JP5502262B2 - 測地距離データを得る方法及び装置 - Google Patents

Description

この発明は、請求項１、２３の各々の前提部に記載した測地距離データを得るための方法及び装置、請求項２９に記載した測地器、請求項３１に記載したスキャナ、及び、請求項３２〜３４に記載したその装置の利用方法に関する。

距離測定は、光システムに関する多くの解決策が使用される技術作業である。タコメータは、測地と建設産業のための測量作業用の古典的測量器具である。最近、リフレクタ無しの遠隔測定装置（ＥＤＭ）を具えるタコメータの提供が増加している。

最初は、測量される範囲は６０ｍであったが、機器の使用の増加により、測量範囲の関する要求は着々と増加している。今日では、測量機器は、リフレクタ無しに２００ｍまで測れる。

伝統的遠隔測定装置は、主に、飛行時間法又は位相差法の原理による。ｍｍの範囲の高精度の測量が要求され、今日、大抵の機器は位相測定原理に従ったＥＤＭが設けられている。又、これらは、寸法がより小さいので、測距経緯儀の場合に便利である。

しかし、反射しない目標物の低光量信号のために、位相計は測定範囲が小さく、位相計による３００ｍ以上の距離に関する反射鏡無しの測量はほぼ不可能である。一方、測距時間計はその距離範囲では位相計に比べて有利である。何故ならば、反射鏡無しの目標物の５００ｍを越える距離の測定が容易に可能である。しかし、測距時間計は、１ｍｍの絶対測量精度が略達成できない欠点がある。測距のための種々の方法と装置の概要が、１９９９年発行の距離及び方向の電子測定法（M. Joeckel及びM. Stober、第4版、Verlag Konrad Wittwer及びStuttgartによる）に記載されている。

計測ステーションにおけるリフレクタ無し遠隔測定装置の導入と使用の拡大により、ユーザーは、これらのリフレクタ無しの装置を使用で主として生じる別の問題にしばしば遭遇する。特に、比較的大きい測定距離、特別な目標物、又は特別は背景地形の場合に、遠隔測定装置から発射される測定ビームは、二つの目標に同時にあたることがある。この問題の一つの例は、例えば、テーブルの縁を測距する場合である。この縁が測定される時に、ビームのある部分は、測定すべき縁に当るが、ビームの他部分は、目標物を通過し、後又は床にある他の対象物を照らす。更に、別の例は、反射が弱い目標に近くに反射物がある場合であり、散逸した光線がその反射物を介して、遠隔測定装置ユニットの受信器に入る。それ故、従来の位相計では、目標物のどれとも対応しない誤った距離を算出することに至る。特に、リフレクタ無し距離測定が長い距離に使用されると、実際の測量目標物と機器の間にある意図しない対象物を測定してしまう可能性が増加する。他の典型的な場合は、木々又は編みフェンスを通して距離測定する場合である。リフレクタ無しを適用すると、その障害物の散逸光の周波数により、重大な誤測定に至り得る。それ故、複数の対象物が同時に測定光ビームが当たる状況で、正しい距離を推算することが検討されている。

自然物に反射散逸する測定光は、著しく弱く、特に長い距離の場合はそうである。これに関連して、困難な場合は、雨、霧、降雪における測距であり、空中の降る粒子が、柔らかい面を持った付加目標物として作用してしまう。降量の大きさにより、その干渉が実際の距離測定に影響する。例えば、豪雨の場合には、誤測定値を除くことができない。

又、位相計は、複数の目標を正確に測定できず、更に困難を生じる。受信信号では、複数目標の位相が、重畳されて分離できず、位相差法で、各目標物の成分を明らかに分離することができない。特に、霧、雨、降雪の場合に、誤測定の可能性がある。

飛行時間法（測距時間法）に基づいた遠隔測定装置は、最も強力な遠隔測定装置に属する。リフレクタ無し目標物の範囲は、特に優れていて、複数目標を原理的に測定可能である。一方、この測距方法では、その主欠点の一つは、距離測定の精度が悪く、装置が複雑であることである。最近の測距時間計も又、豪雨又はダストの掛った空気中では、不良である。この一つの理由は、パルス信号の低周波数成分が適用されるが、これらは、ダスト又は浮遊粒子により、確実に不正確となるからである。

この測距時間法の別の欠点は、レーザ源により生じる。良品質のビームを生じるパルスレーザ器は、例えば、ソリッドステート又はマイクロチップレーザ器であって、高価であり、制御と電力消費に関して複雑である。半導体レーザは経済的であるが、三次元の可干渉性が減少又は欠けていて、現在では、ビーム品質において、不適である。最近において、小さい測定点のレーザビームを提供するダイオードによる測距時間計は無い。それ故、例えば、目的物の縁等の外郭への距離は、半導体レーザに基づいた遠隔測定装置を使用しては、正確に測定できない。

リフレクタ無し目標物の距離範囲と測定の不充分な精度は、現在知られている全ての測量原理の基本的な欠点である。

更に別の欠点は、複数目標に対する能力が技術的に実現していないことである。地理測量では、複数目標を確実に区別し、異なった目標を確実に測距できる遠隔測定装置は知られていない。

それ故、この発明の目的は、新規な測距方法と、その方法に適切な装置とを提供し、長い距離に関し、それにより、リフレクタ無し測距が可能で、且つ、ｍｍ単位の高精度の測定を可能にする。

この発明の別の目的は、複数目標物を正確に測距可能にすることである。

この発明の更に別の目的は、例えばダスト又は煙のような、一般的な大気影響物の影響を減らして、正確な測距がこれらに影響されないようにすることである。

更に別の目的又は遭遇する必要性は、秒単位での短測距時間を可能とし、例えば、霧、雨、又は降雪等の特別な気象状況に対応でき、経緯儀等の測距システムに組み込みが可能なことである。この組み込み易さは、小型化又は小型構造、モジュールデザイン、省エネルギー消費に依る。

これらの目的は、この発明により、即ち、請求項１、２３記載の特徴と従属請求項の記載の特徴により達成され、解決策が展開され得る。

その解決策は、“システム解析”の原理による電子光学遠隔測定装置のコンセプトに基づいている。それは、純粋な測距時間計でも、純粋な位相計でもない。測距システムは、光信号を発する要素と、少なくとも一つの目標の測距距離と、オプションとしてデバイス内での基準距離と、その受信する要素とを具える。このシステムは、システム入力と出力として機能する各インターフェイスを介して、各ケースに提供される。測定距離と目標物と共に、送受信ユニットからなる遠隔測定装置は、光電子信号の伝送システムとして理解される。簡明のために、このシステムは、以後、単にシステムと呼ぶ。このように、目標物はシステムの一部である。このシステムは、この発明の方法により分析されて、特に、個々の目標へに測距の数とその測距時間が決定される。概してシステムが特定化されて、測定ビームが向かう目標物への測距時間の測定に注意が集中される。

本発明による方法のより高い感度は、種々の要因による。第一に、変調周波数を特別に選択して、励起信号は発信され受信され、その信号波形は走査され、推算される。その信号波形は、例えば、位相計の場合のように、一連のディラックパルスで良く、正弦波励磁信号でも良い。第二に、この発明による方法では、全信号情報は、距離を決めるために評価される。これは、位相差法の位相差の利用とは相違し、飛行時間法の測距時間とも相違する。本発明による方法は、その推算では、全ての順に得た測定データを考慮する。例えば、全ての測定及びモデル情報は、統合されて、コスト関数に組入れられる。このように、位相測定は実施されずに、ある時間域又は周波数域の信号波形だけでなく、信号増幅及びノイズが、本発明に従って計測され、推算に組入れられる。信号の評価は、好ましくは、最大公算法（最適推算）に基づいて、コスト関数により実施される。最近の位相計とは違って、励起信号の変調周波数は、特別な方法で、柔軟性のある切り替え可能な周波数シンセサイザにより、目標物の数とそれらの間の間隔の関数として。変化又は選別され得る。そのシステム解析は、最適状態の測定データセットを使用して、高精度に実施できる。例えば、複数の目標物と遠隔測定装置デバイス間の反射による干渉を減少し、複数目標の場合の干渉信号の重なりを迂回することができる。

本発明によるシステムの特徴は、従来の位相計の場合より著しく多い変調周波数の信号に基づいていることである。多数の変調周波数の発生は、例えば、ＤＤＳシンセサイザ（直接ディジタルシンセサイザ）又は、フラクショナルＮシンセサイザなどの他の最近の”周波数ホッピングデバイス”による。この発明によれば、信号の発生は、例えば、直接合成により実施されて、内部メモリに記憶された信号波形は周期的に繰り返し順にディジタル・アナログ変換器に送られ、出力される（任意信号発生器）。

評価は、各変調周波数で別々に、又は、複数変調周波数で統合されて実施される。オプションとして、別の評価が、例えば副最適推算として、良好に受信された信号について適切に実施される。全ての信号データ、共通モデルに組み込まれて、パラメータ評価に使用され、特に測距時間に関し、例えば、最適推算法に使用される。

好ましくは、ＭＨｚ〜ＧＨｚの範囲の高変調周波数だけが発信されて、そのシステムは、堅い目標の測距時間を選択し、雨、霧、雪等の柔らかい対象物には反応しない。高周波数使用の別に有利な点は、測定距離精度が更に向上することである。特別な高周波数の場合は、その周波数は、最終的なパラメータの決定に貢献する。これは、従来の位相計と相違する。このシステムの優位性は、測距時間計に対してもあり、測距時間計では、統計平均値は１０００倍も少ないパルス数を使用して、小さいパルス繰返し率により、測定精度が低い。

全変調周波数群の単又は複数セットを選択することは、システムの解析結果の品質に影響がある。例えば、特に、長い目標距離の場合に、信号の限界能力により低い受信信号となる時に、信頼できる距離測定は、周波数を最適に選択することにより達成される。全信号の一又は複数のセットを選択することは、特別に解析される最大範囲を決める。全ての周波数群が、柔軟に処理されて測定作業に利用され、例えばＤＤＳシンセザイザーを使用して、遠隔測定デバイスと複数の目標物間の反射による干渉影響は、複数目標の場合の好ましくない信号の重畳影響と共に、取り除かれる。

ディジタル合成信号の強さは、柔軟性のある周波数を含むコンセプト、従って、全周波数群を、デバイスと測定距離を含む距離測定システムに最適に使用することに影響される。

本発明による測距方法又はデバイスにより、位相計とは相違して、例えば、窓枠を介しての測定ように、千鳥配置の目標を測定することが可能である。遠隔測定装置は、光ビーム内にある複数の目標の距離を同時に測定できる。最適周波数のコンセプトはこの場合は、一つの目標の場合とは異なったコンセプトである。

本発明による距離測定方法は、複数目標に対応できる。また、内部基準光路の距離を測定可能である。内部基準光路は、第一目標物である。更に他の目標物の距離は、この基準目標に対して測定される。距離の測定は、このように温度変化と更に分散影響から自由である。その結果、複数目標への対応能力は、内部基準光路の同時較正についても有効であって、基準距離への選択的切換用又は第二基準受信器用のデバイスによる今まで必要であったコストが、除かれる。

本発明により構築される演算システムは、遠隔測定装置ユニットと、関係する目標物と、その目標物への距離とを含む。このシステムは通信技術の背景により理解され、線形伝送システムであり、そのシステムの動作は、所謂パルス応答ｈ（ｔ）の仕様により理解される。

例えば、システムがディラックパルスにより励起されると、システムが応答する。パルス応答のフーリエ変換は、伝達関数Ｈ（ω）又は複雑な周波数な応答を示し、これは周波数空間又は周波数範囲又は周波数領域内で、そのシステムを表現している。

そのシステムは、一般的に因果信号により励起されるので、フーリエ変換ではなく、収束に関してより安定している一般的なラプラス変換を使用可能である。

しかし、周期的励起信号の場合には、フーリエ変換（ＦＴ）が一般的には十分と考えられる。システムの概して複雑な伝達関数Ｈ（ω）は以下のように定義される。

システムを構成する伝達関数は、各フーリエ変換された信号ｙ（ｔ）とフーリエ変換された励起信号s（ｔ）との比である。
ＦＴ：ｙ（ｔ）→Ｙ（ω）
ＦＴ：ｓ（ｔ）→Ｓ（ω）

システムアナライザーの複合周波数応答は次の式で表される。

ωは周波数の角度であり、ｉは虚数単位であり、周波数ｆに、ω＝２・π・ｆとしてリンクしている。更に、ｄはビームが向かう目標物の数であり、ρ_kは反射率、ｔ_kは距離に比例する信号測距時間である。測定距離は、式Ｄ_k＝ｃ／（２・ｔ_k）により計算され、ｃは光の速度である。

周波数は、そのシステムにより、増幅、減衰、位相シフトが実施される。伝達関数は、物理的作用が基本的に相違する二つの項からなり、有理比と、線形パラメータとしての周波数の角度の指数関数から得られる合計とである。

第一項（比）は、所謂分散影響を示し、レーザダイオードと、受信器ダイオードと、フィルタと等により生じる。これらは、そのシステムの入力から出力において、振幅と位相を変化させる。

第二項は、指数関数の合計からなり、遠隔測定装置ユニットと各目標物との間の得られた遅れ時間又は測距時間を示す。遅れ時間の算定は、各目標物の距離の測定値に対応する。

高精度でそのシステムの測距時間又は遅れ時間を測定可能とするために、比として表されるその第一項は、計算で除かれ、又はそのシステムを較正測定して除く必要がある。

これは、例えば、納入に先立って、製作中又は次のサイクルで、製作所でのシステム較正により確実にされる。周波数による測距時間の遅延を増加する評価困難な経年変化の場合には、現場での定期的システム較正、又は、実際の距離測定の間またはその直前の較正が有利である。

そのシステムの較正は、好ましくは、距離測定に関係する時間に実施される。このために、測定光が既知長さの内部光路に渡って通される。その結果、伝達関数の第一項のデータが使用される励起周波数において決定される。

実際の距離測定は、順じ又は同時に実施される。測定光は、外部の目標物に送られる。システムの外部測距は、好ましくは、内部光路の場合と同じ周波数で、実施され、即ち伝達関数を得る。一方、従来技術では、複雑な解決策が、即ち、切換可能基準距離又は送受信器の二重デザインが、知られているだけである。例えば、ＥＰ０７３８８９９は可変基準距離を開示し、ＥＰ０９３２８３５は二つの受信器の使用を記載し、ＤＥ４００２３５６は二つの切換可能トランスミッタの使用を開示している。

本発明に従って、測定は、内部光路により実施され、又、外部光路により実施される。何故ならば、この方法は、複数目標を高精度で推算し、内部基準距離は複数目標の一番目として計測される。これにより、そのシステムは、従来技術の方策と相違して、二重の要素と切換可能な基準距離を設ける必要がない。

本発明に従って、このシステムの較正のための技術的演算では、ある量の周波数を選択した場合に（規則的又は不規則的の周波数を選択）、特に、内部光路に渡って、第二外部測定光路に渡って、伝達関数Ｈ（ω）を設定する。

このシステムの較正のために、演算式（１）は、極座標又は指数表現で、十分に表される。

そのシステムの較正により、そのシステムの振幅Ｈ(ω) と固有値ｔ_disp(ω)は、 測定信号に使用される周波数において決められる。これらの周波数は、目標物に対する実際の距離測定で使用するものである。

それ故、とりわけ、測定周波数で、振幅又は減衰、各遅れ時間の補正が考慮される。これらの好ましくない影響は、伝達関数の最初の二項に含まれる。

伝達関数の演算が、例えば、分離フーリエ変換（ＤＦＴ）により、実行される。受信信号は、その時間内で、アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）により走査され、その後、測定された信号に含まれる周波数と複合振幅Ｙ（ω）とが、ＤＦＴにより算出され、そのシステムの振幅Ｈ(ω) と固有値ｔ_disp（ω）が得られる。

内部及び外部測定路について、周波数に関係する振幅、位相、ノイズを比較することによって、伝達関数を補正することができて、Ｈ(ω)又はＨ（ｆ）に関し、遅れ時間ｋの項だけが、その指数式で未知である。

それ故、較正データの伝達関数として、目標が一つの場合に、

複数の目標ｄの場合に、

測定された目標物について較正された測距時間は、簡明なように、ｔ_kで表される。

そのシステム較正は、その時間領域で直接実施される。伝達関数Ｈ（ｆ）に関し、そのシステムの測距時間は、種々の励起信号に応じて内部光路を参照してきめられる。

最大公算推算法の原理でシステムを較正して、測定された全てのシステム応答値を単一のコスト関数に統合して、目標物に関する較正された距離測定データを推算する。

全連続スペクトルを知って、そのシステムの応答パルスは、逆フーリエ変換（ＩＦＴ）により算出され得る。

Ｈ（ｆ）が数式３に対応し、全周波数で分っていると積分することが可能であり、応答パルスは、
目標が一つの場合は、

複数目標物ｄの場合は、

応答パルスが、測定ビームにおいて、目標物ｄの全距離データｔ_kを含むことは明らかである。

変調周波数で直接測定していても、ヘテロダイン又はホモダイン測定が実施されれば、数式３、４は有効である。高周波の受信信号は、高周波数ミクサー信号と混合されて、低周波電子信号となる。その低周波信号を推算することにより、実際の高周波受信信号の振幅と位相が決められる。

本発明による遠隔測定装置デバイスの具体例では、そのシステムの複合スペクトルＨ（ｆ）の全てについては測定はされず、測定又は伝送された信号は、全システム周波数の一部だけにについてそのシステムを励起し、普通は、測定・送信周波数の一群だけである。スペクトラムＨ（ｆ）は、それ故、全ての周波数ではなく、その部分が使用される。

更に、ＩＦＴにより、パルス応答ｈ（ｔ）を時間信号として再構築することは、直接的には可能でない。

数式３、４内の測距時間ｔ_kのパラメータ計算は、理論的に問題がある。

種々の推算方式が測距時間と距離の算出に適している。各方式における最適方法の選択は、システムに状態の特徴に依る。例えば、システムの特徴は、目標の数、目標への距離、目標の反射率、信号の振幅、ノイズレベルの大きさ等である。

距離データの一部を得るために、全信号形状ｙ（ｔ）又はその信号形状の一部だけを使用することができ、その一部とは、例えば、次の量である。即ち、信号形状ｙ（ｔ）の最大値、曲線ｙ（ｔ）において、第一調和関数または領域、又は、１／２最大振幅値の信号パルス領域である。統計推算では、信号形状ｙ（ｔ）のＲＭＳノイズは信号形状の一部として解釈される。

距離データの主部分は、時間の関数である信号形状として構成される。例えば、複数のシステム応答ｙ（ｔ）は、時間の関数である励起信号ｓ（ｔ）に関して、すれていて、特に、複数目標に関し、システムにおける時間関数としての各反射パルスは、互いずれている。瞬時分析においては、時間関数としての単又は複数の信号パルス重心位置は、時間関数としての信号形状の特徴として解釈される。

以下に、時間又は周波数領域での、幾つかの推算例が例として非限定的に記載されている。

距離算定の第一の方法は、時間域での推算である。例えば、短時間での、周期的パルスの測距時間は、各パルスで順次計測されて、距離は独特な方法で、高精度で計測される。

ある時間範囲での距離算定では、パルス繰り返し周端数を最適に選択することが重要である。これらは選択されて、複数目標から反射された信号は、異なった時間に受信器に到達する。その結果、信号パルスが重なることの面倒がなく、各信号パルスは各目標物に統一される。

この発明により周波数シンセサイザを利用して、最適周波数が選択される。推算方法の一例が、図５ａに示されている。各励起信号ｓ（ｔ）は、応答信号ｙ（ｔ）を生じる。内部光路により較正された信号応答ｈ（ｔ）が信号から得られる。全ての励起信号ｓ（ｔ）に関し、これらの較正された信号応答ｈ（ｔ）は、互いに時間的にずらされて、例えば、クロス相関演算または、重心の計算により、関係シフト時間Δｔ_jkを算出することができる。これらのシフト時間Δｔ_jkは、測定距離を運ばれるパルスの数に基づく情報を提供する（独特な方法）。

更なる工程で、全励起信号ｓ_k（ｔ）の時間をシフトした信号応答ｈ_k（ｔ−Δｔ_jk）の合計から形成された時間信号ｚ（ｔ）の構築が可能である。例えば、クロス相関演算又は重心の演算により、ｚ（ｔ）から測距時間ｔｎが最終的に算定される。

更に別の方法は、分析変調周波数で、数式３による伝達関数Ｈ（ｆ）の特別なモデルと、測定点Ｈ（ｆ_k）との間の、非線形均衡演算である。

距離推算の別の方法は、最大公算推算法の原理に基づいている。計測されたスペクトルデータはコスト関数に入力され、この関数の全体の最大又は最小値により、目標物ｄの距離が得られる。

ある特別な場合は、最大公算推算法は、全体最大値を有する簡明な一次元コスト関数である。複合スペクトル分離測定データを適切に選択して、正確な信頼性のある距離推算が同様に可能である他の方法が、その特別な場合に提供される。例えば、分離選別周波数の逆フーリエ変換は、最大公算法の近似値として解釈され得る。

目標が一つの場合は、次の式が適用される。

複素関数ｚ（ｔ）は、分離間数スペクトルの、時間信号に対応する、全ての数Ｎの測定複合振幅Ｈ（ｆ_k）から直接得られる。その関数は、そのシステム解析で補正された全データを含んでいる。その時間関数Ｒｅ（ｚ（ｔ））の全体の最大値は、測距時間ｔ１に対応する。

逆フーリエ変換（ＩＦＴ）は、複数目標の場合に適合して使用可能である。しかし、付加条件が、分離周波数のシステム解析で得られた複合振幅の選択において、組込まれる。伝達関数の不規則に選択された部分により、目標物ｄの測距時間に関し、最大値を有する一パラメータ時間関数が得られる。

複数目標の場合は、ＩＦＴはフーリエ変換の理論から知られるウインドウ関数Ｗ（ｆ）により展開される。例えば、ハニングウインドウ又はブラックマンウインドウであり、次式が適用される。

ウインドウ関数Ｗ（ｆ）は、複数目標の場合の距離測定の精度を著しく向上させる。

複数目標の場合に適した周波数コンセプトの例を以下に示す。

複数目標の場合に最適であり周波数セットの形態である周波数コンセプトは、等間隔励起周波数により形成される。そのようなコンセプトは、例えば、４００ＭＨｚ、４１０ＭＨｚ、４２０ＭＨｚ、…５００ＭＨｚの周波数を有する。

ＩＦＴにより作られる時間信号ｚ（ｔ）の大きさは適切に算出できる。等間隔励起周波数から得られた時間信号の典型的な形状が、図１３に例示されている。測距時間は、算出されるパルス時間信号ｚ（ｔ）で得られる。複数のパルスが生じるのは、複数目標があることを示す。測定された分離周波数により、算出された時間信号は時間的に周期的である。算出された時間関数の周期性は、最大範囲を限定する。等間隔周波数のセットを適切に選択することにより、最大範囲は測定精度を下げることなく５００ｍまで延長される。

システム解析に必要な励起周波数の数を減らすために、周波数は等間隔で複数の周波数に分割される。言いかえれば、第一分析工程で、細かい周波数間隔の等間隔周波数が放射はされることを意味する。時間信号ｚ（ｔ）又はｚ（ｔ）は、ＩＦＴで算出され、近似距離が得られる。図１４に示す例では、１００ＭＨｚ、１００．５ＭＨｚ、１０１ＭＨｚ、１０１．５ＭＨｚ、…１０５ＭＨｚである。

第二分析工程では、より粗い周波数間隔の等間隔周波数の他のセットが発射されて、対応時間信号ｚ（ｔ）が再度ＩＦＴにより算出される。この結果、距離が正確に算出される。図１４に例をしめし、１００ＭＨｚ、１０７．５ＭＨｚ、１１５ＭＨｚ、…１７５ＭＨｚである。測定距離精度が不充分であれば、そのシステム解析は、より細かい間隔で等間隔周端数を使用して精度を向上する。

コスト関数として時間信号ｚ（ｔ）の変わりに、距離を算定するために、加重式ＩＦＴにより生じる、パワー信号[ｚ（ｔ）]・ｚ（ｔ）を使用しても良い。[ｚ（ｔ）]は複素共役間数ｚ（ｔ）を示す。

そのシステムは、入力としての周期的伝送信号により励起される。最も単純な場合は、これは、調和正弦振動である。好ましくは、しかし、例えば、矩形、三角形、ディラックパルス、又は他の形状の、短持続時間パルスが周期的に作られる。伝送信号の周波数スペクトルは、それ故、離散的であり、基本調和周波数に加えて、対応するより高い調和周波数が、パルス形状に従って、スペクトル内に同時に作られる。

システム解析のために、異なった周波数の複数周期的伝送信号が使用される。これらは、順じシステム入力に使用され、対応する出力信号が測定される。全周期的信号が測定されると、システム測定（システム解析）が完了する。周期的信号応答の基本調和周波数に加えて、そのスペクトル範囲で、その応答のより高い調和スペクトル成分が計測される。

この発明に実施例において、例えばＤＤＳシンセサイザ（直接ディヂタルシンセサイザ）により、励起周波数のセットが作れる。コンパクトな単一チップのモジュールは、非常に高精度で、任意の周端数を実際に発生できる。周波数変化のための切換時間はミリ秒より短く、システム解析のための必要測定時間と比較して無視できる程短い。切換は、例えば、データバスを介してマイクロプロセッサーにより制御される。ＤＤＳモジュールの同期計時周波数は、ｐｐｍの制度のマスター発振器により発生される。この周波数は、この場合、全ての励起周波数の目盛較正の基礎とされ得て、ｐｐｍ単位で距離解析を保証する。

ＤＤＳ周波数シンセサイザに加えて、他の近代的”周波数ポッピングデバイス”、フラクショナルＮシンセサイザが知られている。迅速な段階的な周波数切換により、それらのモジュールは必要な変調周波数の発生器として適切である。

有利な点は、発射された励起周波数の信号強さ（振幅）を決定することである。何故ならば、送信信号と受信信号の両方の振幅を知って、伝送複素関数Ｈ（ｔ）を算出するために使用されるからである。

各最適周期的励起の形式と選択とは、距離算定方法と同様に、目標の数、目標の距離、信号とノイズの比率等のシステムの特徴による。これらの実際の特徴を考慮して、システム解析の励起スペクトルは、ＤＤＳシンセサイザと付加的な他要素とを使用して、現場で、最適に選択され、柔軟性を持って形成され得る。

目標が一つの場合には、例えば、対数等間隔ステップを有する周期的伝送信号の繰り返し周波数が選択される。コスト関数ｓ（ｔ）が、逆フーリエ変換により算出され、図１２に示すように、ノイズに対して強い推算法に適した全最大値が得られる。

目標点と遠隔測定装置デバイスとの間の複数反射が生じる目標板の場合には、伝送パルスの繰り返し周波数は、好ましくは、主たる数であり、調整されて使用される。コスト関数ｓ（ｔ）は、逆フーリエ変換により算出されて、目標板の求める距離の推算法に適した全体最大値が得られる。

測定ビーム内に複数目標がある測定状態では、例えば、等間隔周波数ステップを有する周期的伝送信号が、システム解析に使用される。

例えば、５００ｍの長い距離範囲の距離を高精度（略ｍｍ）で測定できるために、等間隔ステップを有する複数セットの励起周波数が、前述のように、使用され得る。基本的に、繰り返し周波数の間で、異なった間隔を有する２セットの励起信号で、図１１に示すように、十分である。

要約すると、次の３個の推算方法は基本的にシステム解析のその目的を達成する。

１．一つの方法は、ある時間範囲でのシステムデータの推算である。時間的に互いにシフトした全てのパルス順序で信号応答の関連する測距時間を計測することによって、伝送距離に沿って同時に送られるパルス数（独特）が決められる。求める目標物の距離は、最新に送信され受信されたパルスの間の測距時間の測定値と、送受信ユニット間のパルスの数を組み合わせて、最終的に得られる。

２．別の方法は、周波数範囲に関する推算である。ＤＥＴ又はＦＦＴを、測定された周期的時間信号に適用することによって、伝達関数Ｈ（ｆ）のパラメータは、励起周波数（より高い調和周波数を含む）で算定される。伝達関数Ｈ（ｆ）が、十分な周波数について、計測されると、距離は、例えば、最小二乗法、最大公算法によるコスト関数、又は、他の基準によるコスト関数により算定される。

３．更に別の方法は、周波数範囲における推算の延長である。伝達関数Ｈ（ｆ）が十分な数の周波数で測定されると、パルス応答に対応する時間信号ｚ（ｔ）は、ＩＦＴを適用して、再構築されて、推算がその時間範囲で再度適用される。システムの遅れ時間又は各目標物への測距時間は、Ｒｅ（ｚ（ｔ））の信号最大値・最小値により決められる。

デバイス側では、目標物に反射された受信光信号は、好ましくは、電子広バンドの光電子受信器により検知される。励起信号は、ＭＨｚ又はＧＨｚの範囲の高周波信号である。アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）での走査する信号を避けるために、ある実施例において、例えば、受信信号は電子ミクサー（ヘテロダイン受信器）に送られる。そのミクサーの出力で、低周波に変換された時間信号はＡＤＣにより走査され、測定点データは推算ユニット又はメモリに送られる。

異なった繰り返し率の走査された時間信号は、好ましくは、ＤＥＴにより、ある周波数範囲に変換され、その結果は、各周波数において伝達関数Ｈ（ｆ）の複合振幅である。伝送複素関数Ｈ（ｆ）の更なる計測点は、各周期的な伝送信号又は励起信号で決められる。伝送複素関数Ｈ（ｆ）の十分な測定点が得られると、遅れ時間を算定する方法の一つにより距離計算を開始できる。

目標が一つの場合に、測定距離を増加し、雨、降雪、霧に影響されずに、システム解析が可能な、本発明による実施例は、例えば、次にようである。システム解析の励起周波数は、ＤＤＳシンセサイザにより生じて、励起周波数の振幅が決められる。励起周波数の振幅は、工場で一端較正される。

信号の受信は、電子ミクサーとＰＬＬ信号によりヘテロダインであるように設計され、信号検知は、ADCを使用して、パルス同期ディジタル化により実施される。置換例として、高周波数範囲で信号を直接走査することは、ヘテロダイン受信方法に変えて実施できる。

ディジタル化した受信信号の推算の第一工程は、処理ユニットでDFT変換により実施される。パルス奥羽等と同等の時間信号の算出はIFT法により実施される。

パルス応答と同等の時間信号は、ＩＦＴ法により算出される。雨、霧、又は降雪は、光伝送信号の一部を反射する。しかし、信号の成分は、散逸があり、全測定距離に渡って積分されるので、周波数から独立した遅れ時間は、パルス応答に重畳されずに、周波数に関係する測距時間が重畳される（散逸）。理論的検討と実験により、システムの測距時間に対する散乱の干渉影響は、励起周波数が１０ＭＨｚを越えると直ぐに無くなる。雨、霧が信号振幅に及ぼす影響は、低周波で現れるので、約１〜５ＭＨｚの周波数を削除すれば良い。それ故、約１０ＭＨｚより大きい変調周波数だけがシステム解析に使用されれば、実際の目標物の距離測定で、空中の降りる粒子の影響は、無視できる。

ＤＤＳ技術による多数の変調周波数を使用すると、データに余裕ができて更に有利である。例えば、光測定ビームが、システム解析中に、人にたまたま遮ぎられると、伝達関数Ｈ（ｆ）に不連続が生じるが、変調周波数の数が多いので、その影響は容易に検知されて、更なる信号推算では無視される。Ｈ（ｆ）の残りのスペクトル部分は、距離測定に十分であり、精度に影響は見られない。

複数目標の場合のシステム解析装置に関する本発明による別の実施例が、提供され、例えば、次の方策である。

システム解析のための、好ましくは、柔軟性をもって励起周波数の数を決めて発生することは、非常に高い周波数を発生する第一ＤＤＳを利用し、下流回路の周波数変換器と組み合わせて、実施される。その周波数変換器は高精度の距離測定を保証する。ＰＬＬが無くても、ミクロン秒の迅速な周波数切換が可能である。励起周波数の振幅は、発信側で決定されるが、工場で一旦振幅が較正することもできる。受信回路では、迅速に切換可能なＤＤＳシンセサイザが、ヘテロダイン又はホモダイン受信のために信号を混合する。周波数のチューニングが順次、第一ＤＤＳが受け入れ可能よりも大きい周波数範囲で、実施される。ＡＤＣによるディジタル化が、信号測定に使用される。ＤＦＴ又はＩＦＴによる信号の推算は、処理ユニットで実施され、パルス応答と同等に時間信号が算出される。

本発明による方法とこの方法を実施するために適切なデバイスが、以下により詳細に記載されていて、例示として添付図に図示した実施例を説明している。

図１ａ、１ｂは、従来技術によるパルス測定方法の原理を図解している。

図１ａにおいて、送信器１は光パルス２を放射し、そのパルスは目標即ち対向リフレクタ３に反射された後、受信器４により検知される。一般的には、送信器１と受信器４は、一つのユニットに配置される。

距離は、測距時間Ｌから算出される。その測距時間は、光パルス２の発射の開始時Ｓと受信時Ｅとの差である。受信時の判定は、信号パルスｓ（ｔ）の特徴から、例えば、信号が閾値を超えているか否かにより、又は、パルス曲線を積分してその重心を算定して、実施される。

図２ａ、２ｂは、従来技術による位相測定方法の原理を示す図であり、測定ユニットと目標と間の距離が算定される。

図２ａにおいて、送信器１’は、光波２である変調した光信号を目標に発し、光信号は目標に反射されて受信器４’に戻る。測距時間方法に反して、送信と受信との間の時間がこの場合は記録されない。入力信号と出力信号との位相の差が記録される。この差は測定装置と目標と間の距離による。何故ならば、この距離は、発射された光パルス２’の波長Ｗの倍数と残余Ｒとに対応する。この残余は、図２ｂに示す、波長Ｗにより距離を分割した時、残る成分である。位相ずれを知るために、残余Ｒを測定して、残余Ｒと波長Ｗの数を把握することにより、測定ユニットと目標間の距離が得られる。波長Ｗの数が、この方法では、積分成分として直接得られないので、この未知数を求める付加的解析を実施する必要がある。これは、例えば、複数の変調周波数（２〜５個）が利用され、このために、受信信号の絶対位相が、伝送信号に関して、順次算出される。一つの目標の距離は、これらの複数測定値から得られる。

従来技術位相計の適切な具体例が、ブロック図により図３に示されている。送信器１’では、信号が、変調器ＭＯにより放射源ＳＱの光について変調される。変調器は高周波発振器ＯＳＣＩにより制御される。受信器４’の光学装置により検知された後、反射光は光電子変換器ＯＥＷにより、低周波信号に変換される。この目的のために、重畳発振器ＵＥＯの信号が光電子変換器ＯＥＷに適用される。高周波発振器の信号から低周波共振信号を生じる混合工程ＭＳが、その重畳発振器ＵＥＯにより実施される。その低周波信号は、四角形パルスに、トリガーＴＲにより変換される。その下流に配置された位相測定ユニットＰＭＥで、高周波発振器ＯＳＣＩの信号と、受信光の混合された低周波信号とが、比較されて、位相差が算定される。その位相差により距離を算定する。

図４は、本発明によるシステム解析測定方法の原理を概して示す図であり、複数の目標物に対して、線形伝送システムとしての遠隔測定装置のシテムモデルを、適用している。光パルス２”は送信器１”により発射される。光パルス２”は複数目標により反射される。それら目標は、ここでは、第一目標３ａと第二目標３ｂとである。反射信号は受信器４”により検知される。全体のシステムは、送信器１”と、目標３ａ、３ｂと、受信器４”を有し、略時間独立システム（ＬＴＩシステム）として理解される。しかし、これは、目標物が動くことを許容しないことではなく、システム解析のための計測時間内の小さい動きは許容する。距離データを得るために、信号ｓ（ｔ）が、システム入力ＳＥとシステム応答の信号振幅ｙ（ｔ）に適用され、システム出力ＳＡで記録されるシステムデータとなる。ここで、シテム入力と出力は、ＬＴＩシステムの外部へのインターフェースである。

図５ａは、本発明によるシステム解析測定方法の実施例の原理を、時間範囲で説明する図である。ＬＴＩシステムは、パルス状周期的信号により繰り返し励起される。そのパルス信号は、どのケースでも、複数の分離（異なった）周波数からなる。各励起パルスｓ（ｔ）について、受信器により、システム応答５の信号振幅又は信号波形ｙ（ｔ）が記録される。パルスの繰り返し周波数をｆ_jからｆ_kに変化させて、対応する信号応答の時間シフトΔｔ_jkを得る。この時間シフトΔｔ_jkは、伝送距離に渡って同時にあるパルス数の情報を提供し、測量距離の概略値を提供する。正確な距離結果は、最終的に、発信・受信信号パルス間の測距時間差を測定して得られる。このために、全ての時間シフト応答信号ｈ_k（ｔ−Δｔ_jk）から、時間信号ｚ（ｔ）６が構築される。ｚ（ｔ）から、測距時間ｔ_nが確率平均により得られる。

図５ｂは、本発明によるシステム解析測定方法の更なる実施例の原理を図示している。ＬＴＩシステムは、各々複数分離周波数からなる信号により繰り返し励起される。各励起では、受信器に登録されるシステム応答５’の信号振幅又は信号波形ｙ（ｔ）は記録されて、分離フーリエ変換（ＤＦＴ）が適用される。伝送信号の各励起周波数における伝送複素関数が、ＤＦＴから得られる。各ケースで、振幅Ｓ_jと位相シフトψ_jが、スペクトルの種々の周波数で、実数部と虚数部とから計算される。再び、時間信号ｚ（ｔ）６’が、逆分離フーリエ変換（ＤＦＴ）により、種々の励起についての全システム応答のスペクトル集合から、再構築されて得られる。時間信号ｚ（ｔ）６’は、距離信号ｚ（Ｄ）と同等であり、そこでは時間パラメータｔは光速ｃの半分が乗じられる。この例では、測距時間ｔ₁、ｔ₂は、二つの目標を区別して、それらの距離は、再構築された時間信号６’の曲線から得られる。

図６ａ、６ｂは、本発明による方法のシステムモデル用の入力及び出力パラメータを例示している。図６ａは三角形パルスを示し、ＬＴＩシステムを励起するＭＨｚ範囲の周期的繰り返しであり、システム入力に適用される。信号振幅ｚ（ｔ）の最大値は、時間ｔ＝０の時に対応する。図６ｂはシステム応答ｙ（ｔ）を図示し、受信器により検知され、システム出力として提供される。ここで説明する二つの目標の場合は、この応答は二つの三角形である受信信号振幅ｙ（ｔ）を形成し、そのピークは時間ｔ₁、ｔ₂で受信される。

図７は、本発明による方法のシステムモデルを示し、部分システムｄを統合してＬＴＩシステム７を提供し、各部分システムは一つの目標物に対応している。測距時間又は遅れ時間ｔｎを有するシステムに関して、線形システムに対して、重畳原理、増幅原理、交換原理が適用される。従って、システムは、遅れ時間に関して順次交換されて、ＬＴＩシステムの部分システムは、他の工程に及他の統合に適用され得る。システム出力ＳＡでの信号ｙ（ｔ）は、システム応答ｙ₁（ｔ−ｔ₁）〜ｙ_d（ｔ−ｔ_d）の線形及び交換可能な重畳である。そのシステム応答は、システム入力ＳＥで、信号ｓ（ｔ）適用から得られる各励起ｓ₁（ｔ）〜ｓ_d（ｔ）を有する部分システムに対応する。図７に示すシステムモデルは数式２に対応する。

図８は、システム解析のための適切な伝送信号を示し、例えば、正弦波動（上図）、一連の針形又はディラックパルス（中図）、矩形パルス（下図）である。

図９は、送信信号の全量の適切なスペクトル分布の例である。全送信信号の全量（全励起信号スペクトルの総和）の適切なスペクトル分布が、システム解析に重要である。送信信号（単一周期）に関して、基本的に複数の周波数が作られる（フーリエシリーズ）。本発明により全ての同時に発射された周波数が計測され、記録され、推算される。

システム解析を完遂するために、異なった周期の複数の送信信号が順次発射されて、全周波数の総和として、スペクトル範囲指定が重要である。このスペクトル範囲指定は、全送受信周波数からなるが、異なっても良い。周波数は、例えば、等間隔又は対数等間隔位置でのものでも良い。更に、周波数の間隔は、基本数又はヒボナッチ数により、選択され得る。図９において、上段に示す周波数分布は、等間隔位置に対応し、中段に示す周波数間隔の選択は、基本数選択で実施される。一方、下段の分布は対数等間隔配置である。上段及び下段分布では、全ての測定された信号の量は、受信器側で明白にスペクトルで表示されて（低パルス）、そのモデルの構成とその走査が遂行される。

図１０は、全送信信号の全量の適切なスペクトル分布の別例を示し、幅を限った分離周波数を示す。全励起信号のスペクトル分布が、等間隔配置（上段）であり、又は、対数等間隔配置（下段）である。

図１１は、全送信信号の全量の適切なスペクトル分布の別例を示し、二セットの分離周波数の形態であり、その各々は異なった等間隔配置である。その二セットの間隔は好ましくは異なっている。

図１２は、例として、スペクトルが対数等間隔の場合に、システム解析のＩＦＴ（逆フーリエ変換）により再構築した時間信号又は距離信号を、図示している。時間信号ｚ（ｔ）は、対数等間隔励起周波数を具えたシステム解析により、コスト関数として算出される。測距時間の最適推算は、データ推算で得られ、その推算では、並行及び直列に実施された測定の全部分のデータが含まれる。目標が一つの場合に、最大公算法に基づいた最適推算法を使用して、伝達関数Ｈ（ｆ）からＩＦＴにより、時間信号が計算される。求める測距時間ｔ_n、又は、目標距離Ｄ_nは、最大信号ピークに対応する。図示された時間信号は、周波数点ｆ_kでの伝達関数Ｈ（ｆ_k）のＩＦＴである。

図１３は、例として、スペクトルが対数等間隔の場合において、システム解析のＩＦＴとしての、時間信号の包絡線を図示している。目標距離Ｄｎは再構築した時間信号│ｚ（ｔ）│により算出される。その時間信号は、等間隔励起周波数を具えたシステム解析によるコスト関数として算出される。時間信号は、測定された周波数点ｆ_kに関して伝送複素関数Ｈ（ｆ_k）のＩＦＴにより作られる。求める測距時間は、信号最高ピークに対応する。測距時間と測距距離は、互いに対応している。何故ならば、Ｄ＝ｃ／（２・ｔ）である。

図１４は、二つのスペクトル等間隔周波数セットのＩＦＴである、二つ時間信号の例を図示している。距離Ｄ_nは、異なった２セットの等間隔間隔励起周波数を有するシステム解析により、コスト関数としての時間信号ｚ（ｔ）から算出される。点線で示す第一時間信号ｚ１（ｔ）は、第一周波数セットの測定データから得られた伝送複素関数のＩＦＴにより決定される。実線で示す第二時間信号ｚ２（ｔ）は、第二セットの周波数から決められる伝送複素伝達関数のＩＦＴにより得られる。求める測距時間の概略の推算は、第一時間信号の最大信号ピークに対応する。求める測距時間の正確な推算値は、第二時間信号の最大信号ピークに対応する。その第二時間信号の最大値は、第一時間信号と一致する。

図１５は、二つの異なって反射する目標物に関して、二つの等間隔周波数セットのＩＦＴであるパワー信号を例示している。複数目標に場合に好ましいコスト関数│Ｐ（ｔ）│が、図示されている。そのコスト関数は、二つの目標物が測定される場合における、時間に関係するｚ（ｔ）のパワー信号Ｐ（ｔ）の包絡線である。第一パワー信号Ｐ１（ｔ）（点線で示す）は、第一周波数セットの測定データから得られる複素伝達関数のＩＦＴにより作られる。第二パワー信号Ｐ２（ｔ）（実線で示す）は、第二セットの周波数から得られる伝送複素関数のＩＦＴから作られる。求める測距時間の概略推算法は、第一パワー信号│Ｐ１（ｔ）│の最大信号ピークに対応する。求める測距時間の正確な推算法は、第二パワー信号│Ｐ２（ｔ）│の最大信号ピークに対応する。その第二パワー信号の最大値は、第一パワー信号と一致する。

本発明によるデバイスとして、簡明な光電子システム解析の具体例が、ブロック図で図１６に示され、ヘテロダインミクサーを有している。ＤＤＳ（直接的ディジタルシンセサイザ）技術が使用され、このモデルでは、全ての任意調和周波数と任意信号形状をプログラム可能である。シンセサイザは、マイクロプロセッサによりミリ秒で切換られる。それ故、短時間に、システム解析に必要な全周波数を走査し、伝達関数の実数及び虚数部分を知ることが可能である。位相ロックループＰＬＬが、電圧制御発振器ＶＣＯと共に、ヘテロダイン受信器の位相安定混合周波数を作り得る。システム応答の直接走査、又は、ホモダイン信号の受信の場合は、ＰＬＬは省略される。発振された信号は、周波数変換器ＦＣにより、非常に高い周波数に変換される。増幅回路Ａの後で、受信信号は、低周波時間信号に積ミクサーＭＩＸにより変換されて、低周波フィルタＬＦに送られ、アナログ−ディジタル変換器ＡＤＣでディジタル化される。信号データは、処理ユニットＰＵに集積され、要すればメモリＭに記憶される。周波数安定マスター発振器ＯＳＣＩは、時間基準として使用される。

図１７は、本発明によるデバイスの別の実施例のためのブロック図を示し、ヘテロダインミクサーを具え、周波数の選択に柔軟性が増加する。システム解析のための励起周波数の発生は、非常に高い周波数を発生する周波数変換器に接続した第一ＤＤＳシンセサイザにより実施される。その配置では、位相ロックループＰＬＬが設けられるので、種々の有利な点があり、例えば、ミクロン秒での迅速な周波数切換が可能であり、又は、ＰＬＬの狭いロック範囲無しに、ＤＤＳの周波数範囲は全部使用される。第二ＤＤＳシンセサイザは迅速に切換可能であり、ヘテロダイン受信のための混合信号を発生する。周波数変換器ＦＣは、励起混合信号を必要な周波数バンドに変換する。周波数安定マスター発振器ＯＳＣＩは、時間基準に使用される。他の複数のモジュールは、ヘテロダインミクサーＭＩＸ、信号走査用のアナログ−ディジタル変換器ＡＤＣ、データ記憶用メモリＭ、制御・推算ユニットとしての処理ユニットＰＵである。

図１８は、本発明による地理測定器の例としての経緯儀の望遠鏡を図示し、本発明によるデバイスを具える。推算電子部１０と共通な支持部材９に配置された放射源８からの光は、切換可能偏光要素１１、反射偏光手段１２、レンズ１３を介して第一目標３ａに放射される。目標３ａは、目標を代表していて、目標一つの場合に限定していない。目標３ａに反射された後、光はレンズ１３で集められて、信号処理のために二色性ミラー要素１４、反射偏光手段１２を介して、受信器１５に送られる。受信器１５の信号は推算電子部１０により処理され、距離が記憶される。切換可能偏光要素１１により、放射源８から発射された光の一部は直接受信器１５に送られて、システム較正に適切な内部基準システムが使われる。レンズ１３は送受信レンズとして使用され、二つのレンズが２軸に配置されても良い。

信号処理手段に加えて、経緯儀望遠鏡は、目視光システムを具えて、観察者（人間）が、使用可能な、第一目標３ａから反射して戻る光を提供する。焦点部材１６と接眼部材１７は異なった要素を有し、例えば逆さプリズムであり、この目的に使用される。

図１９は、本発明によるデバイスを有する経緯儀の望遠鏡を図示し、自動焦点用の付加デバイスを有している。この実施例は、原理的には図１８と同様な設計であり、推算電子部１０により制御され、焦点部材１６を自動調整する調整部材１８を具えている。

経緯儀望遠鏡の別の実施例が、図２０に図示されていて、本発明によるデバイスを有し、ビーム路の他の具体例である。光は、推算電子部１０と共に共通支持部材９上に配置された放射源８から発射され、反射偏光手段１２に達する。反射偏光手段１２は光の一部を偏倚させて、ビームスプリッター１９を介して、直接受信器１５と、レンズ１３、従って少なくとも一つの目標３ａとの両方に送る。反射の後、光は再びレンズ１３により集光されて、二色性ミラー要素１４とビームスプリッター１９を介して受信器１５に、信号処理のために送られる。受信器１５の信号は、推算電子部１０により処理されて、距離データが得られる。内部基準距離はビームスプリッター１９により提供される。この場合に、システム較正が、外部目標物の距離測定と同時に実施される。

図２１は、本発明によるデバイスを有するスキャナを図解して例示している。三次元像を記憶するために、推算電子部１０’と共に共通支持部材９’にハウシング内に配置された放射源８からの光が、ビームスプリッター１９’、レンズ１３’と組合わされた反射偏光手段１２、１２’を介して、記録すべき目標物に送られる。この図では、この目標物は色々な面の構造を有して、第一目標３ａで代表させている。

反射の後、光はレンズ１３’により集光され、二色性ミラー要素１４’を介して受信器１５に送られる。特別な測定状況では、測距光の一部は、二色性ミラー要素１４’を介してイメージセンサ２０に送られる。受信器１５の信号は、推算電子部１０’で処理され、距離データが得られる。二色性ミラー要素１４’とイメージセンサとの間に焦点部材１６が配置され、そこに図１９と同様な方法で調整要素が設けられ、自動的に調整される。イメージセンサで検知された測定内容はこのように鋭く焦点化される。

ビームスプリッター１９’により、放射源８から発射された光の一部は、直接受信器１５に送られて、この実施例でもまたシステム較正の為に適切な内部基準距離を得る。

走査光ビームの制御と方向付けは、全体装置を枢動させて発射方向を変える公知の方法で実現される。この例では、全体装置の動きは、明白に例示されていて、例えば、内部調整要素又はビーム補正光要素を有する。この例では、全体装置は、水平軸ＨＡと鉛直軸ＶＡの周りに枢動するように取りつけられて、全体測定領域に対する走査能力は、水平・鉛直枢動動作の組合せで広げられる。

図２２は、本発明によるデバイスを有する二軸遠隔測定装置を図示している。内部光路は、同時較正のために切換が自由である。推算電子部１０”と共に共通支持部材９”に配置された放射源８からの光は、伝送ビームとして発射され、光送信デバイス２２を介して出口窓２１を通り目標３ａに送られる。反射の後、この光は、レンズ１３”により集光されて、受信器１５に信号処理のために送られる。受信器１５の信号は、推算電子部１０”により処理されて、距離データが得られる。送信ビームの一部は、出口窓２１により反射されて、二軸に配置された受信器１５に当たる。反射の位置と強さは、適切な表面処理、例えば、出口窓２１の上塗、又は反射要素２３の適用により、決まる。

図１ａ、１ｂは、従来技術によるパルス測定方法の原理を図解する図である。 図２ａ、２ｂは、従来技術による位相測定方法の原理を示す図である。 従来技術による位相計のブロック図である。 本発明によるシステム解析測定方法の原理を示す概要図であり、複数の目標物を有する。 図５ａ、５ｂは、本発明によるそのシステム解析測定方法の一例の原理を示す図である。 図６ａ、６ｂは、本発明によるその方法のシステムのための入力及び出力量を例示している。 本発明によるその方法のシステムモデルを示し、種々の部分システムと組合わされている。 システム解析のための適切な伝送信号例を示している。 全伝送信号の全体量の適切なスペクトル分布例を示している。 全伝送信号の全体量のスペクトル分布の他の例である、バンドパスを制限した分離周波数を示している。 全伝送信号の全体量のスペクトル分布の他の例であり、２セットの分離周波数を示し、各セットで異なった等間隔位置にある。 時間信号を例示していて、スペクトルの対数等間隔システム解析のＩＦＴ（逆フーリエ変換）の実部である。 時間信号を例示していて、スペクトルの等間隔システム解析のＩＦＴ（包絡線）の振幅を示している。 二つの時間信号を例示していて、二つのスペクトルの等間隔周波数のセットのＩＦＴの振幅を示している。 パワー信号を例示していて、二つのスペクトルの等間隔周波数セットのＩＦＴを示し、二つの反射が相違する目標物を示す。 本発明によるデバイスのためのブロック図を示し、ヘテロダインミクサーを有する。 本発明によるデバイスのためのブロック図を示し、ヘテロダインミクサーを有し、周波数の選択の柔軟性を向上させている。 本発明によるデバイスを具えた経緯儀望遠鏡の説明図であり、本発明による地理測定器の例である。 本発明によるデバイスを具えた経緯儀望遠鏡の説明図であり、自動焦点制御を追加使用している。 本発明によるデバイスを具えた経緯儀望遠鏡の説明図であり、同時較正のための切換自由の内部光路を有する。 本発明によるスキャナの説明図であり、本発明によるデバイスを具えている。 本発明によるデバイスを具えた二軸望遠鏡の説明図であり、同時較正のための切換自由の内部光路を有する。

符号の説明

１、１’、１” 送信器
２、２’、２” 光パルス
３ 目標（リフレクタ）
３ａ、３ｂ 目標
４、４’４” 受信器
５、５’ システム応答
６、６’ 時間信号
７ ＬＴＩシステム
８ 放射源
９、９’、９” 支持部材
１０、１０’、１０” 推算電子部
１１ 偏光要素
１２、１２’ 反射偏光手段
１３、１３’、１３” レンズ
１４、１４’ 二色性ミラー要素
１５ 受信器
１６ 焦点部材
１７ 接眼部材
１９、１９’ ビームスプリッター
２０ イメージセンサ
２１ 出口窓
２２ 光送信システム
２３ 反射要素

Claims (50)

1. 測地距離データを得るための方法であって、
   ＭＨｚ〜ＧＨｚ領域の少なくとも二つの変調周波数を発生する信号発生器を具備し、
   伝送システム（７）を具備し、
   該伝送システムは、伝送システム入力部と、光放射源（８）と、単又は複数の目標物（３、３ａ、３ｂ）と、伝送システム出力部を有する受信器（４、４’、４"）とを具え、
   推算電子部（１０、１０’、１０"）を具備し、
   前記方法は、
   前記信号発生器から、少なくとも二つの変調周波数を有する、少なくとも一つの励起信号を、該伝送システム入力部に印加して、該伝送システム（７）を励起する工程と、
   該伝送システム出力部で少なくとも一つのシステム応答（５、５’）を、アナログ／デジタル変換器を使用してスキャンして、記録する工程と、
   該少なくとも一つのシステム応答（５、５’）の信号波形から該推算電子部（１０、１０’、１０"）により少なくとも一つの距離データを得る工程とを具え、
   該少なくとも一つの距離データを得る時に、
   該少なくとも一つのシステム応答（５、５’）の信号波形の少なくとも一部、
   および、
   該少なくとも一つのシステム応答（５、５’）の信号波形の時間的構成から、
   該距離データを得る、
   更に、該少なくとも一つの距離データを得る時に
   前記少なくとも１つの伝送システム応答から評価される前記伝送システムの伝達関数に従って、前記少なくとも一つの距離データが決定される、
   ことを特徴とする上記方法。
2. 前記少なくとも２つの変調周波数が、一群の離散変調周波数である、請求項１記載の方法。
3. 前記システムが伝送システムである、請求項１記載の方法。
4. 前記距離データが前記伝送システムモデルに従って決定される請求項１記載の方法。
5. 前記伝送システムモデルが線形時不変系（ＬＴＩ）である請求項４記載の方法。
6. 周波数領域に於ける、前記少なくとも１つのシステム応答から評価される、前記伝送システムの伝達関数（Ｈ（ｗ））に従って、前記距離が決定される、請求項１記載の方法。
7. 前記伝送システムモデルは、時間の関数である、すなわち、伝送システムの遅れ時間である、前記励起信号に対するシステム応答のずれを表す、少なくとも１つのパラメータを有し、
   前記距離データは、前記目標物に行って帰ってくる前記信号の移行時間としての前記遅れ時間に従って決定される、
   請求項１記載の方法。
8. 前記伝送システム応答は、前記伝送システムの入力から出力への振幅および位相の変化を有する、請求項１記載の方法。
9. 光放射が向かった目標物への移行時間を決定するために、伝送システムの特定化が行われる、または、
   少なくとも２つの変調周波数で、前記線形時不変系（ＬＴＩ）の伝送システムの特定化が行われる、請求項１記載の方法。
10. 前記伝送システム特定化が周波数領域（周波数ドメイン）で行われる、請求項９記載の方法。
11. 請求項１記載の方法において、
    前記少なくとも１つの目標物（３，３ａ、３ｂ）は、前記光放射の一部を散乱させ、
    前記受信器（４，４，４）は、前記受信器出力において、前記散乱した光放射を前記信号に変換する、方法。
12. 前記信号波形の時間構成は、時間の関数として、励起信号ｓ（ｔ）に対するシステム応答ｙ（ｔ）のずれ（シフト）を有する、請求項１記載の方法。
13. 前記信号波形の一部は、
    信号波形ｙ（ｔ）の最大値、信号波形の基本周波の振幅、波形信号の振幅最大値の半分の振幅のところの波形の幅、および／または、信号波形ｙ（ｔ）のＲＭＳのノイズを有する、請求項１記載の方法。
14. 前記伝送システム（７）を励起する間、
    前記励起信号は、周波数領域において、複数のスペクトル線を有するように、前記少なくとも一つの励起信号が選択される、請求項１記載の方法。
15. 前記伝送システム（７）の励起する工程で、前記励起信号は、その周波数範囲において、基本調和スペクトル線と複数のより高い周波数の調和スペクトル線を有するように、前記少なくとも一つの励起信号が選択される、請求項１４記載の方法。
16. 前記伝送システム（７）を励起する工程と、前記少なくとも一つのシステム応答を記録する工程と、前記少なくとも一つの距離データを得る工程とが、全体的に又は部分的に少なくとも一度繰り返され、
    前記変調周波数は、前記伝送システム（７）を励起する工程で、各繰り返しにおいて変えられる、請求項１〜１５の何れかに記載の方法。
17. 前記伝送システム（７）を励起する工程で、１０ＭＨｚより大きい前記変調周波数が適用される、請求項１〜１６の何れかに記載の方法。
18. 前記伝送システム（７）を励起する工程で、時間に関し周期的な前記少なくとも一つの励起信号が発生される、請求項１〜１６の何れかに記載の方法。
19. 前記伝送システム（７）を励起する工程で、前記少なくとも一つの励起信号は、パルス形状であり、該パルス形状は、正弦波、四角形、三角形、ディラックパルス、パルス群、の何れかである、請求項１８記載の方法。
20. 前記伝送システム（７）の励起は、少なくとも二つの励起信号が適用され、その励起信号は互いに繰り返し周波数が異なっている、請求項１８又は１９記載の方法。
21. 前記伝送システム（７）を励起する工程で、前記変調周波数は、
    等周波数間隔、対数等周波数間隔、
    基本的周波数の部分連に対応する周波数間隔、
    ヒボナッチ数による周波数の部分連に対応する周波数間隔、
    等周波数間隔を有する少なくとも二つの周波数群、
    の何れかに従って選択される、請求項１〜２０の何れかに記載の方法。
22. 前記少なくとも一つのシステム応答（５、５’）を記録する工程で、システム応答（５、５’）に対応する周波数スペクトルがバンド制限された、請求項１〜２１の何れかに記載の方法。
23. 前記伝送システム入力部に印加される各励起信号について前記伝送システム（７）を励起する時と前記少なくとも一つのシステム応答（５、５’）を記録する時に、該システム応答（５、５’）の走査が実施される、請求項１〜２２の何れかに記載の方法。
24. 少なくとも一つの距離データを得る工程で、該距離データは、直接その時間領域で、少なくとも二つのシステム応答（５、５’）の信号形状と時間シフトとから推算することにより得られる、請求項１〜２３の何れかに記載の方法。
25. 少なくとも一つの距離データを得る工程で、周波数領域で該距離データは得られる、請求項１〜２４の何れかに記載の方法。
26. 少なくとも一つの距離データを得る工程で、周波数領域で、前記少なくとも一つのシステム応答（５、５’）の時間信号のラプラス又はフーリエ変換に基づいて、該距離データは得られる、請求項２５記載の方法。
27. 少なくとも一つの距離データを得る工程で、周波数領域で、前記少なくとも一つのシステム応答（５、５’）に、少なくとも一つのノイズ計測による確率・加重法を使用して、該距離データは得られる、請求項２５記載の方法。
28. 少なくとも一つの距離データを得る工程で、システム較正が実施される、請求項２４〜２７いずれかに記載の方法。
29. 少なくとも一つの距離データを得る工程で、システム較正が、システム内部の光基準距離により、実施される、請求項２８記載の方法。
30. 前記少なくとも一つの距離データは、非線形差引演算法により得られる、請求項２４〜２９の何れかに記載の方法。
31. 前記少なくとも一つの距離データは、コスト関数のパラメータ最適化法により、得られる、請求項２５又は２８記載の方法。
32. 前記少なくとも一つの距離データは、最大公算推算法を使用したコスト関数のパラメータ最適化法により、得られる、請求項３１記載の方法。
33. 少なくとも二つのシステム応答（５、５’）の集合からのデータが考慮され、前記少なくとも一つの距離データは、コスト関数のパラメータ最適化法により、推算される、請求項３１記載の方法。
34. システム応答（５、５’）のデータが、各ケースで考慮され、前記コスト関数で推算される、請求項３１記載の方法。
35. 少なくとも一つの距離データを得る工程で、周波数領域で前記少なくとも一つのシステム応答（５、５’）の変換と、引き続く時間領域で時間信号（６、６’）の構築との後、逆変換して該距離データは得られる、請求項１〜３４の何れかに記載の方法。
36. 前記周波数領域で、少なくとも二つのシステム応答（５、５’）が統合されて集合とされ、それにより、前記時間領域で時間信号（６、６’）が構築される、請求項３５記載の方法。
37. 前記周波数領域で、等間隔複合スペクトル線の第一群が統合されて、前記時間領域で第一時間信号（６、６’）が構築され、及び、等間隔複合スペクトル線の第二群が統合されて、前記時間領域で第二時間信号（６、６’）が構築される、請求項３５記載の方法。
38. 距離を測定するための装置であって、
    （ａ）励起のための、ＭＨｚ〜ＧＨｚ領域の少なくとも２つの変調周波数を発生する信号発生器を具備し、
    （ｂ）伝送システムを具備し、該伝送システムは、伝送システム入力部と、
    少なくとも一つの目標物（３、３ａ、３ｂ）に向かって光を放射するための光放射源（８）と、前記少なくとも一つの目標物（３、３ａ、３ｂ）は前記光放射の一部を散乱させる対象である、
    前記後方散乱させた光放射を電気信号に変換して、伝送システム応答を提供する、伝送システム出力部を有する受信器（１５）とを有し、
    （ｃ）前記少なくとも１つの伝送システム応答の波形から、少なくとも距離データを抽出するために、アナログ／デジタル変換器によって、前記伝送システム出力部で、少なくとも一つのシステム応答を記録するための推算電子部（１０、１０’、１０"）を具備し、
    なお、該信号発生器は、少なくとも一つの直接ディジタルシンセサイザ又はフラクショナルＮシンセサイザを有し、
    さらに、前記推算電子部は、前記少なくとも１つのシステム応答の波形の一部、または、前記少なくとも１つのシステム応答の波形の時間構成から、距離データを抽出する、
    更に、該距離データを抽出する時に
    前記少なくとも１つの伝送システム応答から評価される前記伝送システムの伝達関数に従って、前記距離データが決定する、
    ように構成されている、
    距離を測定するための装置。
39. 前記伝送システムは、時間の関数である、すなわち、伝送システムの遅れ時間である、前記励起信号に対するシステム応答のずれを表す、少なくとも１つのパラメータを有し、
    前記距離データは、前記目標物に行って帰ってくる前記光放射の移行時間としての前記遅れ時間に従って決定される、請求項３８記載の装置。
40. 前記信号発生器の上流に、水晶マスター発振器が接続された、請求項３８または３９記載の装置。
41. 前記信号発生器に、前記変調周波数の迅速切換及びフィルタのための電子周波数変換器が接続されている、請求項３８〜４０の何れかに記載の装置。
42. 前記電子周波数変換器は、周波数分割器と周波数増幅器と周波数切換器を有するＡＳＩＣとして構成されている、請求項４１記載の装置。
43. 前記信号発生器には、ヘテロダイン信号の受信のための混合周波数を発生する電圧制御発振器によるトラック同期が適用統合された、請求項３８〜４２の何れかに記載の装置。
44. 前記信号発生器は、約１０ＭＨｚの変調周波数を発生するように構成された、請求項３８〜４３の何れかに記載の装置。
45. 調節可能な低域又は帯域フィルタを前記伝送システム出力部の受信側に具備した、請求項３８〜４３の何れかに記載の装置。
46. 請求項３８〜４５の何れかに記載の装置を有する地理測定器であって、該地理測定器は、特に、経緯儀であり、一つ又は複数の目標物（３、３ａ、３ｂ）を同時に距離測定が可能である、上記地理測定器。
47. 請求項４６記載の地理測定器が、経緯儀である、上記地理測定器。
48. 内部基準距離を得るために、前記地理測定器の内部に反射部材（３）が設けられている、請求項４６または４７記載の地理測定器。
49. 前記反射部材（３）が、前記光放射源（８）と調和する出口窓（２１）の内側に施された反射する上塗りである、請求項４８記載の地理測定器。
50. 請求項３８〜４５の何れかに記載の装置を有するスキャナであって、該スキャナが三次元像を走査して記録する、上記スキャナ。

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