JP3743181B2

JP3743181B2 - パルスドップラレーダ装置

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Publication number: JP3743181B2
Application number: JP32506298A
Authority: JP
Inventors: 和久岡本
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1998-11-16
Filing date: 1998-11-16
Publication date: 2006-02-08
Anticipated expiration: 2018-11-16
Also published as: JP2000147100A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は飛しょう体に搭載されるレーダ装置、特に移動目標と搭載母機との相対速度差によって生じるドップラ周波数を検知、追尾するパルスドップラレーダ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来この種のパルスドップラレーダ装置の例として以下に示すものがあった。図８は例えばＭｃＧｒａｗＨｉｌｌＩｎｃ刊、ＦｒｅｄＥ．Ｎａｔｈａｎｓｏｎ著、“ＲａｄａｒＤｅｓｉｇｎＰｒｉｎｃｉｐｌｅｓ，２ｎｄＥｄｉｔｉｏｎ”ｐ４８７，Ｓｅｃｔｉｏｎ１１．５ＢｌｏｃｋＤｉａｇｒａｍｆｏｒＰｕｌｓｅＤｏｐｐｌｅｒＲｅｃｅｉｖｅｒ、あるいはＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＡｅｒｏｓｐａｃｅａｎｄＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＳｙｓｔｅｍｓ，ｖｏｌ．ＡＥＳ−２０，Ｎｏ３，Ｍａｙ１９８４，ｐｐ２９２−３０２“ＴｈｅＤｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆＡｉｒｂｏｒｎｅＰｕｌｓｅＤｏｐｐｌｅｒＲａｄａｒ”Ｆｉｇ４に記載のパルスドップラレーダ装置の基本構成を応用したパルスドップラレーダ装置のブロック図である。図において１は各種ＲＦ信号を生成する励振器であり、１ａは送信ＲＦ信号源、１ｂは送信ＲＦ信号にパルス変調信号をかけるミキサ、１ｃは第１局発信号源、１ｄは第２局発信号源、１ｅはドップラ補償信号源、１ｆは基準信号源である。２は上記送信ＲＦパルス変調原信号を増幅し、送信ＲＦパルス変調信号として送出する送信機、３はＲＦ信号の送受分離を行うサーキュレータ、４は送信ＲＦパルス変調信号を空間に放射し、また目標からの反射信号を受信し受信ＲＦ和信号と受信ＲＦ差信号を出力するモノパルスアンテナである。５は上記モノパルスアンテナ４で受信され、サーキュレータ３を通った受信ＲＦ和信号を増幅し、第１局発信号源１ｃからの第１局発信号と混合して第１中間周波数和信号を生成し、またモノパルスアンテナ４から出力された受信ＲＦ差信号の方位角と高低角をフレーム毎にピンスイッチで切換えることにより差信号を１チャンネル化し、その受信ＲＦ差信号を増幅し、第１局発信号源１ｃから第１局発信号と混合して第１中間周波数差信号を生成するフロントエンドであり、５ａは和信号の低雑音増幅器、５ｂは第１の和信号のミキサ、５ｃはピンスイッチ、５ｄは差信号の低雑音増幅器、５ｅは第１の差信号のミキサである。６は受信機であり、上記フロントエンド５から送出される第１中間周波数和信号と第２局発信号源１ｄからの第２局発信号とを混合して第２中間周波数和信号を生成する第２の和信号のミキサ６ａ、上記第２中間周波数和信号に対して捜索するドップラ周波数の範囲をカバーする帯域幅を有する和信号の帯域通過フィルタ６ｂ、上記第２中間周波数和信号と基準信号源１ｆからの基準信号を混合してビデオ信号を生成する第３の和信号のミキサ６ｃ、和信号と同様に第１中間周波数差信号と第２局発信号源１ｄからの第２局発信号とを混合して第２中間周波数差信号を生成する第２の差信号のミキサ６ｄ、上記第２中間周波数差信号に対して捜索するドップラ周波数の範囲をカバーする帯域幅を有する差信号の帯域通過フィルタ６ｅ、上記第２中間周波数差信号と基準信号源１ｆからの基準信号を混合してビデオ信号を生成する第３の差信号のミキサ６ｆとから成る。７は慣性装置であり、初期捜索ドップラ周波数及び初期相対距離を送出する。８は信号処理器であり、内部の周波数追尾処理部８ａでは上記受信機６からの和のビデオ信号からドップラ周波数を算出し、ドップラ補償制御信号を生成し、これをドップラ補償信号源１ｅに送出する。また内部の角度追尾処理部８ｂでは上記受信機６からの差のビデオ信号からアンテナ首振角を算出しアンテナ制御信号をモノパルスアンテナ４に送出する。９は変調信号発生器であり、送信ＲＦ原信号にパルス変調をかけるためのパルス変調信号を発生するためのパルス変調信号発生器９ａを有する。
【０００３】
図９は信号処理器８の周波数追尾処理部８ａ及び角度追尾処理部８ｂにおける機能系統図であり、８ａ１はＡ／Ｄ変換部、８ａ２はＦＦＴ処理部、８ａ３は周波数追尾誤差計算部、８ａ４は周波数追尾フィルタ、８ａ５はドップラ補償制御計算部、８ｂ１はＡ／Ｄ変換部、８ｂ２はＦＦＴ処理部、８ｂ３は角度追尾誤差計算部、８ｂ４は角度追尾フィルタである。
【０００４】
ここでパルスドップラレーダ装置の信号処理について簡単に説明する。送信機２から送出され、モノパルスアンテナ４によって空間に放射され、目標を照射する送信ＲＦパルス変調信号の波形は図１０に示すように周波数ｆ₀ のＲＦ原信号を搬送波とし、これにパルス幅τ、パルス繰り返し周期ＰＲＩのパルス変調をかけたものである。この周波数スペクトラムは図１１に示すように搬送波周波数を中心にパルス繰り返し周波数１／ＰＲＩ毎の多数の線スペクトラムとなる。
【０００５】
ここで図１２に示すように飛しょう体に搭載されるパルスドップラレーダ装置が移動目標を探知するためにアンテナビームを下方に向けて捜索を行う場合を考える。図において１０は機軸の対地角度をθに取り、機軸速度Ｖ_m で飛しょうするパルスドップラレーダ装置搭載母機、１１は対地速度Ｖ_t で飛行する探知対象の移動目標、１２は大地であり、λ_p はパルスドップラレーダ装置搭載母機の高低角方向のアンテナ首振角、αは捜索ドップラ周波数となるドップラ周波数領域で反射するサイドローブ方向の機軸となす角度、Ｒ_T はパルスドップラレーダ装置搭載母機１０と移動目標１１との間の距離、Ｒ_c はパルスドップラレーダ装置搭載母機１０と捜索ドップラ周波数となるドップラ周波数領域で反射するサイドローブ角度方向の大地１２との距離、ｈ₀ はパルスドップラレーダ装置搭載母機１０の高度である。
【０００６】
送信ＲＦ原信号がコヒーレント信号である場合、移動目標１１等からの反射信号である受信ＲＦ信号はパルスドップラレーダ装置搭載母機１０と移動目標１１の相対速度に比例したドップラ周波数の偏移を受ける。パルスドップラレーダ装置搭載母機１０と移動目標１１のラジアル方向の相対速度Ｖ_r は数１で与えられる。
【０００７】
【数１】

【０００８】
またドップラ周波数ｆ_d は数２で与えられる。ここで、λは波長である。
【０００９】
【数２】

【００１０】
パルスドップラレーダ装置搭載母機１０と移動目標１１が接近する場合にはドップラ周波数は正値、パルスドップラレーダ装置搭載母機１０と移動目標１１が離遠する場合にはドップラ周波数は負値を示す。ここで図１２のようにパルスドップラレーダ装置搭載母機１０がアンテナビームを下方に向けて移動目標１１の探知を行う場合、アンテナメインビームは移動目標１１を照射すると同時に大地１２も照射し、さらにアンテナサイドローブは広範囲に大地１２を照射する。したがってアンテナメインビーム及びアンテナサイドローブが照射された大地１２から反射された信号はクラッタとなって移動目標１１からのレーダ反射エコーと共に受信されることになる。高ＰＲＦのパルスドップラレーダ装置におけるクラッタスペクトラムと移動目標１１からのレーダ反射エコーを図示したものが図１３である。図１３（ａ）が対向接近（ヘッドオン）目標の場合、図１３（ｂ）が追跡接近（テイルチェイス）目標の場合である。図において１３はアンテナメインビームの大地１２照射によるレーダ反射エコーを表わすメインビームクラッタ、１４がアンテナサイドローブの大地１２照射によるレーダ反射エコーを表わすサイドローブクラッタ、１５がパルスドップラレーダ装置搭載母機１０の直下の大地１２照射によるレーダ反射エコーを表わす直下クラッタである。一般的に直下クラッタ１５は大地１２に対して照射角度が直角となるため反射係数の絶対値が大きく、かつひとつのレンジゲート内に含まれる大地１２の面積が大きくなるため、他の方向のサイドローブクラッタ１４より大きな値を示す。１６は移動目標１１からの反射によって生じるレーダ反射エコーである。
【００１１】
送信ＲＦ周波数をｆ₀ とすると直下クラッタ１５の受信周波数はドップラ偏移を受けないので受信周波数はｆ₀ である。メインビームクラッタ１３のドップラ周波数偏移ｆ_mbc は数３に示される。
【００１２】
【数３】

【００１３】
サイドローブクラッタ１３の受信周波数偏移の幅はｆ₀ ±ｆ_cmaxの範囲となりｆ_cmaxは数４で与えられる。
【００１４】
【数４】

【００１５】
また移動目標のレーダ反射エコー１６のドップラ周波数偏移ｆ_t は数５で与えられる。
【００１６】
【数５】

【００１７】
即ち移動目標１１が対向して接近して来る場合（ヘッドオン接近の場合）は移動目標のレーダ反射エコー１６の受信周波数はサイドローブクラッタ１４の受信周波数最大値よりも高くなり、図１３（ａ）に示すように、クラッタフリーの領域に移動目標のレーダ反射エコー１６が現われる。一方パルスドップラレーダ装置搭載母機１０が移動目標１１に対して追跡接近する場合（テイルチェイスの場合）には図１３（ｂ）に示すように移動目標のレーダ反射エコー１６はその受信周波数がサイドローブクラッタ１４の受信周波数の範囲内に入ることとなり、クラッタと競合して検出されなければならない。
【００１８】
次にこのような高ＰＲＦのパルスドップラレーダ装置における受信時の周波数追尾動作原理について図８を用いて説明する。モノパルスアンテナ４で受信され、受信ＲＦ和信号となった目標からの反射信号はフロントエンド５内の第１の和のミキサ５ｂで第１局発信号と混合されて第１中間周波数和信号となり受信機６に送られる。受信機６の内部では、第２の和のミキサ６ａで第２局発信号と混合されて第２中間周波数和信号となる。このとき第２局発信号はドップラ周波数追尾信号処理の結果得られるドップラ周波数の経時変化分だけ偏移を加えられて周波数制御されたものとなる。この周波数制御はドップラ補償信号源１ｅからのスピードゲート信号を第２局発信号源１ｄに加えることにより行われる。またパルスドップラレーダ装置の捜索するドップラ周波数の範囲をカバーする帯域幅で第２中間周波数和信号の帯域幅も決まる。したがって上記帯域幅を持つ第２中間周波数和信号のみを通過させるための帯域通過フィルタ６ｂを第３の和のミキサ６ｃで基準信号源１ｆからの基準信号と混合されてドップラ周波数誤差相当の信号周波数を持つビデオ信号となり信号処理器８に入力される。
【００１９】
信号処理器８内での処理の流れは図９の機能ブロック図に従って説明する。入力されたビデオ信号はＡ／Ｄ変換部８ａ１でデジタル信号に変換された後、ＦＦＴ処理部８ａ２で高速フーリエ変換され、さらに周波数追尾誤差計算部８ａ３で追尾誤差計算された後、周波数追尾フィルタ８ａ４で時間積分され、ドップラ周波数情報となり、ドップラ補償制御計算部８ａ７でドップラ補償信号源１ｅの補正制御値が求められ、ドップラ補償制御信号として励振器１にフィードバックされる。ドップラ補償信号源１ｅでは上記ドップラ補償制御信号に基づいてスピードゲート信号を励振器１内の第２局発信号源に送出し、第２局発信号の周波数を制御する。
【００２０】
また、角度追尾動作原理について図８を用いて説明する。モノパルスアンテナ４で受信され、受信ＲＦ差信号となった目標からの反射信号はフロントエンド５内のピンスイッチ５ｃで信号処理フレーム毎に方位角と高低角を切換え１チャンネル化し、第１の差のミキサ５ｅで第１局発信号と混合されて第１中間周波数差信号となり受信機６に送られる。受信機６の内部では、第２の差のミキサ６ｄで第２局発信号と混合されて第２中間周波数差信号となる。このとき第２局発信号はドップラ周波数追尾信号処理の結果得られるドップラ周波数の経時変化分だけ偏移を加えられて周波数制御されたものとなる。この周波数制御はドップラ補償信号源１ｅからのスピードゲート信号を第２局発信号源１ｄに加えることにより行われる。またパルスドップラレーダ装置の捜索するドップラ周波数の範囲をカバーする帯域幅で第２中間周波数和信号の帯域幅も決まる。したがって上記帯域幅を持つ第２中間周波数差信号のみを通過させるための帯域通過フィルタ６ｅを第３のミキサ６ｆで基準信号源１ｆからの基準信号と混合されてドップラ周波数誤差相当の信号周波数を持ち角度誤差信号に相当する振幅をもつビデオ信号となり信号処理器８に入力される。
【００２１】
信号処理器８内での処理の流れは図９の機能ブロック図に従って説明する。入力されたビデオ信号はＡ／Ｄ変換部８ｂ１でデジタル信号に変換された後、ＦＦＴ処理部８ｂ２で高速フーリエ変換され、さらに角度追尾誤差計算部８ｂ３で追尾誤差計算された後、角度追尾フィルタ８ｂ４で時間積分され、角度情報となり、モノパルスアンテナ４を制御する。
【００２２】
以上のパルスドップラレーダ方式は母機と目標との速度差によって生じるドップラ効果を利用して目標を速度情報として探知する方式であり、速度差に応じて送信信号と受信信号との間に周波数偏移が生じることを利用して大地からの反射（クラッタ）を除き、移動目標のみを抽出しようとするものである。目標が対向接近する目標である場合にはクラッタのない領域での信号検出ができるので、下方にアンテナビームを向けての捜索時にも良好な探知性能が得られやすいが、目標に対する追跡接近の場合にはサイドローブクラッタとの競合状態下での目標探知が必要となるため、下方捜索時の目標探知性能が劣化する。
【００２３】
追跡目標に対しても良好な探知性能を得るためには、サイドローブクラッタの受信レベルを下げることが必要で、そのためには広い角度範囲にわたってサイドローブレベルの低いアンテナが要求される。アンテナのサイドローブレベルを低減するには開口面上の振幅分布を制御し振幅テーパを設けるのが一般的であるが、パルスドップラレーダ装置の搭載母機１０がミサイルシーカである場合等のようにモノパルスアンテナ４が小口径のものとならざるを得ない場合には、十分な低サイドローブ性が得られるように開口面上の振幅テーパを制御することが難しいという問題がある。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように従来のパルスドップラレーダ装置は、その搭載母体がミサイル等のように小口径のアンテナしか装備が許容されない場合には広い角度範囲にわたってのアンテナの低サイドローブ化が困難であり、追跡接近目標の探知に際してはサイドローブクラッタとの競合となって探知が困難を極めるため、その使用目的が専ら対向接近目標の探知に限定されてしまうという問題点があった。
【００２５】
この発明に係わるパルスドップラレーダ装置は上記のような問題点を解決するためになされたもので、小口径のアンテナを用いた場合でも、追跡接近目標に対し良好な探知能力を持つパルスドップラレーダ装置を得ることを目的とする。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
第１の発明によるパルスドップラレーダ装置は、飛しょう体に搭載され、追尾対象の移動目標と飛しょう体との速度差によって生じるドップラ周波数を検知することによりクラッタから移動目標を抽出して移動目標を追尾するパルスドップラレーダ装置において、送信ＲＦパルス変調信号を二位相変調する変調手段と、変調手段で変調された送信信号が目標に反射して戻ってきた受信信号を復調するための二位相復調手段と、移動目標との相対距離を算出する目標距離算出手段と、飛しょう体の速度方向の角度とサイドローブ角度より目標捜索ドップラ周波数に影響を及ぼすサイドローブクラッタの慣性空間上のグレージング角を求め、グレージング角と高度情報とを用いて、飛しょう体と目標捜索ドップラ周波数に影響を及ぼすサイドローブクラッタまでの距離を算出するサイドローブクラッタ距離算出手段と、相対距離とサイドローブクラッタ距離に基づき、パルス繰り返し周期及び二位相復調信号を出力するタイミングを計算するタイミング計算手段とを具備したものである。
【００２７】
また、第２の発明によるパルスドップラレーダ装置は、第１の発明において、飛しょう体の速度をドップラ周波数に変換するミサイルドップラ周波数計算手段と、目標捜索ドップラ周波数とミサイルドップラ周波数の関係より、目標捜索ドップラ周波数に影響を及ぼすサイドローブクラッタの飛しょう体の速度方向からの角度を算出するサイドローブ角度計算手段とを具備したものである。
【００２８】
また、第３の発明によるパルスドップラレーダ装置は、第２の発明において、目標捜索ドップラ周波数とミサイルドップラ周波数の関係より、パルス繰り返し周波数の選択に制限を設けるパルス繰り返し周波数選択手段を具備したものである。
【００２９】
また、第４の発明によるパルスドップラレーダ装置は、第３の発明において、目標相対距離の領域を観測し目標検出ができない場合に、この目標相対距離の周辺を捜索できるように、目標相対距離とサイドローブクラッタ距離よりランダム二位相復調信号のタイミングを計算するランダム二位相復調タイミング計算部を制御する目標距離捜索手段を具備したものである。
【００３０】
また、第５の発明によるパルスドップラレーダ装置は、第４の発明において、目標のドップラ周波数と同じドップラ周波数に相当するサイドローブクラッタまでの距離を求め、目標の距離では相関がとれ、サイドローブクラッタの距離では相関のとれないタイミングとなるパルス繰り返し周波数を選択し、ランダム二位相復調信号タイミングを計算する処理を信号処理の処理フレーム毎に実施する様にしたものである。
【００３１】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１を示すパルスドップラレーダ装置のブロック図であり９ｂはランダム二位相変調信号発生器で、送信ＲＦパルス変調信号を１ｇのミキサで二位相変調する。二位相変調をかけられた送信ＲＦ信号を送信機２で増幅し、モノパルスアンテナ４から照射し、目標及びクラッタからの受信波をモノパルスアンテナ４で受信する。モノパルスアンテナ４からの受信信号をフロントエンド５で第１中間周波数信号として受信機６へ出力する。受信機６では、二位相変調された信号を復調するためのランダム二位相復調信号発生器９ｃの信号により第１中間周波数信号の相関をとる和信号相関器６ｇ、差信号相関器６ｈを備える。８ｃは飛しょう体の速度をドップラ周波数に変換するミサイルドップラ周波数計算部、８ｄは目標捜索ドップラ周波数とミサイルドップラ周波数より目標捜索ドップラ周波数に影響を及ぼすサイドローブクラッタのミサイル速度方向からの角度を算出するサイドローブ角度計算部、ミサイル速度方向の角度とサイドローブ角度より目標捜索ドップラ周波数に影響を及ぼすサイドローブクラッタの慣性空間上のグレージング角と慣性装置７からの高度情報より飛しょう体と目標捜索ドップラ周波数に影響を及ぼすサイドローブクラッタまでの距離を計算するサイドローブクラッタ距離計算部８ｅと慣性装置７からの目標までの相対距離とサイドローブクラッタ距離よりランダム二位相復調信号のタイミングを計算するランダム二位相復調信号タイミング計算部８ｆを備える。
【００３２】
次に動作について説明する。図４は４ビット（０，π，０，０）でパルス送信波毎に二位相変調された送信ＲＦ信号と受信ＲＦ信号のタイミングについて示した図である。送信信号に対して受信信号は、送信波が目標に反射してかえってくる時間Δｔ遅れて受信される。Δｔは、数６で示される。
【００３３】
【数６】

【００３４】
ここで、ｃは光速である。図に示す通り、二位相変調に４ビットを使用する。この場合、目標に反射してかえってきた受信信号に対して、図４（ａ）のように復調信号のコードがぴったりとあうタイミング（復調信号ケース１）で復調すると図４（ｂ）に示す通り振幅は４の大きさとなるが、図４（ｃ）のように受信信号のコードと復調信号のコードがずれたタイミング（復調信号ケース２−１〜２−３）で復調すると図４（ｄ）に示す通り振幅の大きさは０となる。上記の通り、二位相変調に４ビットを使用した場合、送信パルス４回に１回しか相関がとれないことになる。従って、復調信号のタイミングを目標からの受信エコーでは相関がとれ、目標捜索ドップラ周波数に影響を及ぼすサイドローブクラッタの反射エコーでは、相関のとれないタイミングとなるパルス繰り返し周期を選択するように制御する。
【００３５】
上記復調信号タイミングの制御について説明する。図１２において、ミサイルドップラ周波数ｆ_cmaxは、ミサイルドップラ周波数計算部８ｃで数４を実施する。このとき、捜索ドップラ周波数となるドップラ周波数領域で反射するサイドローブ角度αは、サイドローブ角度計算部８ｄで数７を実施する。
【００３６】
【数７】

【００３７】
このとき、目標捜索ドップラ周波数に影響を及ぼすサイドローブクラッタまでの距離Ｒ_c は、サイドローブクラッタ距離計算部８ｅで数８を実施する。
【００３８】
【数８】

【００３９】
ランダム二位相復調タイミング信号は、数９、数１０、数１１を満足するパルス繰り返し周期を選択する。まず、目標からの受信エコーでは、相関がとれるように目標との相対距離ＲＴによる遅れ時間を考慮する。数９に送信信号のコードと復調信号のコードのタイミング遅れ時間Δｔｔを示す。
【００４０】
【数９】

【００４１】
また、数７で求めた目標捜索ドップラ周波数に影響を及ぼすサイドローブクラッタまでの距離Ｒｃでは、相関がとれない図４（ｃ）復調信号ケース２−２の位置になるように上記Ｒｃと目標との相対距離ＲＴによる受信エコーがもどってくる時間差が数１０となるようなパルス繰り返し周期を選択する。
【００４２】
【数１０】

【００４３】
ここで、ＰＲＩはパルス繰り返し周期、Ｋは正の整数である。また、目標からの受信エコーが送信区間とならないように数１１となるパルス繰り返し周期を選択する。
【００４４】
【数１１】

【００４５】
上記数９を満足することにより、目標信号は復調信号ケース１の位置となり復調することにより振幅が表れ、数１０を満足することによりクラッタは、復調信号ケース２−２の位置となり復調することにより振幅がゼロとなりクラッタを抑圧でき、さらに数１１を満足することにより、受信エコーが送信区間と重なり受信できなくなることを防ぎ、Ｓ／Ｃ（信号対クラッタ）比の改善を得ることができる。この効果を概念的に示したものが図５である。図５（ａ）は、従来のパルスドップラレーダ装置において、追跡接近目標に対する目標とクラッタの関係を示したもので、サイドローブクラッタ領域内に信号が表われるため、目標検出するために必要なＳ／Ｃが確保されるまで目標を探知・追尾することができない。図５（ｂ）は、発明のパルスドップラレーダ装置においての追跡接近目標に対する目標とクラッタの関係を示したもので、目標検出領域付近のクラッタを抑圧するため、図５（ａ）と比較して目標の探知・追尾性能の向上が図れる。
【００４６】
実施の形態２．
図２はこの発明の実施の形態２を示すパルスドップラレーダ装置のブロック図であり、実施の形態１にパルス繰り返し周波数選択部８ｇを付加したものである。パルス繰り返し周波数は、パルス繰り返し周期の逆数に比例するため、メインローブクラッタ周波数と目標ドップラ周波数の関係によっては図６（ａ）のように目標検出にメインローブクラッタ周波数が悪影響を及ぼすことになる。従って、ミサイルドップラ周波数計算部８ｃからミサイルドップラ周波数をもらい、パルス繰り返し周波数の選択に数１２の制限を設ける。
【００４７】
【数１２】

【００４８】
数１２の制限をランダム二位相復調タイミング計算部８ｆに加えることにより、図６（ｂ）のようにメインローブクラッタの影響を受けることなく、追跡接近目標に対し良好な探知能力を持つパルスドップラレーダ装置を得ることができる。
【００４９】
実施の形態３．
図３はこの発明の実施の形態３を示すパルスドップラレーダ装置のブロック図であり、実施の形態２に目標距離捜索部８ｈを付加したものである。慣性装置７からの初期目標相対距離の領域を観測し目標検出ができない場合には、初期目標相対距離の周辺を捜索できるように目標距離捜索部８ｈを備えランダム二位相復調タイミング計算部８ｆを制御することにより、初期目標の精度が悪い搭載母機に対しても追跡接近目標に対し良好な探知能力を持つパルスドップラレーダ装置を得ることができる。具体例を図７に示す。図７において、初期捜索（距離捜索１）においては、慣性装置７の初期距離情報より、数９の時間遅れをもたせて、復調信号タイミングを設定する。距離捜索１の結果目標検出ができない場合は、初期目標相対距離の距離捜索ステップΔＲを考慮した距離で復調タイミングΔｔｓを設定する。復調信号タイミングを数１３に示す。
【００５０】
【数１３】

【００５１】
図７においては、数１３のようにステップ上に復調タイミング信号を変えていき、距離捜索４において、目標を検出したため、追尾に移行した例である。
【００５２】
実施の形態４．
実施の形態４は、実施の形態３のブロック図において、ミサイルドップラ周波数計算、サイドローブ角度計算、サイドローブクラッタ距離計算、ランダム二位相復調タイミング計算を信号処理の処理フレームで実施し情報を更新することにより、搭載母機と移動目標の相対運動に伴って時々刻々変化に対応できるようにしたパルスドップラレーダ装置である。
【００５３】
【発明の効果】
この発明は以上に説明したように構成されているので、以下に記載される効果がある。
【００５４】
第１，２の発明によれば、目標の距離では相関がとれ、目標捜索ドップラ周波数に影響を及ぼすサイドローブクラッタまでの距離では相関がとれないパルス繰り返し周期を選択することにより、搭載母機が追跡接近状態にある場合は、目標からのレーダ反射エコーの存在するドップラ周波数軸上の位置にあってこれと競合するサイドローブクラッタ受信レベルを低減することにより目標検出のＳ／Ｃ比を向上させて、目標に対する追跡接近状態においても探知距離が確保できるパルスドップラレーダ装置を得ることができるという効果がある。
【００５５】
また第３の発明によれば、目標の距離では相関がとれ、目標捜索ドップラ周波数に影響を及ぼすサイドローブクラッタまでの距離では相関がとれないパルス繰り返し周期を選択することにより、搭載母機が追跡接近状態にある場合は、目標からのレーダ反射エコーの存在するドップラ周波数軸上の位置にあってこれと競合するサイドローブクラッタ受信レベルを低減することにより目標検出のＳ／Ｃ比を向上させかつ、パルス繰り返し周波数の選択により、メインローブクラッタ周波数の折り返し成分が目標検出に影響を与えないパルスドップラレーダ装置を得ることができるという効果がある。
【００５６】
また第４の発明によれば、目標の距離では相関がとれ、目標捜索ドップラ周波数に影響を及ぼすサイドローブクラッタまでの距離では相関がとれないパルス繰り返し周期を選択することにより、搭載母機が追跡接近状態にある場合は、目標からのレーダ反射エコーの存在するドップラ周波数軸上の位置にあってこれと競合するサイドローブクラッタ受信レベルを低減することにより目標検出のＳ／Ｃ比を向上させかつ、目標までの距離精度が悪い場合は、距離ゲートをずらし距離捜索することが可能であるパルスドップラレーダ装置を得ることができるという効果がある。
【００５７】
また第５の発明によれば、目標の距離では相関がとれ、目標捜索ドップラ周波数に影響を及ぼすサイドローブクラッタまでの距離では相関がとれないパルス繰り返し周期を選択することにより、搭載母機が追跡接近状態にある場合は、目標からのレーダ反射エコーの存在するドップラ周波数軸上の位置にあってこれと競合するサイドローブクラッタ受信レベルを低減するという処理を信号処理フレーム毎の時間周期で実施して情報を更新し、搭載母機と移動目標の相対運動に伴って時々刻々変化する制御信号としてランダム二位相復調タイミング制御を行わせるようにしたので、遭遇し得る全ての状況下で良好な目標探知、追尾性能を得ることが可能な、適用用途範囲の広いパルスドップラレーダ装置を得るとができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１のパルスドップラレーダ装置を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態２のパルスドップラレーダ装置を示すブロック図である。
【図３】この発明の実施の形態３のパルスドップラレーダ装置を示すブロック図である。
【図４】この発明の実施の形態１の二位相変調をかけた場合の説明図である。
【図５】この発明の実施の形態１のパルスドップラレーダ装置における限定範囲内サイドローブクラッタレベル低減による目標検出Ｓ／Ｃ比改善の効果を示す概念図である。
【図６】この発明の実施の形態２のメインローブクラッタと目標の関係を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態３の距離の捜索を示す図である。
【図８】従来のパルスドップラレーダ装置を示すブロック図である。
【図９】パルスドップラレーダ装置の周波数追尾ループ及び角度追尾ループの機能系統図である。
【図１０】パルスドップラレーダ装置の送信ＲＦ信号の波形を示す図である。
【図１１】パルスドップラレーダ装置に用いられるパルス変調波のスペクトラムを示す図である。
【図１２】パルスドップラレーダ装置と目標の幾何学的関係を示す図である。
【図１３】従来のパルスドップラレーダ装置におけるクラッタスペクトラムと移動目標からのレーダ反射エコーの関係を示す図である。
【符号の説明】
１励振器、１ａ送信ＲＦ信号源、１ｂミキサ、１ｃ第１局発信号源、１ｄ第２局発信号源、１ｅドップラ補償信号源、１ｆ基準信号源、１ｇミキサ、２送信機、３サーキュレータ、４モノパルスアンテナ、５フロントエンド、５ａ低雑音増幅器、５ｂミキサ、５ｃピンスイッチ、５ｄ低雑音増幅器、５ｅミキサ、６受信機、６ａミキサ、６ｂ帯域通過フィルタ、６ｃミキサ、６ｄミキサ、６ｅ帯域通過フィルタ、６ｆミキサ、６ｇ和信号相関器、６ｈ差信号相関器、７慣性装置、８信号処理器、８ａ周波数追尾処理部、８ａ１Ａ／Ｄ変換部、８ａ２ＦＦＴ処理部、８ａ３周波数追尾誤差計算部、８ａ４周波数追尾フィルタ、８ａ５ドップラ補償制御計算部、８ｂ角度追尾処理部、８ｂ１Ａ／Ｄ変換部、８ｂ２ＦＦＴ処理部、８ｂ３角度追尾誤差計算部、８ｂ４角度追尾フィルタ、８ｃミサイルドップラ周波数計算部、８ｄサイドローブ角度計算部、８ｅサイドローブクラッタ距離計算部、８ｆランダム二位相復調タイミング計算部、８ｇパルス繰り返し周波数選択部、８ｈ目標距離捜索部、９変調信号発生部、９ａパルス変調信号発生器、９ｂランダム二位相変調信号発生器、９ｃランダム二位相変調信号発生器、１０パルスドップラレーダ装置搭載母機、１１移動目標。

Claims

飛しょう体に搭載され、追尾対象の移動目標と上記飛しょう体との速度差によって生じるドップラ周波数を検知することにより、クラッタから上記移動目標を抽出して移動目標を追尾するパルスドップラレーダ装置において、
送信ＲＦパルス変調信号を二位相変調する変調手段と、
上記変調手段で変調された送信信号が目標に反射して戻ってきた受信信号を復調するための二位相復調手段と、
上記移動目標との相対距離を算出する目標距離算出手段と、
上記飛しょう体の機軸の対地角度と捜索ドップラ周波数となるドップラ周波数領域で反射するサイドローブ方向の機軸となす角度より、上記飛しょう体の機軸の対地角度と前記捜索ドップラ周波数となるドップラ周波数領域で反射するサイドローブ方向の機軸となす角度との和の角度である目標捜索ドップラ周波数に影響を及ぼすサイドローブクラッタの慣性空間上の角度を求め、前記サイドローブクラッタの慣性空間上の角度と飛しょう体の高度とを用いて、上記飛しょう体と目標捜索ドップラ周波数に影響を及ぼすサイドローブクラッタまでの距離を算出するサイドローブクラッタ距離算出手段と、
上記相対距離とサイドローブクラッタ距離に基づき、パルス繰り返し周期及び上記二位相復調信号を出力するタイミングを計算するタイミング計算手段と、
を具備したことを特徴とするパルスドップラレーダ装置。
飛しょう体の速度をドップラ周波数に変換するミサイルドップラ周波数計算手段と、
上記目標捜索ドップラ周波数と上記ミサイルドップラ周波数の関係より、捜索ドップラ周波数となるドップラ周波数領域で反射するサイドローブ方向の機軸となす角度を算出するサイドローブ角度計算手段と、
を具備したことを特徴とする、請求項１記載のパルスドップラレーダ装置。