CN101666873A - 基于调变脉冲序列的高精度测距雷达的模糊处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及通信领域，本发明实施例公开了一种基于调变脉冲序列的高精度测距雷达的模糊处理方法。本发明实施例方法包括：可变脉宽的变频探测序列分辨率确定方法；雷达脉冲序列中的模糊问题处理方法；测距雷达接收机中的多径干扰消除方法；可调变脉冲序列的非模糊高精度定位流程；高精度定位消除模糊的超外差接收系统。根据本发明的方法，通过对于雷达信号的探测序列调整和雷达接收机的信号处理软件升级，能够完成长距离非模糊的高精度定位，在现有的系统中易于升级，具有较好的扩展性且成本相对较低。本发明可以解决雷达测量的模糊距离远近和目标探测分辨能力高低之间的矛盾，同时给出了调变脉冲序列测量的完整实现流程。

Description

基于调变脉冲序列的高精度测距雷达的模糊处理方法

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种基于调变脉冲序列的高精度测距雷达的模糊处理方法。

背景技术

雷达是一种利用无线电波来测定物体位置的无线电设备，电磁波同声波一样，根据遇到障碍物的回波信号，在雷达的接收机确定目标的大小、运动特征等，利用电磁波反射特性实现距离目标的测量等工作。工作波长越短的电磁波，其粒子性越明显，传播的直线性越好，反射性能越强。反之，雷达的工作波长越长，其波动性则越明显，衍射效应则更加明显。通常雷达用的是微波波段的无线电波，今年来也有激光雷达的出现，采用光频率波段实现雷达的功能。雷达通过测量发射脉冲与回波脉冲之间的时间差来确定实际距离，电磁波以光速传播，具有较高的定位精度。目标的方位确定可以利用天线的尖锐方位波束测量，根据仰角和距离确定目标高度。根据多普勒效应，雷达还能够测量目标和测量雷达之间的相对运动来完成目标的速度测量，对于运动的物体其反射的回拨信号的频率与雷达发射频率不同，两者的差值称为多普勒频率，运动速度越高的物体，其多普勒频率偏移越明显。从多普勒频率中可提取的主要信息之一是雷达与目标之间的距离变化率。当目标与干扰杂波同时存在于雷达的同一空间分辨单元内时，雷达利用它们之间多普勒频率的不同能从干扰杂波中检测和跟踪目标。利用雷达可以探测飞机、舰艇、导弹以及其他军事目标，除了军事用途外，雷达在交通运输上可以用来为飞机、舰船导航，在天文学上可以用来研究星体，在气象上可以用来探测台风，雷雨，乌云。

雷达在选择使用的波形时，通常会根据需要完成的任务不同而不同，需要考虑不同实现方法的软件和硬件方面的开销成本综合而定。雷达系统可以采用CW(Continuous Waveforms，连续)波或者脉冲波，其中CW可以是调制后也可以是未调制的波形，而具体的调制方法可以采用模拟的方式也可以采用数字的方式。无论采用何种波形以及调制方式，都需要能够了解该波形的功率谱密度，才能够确定距离和多普勒偏差的测量解析度。在测量远距离物体时，可以通过探测序列信号的回波信号来确定，但是在测量时，会面临针对某一频率的电磁干扰，因此可以采用多种频率通过跳频的方式完成雷达的目标测量工作。但是，步进式频率调变测量方法会产生一段范围内的模糊距离，该距离的大小和具体的频率调变步长相关。而且，该调变距离也会影响到目标定位的解析度，二者形成了一对儿矛盾，类似于测不准原理。由于模糊的原因，该方法不能够得到较好的定位精度。本发明通过多次脉冲扫描的方式，通过频率和脉宽的综合调节，完成目标的快速、精准的定位。

综上所述，通过对于可调脉宽序列的高精度测距雷达中的模糊问题的处理，能够同时提高常规雷达的抗干扰性，在不影响该抗干扰性能的前提下能够提高测量雷达的精度，通过雷达的发射信号调整和雷达回波信号的处理即可实现本发明所述方法，对现有的设备改动较小。考虑到前述情况，存在克服相关技术中不足的需要。

发明内容

本发明实施例要解决的技术问题是提供一种基于调变脉冲序列的高精度测距雷达的模糊处理方法，通过线性频率调节步长的动态调整，实现长距离的高精度定位，并将速度变化和多普勒频移相关，利用谱分析的方法确定相应的频率分辨图样。可以解决模糊距离长短和分辨能力高低之间的矛盾，同时给出了调变脉冲序列测量的完整实现流程。

本发明所给出的基于调变脉冲序列的高精度测距雷达的模糊处理方法，可以应用于基于高精度探测的各种场景。利用成熟的信号处理方法，对回波信号进行解析和分析，从而快速完成定位。具体包括：

可变脉宽的变频探测序列分辨率确定方法，针对雷达回波信号的相邻脉冲叠加区域进行分析，确定所能分辨的最小目标尺寸差异，通过傅里叶变换实现频率漂移量的测定。

雷达脉冲序列中的模糊问题处理方法，给出了基于脉冲宽度、脉冲频率以及时间三维跳跃式实现方案，对目标运动所形成的回波信号的频率谱进行分析，提取相关的信息量。借助于本原根的概念，实现脉冲序列在信号空间的均匀分布。针对多径信号的特有场景，结合对于方向图与目标运动相关特性的分析，在雷达接收机进行相位偏差消除。

本发明还给出了完成的调变脉冲序列探测的高精度定位流程，针对多普勒效应下进行信号的谱分析，首先通过微小步长的长距扫描定位远距离的目标，再逐渐倍频调节频率步长逼近最小模糊距离，最后完成非模糊的高精度定位。其中，对于非匀速物体的速度矢量进行分解，实现针对目标位置估计的相位消除。所用超外差接收系统中引入自适应低通滤波器窗口调整装置，实现动态回波数据采集和滤除功能。

从以上技术方案中可以看出，本发明通过对于雷达信号的探测序列调整和雷达接收机的信号处理软件升级，能够完成长距离非模糊的高精度定位，在现有的系统中易于升级，具有较好的扩展性且成本相对较低。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解，本发明的目的和其它优点可通过在缩写的说明书、权利要求书，以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

结合描述了本发明的各种实施例的附图，根据以下对本发明的各发明的详细描述，将更易于理解本发明的这些和其它特征，其中：

图1示意性示出了超外差接收机雷达系统的简化框图；

图2描述了脉冲序列测量的最小分辨率确定方法；

图3描述了调频雷达脉冲序列的定位的模糊处理；

图4描述了雷达测量时的多径干扰对于距离测量的干扰；

图5描述了多普勒效应对于脉冲序列雷达测量的影响；

图6描述了调变步进频率实现非模糊高精度定位的流程图；

图7描述了步进式线性跳频的时域波形对应关系；

图8示出雷达回波信号在不同距离和步进频率重建的轮廓曲线；

图9示出雷达回波信号反傅里叶变换后的时域波形和脉冲序列对应关系；

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的实施方式进行详细描述。

图1示意性示出了超外差接收机雷达系统的简化框图。发射机产生的重复窄脉冲雷达信号序列，由雷达发射天线辐射到空间，收发开关在发射天线和接收天线之间通过时分复用的方式完成发射和接收。空间的反射物目标截获会对辐射在其上的一部分雷达信号进行散射，少量信号沿着雷达的方向返回形成雷达回波信号，并由接收机加以放大。在接收系统中，如图所示，101为信号分路器，用于将信号一分二，同时输入两个之路进行处理，分别为I(In the phase，简称同相)支路和Q(Quadrature，简称正交)支路，在两个支路均需要数字信号处理部件和I信号与Q信号的相位校正过程。102为混频器，用于将本振产生的信号作为解码信号，103为移相器，用于产生两个支路不同的混频信号，104为本振信号源，产生稳定的余弦波，频率固定为f0，105为低通滤波器，可以将产生的窗外杂扰滤除，106为所用低通滤波器的滤波窗口控制器，通过接收端末端处理的反馈信号，实时对低通滤波器进行调整。放大器用于解调后信号的恢复，108加法器将两个支路的信号进行合并，并经检波器进行判断，确定当前信号幅度，如果接收机输出的信号幅度足够大，则目标被检测，否则，丢失目标。雷达通常测定目标的方位和距离，但回波信号也包含目标特性的信息，109多普勒处理即用于高速移动物体所产生的多普勒频移的偏移量提取，通过该偏移量控制低通滤波窗的窗口大小，从而实现ADT(Automatic Tracking with Surveillance Radars，简称监视雷达自动跟踪)功能。

对于窄带带通信号可以表示为x(t)＝r(t)Re(exp(2πf₀t+φ(t)))，其中r(t)为信号幅度，f₀为载波频率，φ(t)为相位。带通信号也可以通过信号的同相和正交分量表示，x(t)＝x_I(t)cos2πf₀t-x_Q(t)sin2πf₀t，其中x_I(t)为信号的同相分量，x_Q(t)为信号的正交分量。该信号的复包络可以表示为 $\mathrm{\ψ}\left(t\right)=r\left(t\right)e^{\mathrm{j\φ}\left(t\right)}{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t},$ 于是 $x\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{r\left(t\right)e^{\mathrm{j\φ}\left(t\right)}{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\right\},$ 复包络的单边频谱为ψ(ω)＝2U(ω)X(ω)，其中U(ω)为频率域的阶跃函数，X(ω)为信号x(t)的傅里叶变换，将ψ(ω)进行逆傅里叶变化可以得到 $\mathrm{\ψ}\left(t\right)=x\left(t\right)+\hat{x}\left(t\right),$ 为x(t)的希尔伯特变换。因此该等效系统可以通过原始接收信号和该信号的希尔伯特变换求和计算出。对于能量有限的信号可以用其ESD(Energy Spectrum Density，简称能量谱密度)函数表示；而对于功率有限信号可以用其PSD(Power Spectrum Density，简称功率谱密度)函数表示。ESD定义为信号的傅里叶变换的模值的平方，即 $\mathrm{ESD}={\left|{\∫}_{-\∞}^{+\∞}f\left(t\right)e^{-\mathrm{j\ωt}}\mathrm{dt}\right|}^2;$ PSD定义为信号的时间自相关函数的傅里叶变换，即 $\mathrm{PSD}={\∫}_{-\∞}^{+\∞}{\∫}_{-\∞}^{+\∞}f*\left(t\right)f(t+\mathrm{\τ})e^{-\mathrm{j\ω\τ}}\mathrm{dtd\τ}.$ 根据相关的谱分析理论，可以得到接收信号的谱密度分布，从而对与系统中接收信号的频率差进行分析，得到相应的多普勒偏移量。

图2描述了脉冲序列测量的最小分辨率确定方法。其中201表示入射脉冲序列，其脉冲宽度为τ，脉冲周期用PRI(Pulse RepetitionInterval，简称脉冲重复周期)表示，f_r＝PRI^-1。202表示雷达的回波脉冲序列，203为距离测量过程中遇到的最小间隙差，其中R1和R2分别表示测量物体的前沿和后沿与脉冲源的距离。204为入射雷达单个脉冲的放大显示图，205为反射后的回波信号脉冲，206为发生信号混叠时的脉冲回波部分。最小分辨率为Δd＝R₂-R₁＝c(t₁-t₂)/2＝cτ/2，经过R1和R2反射后两个边沿的回波时间差为2Δd/c，假定Δd＝ρcτ，其中ρ为常数系数表示该间隙的最小距离。当0＜ρ＜1/2时，回波的信号会发生重叠，此时对于该目标距离无法进行判断，重叠部分为(1-2ρ)τ。因此最小的分辨能力为ρ＝1/2的物体，为了使雷达检测系统能够检测更为微小的目标，应尽量使雷达的脉冲序列波的脉冲宽度减小。

对于举行脉冲序列信号， $f\left(t\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}R(t-\mathrm{nt}),$ 其中R(t)＝ARe ct(t/τ)为矩形脉冲信号，脉冲宽度为τ，为了处理方便将信号f(t)转换为傅里叶级数的表示方式， $f\left(t\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{F}_n{e}^{\frac{j2\mathrm{\πt}}{T}},$ 根据周期性信号的傅里叶变化可知， $F_n=\frac{1}{T}{\∫}_{-T/2}^{T/2}f\left(t\right)e^{\frac{-j2\mathrm{\πnt}}{T}}\mathrm{dt}=\frac{\mathrm{A\τ}}{T}\sin c\left(\frac{\mathrm{n\τ\π}}{T}\right),$ 于是信号的幅度谱可以计算为， $F\left(\mathrm{\ω}\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{2\mathrm{\πA\τ}}{T}\sin c\left(\frac{\mathrm{n\τ\π}}{T}\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}-\frac{2\mathrm{\πn}}{T}),$ 其频域包络为sinc函数的离散谱。通常雷达发出的信号不可能为无限长序列，因此常用的方法是对于信号序列采用加窗的方式进行序列截断。用

和

分别表示加窗后的信号和对应的频率域谱，于是对于窗大小为N的截断序列的频域谱为： $\tilde{F}\left(\mathrm{\ω}\right)=2\mathrm{\πAN\τ}\sin c\left(\mathrm{\ω}\frac{\mathrm{NT}}{2}\right)*\underset{n=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}\sin c\left(\frac{\mathrm{n\τ\π}}{T}\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}-\frac{2\mathrm{\πn}}{T}),$ 包络和加窗前完全一致，由于非无限长截断特性，所形成的谱分布为以抽样函数为取样点所形成的离散谱，通过对于接收回波信号的谱分析，可以测量出返回波形的任何频移。

图3描述了调频雷达脉冲序列的定位的模糊处理。图中给出了3所用脉冲序列的三维调变曲线，301，302和303分别表示时间轴、脉冲频率轴和脉冲宽度轴。在t1～t8的时间段内共有7个状态，分别为(t₁，f₇，τ₁)，(t₂，f₅，τ₂)，(t₃，f₂，τ₃)，(t₄，f₃，τ₂)，(t₅，f₅，τ₂)，(t₆，f₇，τ₁)和(t₇，f₂，τ₃)。也即在每一时刻，所用的频率和脉冲宽度可以不同，因为对于雷达发射信号而言，采用同一频率可能会发生衰落或者来自某一特定频率的干扰，因此采用不同的频率实际上能够实现一种变相的分集来抵抗衰落，更为重要的是，通过不同的频率来控制发射脉冲序列能够获得较高的解析度。为了简化系统的实现，可以采用线性频率步进的方式来实现调频处理，假定对于一个N载波系统，第i个载波频率fi为f_i＝f₀+iΔf，其中0≤i＜N。在[iT，iT+τ]内，所发射的脉冲序列信号为S_i(t)＝A_i cos(2πf_it+θ_i)，目标反射信号S_i(t)＝A_i′cos(2πf_i(t-2(R₀-vt)/c)+θ_i)其中v为目标运动速度，目标向探测雷达运动时速度符号为正，反之，目标远离雷达时符号为负。于是通过图1系统，进而可以计算出同相分量和正交分量分别为，

x_I(t)＝A_i″cos(4πf_i(vt-R₀)/c)，x_Q(t)＝A_i″sin(4πf_i(vt-R₀)/c)

其复包络可以表示为 $X_i={A_i}^{\′\′}{e}^{j4\mathrm{\π}{f}_i(\mathrm{vt}-R_0)/c},$ 通过对于复包络的逆傅里叶变化可以推算出时域信号， $x\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_k\exp \left(\frac{j2\mathrm{\πkn}}{N}\right)$ 为I/Q支路信号的傅里叶变化，根据雷达测距基本原理可知，

$x\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{A_i}^{\′\′}\exp \left(2\mathrm{\πj}\left(\frac{\mathrm{kcn}-2N{f}_k(R_0-{\mathrm{vt}}_k)}{\mathrm{cN}}\right)\right)$

对于静态的物体，其速度v为零，于是所形成的谱信号逆变换可以简化为 $x\left(k\right)=\frac{\sin \mathrm{\π}(k-2n{R}_0\mathrm{\Δ}{\mathrm{fc}}^{-1})}{\sin ({\mathrm{kn}}^{-1}-2n{R}_0\mathrm{\Δf}{\left(\mathrm{cn}\right)}^{-1})}.$

图3所示序列可以采用本原根序列完成，f_i＝γ^jmodq(q＝1，...，N-1)，如此可以将频率或者脉冲的分布变换在完全均匀的一维空间内。

图4描述了雷达测量时的多径干扰对于距离测量的干扰。其中，401为发射天线，402为天线的仰角，当仰角为正时，直射电波通过水平方向之上位置发射，当仰角为负时，直射电波通过水平方向之下位置发射，403为天线水平线和测量地点的地表切线之间的夹角，404为地球表面反射点，405为探测目标，406-408为根据探测区域的不同位置的区域分类。当雷达天线俯视镜面反射的表面时，会产生多路径干涉现象。在镜面反射体上的电波反射服从反射定律。

尽管在地球表面上同时存在多条反射路径，但通常都只讨论单条反射路径。垂直面天线方向图较宽且最大值指向水平面的雷达，对低仰角目标而言，方向图传播因子的影响可以忽略不计。而且在反射表面反射后会引起附加相位差，还有部分相位差是由天线在直射方向和反射方向上传播因子的相位差引起的。由于相位差，直射波和反射波在目标处要么干涉相加要么干涉相消。直射信号和反射信号两个回波信号在接收天线也发生类似的干涉。406为接收端所谓的干涉区，当相位差为2π弧度的整数倍时，会发生等效干涉，此时信号为两路信号的叠加组成，干涉合成信号的方向图可以表示为F＝|A₁+rA₂e^-jα|，其中A₁为直射信号幅度，A₂为反射信号幅度，r为反射系数，α为直射波和反射波在叠加点处的总相位差。当动目标405以恒定高度接近雷达时，仰角会不断增加，其方向图传播因子将在最大值和最小值之间周期地变化。目标距离和高度远大于天线的高度时，方向图仅是目标仰角的函数，而与目标距离和高度无关。当目标接近雷达地平线，其位置低于地平面，此时没有多径效应，检测信号处于绕射区408，在此区域内的直射线和反射线不再明显区分开来，因而不能再用射线光学原理进行分析，需要从波动光学理论进行分析，根据Maxwell方程组能够给出解析的近似解形式。在干涉区406和绕射区408之间存在一个过度区域部分407，在此区域，不仅不能利用射线光学假设，而且此区域的电磁波理论求解非常复杂，通常通过两个区域内插的方法来获得相关的场形。对于粗糙反射面，通常可以利用经验公式 $r=\exp [-2{\left(\frac{2\mathrm{\π}H\sin \mathrm{\ψ}}{\mathrm{\λ}}\right)}^2]$ 来计算，其中H为反射表面的欺负高度的标准偏差，ψ为入射余角。而多径信号传输所经过反射点的确定可以通过下面的Fishback的经典三次方程模型来确定，

${2G}_1^3-3{\mathrm{GG}}_1^2+[G^2-2a_e(h_1+h_2)]G_1+2a_e{h}_{1}G=0$

其中G为发射天线距离目标的地表弧度，G₁和G₂分别为发射天线和目标距离反射点的地表弧度，a_e＝ka为地球的有效半径，k为修正常数，通常取值为4/3，a为地球半径(6370km)，h1和h2为发射天线和目标所处位置的海拔高度。

图5描述了多普勒效应对于脉冲序列雷达测量的影响。其中501，502为探测序列在到达目标之前的脉冲，周期为1/f_r，脉冲宽度为τ，实际距离为cτ，507为目标，以速度v向探测雷达运动。当脉冲502遇到目标后发生发射，产生回波信号，由于脉冲的前进方向和目标的运动方向相反，会引发脉冲压缩，脉冲502和目标507碰撞后反射，形成脉冲503，其宽度为cτ′，其中τ′＜τ。在目标和脉冲504接触时，目标运动距离为d，可以计算出此时目标的运动距离为 $d=\frac{\mathrm{cv}/f_r}{c+v},$ 由距离守恒原理可知 $c/{f_r}^{\′}=\mathrm{c\Δt}-{\mathrm{cvf}}_r^{-1}/(v+c),$ 于是，回波序列的脉冲重复频率为(c+v)f_r/(c-v)，同样可知，回波序列的脉冲宽度为(c-v)τ/(c+v)，于是根据接收到的回波信号，发射探测序列的雷达可以确定目标运动的径向速度，而在垂直方向上运动的速度则需要通过借助跟踪系统来完成。对于发射球面探测波的全向雷达，会收到来自不同方向角的回波信号，根据目标在径向上的速度方向变化可以确定目标的大致运动方向。对于非匀速运动的目标则需要对于回波信号的高阶信号处理和分析来获得。从图中也可以看出，回波信号505和506的脉冲宽度变窄，而脉冲重复周期同样缩短。对于和探测雷达序列相反方向运动的目标，则会产生比探测信号脉宽更宽，重复周期更长的回波信号。

图6描述了调变步进频率实现非模糊高精度定位的流程图。通常距离的分辨率和系统的带宽相关，但是测量的距离在限定的范围内会发生距离模糊，因为相位所在的指数项以2π为周期，通过减小步进频率可以增加模糊距离的上限，但是会降低定位的精度，在定位精度和模糊距离之间存在一对儿矛盾。分辨率和模糊距离之间的关系为 $\mathrm{\ΔR}=\frac{c}{2\mathrm{n\Δf}},$ 其中Δf为频率调变步长，增大步长可以提高定位精度。n为脉冲数，显而易见，增加定位脉冲序列可以提高定位精度，但无疑会增加系统实现的复杂度。由于复包络的相位为4πf_i(vt-R₀)/c，于是

目标距离

但是由于

于是

即

和该距离相距

整数倍的目标都会出现在探测信号范围之内，无法确定实际的距离，引发距离模糊问题。增大步长在提高定位精度的同时，也会缩小模糊距离，在相同距离范围内的模糊点增多，增加了进一步确定目标的复杂度。本发明采用脉冲频率步长的调变的方式，首先利用微调脉冲步长获得目标的大致位置，再利用宽频步长调节探测脉冲，完成精确定位。

对于运动的目标，其逆傅里叶变换后的序列为： $x\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{A_i}^{\′\′}\exp \left\{j\frac{2\mathrm{\πnk}}{N}\right\}\exp \left\{\frac{4\mathrm{\π}{f}_k}{c}\right[v(\mathrm{it}+{\mathrm{\τ}}_r/2+2R/c)-R\left]\right\},$ 其中相位项会对接收频谱造成干扰，需要在接受时能够将该项干扰消除。

在步骤S601，对于接收系统初始化，系统上电，准备发射探测脉冲序列；

在步骤S602，选择初始的线性脉冲调变频率的步长为Δf_i，此时的Δf_i应当具有较小的值，来完成大范围的目标初始位置确定；

在步骤S603，增大线性步长，使得Δf_i+1＝10Δf_i，此时的测试精度会增大，但是模糊距离会变小；

在步骤S604，确定增大线性调频步长后的脉冲回波序列探测的信号是否发生距离变化，如果S604的结果为是，则进入步骤S605，否则返回步骤S603，继续扩大线性调频的步长。注意，此处的10倍频只是扩大调频步长的一个常数倍数，也可以选择不同的倍频方法，如增大不同的倍数或者在增大频率时采用非线性步长的方式，具体的倍频的方式不构成对于本发明的限制。

在步骤S605，由于此时已经达到模糊距离的下限，再进一步调整会引发定位距离的重复变化，由于模糊距离为确定的倍数，继续探测已经没有必要，于是停止倍频操作。此时可以定位的目标距离属于一个较大的范围，为

之内。

在步骤S606，可以完成目标的精确定位，此时选择校大的频率变化步长，使其分辨率 $\mathrm{\ΔR}=\frac{c}{2\mathrm{n\Δf}}$ 在限定范围之内， $\mathrm{\Δf}\≥\frac{c}{2n{R}_{\min }},$ 其中R_min为目标定位需要满足的分辨率。根据多普勒信号的脉冲展开因子，计算出相应的多普勒频移，进而完成目标速度的估计。于是运动目标的相位模糊项通过乘法器的作用后，可以完全消除。

图7描述了步进式线性跳频的时域波形对应关系。其中701表示时间轴，702表示频率轴，703为变频曲线的过零点，704为时域波形。对于归一化的发送信号的复包络可以表示为， $s\left(t\right)=e^{i2\mathrm{\π}(f_{0}t+{\mathrm{\μt}}^2/2)}.$ 其回波信号可以表示为 $S_r\left(t\right)=A^{\′}{e}^{2\mathrm{\π}(f_0(t-\mathrm{\τ})+\mathrm{\μ}{(t-\mathrm{\τ})}^2/2)},$ 其中τ＝2R/c。在经过接收机的低通滤波器后，将高频的成分滤除，可以得到回波信号的相位为， $\mathrm{\φ}\left(t\right)=2\mathrm{\π}(-f_0\mathrm{\τ}+\frac{\mathrm{\μ}}{2}{(t-\mathrm{\τ})}^2),$ 于是，回波信号的瞬时频率可以通过相位的微分项计算出， $f_i\left(t\right)=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\frac{d}{\mathrm{dt}}\mathrm{\φ}\left(t\right)=\mathrm{\μ}(t-\mathrm{\τ}),$ 从而获得信号经过FFT(Fast Fourier Transform，简称快速傅里叶变换)计算后的频率解析度，进而提高对于目标的脉冲展宽和波形变化分析的精度。由于频率的升高，所形成的波形逐渐密集，在发射信号的带宽之内形成线性变频的调频波。

对于常用的调幅和调相方式，通常将幅度和相位与调制信号相关，如波形的有无、振幅为正或为负，相位为+π或者-π表示。而在调频方式下，通常采用不同的频率表示调制信号的高低电平，调制频率可以用相位的微分来表示 $f_m\left(t\right)=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\frac{d}{\mathrm{dt}}\mathrm{\φ}\left(t\right),$ 于是，所形成的调频信号为x(t)＝r(t)cos(2πf₀t+∫2πf_m(t)dt)。可以利用调制信号直接控制振荡器的振荡频率，控制决定载波振荡器振荡频率的元件或电路参数的数值。实际设备中，通常采用谐振回路来实现振荡频率的改变，对于LC振荡器，主要通过振荡器中的电容和电感改变振荡频率；而对于RC振荡器，则主要通过电阻和电容改变谐振频率。用调制信号去控制电感电容或电阻即可实现，常用的可控电容元件有电抗管电路和变容二极管；常用的可控电感元件是具有铁氧体磁芯的电感线圈或电抗管电路；可控电阻元件有二极管和场效应管。将可控参数元件或电路代替振荡回路的某一元件直接并接在振荡回路两端，振荡频率依赖于可控参数元件的参数，通过调制信号控制元件的参数值，从而动态地调整载波振荡器的频率。或者在微波发射机中，利用速调管振荡器将调制信号加至反射极，使其振荡频率受控于加在管上的反射极电压，完成振荡器和调制信号相关。调频方式中的频率和调制信号相关，实际上在具体实现过程中，调频可以通过调相间接实现。调频方式采用类似石英晶体振荡器频率稳定度较高的载波振荡器，在其后级进行调相，所得到的调频波的中心频率稳定度比一般的调制方式要高。采用调频方式的调制和解调系统较为复杂，但是通常这种方法具有较高的调制灵敏度，单位调制电压所产生的振荡频率偏移较其它方式更大，且最大频率偏移与调制信号频率无关。

图8示出雷达回波信号在不同距离和步进频率重建的轮廓曲线。所用的脉冲序列为256方波脉冲串，放大器增益为40dB，目标位置向量为{996，998，1000，1002，1004}，初始探测频率间隔为10KHz，FFT长度为256。脉冲重复周期为0.1ms，目标的RCS(Radar Cross Section，简称雷达散射截面)均为1m²。图中801表示初始粗探测雷达回波所形成的轮廓图像，此时模糊距离达到15km，从粗扫描散射回波的分析可知，目标反射体约处于1km附近。在频率调节步长10倍频后，其模糊距离进一步减小为1.5km，此时进一步细化目标位置，见802。最终定位图像如803所示，可以清晰的计算出15m范围内，5个目标的位置分布，根据模糊距离内各个取样点的周期性排列规则，可以确定目标的实际位置。图9示出雷达回波信号反傅里叶变换后的时域波形和脉冲序列对应关系。

虽然结合附图描述了本发明的实施方式，但是本领域内熟练的技术人员可以在所附权利要求的范围内做出各种变形或修改。

Claims (6)

1、一种基于调变脉冲序列的高精度测距雷达的模糊处理方法，其特征在于包括以下内容：

可变脉宽的变频探测序列分辨率确定方法；

雷达脉冲序列中的模糊问题处理方法；

测距雷达接收机中的多径干扰消除方法；

可调变脉冲序列的非模糊高精度定位流程；

高精度定位消除模糊的超外差接收系统。

2、根据权利要求1所述的基于调变脉冲序列的高精度测距雷达的模糊处理方法，其特征在于所述可变脉宽的变频探测序列分辨率确定方法，具体包括：

雷达回波信号的相邻脉冲叠加区域确定方法；

测量目标的最小间隙差确定；

基于Fourier变换的离散谱频率定位。

3、根据权利要求1所述的基于调变脉冲序列的高精度测距雷达的模糊处理方法，其特征在于所述雷达脉冲序列中的模糊问题处理方法，具体包括：

基于脉冲宽度、脉冲频率以及时间三维跳跃式探测方法；

目标运动速度及其谱分析方法；

基于本原根的序列确定方法。

4、根据权利要求1所述的基于调变脉冲序列的高精度测距雷达的模糊处理方法，其特征在于所述测距雷达接收机中的多径干扰消除方法，具体包括：

地球形状的椭球模型修正；

多径信号的地表反射点确定方法；

方向图与目标运动相关特性分析方法；

粗糙表面的信号反射相位差确定方法。

5、根据权利要求1所述的基于调变脉冲序列的高精度测距雷达的模糊处理方法，其特征在于所述可调变脉冲序列的非模糊高精度定位流程，具体包括：

多普勒效应下的谱分析方法；

微小步长的长距扫描定位远距离的方法；

倍频调节频率步长逼近最小模糊距离的方法；

扩大步长后的高精度定位方式；

非匀速运动的目标运动速度和距离的粗略估计方法。

6、根据权利要求1所述的基于调变脉冲序列的高精度测距雷达的模糊处理方法，其特征在于所述高精度定位消除模糊的超外差接收系统，具体包括：

基于I/Q支路的分离处理方式；

多普勒频移的相位提取装置；

基于谱分析的相位估计误差对消；

自适应低通滤波器窗口调节装置。

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