射足够大的光能以使得激光点可以容易地可视或者使得可以进入对眼睛安全的限度(激光器类2)，根据脉冲宽度，峰值功率必须处于几十W到1KW的范围内。
单通道渡越时间测量的优点在于：因为起始脉冲和停止脉冲在短时间内接连发生并且经历相同的渡越时间，所以不存在时间偏移，因为停止脉冲仅在串扰脉冲之后发生，所以对光串扰不敏感，并且省略了对于内部光路和外部光路的不必要的可切换光学部件。
然而，渡越时间测量的缺点尤其在于：对RF信号的采样和时间测量非常复杂，并且光束源很复杂，这也是难以处理的(例如，具有优质调制的微芯片激光器)。不利的是，具有高峰值功率的半导体激光二极管具有广泛的辐射范围，辐射能够聚焦或准直到的程度是不足的。只能用从衍射受限的小区域进行发射的足够空间相干的点光源将激光束聚焦到发散度足够小的准平行光锥(pencil)。迄今为止，从这种衍射受限的小区域进行发射并且因此可以聚焦到发散度足够小的光束的半导体激光二极管的峰值发送功率仅限于几百mW，由此对于脉冲渡越时间计来说太低了。
尽管已知无需通道分离和光切换即可进行工作的多种设置，但是所有解决方案都与多种缺点相关联。
在文献DE 100 06 493 C2中描述了一种根据相位测量原理进行光电距离测量的方法和装置。相位计配备有不具有机械光路切换的2-通道接收器，电路配备有两个光接收器。在距离测量中，在每一种情况下，都在第一接收器和第二接收器测量信号相位。在第一接收器测量出的相位代表内部参考光路的距离，在第二接收器的相位代表到目标对象的距离。基于参考光路，这两个相位之间的差给出了无偏移(drift-free)绝对距离。使用第二发送器，可以同时测量通过两个光接收器及其放大电路而产生的任何相位差。这种解决方案的缺点在于需要两个发送单元和两个光接收器，这导致构造更复杂，并且，对于两个光接收器中的每一个都需要通过用于光束合成的两个元件来对两个光路进行交织。
在文献US 6,369,880中描述了第二种设置。这里公开的相位计配备有不具有机械光路切换而具有两个光接收器的2-通道接收器。在距离测量中，在每一种情况下，都测量在第一接收器和第二接收器的信号相位，两个相位之间的差对应于测量距离。这种解决方案的缺点同样在于重复的光敏及相敏接收单元。
WO 03/069779描述了具有2-通道接收器的渡越时间计，该2-通道接收器没有机械光路切换，从而在渡越时间计的情况下也实现了无光切换的参考测量原理。然而，公开的渡越时间计同样使用两个光接收器。两个光接收器的信号馈送到在高频范围工作的时间测量单元。在距离测量中，计算并行测量出的内部渡越时间与外部渡越时间之间的差。这种解决方案也具有接收单元重复的缺点。
由此，现有技术的解决方案需要外部光路与内部光路之间的切换机制或者重复的接收系统，由此在设计方面昂贵且复杂。
DE 10112833 C1描述了一种用于电光距离测量的方法和装置，其旨在结合相位渡越时间方法的优点和脉冲渡越时间方法的优点，在脉冲渡越时间方法的情况下，主要关心的是高峰值光功率，即良好的信噪比。对于电光距离测量来说，将发射二极管的激光束作为发送光脉冲的强度调制序列而发送到无目标板的测量对象，通过光检测器检测在那里反射的测量光脉冲，由此产生第一光电流分量。此外，将强度调制的发送光脉冲序列的一小部分分路为参考光脉冲序列，并且在通过已知的参考路径之后，同样传到光检测器，由此产生第二光电流分量。使用的光检测器是雪崩光电二极管，其中，使用由本机振荡器产生的混频脉冲序列将叠加的测量光脉冲直接转换到相对较低的中频范围，由此可以在恰当的转换之后确定测量距离。
这种方法的困难在于起始脉冲和停止脉冲可能交叠，致使在这种情况下不能分离或分配脉冲。因为使用的谐波数量为20，所以频率进入千兆赫兹范围内是必要的。减少使用的谐波将导致宽脉冲，这继而增加了脉冲交叠的概率。
发明内容
本发明的一个目的是分别提供降低了复杂性和技术工作量的用于距离确定的方法和装置。
本发明的又一目的是在不必接受相位原理和渡越时间原理的缺点的情况下结合它们的优点，具体是使得脉冲可以分离。
分别由权利要求1和9的主题、或者从属权利要求的主题或进一步发展的技术方案来实现这些目的。
本发明提供了一种新颖的距离测量原理、以及包括渡越时间测量单元和简单的光学发送及接收单元而不在两个光束路径之间进行特殊通道分离的装置。例如，在大地测量仪器的情况下，该距离测量装置照例可以安装在望远镜中。测量到自然对象的距离，以及到反射目标板(例如后向反射器)的距离。
基础是对两个渡越时间(具体是外部光信号的渡越时间和内部光信号的渡越时间)的接连测量(joint measurement)或并行测量。接连测量或并行测量被理解为表示相对于时间确定并且靠近的两个脉冲的关联记录。由此，术语“接连”或“并行”并不需要任何严格同时意义上的严格并发，而仅需要脉冲测量相对于时间的相干性或者在测量处理期间相对于时间的直接关系。输出两个渡越时间之间的差，作为实际测量变量。为了实现所争取的在毫米级或亚毫米级精确的距离测量，因此进一步使用通常由内部参考光路形成的参考距离。根据本发明，可以省去两个光路之间的切换。
信号经由装置内部的光路以及要测量的外部光路同时传到公共的(具体来说为单一的)光电二极管，从而由此限定测量通道，确定两个信号脉冲之间的渡越时间构成难题。因为激光脉冲频率处于几MHz到GHz的范围内，所以使该目标额外复杂。由此，沿着要测量的外部光路同时进行多个光脉冲，在极端的情况下多达100个以上的光脉冲。由此，本发明还涉及如下方法：尽管不对激光脉冲的标识使用编码，也使得可以确定外部光路中的光脉冲的数量。迄今为止，与此原理相关联的调制频率通常仅出现在相位计的情况。
本发明所基于的原理还结合了渡越时间测量的优点和相位测量的优点。原则上，该方法类似于单通道脉冲渡越时间计。然而，作为对使用GHz范围中的采样率对信号进行高频采样(如在脉冲渡越时间计中)的替代，将具有起始脉冲和停止脉冲的高频接收信号同时忠实于相位地下变频到较低频带(如同在相位计中)。
可以将RF脉冲信号(例如，由PLL控制的本机振荡器产生的RF脉冲信号)用作混频信号。由此，在根据本发明的1-通道外差系统中，与相位计不同，伴随地使用所有谐波。获得高频起始脉冲和高频停止脉冲在LF范围中的时间膨胀图像(time-dilated image)。对适当时间膨胀的因数的选择取决于发送器的脉冲频率的各种情况。例如，在1MHz的脉冲频率的情况下，1MHz/(1MHz/128)＝128的膨胀因数足够了，而在100MHz的脉冲频率的情况下需要500MHz/(1MHz/128)＝64000左右的膨胀因数。
借助于LF信号的低频采样(≤1MHz)，可以容易地测量出起始脉冲和停止脉冲的间隔；它与要确定的测量路径成比例。
可以将根据本发明的1-通道外差系统的优点简述如下：
a)不需要用于内部光路和外部光路的可切换光学部件。
b)该设置对串扰不敏感。例如，串扰甚至可以表示起始脉冲。此外，可以通过对脉冲率进行适当选择来选择停止脉冲，以使其不与串扰脉冲同时发生。
c)可以基于低频范围中的时间膨胀来实现对接收信号的评估。通过膨胀因数而减小了所有与时间相关的测量误差。
d)因为经由同一发送及接收电子装置来馈送起始脉冲和停止脉冲，所以它们的信号渡越时间不相关并且不影响距离测量。
e)不存在显著的时间偏移。起始脉冲和停止脉冲在短时间内接连发生，并且经历相同的内部渡越时间和外部渡越时间。
f)由于高脉冲频率以及因此而对应地低的光峰值功率，因此可以使用具有良好聚焦特性的cw半导体激光器。
g)如果激光器发射可见辐射，则由于高激光脉冲频率而使得平均光功率足够强，以在目标对象上产生清楚可检测的光点。
根据本发明的1-通道外差距离测量系统的具体进一步发展是可能的，例如通过以下措施来发展：
a)由于高重复频率，因此在许多距离，停止脉冲与起始脉冲重合，从而这两个脉冲强烈地彼此影响，并且不能容易地彼此分离。然而，对于每一个测量距离，可以找到或选择停止脉冲与起始脉冲之间出现间隙的脉冲频率。
b)对于粗略距离确定，类似于相位计，对靠近的频率进行评估。然而，由于a)的限制，不是总是可以采用任意小的频率步长，这在较差条件下允许可靠但不精确的测量。
由于高脉冲重复频率，因此停止脉冲在仅1m到10m的距离与随后的起始脉冲重合。由此，从这个距离起进行多于一个的光脉冲。与相位测量一样，现在的问题是确定在发送器与接收器之间存在的脉冲的数量。起始脉冲和停止脉冲的重合构成特殊问题。根据相应的频率概念，这种冲突出现在许多距离或者仅出现在几个距离。如果将两个脉冲设置为一个处于另一个之上或者彼此接触，则存在相互影响，特别是对于渡越时间存在相互影响。在这种情况下，不再可以足够精确地将脉冲彼此分离，并且不能实现具有足够精度的时间测量。
通过对脉冲重复频率的优化选择，可以将1-通道外差系统的确定度范围并由此将测量范围延伸超出脉冲周期Ti或者脉冲间隔Li＝(c/2)×Ti。c表示光速。在迄今为止的渡越时间计的情况下，最长脉冲间隔Li对应于最大确定度范围，并且在高脉冲频率下仅为1m到10m。
根据本发明，在使用多个不同脉冲重复频率的较大的期望确定度范围的情况下，使用至少两个不同脉冲重复频率来测量距离，以扩展确定度范围。基于接收到的信号形状，可以确定哪一个脉冲重复频率具有无干扰停止脉冲并由此适合于时间测量。可以在两个信号脉冲(即，起始脉冲和停止脉冲)并列地分开存在时使用接收到的信号形状。另一方面，如果它们彼此接触，或者甚至是一个处于另一个之上，则接收到的信号对于评估可能是无用的。
为了可以用尽可能少的频率切换操作或者尽可能少的无用频率来工作，可以根据数论的原理来有利地选择其脉冲间隔以避免距离范围中的公倍数。
对于实际情况来说，这意味着按如下方式来选择频率或脉冲间隔Li和Lj：可以将与不同频率相对应的停止脉冲选择为靠近但不允许交叠。由此，如果两个停止脉冲具有脉冲间隔Li，Lj地频率靠近
|Ni·Li-Nj·Lj|＜1/2·min(Li，Lj)        (1)
则它们在期望的确定度范围Dmax中不应当彼此接触，或者至少应当在尽可能少的脉冲间隔Li，Lj彼此接触：
如果Ni·Li≤Nj·Lj，则Ni·Li＜Nj·Lj-2·脉冲宽度    (2)
如果Ni·Li≥Nj·Lj，则Ni·Li＞Nj·Lj+2·脉冲宽度
具体来说，对于距离范围：
Ni·Li＜Dmax，并且Nj·Lj＜Dmax                      (3)
变量Ni，Nj表示正整数，并且典型地包括直到500的自然数。
然而，由于合成器的频率带宽有限(例如，33MHz+/-5MHz)，所以几乎不能在根据等式(3)的整个距离范围内都满足条件(2)。如果一组或者一套频率或脉冲间隔Li、Lj尽可能少地违反条件(2)，则可以把这组频率看作最优(极小原理)。当然，存在用于在间隔(3)上尽可能最优地满足条件(2)的其他已知数学方法。即使在测量光束中存在多于一个的目标对象的情况下，条件(2)也仍然有效。
作为对静态频率组的替代，还可以使用根据相应测量距离的灵活频率策略。激光脉冲频率组例如可以包括五个指定频率和一个可自由选择的频率。使用五个指定频率执行粗略距离测量，然后使用有利地选择为使其起始脉冲和停止脉冲不交叠并且不彼此接触的激光脉冲频率来执行精确距离测量。例如可以选择自适应频率以使得停止脉冲落在脉冲间隔Li的四分之一和四分之三之间：
|xi|∈{1/4…3/4}                        (4)
xi(周期)作为针对起始脉冲与停止脉冲之间的距离的测量变量，按间隔Li来划分。
接着，如下计算寻找的距离；
D＝Ni·Li+xi·Li                        (5)
测量变量xj作为间隔Li中的周期，Ni作为距离范围内的激光脉冲的数量。
存在用于解决不确定度Ni(即，仪器与目标对象之间的发送脉冲的数量)的几种数值方法。由此，从雷达或GPS卫星测量技术中得知多种适当的方法。这里，作为示例，可以提到差分计算方法和线性组合(LC)方法(具体为窄谱线(narrowlane)LC或宽谱线(widelane)LC)。
在宽谱线LC的对应合成脉冲间隔Lw超过确定度范围Dmax的情况下，对于具有对应脉冲间隔Lw的该LC，Nw＝0，并且可以针对所有频率或脉冲间隔Li立即求解不确定度Ni。
Ni＝<xwLw/Li>                        (6)
括号表示四舍五入到下一个最小整数。当然，其他方法也是本领域技术人员所公知的。
进一步的发展使得可以准确确定或精确测量在脉冲间隔Li中的起始脉冲与停止脉冲之间的渡越时间差或周期xi。将信号脉冲(时间信号)存储在存储器中，作为按离散时间间隔的数据采样。从采样值到采样值的时间分辨率(或者更准确地说是距离分辨率)典型地为10mm到100mm。因此，为了实现亚毫米级的分辨率，在采样值之间的时间插值是必要的。一种不仅具有高分辨率而且具有足够精度的方法是使用在测量之前记录的参考信号来将接收到的信号脉冲互相关。将两个参考脉冲的叠加与数字化的测量信号互相关。可以通过对参考信号的超采样(supersampling)并且通过函数拟合计算来进行插值。
尽管对经LF变换的接收信号的谐波进行了评估，但是原始RF信号中存在的大部分时间信息或距离信息由于对接收信号(起始脉冲和停止脉冲)的时间膨胀而丢失了。因此违反了尼奎斯特(Nyquist)准则，除非在RF接收脉冲的最高谐波的每个周期都存在至少两个采样脉冲。由于外差原理而出现这种丢失，在外差原理中，类似于二次采样(subsampling)系统，其间有RF接收脉冲碰不到混频脉冲(＝采样脉冲)。因为这些RF接收脉冲出现在混频间隙中，所以它们的渡越时间信息没有包括在外差时间或频率变换中，因此无助于LF信号。
现在，根据本发明的最小丢失时间扩展原理通过使用至少两个(但是优选为更多个)相对于彼此有相移的混频脉冲信号将RF接收脉冲同时且并行地下变频为多个分离LF信号，从而补偿这种信号信息丢失。现在，可以将这几个LF信号按正确相位进行求和并合成以给出单个接收信号。因为在这种并行混频系统中没有关联噪声分布，所以信噪比随着混频通道的数量而提高。
不同相位的混频信号的最优数量取决于高频但频带限制的接收信号的脉冲持续时间和脉冲周期Ti，特别是取决于最高频率的接收信号的脉冲持续时间和脉冲周期Ti。混频通道的最大数量对应于脉冲周期与脉冲宽度(脉冲持续时间)的商的两倍。现在，可以使用正确相位对在混频通道的输出处出现的这几个低频信号进行求和。
附图说明
下面，参照在附图中示意性地示出的工作示例，仅仅作为示例，对根据本发明的距离测量装置或距离测量方法进行更详细的说明或解释。具体来说，
图1示出了根据本发明的装置的第一实施例的示意性框图；
图2示出了根据本发明的装置的第二实施例的示意性框图，其与相位计相比增加了灵敏度；
图3示出了在高频外差混频之前和之后的信号的图；
图4示出了在更大规模的高频外差混频之前和之后的信号的图；
图5示出了在更大规模上的高频、外差混频之前和之后的信号的图，并且示出了经变换的起始脉冲；
图6示出了由起始脉冲和停止脉冲组成的LF信号脉冲序列的图；
图7示出了外差二次采样的效果的示意图。
具体实施方式
图1中示意性地示出的框图例示了根据本发明的装置的第一实施例，示出了1-通道外差系统的基本构成块。在信号链的开始处存在具有石英精度并且具有0.5至5ppm的典型时钟精度的基准振荡器。在发送通道中存在所谓的直接数字频率合成器2a。根据微控制器或微处理器μP的编程，部件2a产生几kHz或MHz范围内的期望频率。
频率转换器3a同样与发送通道对应，并且使频率倍增在较高范围中，以获得测量频率Fi。此外，频率转换器3a充当滤波器并且确保频谱信号纯度。驱动器级4将控制频率转换成短持续时间的电脉冲，并且驱动光源5，例如激光二极管。将光脉冲的一部分作为发射信号ES导向要测量的目标对象，将另一部分作为内部信号IS经由分束器直接传到光接收器。装置6对应于产生各个起始脉冲的内部参考光路。在最简单的实现情况下，从发送器散射到光接收器上的光足够作为参考光路；在这种设计中，不需要分束器。将由目标对象反射并被接收的光脉冲作为反射信号RS同时或并行传到同一光接收器7，并且形成停止脉冲。
随后经由放大器8通过高带宽的电子混频器9对高频起始脉冲和高频停止脉冲进行模拟采样，高带宽的电子混频器9继而受到高频脉冲信号(但是频率与发送器通道相比略有不同)的控制。这是忠实于相位的具有时间膨胀效果的二次采样。只有在降频电路低通滤波器10的输出处可以获得经时间膨胀的信号。混频器控制信号由合成器的第二部分产生，合成器的第二部分继而例如包括直接数字频率合成器2b，直接数字频率合成器2b的频率受同一微控制器或微处理器μP的控制，在时间角度上相位忠实于第一频率合成器2a。
通过具有kHz到MHz范围中的足够快采样率的AD转换器ADC对经时间膨胀的接收信号进行数字化并且将其存储在存储器中。
对于每一个激光脉冲频率Fi，相对于经时间变换的脉冲间隔Ti来计算停止脉冲与起始脉冲之间的经时间变换的相对时滞xi，作为测量变量。使用互相关方法或函数拟合方法来实施在采样点之间的相对于时间的插值。
实施对不确定度Ni(即仪器与目标对象之间的光脉冲的数量)的求解——如上所述——例如通过计算测量值xi之间的差的方法来实施。将这些值与长脉冲周期(其可以与确定度范围Dmax的长度相提并论)对应。因此将对不确定度的确定限制到小搜索区域，由此可以快速找到不确定度参数Ni的正确集合。对于本领域技术人员来说，根据相对时滞xi来确定不确定度的实践的相关策略是公知的，例如，根据GPS算法中的相位不确定度的分辨率来进行确定。
图2示出了根据本发明的1-通道外差装置的第二实施例的框图，与图1相比，特别是与相位计相比，其充分增加了灵敏度。
除了外差高频混频器级之外，其余部件基本对应于图1所示的工作示例。然而，内部参考光路6′是经由反射表面12引导的，内部信号IS通过该反射表面12而传到光接收器7。这种反射表面12例如可以由装置壳体的内侧形成，从而将限定的反射用作内部信号IS。
使用并联设置的多个混频模块9a、9b、9c、9d，可以消除信号二次采样的与丢失相关联的影响。在这种扩展装置中，频率转换器级13例如产生四个高频控制信号脉冲，再一次使它们相对于发送通道略微频移。使这些控制信号的相位相对于彼此偏移(2π/控制信号的数量)的整数阶跃(integral step)。
由此，混频模块9a、9b、9c、9d也在其与10a、10b、10c、10d中的低通滤波器相对应的输出处产生延迟了这些相位阶跃的信号。几乎同时地对经时间变换的信号进行数字化，并且通过微处理器μP将其存储在存储器中。在另一实施例中，还可以按正确相位对模拟输出信号进行求和，并且仅在此后进行数字化。
在后处理的过程中，通过按正确相位(尤其是按(2π/控制信号的数量)的整数阶跃对数字信号脉冲序列(在该示例中为4个)进行累积求和以给出单个信号脉冲序列，从而消除通过二次采样造成的信噪比损失。
对于每一个经时间膨胀的累积脉冲频率，类似于图1，相对于经时间膨胀的脉冲间隔来计算停止脉冲与起始脉冲之间的经时间变换的相对时滞xi，作为测量变量。再一次通过互相关方法、傅立叶变换或函数拟合算法来实施对累积信号脉冲信号的采样点之间的相对于时间的插值。
这种距离测量装置的特别有利的特性在于，测量灵敏度可以与渡越时间计相比，测量精度可以与相位计相比。
图3示出了在高频外差混频之前和之后的信号的图。脉冲周期为Ti＝1/Fi的RF接收信号17由起始脉冲和停止脉冲构成，通过由单一脉冲构成并且频率相对于脉冲周期1/Fi略有偏移的混频信号18对其进行电子模拟混频。在混频器的输出处形成具有底层高频载波频率的调幅输出信号14。这种输出信号14的包络具有两个信号脉冲；一个是经时间变换的起始脉冲15，而另一个与经时间变换的停止脉冲16一致。通过信号的时间膨胀，如同常规相位测量的情况，利用了如下优点：可以使用经济的电子部件和低电流消耗来对低频范围中的信号进行进一步处理和数字化。此外，混频器级的时间膨胀因数降低了电子部件的系统性渡越时间误差的影响，这显著地增强了装置的测量精度。
图4按时间膨胀的形式示出了来自图3的信号的一部分。在此示出了RF接收信号17中的停止脉冲没有被放大并且起始脉冲仅仅被部分放大的情况。因此，仅将起始脉冲传到混频器的输出，而停止脉冲在这个阶段被丢弃。在混频器的输出处形成具有较高频率但是附加有调幅的输出信号14。还示出了输出信号14的包络19。
图5也示出了根据图3的放大部分；此外，例示了包络19或者经深度通过滤波(deep pass-filter)和时间膨胀的起始脉冲15。在作为示例示出的区域20中，通过混频信号18对接收信号17中的起始脉冲的捕捉和由此前向传送到输出是很明显的。另一方面，在这个阶段，接收信号17中的有时间偏移的较小的停止脉冲没有被混频信号18捕获，因此不出现在混频器的输出。高频的调幅输出信号14(其包络19描述经时间变换的起始信号或停止信号)继续前进。
图6示出了转换至低频范围的接收信号的图。在该图中，同样明显的是，适当脉冲序列的周期包含第一起始脉冲15a和停止脉冲16a，第二起始脉冲15a’跟在作为Li的经时间膨胀的脉冲间隔22之后。在此，要确定的测量变量是第一起始脉冲16a与停止脉冲15b之间的时间，即时滞21。在通过AD转换器进行采样之后，可以将时滞21并由此将周期xi计算为时滞21与Ti＝Li/c之间的比率。通过上述关系(5)D＝Ni·Li+xi·Li来执行对距目标对象的距离的计算。
在多个目标的情况下，除了第一停止脉冲以外，还出现可以按各个调制发送频率Fi来分别测量其周期xi的其他停止脉冲。能够测量距交错的目标对象的距离是本发明的装置的一特别长处。
图7阐明了外差二次采样的效果。如果装置仅包括一个高频混频器，则丢失一部分信号能量。这种关于丢失的影响在其中混频器的控制脉冲落入起始脉冲与停止脉冲之间的点24处很明显。为了避免这种情况，在接收通道中并排地并联使用多个混频模块。移位控制信号的相位相对于彼此偏移了并联混频器的数量的一小部分。这确保了在每个脉冲周期Ti至少一个混频器执行有效的信号采样23并由此不会丢失信号能量。这种接收装置的灵敏度达到脉冲渡越时间计的灵敏度，由此与常规相位计的灵敏度大有不同。
对于本领域技术人员来说，很明显，可以按另选或补充方式将部件的各种设置或原理彼此组合。此外，装置的工作示例可以具有外差设计或零差设计。

Claims (24)

1.一种高精度的距离测量方法，该距离测量方法包括以下步骤：
发射步骤，该发射步骤经由以下两种路径发射具有至少一个脉冲重复频率的脉冲电磁辐射(ES)：
装置外部的到要测量的至少一个目标的测量路径，以及
装置内部的参考路径(6)，
经由所述参考路径(6)传送的辐射(IS)限定至少一个起始脉冲，经由所述测量路径传送的辐射(RS)限定至少一个停止脉冲，
接收步骤，该接收步骤接收由所述目标散射回的辐射(RS)并且接收经由所述参考路径传送来的辐射(IS)，并行检测由所述目标散射回的辐射(RS)和经由所述参考路径传送来的辐射(IS)，从而使得接收信号(17)具有由所述目标散射回的辐射(RS)的分量和经由所述参考路径传送来的辐射(IS)的分量，并且将辐射转换成接收信号(17)，
确定步骤，该确定步骤根据所述接收信号(17)来确定距所述至少一个目标的至少一个距离，
其中，按如下方式选择至少两个脉冲重复频率：使得它们的对应脉冲间隔在最大外部测量路径的数量级的范围内不具有公倍数。
2.根据权利要求1所述的距离测量方法，其中，将所述接收信号(17)下变频为频率低于脉冲重复频率的输出信号(14)。
3.根据前述权利要求中的任一项所述的距离测量方法，其中，按如下方式在预定的频率带宽内选择所述至少两个脉冲重复频率：使得对于尽可能多的对应脉冲间隔(22)Li和Lj的组合来说，满足以下条件：
|Ni·Li-Nj·Lj|≥2·脉冲宽度
其中Ni和Nj是满足以下条件的正整数：
|Ni·Li-Nj·Lj|＜1/2·min(Li，Lj)。
4.根据权利要求1所述的距离测量方法，其中，至少一个脉冲重复频率是可变的并且是根据相应的测量距离来选择的，以使其起始脉冲和停止脉冲既不交叠也不彼此接触。
5.根据权利要求2所述的距离测量方法，其中，对所述低频接收信号(14)的至少一个脉冲与参考信号进行互相关。
6.根据权利要求1所述的距离测量方法，其中，将所述接收信号(17)与彼此有相移的至少两个混频信号(18)同时且并行地下变频为至少两个低频信号。
7.根据权利要求6所述的距离测量方法，其中，按正确的相位来合成所述至少两个低频信号。
8.一种距离测量装置，该距离测量装置用于执行如权利要求1到7中的任一项所述的距离测量方法，所述距离测量装置至少包括：
脉冲辐射源(5)，该脉冲辐射源(5)用于产生并发射辐射(ES)，
装置内部的参考路径(6)，可以发射辐射以使其通过装置外部的到要测量的至少一个目标的测量路径并且同时通过装置内部的所述参考路径(6)，
接收器(7)，该接收器(7)用于接收辐射并且将该辐射转换为至少一个接收信号(17)，共同检测由所述目标散射回的辐射(RS)和经由所述参考路径传送来的辐射(IS)，从而使得所述接收信号(17)具有由所述目标散射回的辐射(RS)的分量以及经由所述参考路径传送来的辐射(IS)的分量，
信号处理器(μP)，该信号处理器(μP)用于对信号进行处理，
其中，所述辐射源(5)被设计为可以使用至少两个脉冲重复频率来发射辐射，这些脉冲重复频率中的至少一个是可调的。
9.根据权利要求8所述的距离测量装置，其中，所述脉冲重复频率被选择为使得在最大外部测量路径的数量级的范围内，存在停止脉冲随时间不相互接触并且不交叠的至少两个脉冲重复频率。
10.根据权利要求9所述的距离测量装置，其中，所述脉冲重复频率被选择为使得对于尽可能多的对应脉冲间隔(22)Li和Lj的组合来说满足以下条件：
|Ni·Li-Nj·Lj|≥2·脉冲宽度
其中，Ni和Nj是满足以下条件的正整数：
|Ni·Li-Nj·Lj|＜1/2·min(Li，Lj)。
11.根据权利要求8、9或者10所述的距离测量装置，所述距离测量装置包括至少一个混频器(9、9a-9d)，所述至少一个混频器用于将所述接收信号(17)下变频为低频输出信号(14)。
12.根据权利要求11所述的距离测量装置，所述距离测量装置包括按脉冲方式工作的模拟混频器，作为用于对所述接收信号(17)进行时间膨胀的二次采样器。
13.根据权利要求8、9或者10所述的距离测量装置，其中，所述脉冲辐射源(5)是CW半导体激光器。
14.根据权利要求8、9或者10所述的距离测量装置，所述距离测量装置包括按不同相位工作并且并联连接的至少两个电子信号混频器，作为多通道外差装置。
15.根据权利要求1所述的距离测量方法，其中，该发射步骤发射具有至少一个脉冲重复频率的光。
16.根据权利要求1所述的距离测量方法，其中，该接收步骤使用公共接收器(7)来接收。
17.根据权利要求1或3所述的距离测量方法，其中，所述至少两个脉冲重复频率是四个脉冲重复频率。
18.根据权利要求3所述的距离测量方法，其中，Ni，Nj＜500。
19.根据权利要求5所述的距离测量方法，其中，所述参考信号是合成产生的参考信号或者从先前测量而存储的参考信号。
20.根据权利要求8所述的距离测量装置，其中，该脉冲辐射源(5)产生并发射光。
21.根据权利要求8所述的距离测量装置，其中，所述接收器(7)是单接收器。
22.根据权利要求8所述的距离测量装置，其中，所述至少两个脉冲重复频率是四个或五个脉冲重复频率。
23.根据权利要求8所述的距离测量装置，其中，这些脉冲重复频率中的至少一个是可以自由选择的。
24.根据权利要求10所述的距离测量装置，其中，Ni，Nj＜500。
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