JP3726441B2 - レーダ装置 - Google Patents

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体の衝突防止等に使用され、周波数変調されたレーダ波を送受信することにより、目標物体との相対距離や相対速度に関する情報を取り出すFMCW方式のレーダ装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
近年レーダ装置を自動車に搭載し、衝突防止等の安全装置として応用する試みがなされているが、車載用のレーダ装置としては、目標物の距離と相対速度とを同時に検出可能であり、しかも構成が比較的簡単で小型化・低価格化に適したFMCW方式のレーダ装置(以下、FMCWレーダ装置とよぶ)が用いられている。
【0003】
このFMCWレーダ装置では、図30(a)に実線で示すように、三角波状の変調信号により周波数変調され、周波数が時間に対して直線的に漸次増減する送信信号Ssをレーダ波として送信し、目標物体により反射されたレーダ波を受信する。この時、受信信号Srは、図30(a)に点線で示すように、レーダ波が目標物体との間を往復するのに要する時間、即ち目標物体までの距離に応じた時間Tdだけ遅延し、レーダと目標物体との相対速度に応じた周波数Fdだけドップラシフトする。
【0004】
そして、このような受信信号Srと送信信号Ssとをミキサで混合することにより、図30(b)に示すように、これら信号Sr,Ssの差の周波数成分であるビート信号Sbを発生させ、送信信号Ssの周波数が増加する時のビート信号Sbの周波数(以下、上り変調時のビート周波数とよぶ)をfu、送信信号Ssの周波数が減少する時のビート周波数(以下、下り変調時のビート周波数とよぶ)をfdとして、目標物体との距離R及び相対速度Vを、以下の(1)(2)式を用いて算出するように構成されている。
【0005】
【数1】
【0006】
【数2】
【0007】
なお、cは電波伝搬速度、Tは送信信号を変調する三角波の周期、△Fは送信信号の周波数変動幅、Foは送信信号の中心周波数である。
ここで、このようなFMCWレーダ装置を車載用レーダ装置として適用するには、約100〜200mを最大距離として、それ以下の範囲内にある目標物体を、少なくとも数mの距離分解能で検出できるように構成する必要がある。なお、FMCWレーダ装置の距離分解能△Rは、(3)式で表されることが知られている。
【0008】
【数3】
【0009】
この(3)式から明かなように、数mの距離分解能を得るためには、周波数変動幅△Fを、100MHz程度に設定する必要があり、また、このような周波数変動幅△Fを確保するためには、送信信号の中心周波数Foを、ミリ波と呼ばれる周波数帯(数十GHz〜数百GHz)に設定する必要がある。
【0010】
そして、例えば、送信信号Ssを△F=100MHz、T=1msとした場合、目標物体との相対速度Vが0(即ちfu=fd)で、目標物体との距離Rが100mの時には、検出されるビート周波数fu,fdは、133KHzとなる。そして、100m以内の距離に目標物体がある場合には、133KHz以下のビート信号Sbが検出され、また、相対速度Vが0ではない場合、相対速度Vが0の時の周波数を中心にして、ドップラシフト分だけ増減した周波数を有するビート信号Sbが検出されることになる。即ち、車載用レーダ装置として使用する場合、数十KHz〜数百KHzのビート信号を検出できることが要求されるのである。
【0011】
ところがミリ波のような高周波帯の信号を扱う高周波用ミキサでは、信号強度の揺らぎの周波数成分からなるAM−FM変換ノイズや、周波数に反比例した強度を有する1/fノイズがミキサの出力に重畳される。しかも、これらAM−FM変換ノイズ及び1/fノイズ(以下、合わせて低周波ノイズとよぶ)の強度は、ビート信号Sbと同じ数十KHz〜数百KHzの周波数領域で比較的強いため、ビート信号Sbの信号対雑音比(以下、SN比という)を劣化させてしまうという問題があった。
【0012】
これに対して、例えば特開平5−40169号公報には、図31に示すように、高周波の送信信号Ssを生成する高周波発振器112と、高周波発振器112が生成する送信信号Ssの周波数を三角波状に直線的に変調するための変調信号Smを生成する変調信号生成回路126と、高周波発振器112からの送信信号Ssをレーダ波として送信する送信アンテナ116と、目標物体に反射したレーダ波を受信する受信アンテナ120と、受信アンテナ120からの受信信号Srに送信信号Ssを分配する分配器118からのローカル信号Lを混合してビート信号Sbを発生させる高周波用ミキサ122とを備えた一般的な構成を有するFMCWレーダ装置において、更に、ビート信号Sbの2倍以上の周波数を有するスイッチング信号を生成する第2の発振器136と、このスイッチング信号により受信アンテナ120からの受信信号Srを周期的にオン/オフするスイッチング回路138と、高周波用ミキサ122にて、スイッチングされた受信信号にローカル信号Lが混合されることにより、スイッチング周波数に応じた周波数領域に発生するビート信号の周波数成分を抽出するバンドパスフィルタ132と、バンドパスフィルタ132にて抽出された周波数成分を、更に第2の発振器136からのスイッチング信号をバンドパスフィルタ140によって整形した信号と混合することによって、ビート信号を本来の数十KHz〜数百KHzの周波数帯に再変換する中間周波用ミキサ134と、を備えたFMCWレーダ装置110が開示されている。
【0013】
この装置110では、スイッチング信号の周波数を数MHz程度に設定すれば、低周波ノイズの影響が十分に小さくなる領域(数MHz程度)にビート信号の周波数成分を発生させることができ、また、中間周波用ミキサ134は、高周波用ミキサ122が取り扱うミリ波に比べて周波数の低いビート信号やスイッチング信号(いずれも数MHz程度)を扱うので、その出力に重畳される低周波ノイズは、高周波用ミキサ122に比べて十分に小さい。
【0014】
即ち、高周波用ミキサ122では、低周波ノイズの影響が小さい周波数領域にビート信号Sbを発生させ、このビート信号Sbの周波数成分を、低周波ノイズの少ない中間周波用ミキサ134にて本来の周波数帯に変換しているので、低周波ノイズの影響を低減でき、ビート信号SbのSN比が改善されるのである。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、この装置110では、受信アンテナ120と高周波用ミキサ122との間、即ちミリ波帯の高周波信号である受信信号Srの伝送経路にスイッチング回路138が挿入されているため、ただでさえ目標物体に反射して戻ってきた微弱なレーダ波の受信信号Srを一層減衰させてしまい、その結果、検出感度が劣化するという問題があった。また、このスイッチング回路138のように、ミリ波帯の高周波信号を処理する高周波回路は、一般に回路への組み付けが難しく、また値段も高いため、製造に手間を要すると共に装置が高価なものとなるという問題があった。
【0016】
なお、上記公報には、高周波発振器112と送信アンテナ116との間に変調手段を挿入する旨も開示されているが、この変調手段も、結局、ミリ波帯の高周波信号である送信信号の伝送経路に設けられるものであり、送信出力の低下による検出感度の劣化や高周波回路の使用を避けられないため、上述のスイッチング回路138を設けた場合と全く同様の問題があった。
【0017】
本発明は、上記問題点を解決するために、ミリ波帯の高周波回路部品を追加することなく、簡易な構成にて低周波雑音の影響を除去可能なレーダ装置を提供することを目的とする。
【0018】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためになされた発明である請求項1ないし請求項11のいずれかに記載のレーダ装置は、送信信号生成手段が、時間に対して直線的に周波数を変化させる直線変調成分と、ビート信号の2倍以上の周波数で周期的に周波数を変化させる周期変調成分とにより変調された送信信号を生成する。
【0019】
ところで、このように変調された送信信号を、ある時刻t0にて瞬時的に見た場合、直線変調成分の変調によって時刻t0に得られる周波数Ftの信号を、周期変調成分の周波数Fsの信号にて周波数変調したものであると考えることができる。
【0020】
従って、この時の送信信号のスペクトラムは、図23(a)に示すように、周波数Ftを中心周波数として、この中心周波数から夫々周波数Fsの整数倍だけ離れた周波数によって形成されるサイドバンドを有するものとなる。なお、図23(a)(図23(b)も同様)では、図面を見やすくするために、中心周波数から周波数Fsの3倍以上離れた周波数成分の図示を省略している。
【0021】
この送信信号はレーダ波として放射され、その後、目標物体に反射して戻ってきたレーダ波の受信信号は、レーダ波が目標物体までの距離を往復することによる遅延と、目標物体との相対速度に応じて発生する周波数のドップラシフトとによって決まるビート周波数fu(通常、送信信号の上り変調時のビート周波数をfu,下り変調時のビート周波数をfdで表すが、以下では、特に断わらない限りfuにて両ビート周波数を代表させるものとする。)だけ送信信号からシフトしたものとなっており、図23(b)に点線にて示すようなスペクトラムを有する。なお、図23(b)は、図23(a)にて示した送信信号のスペクトラム(図中実線にて示す)に、受信信号のスペクトラムを重ねて示したものである。
【0022】
そして、このようなスペクトラムを有する送信信号と受信信号とを混合する高周波用ミキサでは、これら混合された信号の周波数差を成分とするビート信号が生成される。このビート信号は、図23(b)からも明かなように、送信信号と受信信号とで互いに対応する信号成分の差の周波数(ビート周波数)であるfu,及び互いに異なる信号成分の差の周波数であるn×Fs±fu(n=1,2,3,…)に信号成分を持ち、そのスペクトラムは、図24に示すようなものとなる。ここで、ビート信号の信号成分のうち、ビート周波数fuのものを基本波成分とよび、周波数n×Fs±fuのものをn次高調波成分(総称するときは、単に高調波成分)とよぶ。
【0023】
なお、周期変調成分の周波数Fsは、ビート信号の基本波成分の周波数fuの2倍より大きく設定されているので、例えばfuとFs−fu,Fs+fuと2Fs−fu等、隣接する周波数領域が互いに重なり合ってしまうことがなく、各信号成分は周波数領域上で確実に分離可能なものとなっている。
【0024】
そして、演算手段は、ビート信号の高調波成分(周波数n×Fs±fu)に基づいて、ビート周波数fuを抽出し、目標物体との距離や相対速度を算出する。このように、本発明のレーダ装置においては、周波数が直線的に変化するだけでなく周期的にも変化するように変調された送信信号を用いることにより、送受信信号を混合する高周波用ミキサにて生成されるビート信号が、基本波成分だけでなく、より周波数の高い高調波成分を有するようにされている。
【0025】
従って、請求項1ないし請求項11のいずれかに記載のレーダ装置によれば、ビート信号を構成する信号成分の中に、低周波ノイズの影響が十分に小さい周波数領域にある、SN比の優れた高調波成分が存在し、このSN比の優れた高調波成分を用いて、ビート周波数を精度よく検出することができるため、目標物体との距離や相対速度を精度よく求めることができる。
【0026】
即ち、高周波用ミキサの出力に重畳される低周波ノイズ(AM−FM変換ノイズ,1/fノイズ等)は、図24中点線で示すように、周波数が高くなるにつれて減少する特性を有しており、ビート信号の基本波成分(周波数fu)は、このノイズ成分が比較的大きな領域に含まれる。このため、この基本波成分より、より高い周波数領域にある高調波成分(周波数n×Fs±fu)の方がSN比がよい場合があり、適宜、SN比のよい高調波成分を用いれば、低周波ノイズの影響を受けることなく、当該レーダ装置の検出精度を最大限に向上させることができるのである。
【0027】
しかも、請求項1ないし請求項11のいずれかに記載のレーダ装置によれば、従来装置のように、送信信号や受信信号の伝送路に高周波回路を一切追加する必要がないため、当該装置を簡易かつ安価に構成できる。
なお、請求項1ないし請求項11のいずれかに記載のレーダ装置において、送信信号生成手段は、高周波の送信信号を生成し、かつ該送信信号の周波数を変調信号により制御可能な高周波発信器と、直線変調成分を生成する第1成分生成手段と、周期変調成分を生成する第2成分生成手段と、直線変調成分及び周期変調成分を合成して変調信号を生成する成分合成手段とにより構成されている。
【0028】
特に、請求項1または請求項7に記載のレーダ装置は、高周波用ミキサからのビート信号に、第2成分生成手段からの周期変調成分を第2ローカル信号として混合し、該混合された信号の周波数差を成分とする第2ビート信号を生成する中間周波用ミキサを設け、演算手段は、中間周波用ミキサからの第2ビート信号の基本波成分に基づき、目標物体との距離及び相対速度を算出することを特徴とする。
【0029】
このように構成された請求項1または請求項7に記載のレーダ装置において、中間周波用ミキサが生成する第2ビート信号のスペクトラムは、高周波用ミキサが生成するビート信号のスペクトラム(図24参照)を、周期変調成分の周波数Fsが0Hzとなるようにシフトさせた後、マイナス側に位置するスペクトラムを周波数0Hzを軸としてプラス側に折り返した形状、即ち図25に示すようなものとなる。つまり周波数がFs±fuの高調波成分が、ビート周波数fuの基本波成分に変換される。この時、低周波ノイズも、図25中点線で示すように、同様に折り返されることになるため、第2ビート信号の基本波成分は低周波ノイズが低減されたものとなる。
【0030】
従って、請求項1または請求項7に記載のレーダ装置によれば、ビート周波数fu(数10KHz〜数100kHz)である基本波成分を用いて演算処理を行うことができ、演算手段として、従来装置に使用されていたものをそのまま用いることができる。
また、請求項1または請求項7に記載のレーダ装置によれば、周期変調成分の周波数Fsを、低周波ノイズの影響が十分に小さくなる領域(高々数十MHz程度)に設定すればよいため、中間周波用ミキサの出力に重畳される低周波ノイズは、ミリ波を扱う高周波用ミキサに比べて無視できるほどに小さく、従って、中間周波用ミキサを付加することにより、ビート信号のSN比をほとんど劣化させることがない。
【0031】
また、請求項1に記載のレーダ装置では、第2成分生成手段からの周期変調成分を第2ローカル信号として中間周波用ミキサに入力するように第2ローカル信号切替手段を設定した場合、1次高調波成分(周波数Fs±fu)が第2ビート信号の基本波成分(ビート周波数fu)に変換され、一方、周波数逓倍手段からの周波数が逓倍(n倍とする。但しn≧2)された周期変調成分を第2ローカル信号として中間周波用ミキサに入力するように第2ローカル信号切替手段を設定した場合、n次高調波成分(周波数n×Fs±fu)が第2ビート信号の基本波成分に変換され、演算手段に入力されることになる。
【0032】
そして、第2ローカル信号切替制御手段は、第2ローカル信号切替手段により接続の設定を切り替えて、演算手段に入力されるビート信号の基本波成分の信号対雑音比を各設定毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比(SN比)の良好な側に第2ローカル信号切替手段を設定する。
【0033】
従って、請求項1に記載のレーダ装置によれば、ビート信号の1次高調波成分またはn次高調波成分のうち、SN比の良好な側を検出に用いることができるので、ノイズ環境の変化があったとしても安定して精度のよい検出を行うことができる。
即ち、上述したように、ビート周波数fuは一般的に数十kHz〜数百kHzであり、また周期変調成分の周波数Fsは高々数十MHz程度のものが用いられており、従って、高周波用ミキサが生成するビート信号の高調波成分の周波数(n×Fs±fu,n=1,2,3…)も、数十MHz〜数百MHz程度となる。この周波数領域では、低周波ノイズが確実に小さくなるものの、この周波数領域の周波数は、ラジオ放送等、様々な用途に用いられており、使用する場所、地域によってはこれらの電波が当該レーダ装置に混信し、特定の周波数にノイズを発生させる可能性がある。しかし本発明のレーダ装置では、このようなノイズを避けてSN比の良好な側の高調波成分により検出を行うことができるのである。
【0034】
次に、請求項2に記載のレーダ装置においては、第2成分生成手段からの周期変調成分の周波数を中心周波数とし、ビート信号の基本波成分の周波数の2倍以上の通過帯域を有する第1バンドパスフィルタと、周波数逓倍手段からの周波数が逓倍された周期変調成分の周波数を中心周波数とし、ビート信号の基本波成分の周波数の2倍以上の通過帯域を有する第2バンドパスフィルタと、高周波用ミキサと中間周波用ミキサとの間に、第1バンドパスフィルタ及び第2バンドパスフィルタのいずれかを接続するフィルタ切替手段とを備えている。
【0035】
そして、フィルタ切替制御手段が、第2ローカル信号の設定に応じてフィルタ切替手段の設定を切り替えることにより、第2ローカル信号として第2成分生成手段からの周期変調成分が選択されているときには、第1バンドパスフィルタによりビート信号からその基本波成分近傍の信号成分が抽出されて中間周波用ミキサに供給され、一方、第2ローカル信号として上記周波数逓倍手段からの周波数が逓倍された周期変調成分が選択されているときには、第2バンドパスフィルタにより周波数が逓倍された周期変調成分の周波数近傍の信号成分のみが抽出されて中間周波用ミキサに供給されるようにされている。
【0036】
従って、請求項2に記載のレーダ装置によれば、第2ローカル信号の設定に関わらず、高周波用ミキサが生成するビート信号の高調波成分のうち、中間周波用ミキサによって第2ビート信号の基本波成分に変換される信号成分のみが抽出され、その他の不用な信号成分や低周波ノイズが除去されるため、常に、SN比の優れた信号成分を演算手段に供給することができる。
【0037】
ところで、変調指数(周期変調成分の強度)と、高調波成分の強度との関係をコンピュータのシミュレーションにより検討したところ、図27(a)に示すような結果が得られた。なお、変調指数Mとは、周期変調成分の強度(振幅)を△Fa,周期変調成分の周波数をFsとした場合、M=(△Fa/2)/Fsにて表される値である。
【0038】
具体的には、本発明のレーダ装置における送信信号,受信信号,第1及び第2ローカル信号の信号波形を時系列的にコンピュータ上で再現し、混合すべき信号波形を互いに乗算することによりミキサの動作を再現した。そして、このミキサの出力(乗算結果)であるビート信号の信号波形を高速フーリエ変換(FFT)によって周波数スペクトラムに分離し、ビート信号に含まれているピーク周波数成分の強度、及び雑音の強度を計算した。また、送信信号(図2参照)は、周期変調成分の周波数Fs=1MHz、直線変調成分である三角波の周期T=2.56ms、送信信号の周波数変調幅△F=100MHzとし、一方、受信信号は、50m先にある目標物体に反射したレーダ波を受信したものとして計算した。
【0039】
その結果、図27(a)に示されているように、各高調波成分の強度は、変調指数(即ち、周期変調成分の強度)によって変動すること、また、1次高調波成分が強いときには2次高調波成分が弱く、逆に2次高調波成分が強いときには1次高調波成分が弱くなるといった相補的な関係にあることを見いだした。なお、雑音の強度は変調指数に対してあまり変動しないこともわかり、図27(b)に示すように、高調波成分の強度をSN比に変換しても、同様の関係を有することを見いだした。
【0040】
そこで、請求項3または請求項5に記載のレーダ装置のように、第2成分生成手段に、周期変調成分の信号強度を調整する強度調整手段を設け、強度調整制御手段が、強度調整手段を制御して周期変調成分の信号強度を変化させ、演算手段に入力されるビート信号の基本波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各信号強度毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な信号強度に強度調整手段を設定するようにすれば、演算手段にて使用する信号のSN比を最大限に向上させることができ、ひいては当該レーダ装置の検出感度を最大限に引き出すことができる。
【0041】
特に、先に説明した第2ローカル信号を切り替える請求項1に記載の発明と組み合わせた場合、ノイズの発生状態に応じて、1次高調波成分或いはn次(例えば2次)高調波成分のいずれかSN比の良好な側を用いて検出を行うのであるが、いずれの場合でも、選択された高調波成分の最もSN比が良くなるような周期変調成分の信号強度に調整することができ、使用環境に応じて、常に、最大限に優れたSN比,検出感度を引き出すことができる。
【0042】
次に、請求項4または請求項6に記載のレーダ装置では、第2成分生成手段に、周期変調成分の変調周期を調整する周期調整手段を設け、周期調整制御手段が、周期調整手段を制御して周期変調成分の変調周期を変化させ、演算手段に入力されるビート信号の基本波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各変調周期毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な変調周期に周期調整手段を設定する。
【0043】
なお、高周波用ミキサが出力するビート信号の高調波成分の周波数n×Fs±fuは、周期変調成分の周波数Fsに応じて変化する(図24参照)ので、周期変調成分の周波数Fsを調整することにより、ビート信号の高調波成分を任意の周波数に発生させることができる。
【0044】
従って、請求項4または請求項6に記載のレーダ装置によれば、ノイズの発生する周波数をさけて、SN比が大きくなる周波数に高調波成分をシフトさせることができ、使用状況,ノイズの発生状況に応じて最適な条件で目標物体の検出を行うことができる。
なお、周期変調成分の周波数を調整可能に構成するには、例えば電圧制御発信器などを用いて周期変調成分を生成することが考えられるが、広い範囲に渡って周波数を調整可能に構成すると高価なものとなってしまう。そこで、特に、第2ローカル信号を切り替える後述の請求項9に記載の発明と組み合わせて、大きく周波数を変更する調整は、第2ローカル信号の切替により行わせるようにすれば、広い範囲に渡って周波数を細かく調整可能な装置を安価に構成することもできる。
【0045】
次に請求項8に記載のレーダ装置は、請求項7に記載のレーダ装置において、第2成分生成手段が生成する周期変調成分の周波数を整数倍に変換する周波数逓倍手段を設け、該周波数逓倍手段からの周波数が整数倍された周期変調成分を第2ローカル信号として中間周波用ミキサに入力することを特徴とする。
【0046】
このように構成された請求項8に記載のレーダ装置においては、周波数逓倍手段が周期変調成分の周波数Fsをn倍する場合、中間周波用ミキサが生成する第2ビート信号のスペクトラムは、高周波用ミキサが生成するビート信号のスペクトラム(図24参照)を、周波数n×Fsが0Hzとなるようにシフトさせた後、マイナス側に位置するスペクトラムを0Hzを軸としてプラス側に折り返した形状となる。つまり、周波数がn×Fs±fuの高調波成分が、ビート周波数fuの基本波成分に変換されることになる。
【0047】
従って、ビート信号の高調波成分(周波数n×Fs±fu)のうち最もSN比のすぐれたものが、第2ビート信号の基本波成分(周波数fu)に変換されるように周波数逓倍手段での倍率nを設定することにより、当該レーダ装置の検出性能を最大限に引き出すことができる。
【0048】
即ち、これは、例えば、高周波発振器の変調信号に対する追従性が悪い等、周期変調成分の周波数Fsを、低周波ノイズの影響が十分に小さくなるような周波数領域に設定できない場合、周波数がFs±fuの信号成分を用いるよりも、より高い周波数、例えば2Fs±fu,3Fs±fu,…等の信号成分を用いた方が、SN比が優れる場合があるため、このような場合に好適に使用することができるのである。
【0049】
次に、請求項9に記載のレーダ装置は、請求項7または請求項8に記載のレーダ装置において、高周波用ミキサと中間周波用ミキサとの間に、第2ローカル信号の周波数を中心周波数とし、ビート信号の基本波成分の周波数の2倍以上の通過帯域幅を有するバンドパスフィルタを設けたことを特徴とする。
【0050】
このように構成された請求項9に記載のレーダ装置によれば、高周波用ミキサが生成するビート信号の高調波成分(周波数n×Fs±fu)のうち、中間周波用ミキサによって第2ビート信号の基本波成分(周波数fu)に変換される信号成分のみが抽出され、その他の不用な信号成分や低周波ノイズが除去される。その結果、演算手段にて用いる信号成分、即ちここでは、第2ビート信号の基本波成分のSN比をより向上させることができる。なお、図26は、中間周波用ミキサが生成する第2ビート信号のスペクトラムである。
【0051】
また、特に、周波数スペクトラムの分析に高速フーリエ変換を用いる場合、不要な高次の高調波成分が存在すると、目標物体以外の周波数にノイズが発生する現象が生じるが、バンドパスフィルタを設けることにより、これを防止することができる。
【0052】
次に請求項10に記載のレーダ装置は、中間周波用ミキサと演算手段との間に、第2ビート信号に含まれる高調波成分を除去するローパスフィルタを設けたことを特徴とする。
このように構成された請求項10に記載のレーダ装置によれば、演算手段での検出に用いられない不要な高調波成分が第2ビート信号から除去されるので、第2ビート信号の基本波成分のSN比が向上し、演算手段では、このSN比の優れた信号を用いて、ビート周波数を精度よく検出することができるため、目標物体との距離や相対速度をより精度よく求めることができる。
【0053】
次に、請求項11に記載のレーダ装置は、請求項1ないし請求項10のいずれかに記載のレーダ装置において、周期変調成分の信号波形が、正弦波であることを特徴とする。
このように構成された本発明のレーダ装置によれば、送信信号や受信信号、更にはこれらを混合してなるビート信号を構成する各信号成分が、夫々単一のスペクトルを持ち、不用な周波数成分が低減されるため、演算手段にて用いる信号成分のSN比を更に向上させることができる。
【0054】
以上では、変調された送信信号を生成する送信信号生成手段に特徴を有する発明について説明したが、以下では、ローカル信号を生成するローカル信号生成手段に特徴を有する発明について説明する。
即ち、請求項12に記載のレーダ装置においては、送信信号生成手段が、時間に対して直線的に周波数が変化するように変調された高周波の送信信号を生成し、ローカル信号生成手段が、送信信号生成手段からの送信信号の一部を分岐してなる分岐信号に基づいてローカル信号を生成する。
【0055】
なお、ローカル信号生成手段では、ローカル変調信号生成手段が、送信信号と受信信号との周波数差であるビート周波数の2倍以上の変調周波数を基本波としたローカル変調信号を生成し、分岐信号変調手段が、このローカル変調信号により分岐信号を振幅変調してローカル信号を生成する。
【0056】
ところで、ある時刻tにおける分岐信号(送信信号)の周波数をFtとすると、この時刻tでのローカル信号は、周波数Ftの分岐信号を周波数Fpのローカル変調信号にて振幅変調したものであると考えることができる。
従って、この時のローカル信号のスペクトラムは、図28(a)に示すように、周波数Ftの他、この中心周波数から夫々変調周波数Fpだけ離れた周波数Ft±Fsに信号成分を持つものとなる。なお、ローカル変調信号が基本波だけでなく高調波(基本波の整数倍の周波数n×Fp;n≧2)を含む場合は、図中点線で示すように、ローカル信号は、周波数Ft±n×Fpにも信号成分を持つ。
【0057】
一方、送信信号はレーダ波として放射され、目標物体に反射して戻ってきたレーダ波の受信信号は、レーダ波が目標物体までの距離を往復することによる遅延と、目標物体との相対速度に応じて発生する周波数のドップラシフトとによって決まるビート周波数fuだけ送信信号からシフトしたものとなっており、図28(b)に一点鎖線にて示すようなスペクトラムを有する。なお、図28(b)は、図28(a)にて示したローカル信号のスペクトラム(図中実線及び点線にて示す)に、受信信号のスペクトラムを重ねて示したものである。
【0058】
そして、このようなスペクトラムを有する送信信号と受信信号とを混合する高周波用ミキサでは、これら混合された信号の周波数差を成分とするビート信号が生成される。このビート信号は、図28(b)からも明らかなように、受信信号とローカル信号の各周波数成分との差の周波数であるfu,Fp±fuに(高調波を含む場合には、n×Fp±fu;n≧2にも)信号成分を持ち、そのスペクトラムは、図29に示すようなものとなる。
【0059】
このように、本発明のレーダ装置においては、ローカル変調信号の周波数n×Fpの近傍に、ビート信号の高調波成分が発生するので、ローカル変調信号の基本波周波数Fpを低周波ノイズの影響が十分に小さくなる周波数に設定すれば、SN比の優れたビート信号の高調波成分が得られる。従って、本発明のレーダ装置によれば、このSN比の優れたビート信号の高調波成分を用いてビート周波数を精度よく検出することができ、延いては、目標物体との距離や相対速度を精度よく求めることができる。
【0060】
しかも本発明のレーダ装置によれば、従来装置のようには、送信信号や受信信号に変調を加える等の処理を行わないので、送信信号や受信信号を減衰させて、検出感度を劣化させてしまうこともない。
なお、請求項13に記載のように、レーダ装置には、高周波用ミキサが生成するビート信号に基づいて目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段が一体に設けられていてもよい。
【0061】
次に、請求項14に記載のレーダ装置では、請求項12に記載のレーダ装置において、高周波用ミキサからのビート信号に、ローカル変調信号生成手段からのローカル変調信号を混合し、該混合された信号の周波数差を成分とする第2ビート信号を生成する中間周波用ミキサを設けたことを特徴とする。
【0062】
このように構成された本発明のレーダ装置では、周波数がFpであるローカル変調信号の基本波によって、周波数がFp±fuであるビート信号の高調波成分が、ビート周波数fuの基本波成分に変換される。
つまり、中間周波用ミキサが生成する第2ビート信号のスペクトラムは、請求項1及び請求項7に記載の発明の場合(図25参照)と同様なものとなる。なお、ローカル変調信号が高調波を含む場合は、周波数がn×Fp(n≧2)であるローカル変調信号の高調波によって、周波数がn×Fp±fuであるビート信号の高次の高調波成分もビート周波数fuの基本波成分に変換される。
【0063】
その結果、本発明のレーダ装置によれば、第2ビート信号の基本波成分(周波数fu)は低周波ノイズが低減されたものとなり、請求項1及び請求項7に記載の発明と同様の効果を得ることができる。
なお、請求項15に記載のように、請求項14に記載のレーダ装置には、中間周波用ミキサが生成する第2ビート信号に基づいて目標物体との距離及び相対速度を求める演算手段が一体に設けられていてもよい。
【0064】
また、請求項16に記載のように、請求項14または請求項15に記載のレーダ装置には、中間周波用ミキサからの第2ビート信号に含まれる高調波成分を除去するローパスフィルタを設けてもよい。この場合、請求項10に記載の発明と同様に、演算手段での検出に用いられない不要な高調波成分が第2ビート信号から除去されるので、第2ビート信号の基本波成分のSN比が向上し、演算手段では、このSN比の優れた信号を用いて、ビート周波数を精度よく検出することができるため、目標物体との距離や相対速度をより精度よく求めることができる。
【0065】
次に請求項17に記載のレーダ装置は、請求項12ないし請求項16のいずれかに記載のレーダ装置において、高周波用ミキサが生成するビート信号の信号成分のうちローカル変調信号の基本波周波数近傍以外の周波数成分を除去するバンドパスフィルタ、及びビート信号の信号成分のうちローカル変調信号の基本波周波数近傍の周波数成分を増幅する狭帯域増幅器の少なくともいずれか一方を設けたことを特徴とする。
【0066】
このように構成された本発明のレーダ装置では、バンドパスフィルタ及び狭帯域増幅器のいずれもが、ビート信号の信号成分のうち、ローカル変調信号の高調波周波数近傍の信号成分(周波数n×Fp±fu;n≧2を含む)のみを抽出し、その他の不用な信号成分や低周波ノイズの影響を確実に低減する。そして中間周波用ミキサは、この抽出された信号成分にローカル変調信号(特に抽出された信号成分と同じ高調波Fp)を混合することにより、ビート周波数fuの信号成分(第2ビート信号の基本波成分)を生成する。
【0067】
従って、本発明のレーダ装置によれば、ビート信号の高調波成分(周波数n×Fp±fu;≧2)のうち最もSN比のすぐれたものが抽出されるようバンドパスフィルタや狭帯域増幅器の信号抽出範囲を設定することにより、ビート信号のSN比を向上させることができる。
【0068】
なお、バンドパスフィルタ及び狭帯域増幅記のいずれか一方を備えるだけでもビート信号のSN比を向上させることができるが、両方とも備えれば、その効果をより一層向上させることができる。
次に、請求項18に記載のレーダ装置では、請求項12ないし請求項17のいずれかに記載のレーダ装置において、ローカル変調信号生成手段に、変調周波数を調整する周波数調整手段を設け、周波数調整制御手段が、周波数調整手段を制御してローカル変調信号の変調周波数を変化させ、演算手段に入力されるビート信号の基本波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各変調周波数毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な変調周波数に周波数調整手段を設定する。
【0069】
ところで、高周波用ミキサが出力するビート信号の高調波成分の周波数n×Fp±fuは、周期変調成分の周波数Fpに応じて変化する(図29参照)ので、周期変調成分の周波数Fpを調整することにより、ビート信号の高調波成分を任意の周波数に発生させることができる。
【0070】
従って、本発明のレーダ装置によれば、請求項4または請求項6に記載のレーダ装置と同様に、ノイズの発生する周波数をさけて、SN比が大きくなる周波数に高調波成分をシフトさせることができ、使用状況,ノイズの発生状況に応じて最適な条件で目標物体の検出を行うことができる。
【0071】
なお、変調信号生成手段にて生成されるローカル変調信号としては、請求項19に記載のように、基本波の単一周波数成分からなるものを用いてもよいし、請求項20に記載のように、高調波を多数含む矩形波を用いてもよい。
【0072】
【発明の実施の形態】
以下に、参考例及び本発明の実施例を図面と共に説明する。
まず、第1ないし第3参考例について説明する。
図1は、第1参考例の障害物検出用レーダ装置の全体構成を表すブロック図である。
【0073】
図1に示すように、本参考例のレーダ装置10は、送信信号Ssとしてミリ波帯の高周波信号を生成し、該高周波信号の周波数を変調信号Smに応じて制御可能な電圧制御発振器12と、電圧制御発振器12に供給する変調信号Smを生成する変調信号生成部14と、電圧制御発振器12が生成する送信信号Ssに応じたレーダ波を放射する送信アンテナ16と、電圧制御発振器12からの送信信号Ssを電力分配し、ローカル信号Lを生成する分配器18と、レーダ波を受信する受信アンテナ20と、受信アンテナ20からの受信信号Srに、分配器18からのローカル信号Lを混合し、これら信号の差の周波数成分であるビート信号Sbを生成する高周波用ミキサ22と、高周波用ミキサ22からのビート信号Sbに基づいて、目標物体との距離、及び相対速度を検出する信号処理部24とを備えている。
【0074】
このうち、変調信号生成部14は、電圧制御発振器12に時間に対して直線的に周波数が増減するような変調を行わせるための三角波(周期T)状の直線変調成分Maを生成する三角波発振器26と、電圧制御発振器12に三角波の周期Tより十分に短い周期で周期的に周波数が変化するような変調を行わせるための正弦波(周期1/Fs)からなる周期変調成分Mbを生成する正弦波発振器27と、これら三角波発振器26からの直線変調成分Ma、及び正弦波発振器27からの周期変調成分Mbを合成することにより、電圧制御発振器12への変調信号Smを生成する信号加算器28とを備えている。
【0075】
また、信号処理部24は、CPU,ROM,RAMからなる周知のマイクロコンピュータを中心に構成され、ビート信号Sbをデジタル値に変換してCPUに取り込むためのA/D変換器、A/D変換器を介して取り込んだデータについて、高速フーリエ変換(FFT)を高速に実行するための演算処理装置等を備えている。
【0076】
このように構成された本参考例のレーダ装置10では、電圧制御発振器12が、変調信号生成部14から入力される変調信号Smに従って周波数変調された送信信号Ssを生成する。ここで、図2に実線で示すように、送信信号Ssの周波数の変化を表すグラフは、直線変調成分Maの周期Tで変化する三角波に、周期変調成分Mbの周波数Fsである正弦波が重畳されたような形状となる。
【0077】
そして、送信アンテナ16が、この送信信号Ssをレーダ波として放射し、この時、分配器18が、送信信号Ssの一部をローカル信号Lとして分離する。また、送信アンテナ16から放射され、目標物体に反射して戻ってきたレーダ波を受信アンテナ20が受信すると、高周波用ミキサ22が、この受信アンテナ20からの受信信号Sr(図2に点線で示す)と、分配器18からのローカル信号Lとを混合してビート信号Sbを生成する。信号処理部24は、このビート信号Sbを、送信信号Ssの上り変調時、及び下り変調時の夫々について、A/D変換して取り込み、高速フーリエ変換を施して、ビート信号Sbのスペクトラムを求め、そのスペクトラムから上り変調時の周波数Fs±fu,及び下り変調時の周波数Fs±fdを抽出し、更に、これら周波数Fs±fu,Fs±fdから求めた各変調時のビート周波数fu,fdに基づき、上述の(1)(2)式を用いて、目標物体との距離Rや相対速度Vを算出する処理を実行する。
【0078】
ここで図3は、本参考例のレーダ装置10の前方10mの地点に、レーダ波を反射する目標物体を配置して、レーダ装置10を動作させた時に、高周波用ミキサ22が生成するビート信号Sbのスペクトラムを測定した結果を表すグラフである。
【0079】
なお、三角波発振器26が生成する直線変調成分Maは、周期Tが2.7msec(周波数370Hz)の三角波であり、その変化に対して、送信信号Ssの変調帯域幅△Fが90MHz,その中心周波数Foが59.5GHzとなるように設定し、また、正弦波発振器27が生成する周期変調成分Mbは、周波数Fsが100KHzの正弦波であり、その変化に対して、送信信号Ssの変調帯域幅△Faが4MHzとなるように設定した。
【0080】
また、この測定では、レーダ装置10及び目標物体がいずれも静止しており、送信信号Ssの上り変調時と下り変調時とでビート周波数fu,fd、延いてはビート信号Sbのスペクトラムはほぼ等しいものとなるため、ここでは、上り変調時のビート信号Sbのスペクトラムのみを示した。
【0081】
図3に示すように、ビート信号Sbのスペクトラムは、4.5KHzに基本波成分(周波数fu)のピークが見られる他、95.5KHz,104.5KHzにも高調波成分のピークが現れている。これらは、周期変調成分Mbの周波数Fs(=100KHz)にビート周波数fuを減算、或は加算(Fs±fu)した周波数に一致している。即ち、この測定により、送信信号Ssを、直線変調成分Maと周期変調成分Mbとを合成してなる変調信号Smによって変調することにより、基本波成分(周波数fu)だけでなく、高調波成分(周波数n×Fs±fu)を含んだビート信号Sbを発生させることが可能であることが確認された。
【0082】
なお、この測定では、スペクトラムの位置をわかりやすく表示するために、正弦波発振器27が生成する周期変調成分Mbの周波数Fsを100kHzという比較的低い値に設定したが、実用的には1MHzや10MHz等、より高い周波数に設定して、低周波ノイズの影響が十分に小さくなり、良好なSN比が得られる周波数帯に、高調波成分(周波数n×Fs±fu)のピークが現れるようにすることが望ましい。
【0083】
以上説明したように、本参考例のレーダ装置10においては、送信信号Ssを直線変調成分Maと周期変調成分Mbとを合成してなる変調信号Smにて変調し、送信信号Ssの周波数を直線的に変化させるだけでなく、周期的(1/Fs周期)にも変化させることにより、受信信号Srと送信信号Ssを分配してなるローカル信号Lとを混合する高周波用ミキサ22が、基本波成分(周波数fu)だけでなく、より高調波成分(周波数n×Fs±fu)も含んだビート信号Sbを生成するようにされている。
【0084】
従って、本参考例のレーダ装置10によれば、周期変調成分Mbの周波数Fsを、低周波ノイズの影響が十分に小さくなる数MHz〜数十MHz程度に設定すれば、ビート信号の高調波成分は、低周波ノイズの影響を殆ど受けることがなく、ビート信号の基本波成分に比べてSN比の良好な信号成分となり、信号処理部24では、このSN比の優れた高調波成分を用いて演算処理を行っているので、ビート周波数fu,fdを精度よく検出することができ、延いては、目標物体との距離や相対速度を精度よく求めることができる。
【0085】
例えば、周期変調成分Mbの周波数Fsが1MHzである場合、ビート周波数fuが10KHzの時には、この基本波成分(周波数fu=10KHz)をそのまま検出するよりも、高調波成分(周波数Fs±fu=0.99MHz,1.01MHz)を検出する方が、低周波ノイズのうち周波数に反比例する1/fノイズを、約1/100に、即ち20dB低減することができる。
【0086】
なお、上記参考例では、変調信号生成部14を構成する三角波発振器26及び正弦波発振器27が三角波及び正弦波を連続的に出力するように構成したが、例えば、図4に示すように、送信信号Ssの上り変調と下り変調の間、所定時間だけ三角波発振器26の出力を一定に保持すると共に正弦波発振器27の発振を停止させ、ビート信号Sbの解析処理や、目標物体との距離や相対速度を算出する処理に必要な時間を確保するように構成してもよい。この場合、当該レーダ装置10を自動車の衝突防止に用いる場合、車両制御や運転者への警報発令等の処理時間を確実に確保できる。
【0087】
また、上記参考例では、周期変調成分Mbとして正弦波を用いたが、この周期変調成分Mbは、送信信号Ssを周期的に周波数を変調できるものであればよく、例えば方形波や三角波等を用いてもよい。
更に、上記参考例では、変調信号Smを生成する変調信号生成部14を三角波発振器26,正弦波発振器27及び信号加算器28により構成したが、信号処理部24に波形データを生成させ、この波形データをD/A変換することにより変調信号Smを生成するように構成してもよいし、変調信号生成部14と電圧制御発振器12とを一体のモジュールとして構成してもよい。
【0088】
次に第2参考例について説明する。
図5は、本参考例のレーダ装置30の全体構成を表すブロック図である。なお、第1参考例のレーダ装置10と同じ構成部分については、同じ符号を付しここでは、その説明を省略する。
【0089】
図5に示すように、本参考例のレーダ装置30は、第1参考例のレーダ装置10に加えて、高周波用ミキサ22が生成するビート信号Sbから所定の通過帯域内にある高調波成分のみを抽出するバンドパスフィルタ(BPS)32と、このバンドパスフィルタ32を通過した高調波成分に、正弦波発振器27からの周期変調成分Mbを混合して第2ビート信号Sb2を生成する中間周波用ミキサ34とを備えている。
【0090】
なお、バンドパスフィルタ32の通過帯域は、周期変調成分Mbの周波数Fsを中心周波数とし、検出可能とするビート周波数の最大値の2倍以上の帯域幅を有するように設定されている。
このように構成された本参考例のレーダ装置30では、ビート信号Sbの信号成分のうち、周波数がFs±fuである高調波成分がバンドパスフィルタ32を通過して、周波数がFsの周期変調成分Mbと混合されることにより、先に図25及び図26等を用いて説明したように、中間周波用ミキサ34からは、ビート周波数fuの基本波成分からなる第2ビート信号Sb2が生成される。
【0091】
このため、信号処理部24では、ビート周波数fuの信号成分を用いて演算処理を行えばよく、従って、信号処理部24としては、従来装置と全く同様に構成されたものを用いることができる。
なお、周期変調成分Mbの周波数Fsは、検出可能とすべきビート周波数(基本波成分の周波数)の最大値の2倍以上であればよいが、例えば、10.7MHzに設定すれば、バンドパスフィルタ32や中間周波用ミキサ34を一般の民生品のテレビやラジオの中間周波処理回路で広く用いられている製品を転用することが可能となり、当該レーダ装置30を極めて安価に構成することができる。
【0092】
また本参考例では、高周波用ミキサ22と中間周波用ミキサ34との間にバンドパスフィルタ32を設けたが、これを省略してもよい。
次に第3参考例について説明する。
図6は、本参考例のレーダ装置40の全体構成を表すブロック図である。なお、第1及び第2参考例のレーダ装置10,30と同じ構成部分については、同じ符号を付し、ここではその説明を省略する。
【0093】
図6に示すように、本参考例のレーダ装置40は、第2参考例のレーダ装置30に加えて、正弦波発振器27からの周期変調成分Mbを、n倍に逓倍する周波数逓倍器42を備えている。
なお、バンドパスフィルタ32の通過帯域は、周期変調成分Mbの周波数Fsのn倍を中心周波数とし、検出可能とするビート周波数の最大値の2倍以上の帯域幅を有するように設定されている。
【0094】
このように構成された本参考例のレーダ装置40では、ビート信号Sbを構成する信号成分のうち、周波数がn×Fs±fuの高調波成分がバンドパスフィルタ32を通過して、周期変調成分Mbの周波数Fsをn倍した信号と混合されることにより、ビート周波数fuの基本波成分からなる第2ビート信号Sb2が生成される。
【0095】
従って、本参考例のレーダ装置40によれば、ビート信号Sbを構成する信号成分のうち、最もSN比の優れた信号成分が、第2ビート信号Sb2の基本波成分(周波数fu)に変換されるように周波数逓倍器42の倍数n、及びバンドパスフィルタ32を設定することにより、当該レーダ装置40の検出能力を最大限に引き出すことができる。
【0096】
なお本参考例では、高周波用ミキサ22と中間周波用ミキサ34との間にバンドパスフィルタ32を設けたが、第2参考例と同様にこれを省略してもよい。
次に、請求項1ないし請求項11に記載された発明に対応した第1,第2及び第3実施例について説明する。
図7は、第1実施例のレーダ装置70の全体構成を表すブロック図である。なお、上述の参考例と同じ構成部分については、同じ符号を付し、ここではその説明を省略する。
【0097】
図7に示すように、本実施例のレーダ装置70は、第1参考例のレーダ装置10に加えて、正弦波発振器27からの周期変調成分Mbの信号強度を、信号処理部24からの強度調整信号Saに応じて変化させて信号加算器28に供給する強度調整器72と、高周波用ミキサ22からのビート信号Sbに、後述する第2ローカル信号L2を混合して第2ビート信号Sb2を生成する中間周波用ミキサ34と、正弦波発振器27からの周期変調成分Mbの周波数を2倍に逓倍する周波数逓倍器76と、信号処理部24からの切替信号Sdに応じて、正弦波発振器27からの周期変調成分Mb或いは周波数逓倍器76からの周期変調成分Mbの2倍の周波数を有する信号(以下、2逓倍周期変調成分という)のうちいずれか一方を第2ローカル信号L2として中間周波用ミキサ34に供給する第2ローカル信号切替回路74とを備えている。なお、強度調整器72は、具体的には、例えば、増幅器,可変抵抗器等により構成することができる。
【0098】
このように構成された本実施例のレーダ装置70では、強度調整信号Saによって強度調整器72を制御することにより、信号加算器28に供給する周期変調成分Mbの強度を変化させると、これに応じて、高周波用ミキサ22にて生成されるビート信号Sbの各高調波成分の強度が変化する(図27(a)参照)。また、切替信号Sdにより第2ローカル信号切替回路74を、1次高調波検出用、即ち正弦波発振器27からの周期変調成分Mbが中間周波用ミキサ34に供給されるように設定すると、高周波用ミキサ22が生成するビート信号Sbの1次高調波成分(周波数Fs±fu)が、第2ビート信号Sb2の基本波成分(周波数fu)に変換されて信号処理部24に供給され、一方、2次高調波検出用、即ち周波数逓倍器76からの2逓倍周期変調成分が中間周波用ミキサ34に供給されるように設定すると、ビート信号Sbの2次高調波成分(周波数2Fs±fu)が、第2ビート信号Sb2の基本波成分に変換されて信号処理部24に供給される。
【0099】
ここで、信号処理部24が、第2ローカル信号切替回路74及び強度調整器72の設定を決定するために行う調整処理を、図8に示すフローチャートに沿って説明する。なお、本処理は、周期的に又は必要に応じて適宜実行される。
本処理が起動されると、まずS110では、切替信号Sdにより第2ローカル信号切替回路74を1次高調波検出用に設定し、続くS120では、強度調整器72の強度を変化させながら、信号処理部24に入力される第2ビート信号Sb2のSN比を順次測定し、そのピーク値(最大値)SNpを検出すると共に、その時の強度設定(以下、ピーク強度という)SApを求めるSN比測定処理を実行後、S130に進む。
【0100】
ここで、このS120にて実行されるSN比測定処理の詳細を、図9に示すフローチャートに沿って説明する。
本処理が起動されると、まずS210では、SN比のピーク値SNpを保持するためのレジスタをクリアし、続くS220では、強度調整信号Saにより、強度調整器72の強度設定SAset を設定可能な最小強度SAmin に設定する。
【0101】
次のS230では、この状態で信号処理部24に入力される第2ビート信号Sb2の基本波成分のSN比を測定(測定値SNdet )し、続くS240では、この測定値SNdet がピーク値SNp以下であるか否かを判断し、肯定判断された場合は、そのままS260に移行する。一方、S240にて否定判断された場合は、S250に移行して、ピーク値SNpを測定値SNdet にて更新すると共に、その時の強度調整器72の強度設定SAset をピーク強度SApとして記憶後、S260に進む。
【0102】
S260では、強度調整信号Saにより、強度調整器72の強度設定SAset を所定量△SAだけ増加させ、続くS270では、この増加させた強度設定SAset が、強度調整器72の設定可能な最大強度SAmax 以下であるか否かを判断し、肯定判断された場合は、S230に戻ってS230〜S270の処理を繰り返し実行し、一方、S270にて否定判断された場合は、本処理を終了する。つまり、本SN比測定処理を実行することにより、SN比のピーク値SNp及びピーク強度SApが求められることになる。
【0103】
図8に戻り、S130では、S120にてSN比測定処理を実行することにより求められたSN比のピーク値SNp及びピーク強度SApを、それぞれSN1,SA1として記憶する。
次にS140では、切替信号Sdにより第2ローカル信号切替回路74を、2次高調波検出用に設定し、続くS150では、先のS120と全く同様にSN比測定処理を実行し、更にS160では、その結果求められたSN比のピーク値SNp及びピーク強度SApを、それぞれSN2,SA2として記憶し、S170に進む。
【0104】
S170では、1次高調波検出用の設定にて測定されたSN比のピーク値SN1が、2次高調波検出用の設定にて測定されたSN比のピーク値SN2より大きいか否かを判断し、肯定判断された場合には、S180に移行して、切替信号Sdにより第2ローカル信号切替回路74の設定を1次高調波検出用にすると共に、強度調整信号Saにより強度調整器72の設定を、信号加算器28に供給される周期変調成分Mbの信号強度がピーク強度SA1となるようにして本処理を終了する。
【0105】
一方、S170にて否定判断された場合には、S190に移行して、切替信号Sdにより第2ローカル信号切替回路74の設定を2次高調波検出用にすると共に、強度調整信号Saにより強度調整器72の設定を、信号加算器28に供給される周期変調成分Mbの信号強度がピーク強度SA2となるようにして本処理を終了する。
【0106】
以後、信号処理部24では、S180又はS190にてなされた設定を保持し、第2ビート信号Sb2の基本波成分の周波数(ビート周波数fu)に基づいて、目標物体との距離や相対速度を算出する処理を行うことになる。
以上説明したように、本実施例のレーダ装置70においては、高周波用ミキサ22が生成するビート信号Sbの1次高調波成分(周波数Fs±fu)及び2次高調波成分(周波数2Fs±fu)のいずれかSN比の優れた側を第2ビート信号Sb2の基本波成分に変換するようにされている。
【0107】
具体的には、例えば、周期変調成分Mbの周波数Fs近傍にノイズが発生し1次高調波成分のSN比が悪化している時には、ビート信号Sbの第2高調波成分が第2ビート信号Sb2の基本波成分に変換され、逆に、周期変調成分Mbの2倍の周波数2Fs近傍にノイズが発生し2次高調波成分のSN比が悪化している時にはビート信号Sbの第1高調波成分が第2ビート信号Sb2の基本波成分に変換されて、これら第2ビート信号Sb2の基本波成分に変換されたビート信号の高調波成分が信号処理部24での処理に用いられることになる。
【0108】
従って、本実施例のレーダ装置70によれば、ノイズの発生状態に応じて、ビート信号Sbの高調波成分のうちSN比の優れた側のものを用いて処理が行われるため、目標物体との距離や相対速度の検出を常に精度よく求めることができる。
【0109】
しかも、本実施例によれば、検出に用いる(第2ビート信号Sb2の基本波成分に変換される)高調波成分を単に切り替えるだけでなく、その高調波成分毎に、そのSN比が最大となるように周期変調成分Mbの信号強度を調整しているので、当該レーダ装置70の検出能力を最大限に引き出すことができる。
【0110】
なお、本実施例では、周波数逓倍器76を、周期変調成分Mbの周波数Fsが2倍されるように構成したが、整数倍であれば何倍であってもよい。また、本実施例では、2種類の信号のいずれかを選択して第2ローカル信号L2としているが、倍率の異なる2つ以上の周波数逓倍器76を設けて、3種類以上の周波数の中から第2ローカル信号L2を選択するように構成してもよい。
【0111】
ここで、図10に示すレーダ装置70aは、本実施例の変形例を示すものである。この変形例のレーダ装置70aでは、高周波用ミキサ22と中間周波用ミキサ34との間に、周期変調成分Mbの周波数Fsを中心周波数とし、検出可能とするビート周波数の最大値の2倍以上の帯域幅を有する第1バンドパスフィルタ(以下、第1BPFという)82と、周期変調成分Mbの2倍の周波数2Fsを中心周波数とし、検出可能とするビート周波数の最大値の2倍以上の帯域幅を有する第2バンドパスフィルタ(以下、第2BPFという)84と、信号処理部24からのフィルタ切替信号Sfに従って、第1BPF82又は第2BPF84のいずれか一方が使用されるように、接続を切り替えるフィルタ切替回路86,88とを備えている。
【0112】
なお、フィルタ切替信号Sfは、第2ローカル信号切替回路74を操作する切替信号Sdと連動しており、このフィルタ切替信号Sfにより、フィルタ切替回路86,88は、正弦波発振器27からの周期変調成分Mbが中間周波用ミキサ34に供給されている時には第1BPF82が接続され、逆に周波数逓倍器76からの2逓倍周期変調成分が中間周波用ミキサ34に供給されている時には、第2BPF84が接続されるように切り替えられる。
【0113】
従って、このレーダ装置70aによれば、中間周波用ミキサ34にて第2ローカル信号L2と混合されることによって基本波成分(周波数fu)に変換される高調波成分以外の信号成分、及び低周波ノイズがビート信号Sbから除去されるので、ビート信号SbのSN比を向上させることができ、特に、信号処理部24にて信号の検出に高速フーリエ変換(FFT)を用いている場合には、検出すべき周波数の2倍以上の周波数を有する信号成分によって引き起こされる周知の高調波の回り込み現象を防止することができ、目標物体の誤検出を低減させることができる。
【0114】
なお、このレーダ装置70aの信号処理部24が実行する調整処理は、先に図8のフローチャートを用いて説明したレーダ装置70における調整処理とほぼ同じであり、切替信号Sdにより第2ローカル信号切替回路74を設定する際(S110,S140,S180,S190)に、その設定に応じて同時にフィルタ切替信号Sfによりフィルタ切替回路86,88を設定することのみが異なっている。
【0115】
次に、第2実施例について説明する。
図11は、本実施例のレーダ装置80の全体構成を表すブロック図である。なお、上述の参考例や他の実施例と同じ構成部分については、同じ符号を付し、ここではその説明を省略する。
【0116】
図11に示すように、本実施例のレーダ装置80は、第1参考例のレーダ装置10とほぼ同様の構成をしているが、正弦波発振器27が生成する周期変調成分Mbの周波数Fsを、信号処理部24からの周波数調整信号Seによって任意に変更可能なように、正弦波発振器27が電圧制御発振器等により構成されている点のみが異なっている。
【0117】
このように構成された本実施例のレーダ装置80では、周波数調整信号Seにより周期変調成分Mbの周波数Fsを変化させると、これに応じて、高周波用ミキサ22が生成するビート信号Sbの高調波成分の周波数n×Fs±fuが変化する。
【0118】
ここで、信号処理部24が、正弦波発振器27の設定を決定するために行う調整処理を、図12に示すフローチャートに沿って説明する。なお、本処理は、周期定期に又は必要に応じて適宜実行される。
本処理が起動されると、まずS310では、SN比のピーク値SNpを保持するためのレジスタをクリアし、続くS320では、周波数調整信号Seにより、正弦波発振器27の周波数設定FMset を設定可能な最低周波数FMmin に設定する。
【0119】
次のS330では、信号処理部24に入力される第2ビート信号Sb2の基本波成分のSN比を測定(測定値SNdet )し、続くS340では、この測定値SNdet がピーク値SNp以下であるか否かを判断し、肯定判断された場合は、そのままS360に移行する。一方、S340にて否定判断された場合は、S350に移行して、ピーク値SNpを測定値SNdet にて更新すると共に、その時の正弦波発振器27の周波数設定FMset をピーク周波数FMpとして記憶後、S360に進む。
【0120】
S360では、周波数調整信号Seにより、正弦波発振器27の周波数設定FMset を所定量△FMだけ増加させ、続くS370では、この増加させた周波数設定FMset が、正弦波発振器27の設定可能な最高周波数FMmax 以下であるか否かを判断し、肯定判断された場合は、S330に戻ってS330〜S370の処理を繰り返し実行する。一方、S370にて否定判断された場合は、S380に移行して、周波数調整信号Seにより正弦波発振器27の設定を、該正弦波発振器27にて生成される周期変調成分Mbの周波数がピーク周波数FMpとなるようにして本処理を終了する。
【0121】
以後、信号処理部24では、S380にてなされた設定を保持し、高周波用ミキサ22からのビート信号Sbに基づいて、目標物体との距離や相対速度を算出する処理を行うことになる。
以上説明したように、本実施例のレーダ装置80においては、周期変調成分Mbの周波数Fsを調整して、高周波用ミキサ22が生成するビート信号Sbの高調波成分の周波数n×Fs±fuを変化させることが可能なようにされている。
【0122】
従って、本実施例のレーダ装置80によれば、周期変調成分Mbの整数倍の周波数n×Fs近傍にノイズが発生している時には、このノイズと重ならないようにビート信号Sbの高調波成分の周波数n×Fs±fuをシフトさせて、ビート信号SbのSN比を改善することができ、ノイズの発生状態が変化しても、常に精度のよい検出を行うことができる。
【0123】
ここで、図13に示すレーダ装置80aは、本実施例のレーダ装置80において、高周波用ミキサ22と信号処理部24との間に、高周波用ミキサ22からのビート信号Sbに、正弦波発振器27からの周期変調成分Mbを第2ローカル信号L2として混合し、第2ビート信号Sb2を生成する中間周波用ミキサ34を付加した変形例である。この場合、周期変調成分Mbの周波数Fsに関わらず、高周波用ミキサ22にて生成されるビート信号Sbの1次高調波成分が、第2ビート信号Sb2の基本波成分に変換されるので、基本波成分の周波数に基づいて検出を行う従来の信号処理部24を用いて、ビート信号Sbの1次高調波成分を用いた検出を行うことができ、信号処理部24を安価に構成できる。
【0124】
また、図14に示すレーダ装置80bは、レーダ装置80aにおいて、更に、中間周波用ミキサ34と信号処理部24との間に、中間周波用ミキサ34からの第2ビート信号Sb2に含まれる検出に不要な高調波成分を除去するローパスフィルタ(LPF)68を付加した変形例である。この場合、特に、信号処理部24にて信号の検出に高速フーリエ変換(FFT)を用いている時には、検出すべき周波数の2倍以上の周波数を有する信号成分によって引き起こされる周知の高調波の回り込み現象を確実に防止することができ、目標物体の誤検出を低減させることができる。
【0125】
なお、レーダ装置80a,80bの信号処理部24が、正弦波発振器27の設定を決定するために行う調整処理は、レーダ装置80の信号処理部24が行う調整処理(図12参照)と全く同様である。
次に、第3実施例について説明する。
【0126】
図15は、本実施例のレーダ装置90の全体構成を表すブロック図である。なお、上述の参考例や他の実施例と同じ構成部分については、同じ符号を付し、ここではその説明を省略する。
図15に示すように、本実施例のレーダ装置90では、第1実施例のレーダ装置70とほぼ同様の構成をしているが、正弦波発振器27が生成する周期変調成分Mbの周波数Fsを、信号処理部24からの周波数調整信号Seによって任意に変更可能なように、正弦波発振器27が電圧制御発振器等により構成されている点のみが異なっている。
【0127】
このように構成された本実施例のレーダ装置90では、強度調整信号Saによって強度調整器72を制御することにより、信号加算器28に供給する周期変調成分Mbの強度を変化させると、これに応じて、高周波用ミキサ22にて生成されるビート信号Sbの各高調波成分の強度が変化する(図27(a)参照)。また、切替信号Sdにより、正弦波発振器27からの周期変調成分Mbを中間周波用ミキサ34に供給すると、高周波用ミキサ22が生成するビート信号Sbの1次高調波成分(周波数Fs±fu)が第2ビート信号Sb2の基本波成分(周波数fu)に変換され、一方、切替信号Sdにより、周波数逓倍器76からの2逓倍周期変調成分を中間周波用ミキサ34に供給すると、ビート信号Sbの2次高調波成分(周波数2Fs±fu)が第2ビート信号Sb2の基本波成分に変換されて信号処理部24に供給される。更に、周波数調整信号Seにより周期変調成分Mbの周波数Fsを変化させると、これに応じて、高周波用ミキサ22が生成するビート信号Sbの高調波成分の周波数n×Fs±fuが変化する。
【0128】
ここで、信号処理部24が、第2ローカル信号L2,強度調整器72,及び正弦波発振器27の設定を決定するために行う調整処理について説明する。
なお、本実施例のレーダ装置90における調整処理は、第1実施例のレーダ装置70における調整処理(図8参照)とほぼ同様であるが、S120,S150のSN比測定処理として、図9に示されたものの代わりに、図16に示されたものが実行される点、S130,160では、SN比のピーク値SNp及びピーク強度SApに加えて、ピーク周波数FMpがそれぞれFM1,FM2として記憶される点、S180,S190では、切替信号Sd及び強度調整信号Saにより第2ローカル信号切替回路74及び強度調整器72が設定されるのに加えて、周波数調整信号Seにより正弦波発振器27が生成する周期変調成分Mbの周波数Fsが、それぞれピーク周波数FM1,FM2となるように設定される点が異なっている。
【0129】
そして、本実施例におけるSN比測定処理では、まずS410にて、SN比のピーク値SNpを保持するためのレジスタをクリアし、続くS420では、強度調整信号Saにより、強度調整器72の強度設定SAset を設定可能な最小強度SAmin に設定するとともに、S430では、周波数調整信号Seにより、正弦波発振器27の周波数設定FMset 設定可能な最低周波数FMmin に設定する。
【0130】
続くS440〜S480は、先に説明したS230〜S270(図9参照)と全く同様であり、強度調整器72の強度設定SAset を変化させた時のSN比のピーク値SNp及びその時のピーク強度SApを求める。
続くS490では、強度調整信号Saにより強度調整器72を、S440〜S480の処理で求められたピーク強度SApに設定してS500に進む。
【0131】
S500〜S540は、先に説明したS330〜S370(図12参照)と全く同様であり、正弦波発振器27の周波数設定FMset を変化させた時のSN比のピーク値SNp(但し、S440〜S480の処理で求められたピーク値SNpを初期値とする)、及びその時のピーク周波数FMpを求めて本処理を終了する。
【0132】
即ち、本実施例の調整処理では、このSN比測定処理が、第2ローカル信号切替回路74の設定毎に行われ、SN比のピーク値SNpが大きくなる側の設定に第2ローカル信号切替回路74が設定されると共に、この設定にて求められたピーク強度SAp及びピーク周波数FMpとなるように、強度調整器72及び正弦波発振器27が調整されるのである。
【0133】
以上説明したように、本実施例のレーダ装置90によれば、第1及び第2実施例のレーダ装置70,80を組み合わせたものであるため、これらレーダ装置70,80と同様の効果が得られるだけでなく、より様々なノイズの発生状態に対応して、常に、SN比の良好なビート信号Sbの高調波成分により、目標物体との距離や相対速度を精度よく検出することができる。
【0134】
即ち、例えば、比較的広い周波数領域に渡ってノイズが発生している場合には、第2ローカル信号切替回路74により、ノイズの少ない領域にあるビート信号Sbの高調波成分を選択し、更に、正弦波発振器27が生成する周期変調成分Mbの周波数Fsを変化させることにより、ビート信号Sbの高調波成分の周波数を比較的狭い周波数範囲内で、よりSN比が良好となる周波数にシフトさせるといったように、広い周波数範囲に渡って精密な調整を行うことができるのである。
【0135】
次に請求項12ないし請求項20に記載された発明に対応する第4,第5及び第6実施例について説明する。
まず、図17は、第4実施例のレーダ装置50の全体構成を表すブロック図である。なお、第1参考例のレーダ装置10と同じ構成部分については、同じ符号を付し、ここではその説明を省略する。
【0136】
即ち、本実施例のレーダ装置50では、図17に示すように、第1参考例のレーダ装置10(図1参照)における変調信号生成部14の代わりに、時間に対して直線的に周波数が増減するよう電圧制御発振器12に変調を行わせるための三角波(周期T)状の変調信号Maを生成する三角波発振器52が設けられている。
【0137】
また、レーダ装置50は、電圧制御発振器12の出力を増幅して分配器18に供給する増幅器58と、送信信号Ssの一部を分配器18にて分岐してなる分岐信号Stを振幅変調する振幅変調器56と、単一周波数(以下、変調周波数という)Fpのローカル変調信号Mbを生成する変調信号発振器54とを備え、振幅変調器56の出力、即ち分岐信号Stをローカル変調信号Mbにて振幅変調してなる信号が、ローカル信号Lとして高周波用ミキサ22に供給されるよう構成されている。
【0138】
更に、レーダ装置50は、高周波用ミキサ22と信号処理部24との間に、高周波用ミキサ22からのビート信号Sb1からローカル変調信号Mbの変調周波数Fp近傍の周波数成分以外を除去するバンドパスフィルタ(BPF)62と、BPF62の出力を増幅する狭帯域増幅器64と、狭帯域増幅器64の出力にローカル変調信号Mbを混合して、その差の周波数成分からなる第2ビート信号Sb2を生成する中間周波用ミキサ66と、中間周波用ミキサ66からの第2ビート信号Sb2から高域成分を除去して信号処理部24に供給するローパスフィルタ(LPF)68とを備えている。
【0139】
なお、BPF62は、変調周波数Fpを中心周波数とし、ある時刻における送信信号Ssと受信信号Srとの周波数差であるビート周波数fuの最大値(検出可能とする上限値)の2倍を通過帯域幅とするものであり、即ち、通過帯域幅として、少なくとも周波数範囲Fp−fu〜Fp+fuを含むように構成されている。また、狭帯域増幅器64も少なくともこの周波数範囲Fp−fu〜Fp+fuの信号成分を増幅するように構成されている。
【0140】
このように構成された本実施例のレーダ装置50では、電圧制御発振器12が、三角波発振器52からの変調信号Mbに従って周波数変調された送信信号Ssを生成し、この送信信号Ssを増幅器58が増幅する。なお、送信信号Ssの中心周波数F0の角速度をω(=2π・F0)とすると、送信信号Ssは(4)式にて表わされ、その周波数変化を表すグラフは、図30に実線で示すようなものとなる。
【0141】
Ss=A・cos{ωt+M(t)} (4)
但し、M(t)=△ω・∫m(t)dtであり、△ωは電圧制御発振器12の単位電圧当りの角速度変化量、m(t) は変調信号Maの電圧値である。
そして、送信アンテナ16が、この送信信号Ssをレーダ波として放射し、この時、分配器18が、送信信号Ssの一部を分岐信号Stとして分離する。この分岐信号Stは、送信信号Ssとは振幅A1(<A)の値が異なるだけで、(4)と同様の式にて表すことができる。ところで、ある時刻tにおける分岐信号Stは、その時刻tでの分岐信号Stの周波数をFtとすると、瞬時的には(5)式で表される。
【0142】
また、ローカル変調信号Mbの周波数をFpとすると、ローカル変調信号Mbは(6)式で表され、更に、このローカル変調信号Mbにて分岐信号Stを振幅変調してなるローカル信号Lは、その変調度をKとすると(7)式で表される。
【0143】
Mb=cos(2π・Fp・t) (6)
L =(1+K・Mb)×St
={1+K・cos(2π・Fp・t)}×A1・cos{2π・Ft・t} (7)
=A1・cos{2π・Ft・t}+B1・cos{2π・(Ft-Fp)・t}+B1・cos{2π・(Ft+Fp)・t}
(但し、B1=K・A1/2) (7a)
即ち、(7)式を展開した(7a)式から明かなように、時刻tにおけるローカル信号Lは、分岐信号Stの周波数(送信信号Ssの周波数に等しいので、以下では送信周波数という)Ftと、送信周波数Ftにローカル変調信号の変調周波数Fpを加減算した周波数Ft±Fpとを信号成分として含んでいる(図28(a)参照)。
【0144】
一方、受信アンテナ20にて受信されるレーダ波の受信信号Srは、(8)式に示すように、レーダ波が目標物体を往復するのに要する時間△tだけ前に送信された送信信号Ssに、目標物体との速度差に応じたドップラシフトの影響αが重畳されたものであり、その周波数の変化を表すグラフは、図30に点線で示すようなものとなる。なお、時刻tでの受信信号Srは、この時刻tでの受信信号Srの周波数をFrとすると、瞬時的には(9)式にて表わされる。
【0145】
そして、高周波用ミキサ22が、受信アンテナ20からの受信信号Srと、振幅変調器56からのローカル信号Lと混合すると、(10)式に示すように、これら混合された信号の自乗成分(L+Sr)2 及び高周波用ミキサ22の低周波ノイズN等を含んだビート信号Sb1が生成される。
【0146】
Sb1=[L+Sr]2+N (10)
また、BPF62及び狭帯域増幅器64によりビート信号Sb1から抽出される変調周波数Fp近傍の周波数成分S1fは、BPF62及び狭帯域増幅器64による振幅の変化を無視すると(11)式にて表される。
【0147】
S1f=B2・cos{2π・Fp・t}×cos{2π・(Ft-Fr)・t} (11)
(但し、B2=K・A1・A2)
更に、中間周波用ミキサ66が、変調周波数Fp近傍の周波数成分S1fと、変調信号発振器54からのローカル変調信号Mbとを混合すると、(12)式に示すように、これら混合された信号の自乗成分等を含んだ第2ビート信号Sb2が生成される。
【0148】
この第2ビート信号Sb2から不用な高域成分をLPF68により除去すると、(13)式に示すビート周波数fu(=Ft−Fr)の信号成分S2fが抽出され、この信号成分S2fが信号処理部24に取り込まれる。
【0149】
S2f=B2・cos{2π・(Ft-Fr)・t} (13)
そして、信号処理部24では、この信号成分S2fを解析することにより検出されるビート周波数fuに基づいて、目標物体との距離Rや相対速度Vを算出する処理を実行するのである。
【0150】
以上説明したように、本実施例のレーダ装置50においては、送信信号Ssから分岐した分岐信号Stをローカル変調信号Mb(変調周波数Fp)にて振幅変調してなるローカル信号Lが用いられており、このローカル信号Lと受信信号Srとを混合する高周波用ミキサ22により、ビート信号の基本波成分(周波数fu)だけでなく、高調波成分(周波数Fp±fu)も含んだビート信号Sb1が生成される。
【0151】
従って、本実施例のレーダ装置50によれば、ローカル変調信号Mbの変調周波数Fpを、高周波用ミキサ22の出力に重畳される低周波ノイズの影響が十分に小さくなる数MHz〜数十MHz程度に設定することにより、SN比の良好な高調波成分(周波数Fp±fu)を含んだビート信号Sb1が得られ、信号処理部24では、このSN比の優れた高調波成分を用いて演算処理を行うので、ビート周波数fu,fdを精度よく検出することができ、延いては、目標物体との距離や相対速度を精度よく求めることができる。
【0152】
なお、本実施例では、高周波用ミキサ22と中間周波用ミキサ66との間に、BPF62と狭帯域増幅器64とを設けているが、高周波用ミキサ22が出力するビート信号Sb1の信号レベルが十分に大きい場合には、図18に示すレーダ装置50aのように、狭帯域増幅器64を省略してもよい。
【0153】
また、狭帯域増幅器64の増幅帯域幅が十分に狭くて、信号処理部24にて使用されるビート信号の高調波成分のみが十分に増幅される場合には、不用な信号成分が相対的に十分に小さくなるので、図19に示すレーダ装置50bのように、BPF62を省略してもよい。
【0154】
また更に、図20に示すレーダ装置50cのように、BPF62及び狭帯域増幅器64をいずれも省略してもよい。即ち、通常、ミキサの入力は、低周波成分を除去するように構成されているので、この入力にて低周波ノイズの大きい周波数領域の信号成分を十分に除去できるのであれば、BPF62や狭帯域増幅器64を省略しても十分に使用できるのである。
【0155】
次に、第5実施例について説明する。
図21は、本実施例のレーダ装置60の全体構成を表すブロック図である。なお第4実施例のレーダ装置50と同じ構成部分については、同じ符号を付し、ここではその説明を省略する。
【0156】
即ち、本実施例のレーダ装置60は、図21に示すように、第4実施例のレーダ装置50から、BPF62,狭帯域増幅器64,中間周波用ミキサ66,LPF68を省略した構成となっている。
このように構成された本実施例のレーダ装置60では、高周波用ミキサ22にて生成される第1ビート信号Sb1がそのまま信号処理部24に取り込まれる。そして、信号処理部24では、第1ビート信号Sb1にFFT処理等を施すことにより検出される全ての信号成分の中から、周波数がFp±fuの信号成分を抽出し、この抽出した信号成分を用いてビート周波数fu、延いては目標物体との距離や相対速度を算出する。
【0157】
従って、本実施例のレーダ装置60によれば、信号処理部24にてビート周波数fuの検出に必要のない信号成分も処理しなければならないため、信号処理部24での処理量が増加するが、高周波用ミキサ22と信号処理部24との間の構成が全て省略されているので、装置構成を極めて簡易なものとすることができる。
【0158】
なお、高周波用ミキサ22と信号処理部24との間には、第4実施例のレーダ装置50が備えるものと同様のBPF62及び狭帯域増幅器64のいずれか一方または両方を設けてもよい。
次に、第6実施例について説明する。
【0159】
図22は、本実施例のレーダ装置100の全体構成を表すブロック図である。なお、第4実施例のレーダ装置50と同じ構成部分については、同じ符号を付し、ここではその説明を省略する。
即ち、本実施例のレーダ装置100は、図22に示すように、第4実施例の変形例のレーダ装置50c(図20参照)とほぼ同様の構成をしているが、増幅器58が省略されている点と、変調信号発振器54が生成するローカル変調信号Mbの周波数Fpを信号処理部24からの周波数調整信号Seによって任意に変更可能なように、変調信号発振器54が電圧制御発振器等により構成されている点とが異なっている。
【0160】
このように構成された本実施例のレーダ装置100では周波数調整信号Seによりローカル変調信号Mbの周波数Fpを変化させると、これに応じて高周波用ミキサ22が生成するビート信号Sb1の高調波成分の周波数Fs±fuが変化する。
【0161】
ここで、信号処理部24が、変調信号発振器54の設定を決定するために行う調整処理は、第2実施例において正弦波発振器27の設定を決定するために行う調整処理と全く同様である。但し、図12のフローチャート、及び上述したその説明では、正弦波発振器27を変調信号発振器54と読み替えるものとする。
【0162】
以上説明したように、本実施例のレーダ装置100においては、ローカル変調信号Mbの周波数Fpを調整して、高周波用ミキサ22が生成するビート信号Sb1の高調波成分の周波数Fp±fuを変化させることが可能なようにされている。
【0163】
従って、本実施例のレーダ装置100によれば、ローカル変調信号Mbの周波数Fp近傍にノイズが発生している時には、このノイズと重ならないように、ビート信号Sb1の高調波成分の周波数Fp±fuをシフトさせて、ビート信号SbのSN比を改善することができ、ノイズの発生状態が変化しても、常に精度のよい検出を行うことができる。
【0164】
なお、第4〜6実施例では、変調信号発振器54として、単一周波数(周波数Fp)の信号を生成するものを用いているが、高調波(周波数n×Fp;n≧2)を多数含んだ矩形波を生成するものを用いてもよい。
この場合、図28(a)の点線で示すように、ローカル信号Lに高調波(2×Fp,3×Fp,…)が含まれるため、高周波用ミキサ22にて生成される第1ビート信号Sb1には、第1〜3参考例及び第1〜3実施例と同様に、一次の高調波成分(周波数Fp±fu)だけでなく、より高次の高調波成分(周波数2×Fp±fu,3×Fp±fu,…)が含まれる。従って、何等かの理由により、変調周波数Fpを低周波雑音が十分に小さくなる領域に設定できない場合でも、この高次の高調波成分を使用することにより、当該レーダ装置50,60,100の検出能力を最大限に引き出すことができる。
【0165】
なお、信号処理部24が第1ビート信号Sb1の第n次の高調波成分(周波数n×Fp±fu)を用いて処理を行う場合、高周波用ミキサ22と信号処理部24とな間に設けられたBPF62は、少なくとも周波数範囲n×Fp−fu〜n×Fp+fuを通過帯域に含み、同様に狭帯域増幅器64は、少なくともこの周波数範囲n×Fp−fu〜n×Fp+fuの信号を増幅するように構成する必要がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】 第1参考例のレーダ装置の概略構成図である。
【図2】 送信信号及び受信信号の波形図である。
【図3】 ビート信号の測定結果を表すスペクトラム図である。
【図4】 送信信号の送出方法についての他の実施形態を表す波形図である。
【図5】 第2参考例のレーダ装置の概略構成図である。
【図6】 第3参考例のレーダ装置の概略構成図である。
【図7】 第1実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図8】 第1実施例における調整手順を表すフローチャートである。
【図9】 第1実施例におけるSN比測定処理の詳細を表すフローチャートである。
【図10】 第1実施例の変形例を表す概略構成図である。
【図11】 第2実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図12】 第2実施例における調整手順を表すフローチャートである。
【図13】 第2実施例の変形例を表す概略構成図である。
【図14】 第2実施例の変形例を表す概略構成図である。
【図15】 第3実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図16】 第3実施例におけるSN比測定処理の詳細を表すフローチャートである。
【図17】 第4実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図18】 第4実施例の変形例を表す概略構成図である。
【図19】 第4実施例の変形例を表す概略構成図である。
【図20】 第4実施例の変形例を表す概略構成図である。
【図21】 第5実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図22】 第6実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図23】 本発明においてビート信号に含まれる信号成分を表す説明図である。
【図24】 本発明においてビート信号のSN比が低減されることを表す説明図である。
【図25】 本発明において中間周波用ミキサを備えることによる効果を表すための説明図である。
【図26】 本発明においてバンドパスフィルタを備えることによる効果を表すための説明図である。
【図27】 変調指数に対する高調波成分の強度,SN比の特性を表すグラフである。
【図28】 本発明においてローカル信号及び受信信号に含まれる信号成分を表す説明図である。
【図29】 本発明においてビート信号に含まれる信号成分を表す説明図である。
【図30】 FMCWレーダ装置の動作原理を表す説明図である。
【図31】 従来のFMCWレーダ装置の概略構成図である。
【符号の説明】
10,30,40,50,50a,50b,50c,60,70,70a,80,80a,80b,90,100…レーダ装置
12…電圧制御発振器 14…変調信号生成部 16…送信アンテナ
18…分配器 20…受信アンテナ 22…高周波用ミキサ
24…信号処理部 26,52…三角波発振器
27…正弦波発振器 28…信号加算器
32,62,82,84…バンドパスフィルタ(BPF)
34,66…中間周波用ミキサ 42,76…周波数逓倍器
54…変調信号発振器 56…振幅変調器 58…増幅器
64…狭帯域増幅器 68…ローパスフィルタ(LPF)
72…強度調整器 74…第2ローカル信号切替回路
86,88…フィルタ切替回路

Claims (20)

  1. レーダ波として送信するため、変調された高周波の送信信号を生成する送信信号生成手段と、
    目標物体により反射された上記レーダ波の受信信号に、上記送信信号生成手段からの送信信号をローカル信号として混合し、該混合された信号の周波数差を成分とするビート信号を生成する高周波用ミキサと、
    該高周波用ミキサが生成するビート信号に基づき、目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段と、
    を備えたレーダ装置において、
    上記送信信号生成手段は、
    高周波の送信信号を生成し、かつ該送信信号の周波数を変調信号により制御可能な高周波発振器と、時間に対して直線的に周波数を変化させる直線変調成分を生成する第1成分生成手段と、上記ビート信号の2倍以上の周波数で周期的に周波数を変化させる周期変調成分を生成する第2成分生成手段と、上記直線変調成分及び上記周期変調成分を合成して上記変調信号を生成する成分合成手段と、を備え、上記直線変調成分と上記周期変調成分とにより変調された送信信号を生成し、
    更に、
    上記周期変調成分の周波数を整数倍に変換する周波数逓倍手段と、
    上記第2成分生成手段からの周期変調成分、或いは上記周波数逓倍手段からの周波数が逓倍された周期変調成分のいずれかを、第2ローカル信号として供給する第2ローカル信号切替手段と、
    上記高周波用ミキサからのビート信号に、上記第2ローカル信号切替手段から供給される第2ローカル信号を混合し、該混合された信号の周波数差を成分とする第2ビート信号を生成する中間周波用ミキサと、
    上記第2ローカル信号切替手段による設定を切り替えて、上記演算手段に入力されるビート信号の基本波成分の信号対雑音比を各設定毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な側に上記第2ローカル信号切替手段を設定する第2ローカル信号切替制御手段と、
    を設け、上記演算手段は、該中間周波用ミキサからの第2ビート信号の基本波成分に基づき、目標物体との距離又は相対速度を求めることを特徴とするレーダ装置。
  2. 請求項1に記載のレーダ装置において、
    上記第2成分生成手段からの周期変調成分の周波数を中心周波数とし、上記ビート信号の基本波成分の周波数の2倍以上の通過帯域を有する第1バンドパスフィルタと、
    上記周波数逓倍手段からの周波数が逓倍された周期変調成分の周波数を中心周波数とし、上記ビート信号の基本波成分の周波数の2倍以上の通過帯域を有する第2バンドパスフィルタと、
    上記高周波用ミキサと上記中間周波用ミキサとの間に、上記第1バンドパスフィルタ及び第2バンドパスフィルタのいずれかを接続するフィルタ切替手段と、
    上記第2ローカル信号として上記第2成分生成手段からの周期変調成分が選択されているときには、上記第1バンドパスフィルタが接続され、上記第2ローカル信号として上記周波数逓倍手段からの周波数が逓倍された周期変調成分が選択されているときには、上記第2バンドパスフィルタが接続されるよう上記フィルタ切替手段の設定を切り替えるフィルタ切替制御手段と、
    を設けたことを特徴とするレーダ装置。
  3. 請求項1または請求項2に記載のレーダ装置において、
    上記第2成分生成手段に、上記周期変調成分の信号強度を調整する強度調整手段を設け、
    該強度調整手段により上記周期変調成分の信号強度を変化させて、上記演算手段に入力されるビート信号の基本波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各信号強度毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な信号強度に上記強度調整手段を設定する強度調整制御手段を備えることを特徴とするレーダ装置。
  4. 請求項1ないし請求項3のいずれかに記載のレーダ装置において、
    上記第2成分生成手段に、上記周期変調成分の変調周期を調整する周期調整手段を設け、
    該周期調整手段により上記周期変調成分の変調周期を変化させて、上記演算手段に入力されるビート信号の基本波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各変調周期毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な変調周期に上記周期調整手段を設定する周期調整制御手段を備えることを特徴とするレーダ装置。
  5. レーダ波として送信するため、変調された高周波の送信信号を生成する送信信号生成手段と、
    目標物体により反射された上記レーダ波の受信信号に、上記送信信号生成手段からの送信信号をローカル信号として混合し、該混合された信号の周波数差を成分とするビート信号を生成する高周波用ミキサと、
    該高周波用ミキサが生成するビート信号に基づき、目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段と、
    を備えたレーダ装置において、
    上記送信信号生成手段は、
    高周波の送信信号を生成し、かつ該送信信号の周波数を変調信号により制御可能な高周波発振器と、時間に対して直線的に周波数を変化させる直線変調成分を生成する第1成分生成手段と、上記ビート信号の2倍以上の周波数で周期的に周波数を変化させる周期変調成分を生成する第2成分生成手段と、上記直線変調成分及び上記周期変調成分を合成して上記変調信号を生成する成分合成手段と、を備え、上記直線変調成分と上記周期変調成分とにより変調された送信信号を生成し、
    更に、
    上記第2成分生成手段に、上記周期変調成分の信号強度を調整する強度調整手段を設け、
    該強度調整手段により上記周期変調成分の信号強度を変化させて、上記演算手段に入力されるビート信号の基本波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各信号強度毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な信号強度に上記強度調整手段を設定する強度調整制御手段を備え、
    上記演算手段は、上記送信信号が上記周期変調成分によって変調されることにより、上記ビート信号に発生する高調波成分に基づいて、目標物体との距離又は相対速度を求めることを特徴とするレーダ装置。
  6. レーダ波として送信するため、変調された高周波の送信信号を生成する送信信号生成手段と、
    目標物体により反射された上記レーダ波の受信信号に、上記送信信号生成手段からの送信信号をローカル信号として混合し、該混合された信号の周波数差を成分とするビート信号を生成する高周波用ミキサと、
    該高周波用ミキサが生成するビート信号に基づき、目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段と、
    を備えたレーダ装置において、
    上記送信信号生成手段は、
    高周波の送信信号を生成し、かつ該送信信号の周波数を変調信号により制御可能な高周波発振器と、時間に対して直線的に周波数を変化させる直線変調成分を生成する第1成分 生成手段と、上記ビート信号の2倍以上の周波数で周期的に周波数を変化させる周期変調成分を生成する第2成分生成手段と、上記直線変調成分及び上記周期変調成分を合成して上記変調信号を生成する成分合成手段と、を備え、上記直線変調成分と上記周期変調成分とにより変調された送信信号を生成し、
    更に、
    上記第2成分生成手段に、上記周期変調成分の変調周期を調整する周期調整手段を設け、
    該周期調整手段により上記周期変調成分の変調周期を変化させて、上記演算手段に入力されるビート信号の基本波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各変調周期毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な変調周期に上記周期調整手段を設定する周期調整制御手段を備え、
    上記演算手段は、上記送信信号が上記周期変調成分によって変調されることにより、上記ビート信号に発生する高調波成分に基づいて、目標物体との距離又は相対速度を求めることを特徴とするレーダ装置。
  7. 請求項5または請求項6に記載のレーダ装置において、
    上記高周波用ミキサからのビート信号に、上記第2成分生成手段からの周期変調成分を第2ローカル信号として混合し、該混合された信号の周波数差を成分とする第2ビート信号を生成する中間周波用ミキサを設け、
    上記演算手段は、該中間周波用ミキサからの第2ビート信号の基本波成分に基づき、目標物体との距離又は相対速度を算出することを特徴とするレーダ装置。
  8. 請求項7に記載のレーダ装置において、
    上記第2成分生成手段からの周期変調成分の周波数を整数倍に変換する周波数逓倍手段を設け、
    該周波数逓倍手段からの周波数が整数倍された周期変調成分を第2ローカル信号として上記中間周波用ミキサに入力することを特徴とするレーダ装置。
  9. 請求項7または請求項8に記載のレーダ装置において、
    上記高周波用ミキサと上記中間周波用ミキサとの間に、上記第2ローカル信号の周波数を中心周波数とし、上記ビート信号の基本波成分の周波数の2倍以上の通過帯域幅を有するバンドパスフィルタを設けたことを特徴とするレーダ装置。
  10. 請求項1ないし請求項4、または請求項7ないし請求項9のいずれかに記載のレーダ装置において、上記中間周波用ミキサと上記演算手段との間に、上記第2ビート信号に含まれる高調波成分を除去するローパスフィルタを設けたことを特徴とするレーダ装置。
  11. 請求項1ないし請求項10のいずれかに記載のレーダ装置において、
    上記周期変調成分の信号波形が、正弦波であることを特徴とするレーダ装置。
  12. レーダ波として送信するため、時間に対して直線的に周波数が変化するように変調された高周波の送信信号を生成する送信信号生成手段と、
    上記送信信号生成手段からの送信信号の一部を分岐してなる分岐信号に基づいてローカル信号を生成するローカル信号生成手段と、
    目標物体により反射された上記レーダ波の受信信号に、上記ローカル信号生成手段からのローカル信号を混合し、該混合された信号の周波数差を成分とするビート信号を生成する高周波用ミキサと、
    を備えたレーダ装置において、
    上記ローカル信号生成手段は、
    上記送信信号と受信信号との周波数差であるビート周波数の2倍以上の変調周波数を基本波としたローカル変調信号を生成するローカル変調信号生成手段と、
    該変調信号生成手段からのローカル変調信号により上記分岐信号を振幅変調して上記ローカル信号を生成する分岐信号変調手段と、
    を備えたことを特徴とするレーダ装置。
  13. 請求項12に記載のレーダ装置において、
    上記高周波用ミキサが生成するビート信号に基づいて目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段を設けたことを特徴とするレーダ装置。
  14. 請求項12に記載のレーダ装置において、
    上記高周波用ミキサからのビート信号に、上記ローカル変調信号生成手段からのローカル変調信号を混合し、該混合された信号の周波数差を成分とする第2ビート信号を生成する中間周波用ミキサを設けたことを特徴とするレーダ装置。
  15. 請求項14に記載のレーダ装置において、
    上記中間周波用ミキサが生成する第2ビート信号に基づいて目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段を設けたことを特徴とするレーダ装置。
  16. 請求項14または請求項15に記載のレーダ装置において、
    上記中間周波用ミキサからの上記第2ビート信号に含まれる高調波成分を除去するローパスフィルタを設けたことを特徴とするレーダ装置。
  17. 請求項12ないし請求項16のいずれかに記載のレーダ装置において、
    上記高周波用ミキサが生成するビート信号の信号成分のうち上記ローカル変調信号の基本波周波数近傍以外の信号成分を除去するバンドパスフィルタ、及び該ビート信号の信号成分のうち上記ローカル変調信号の基本波周波数近傍の信号成分を増幅する狭帯域増幅器の少なくともいずれか一方を設けたことを特徴とするレーダ装置。
  18. 請求項12ないし請求項17のいずれかに記載のレーダ装置において、
    上記ローカル変調信号生成手段に、上記変調周波数を調整する周波数調整手段を設け、
    該周波数調整手段により上記ローカル変調信号の変調周波数を変化させて、上記演算手段に入力されるビート信号の基本波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各変調周波数毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な変調周波数に上記周波数調整手段を設定する周波数調整制御手段を備えることを特徴とするレーダ装置。
  19. 請求項12ないし請求項18のいずれかに記載のレーダ装置において、
    上記変調信号生成手段にて生成されるローカル変調信号が、上記基本波の単一周波数成分からなることを特徴とするレーダ装置。
  20. 請求項12ないし請求項18のいずれかに記載のレーダ装置において、
    上記変調信号生成手段にて生成されるローカル変調信号が、矩形波であることを特徴とするレーダ装置。
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