FR2761161A1 - Systeme de radar installable dans un vehicule automobile pour la detection d'un objet-cible - Google Patents

Systeme de radar installable dans un vehicule automobile pour la detection d'un objet-cible Download PDF

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Abstract

Une section de génération de signal de modulation (14) produit un signal de modulation (Sm) pour contrôler une fréquence d'oscillation d'un oscillateur à fréquence réglé par variation de tension (12) . La section de génération de signal de modulation (14) comporte un oscillateur d'onde triangulaire (26) produisant une composante de modulation linéaire (Ma) d'une forme d'onde triangulaire, qui fait varier la fréquence de modulation linéairement, un oscillateur d'onde sinusoïdal (27) produisant une composante de modulation cyclique (Mb) d'une forme d'onde sinusoïdale, qui fait varier la fréquence de modulation de façon cyclique, et un additionneur de signal (28) produisant le signal de modulation (Sm) en ajoutant la composante de modulation linéaire (Ma) et la composante de modulation cyclique (Mb) . Un signal de transmission (Ms) modulé en fréquence par le signal de modulation (Sm) est mélangé avec un signal reçu (Sr) et produit un signal d'impulsion (Sb) comportant une composante d'onde fondamentale d'une fréquence d'impulsion (fu) et des composantes harmoniques (nxFs+-fu) .

Description

SYSTEME DE RADAR INSTALLABLE DANS UN VEHICULE
AUTOMOBILE POUR LA DETECTION D'UN OBJET-CIBLE
CONTEXTE DE L'INVENTION
La présente invention concerne un système de radar, tel qu'un radar FMCW (pour "Frequency Modulated Continuous Wave"), qui est de préférence utilisé pour éviter une collision avec un objet mobile. Dans un tel système de radar, une onde radar portant un signal de
transmission modulé en fréquence est émis vers un objet-
cible. Puis l'onde radar est réfléchie par l'objet-cible et reçue par le système de radar. Durant de telles opérations de transmission et de réception de l'onde radar, une information obtenue est utilisée pour le calcul d'une distance relative et/ou d'une vitesse
relative d'un objet-cible.
Pour améliorer la sécurité d'un véhicule automobile, l'installation d'un système de radar dans un véhicule automobile est un sujet d'actualité. Le radar FMCW est bien adapté à l'utilisation dans un véhicule automobile, du fait de sa capacité de détection de façon simultanée d'une distance et d'une vitesse relative d'un objet, ainsi que ses caractéristiques structurelles
simples, compactes et bon marché.
La Figure 30A représente des modulations de fréquence d'un signal de transmission Ss et d'un signal reçu réfléchi Sr d'un radar FMCW conventionnel. Comme cela est représenté par la ligne solide, le signal de transmission Ss est modulé en fréquence par un signal de modulation d'onde triangulaire, afin que la fréquence augmente linéairement par rapport au temps puis décroît à l'inverse. Une onde radar portant le signal de transmission Ss est émise par une antenne- émetteur vers une cible-objet. L'onde radar est ensuite réfléchie par l'objet-cible et reçue par une antenne-récepteur du système de radar. La ligne pointillée représente le
signal reçu Sr.
Il y a un temps de retard significatif Td entre le signal de transmission Ss et le signal reçu Sr. Ce temps de retard Td est un temps nécessaire à l'onde radar pour aller et revenir entre le système de radar et l'objet-cible. En d'autres termes, la liaison de retard Td est proportionnelle à la distance entre le système de
radar et l'objet-cible.
En outre, il y a une différence de fréquence significative Fd entre le signal de transmission Ss et le signal reçu Sr. Cette différence de fréquence Fd est un facteur de déplacement Doppler causé par une vitesse
relative entre le système de radar et l'objet-cible.
Le signal reçu Sr et le signal de transmission Ss sont mélangés dans un mélangeur. La Figure 30B représente un signal d'impression Sb produit à partir du mélangeur. Le signal d'impulsion Sb représente une différence de fréquence entre le signal de transmission
Ss et le signal reçu Sr.
Le signal d'impulsion Sb prend différentes valeurs en fonction du type de la modulation de fréquence. Lorsque le signal de transmission Ss comporte une fréquence en augmentation, le signal d'impulsion Sb a une fréquence qui se réfère à une fréquence de modulation ascendante fu. Lorsque le signal de transmission Ss comporte une fréquence en diminution, la fréquence du signal d'impulsion Sb se réfère à une
fréquence de modulation descendante fd.
Les équations (1) et (2) suivantes définissent
une distance R et une vitesse V relative de l'objet-
cible. ó'T R=- 8.F'(fu+fd)
8&AF ------------ (1)
V= c -(fu-fd) 4.Fo --.(2) o "c" représente une vitesse de propagation d'onde radio, "T" représente une période cyclique d'une onde triangulaire utilisée pour la modulation du signal de transmission Ss, AF représente une largeur de variation de fréquence du signal de transmission Ss, et Fo représente une fréquence nominale du signal de
transmission Ss (se référer à la Figure 30A).
Lorsque le système de radar FMCW est installé dans un véhicule automobile, il est habituellement nécessaire d'avoir une distance détectable dans une gamme d'approximativement 100 à 200 m, avec une capacité de détection équivalente à un niveau de résolution de
plusieurs mètres.
Une résolution de distance AR du système de radar FMCW est généralement exprimée par l'équation
suivante (3).
AR= C
2-AF ------------------- (3)
Comme cela est apparent à partir de l'équation (3), la résolution de distance AR de plusieurs mètres, est obtenue lorsque la largeur de variation de fréquence AF du signal de transmission Ss, est approximativement de 100 MHz. Pour obtenir une telle largeur de variation de fréquence désirée AF, la fréquence nominale Fo du signal de transmission Ss nécessite d'être ajustée dans une gamme de fréquence de plusieurs dizaines à plusieurs centaines de GHz, qui est généralement appelée une "onde millimétrique" Par exemple, le signal de transmission Ss peut avoir la largeur de variation de fréquence AF = 100 MHz, et la période de cycle T = 1 ms. L'objet-cible peut avoir la vitesse relative V = 0 (c'est-à-dire fu = fd), et être situé à une distance R = 100 m. Dans une telle condition, les fréquences d'impulsion fu et fd seraient
de 133 KHz.
Lorsque l'objet-cible est situé dans les 100 m, le signal d'impulsion détectable Sb n'est pas plus grand que 133 kHz. Lorsque la vitesse relative V n'est pas zéro, une fréquence du signal d'impulsion détectable Sb diffère de la fréquence correspondance à V = 0, par une quantité de variation de fréquence due à l'effet Doppler. En bref, lorsqu'il est installé dans un véhicule automobile, le système de radar doit avoir une capacité de détection du signal d'impulsion dans une gamme de plusieurs dizaines à plusieurs centaines de
kHz.
Cependant, dans le traitement des ondes millimétriques, un mélangeur haute fréquence est sujet à des bruits de conversion AM-FM composé de composantes de fréquence de fluctuation d'intensité de signal ou de bruits 1/f ayant des intensités inversement proportionnelles aux fréquences. Les bruits de conversion AM- FM et les bruits 1/f sont collectivement référencés comme des bruits de basse fréquence, dont les intensités sont relativement fortes dans une gamme de fréquence de plusieurs dizaines à plusieurs centaines de kHz du signal d'impulsion Sb. Cela conduit à une sérieuse détérioration dans un rapport de signal sur bruit (ci-après référence comme rapport S/N) du signal
d'impulsion Sb.
La Figure 31 représente un système de radar FMCW conventionnel décrit dans la demande de brevet japonais non-examinée n 5-40169, correspondant au brevet américain US-5 381 153. Selon ce système de radar 110, un oscillateur haute fréquence 112 produit un signal de transmission haute fréquence Ss. Un circuit de génération de signal de modulation 126 génère un signal de modulation Sm. Le signal de transmission Ss produit à partir de l'oscillateur haute fréquence 112, est modulé conformément à ce signal de modulation Sm. Grâce à cette modulation, la fréquence du signal de transmission Ss
provoque un changement triangulaire.
Une antenne-émetteur 116 émet une onde radar portant le signal de transmission Ss fourni par l'oscillateur haute fréquence 112. L'onde radar est
réfléchie par une cible-objet et reçue par une antenne-
récepteur 120. L'antenne-récepteur 120 envoie un signal reçu Sr à un mélangeur haute-fréquence 122. Un distributeur 118 sépare une partie du signal de transmission Ss et l'envoie comme un signal local L au
mélangeur haute-fréquence 122. Le mélangeur haute-
fréquence 122 mélange le signal reçu Sr avec le signal
local L, et produit un signal d'impulsion Sb.
Un second oscillateur 136 produit un signal de commutation dont la fréquence est plus grande que deux fois le signal d'impulsion Sb. Un circuit de commutation 138 est interposé entre l'antenne récepteur 120 et le mélangeur haute fréquence 122. Le circuit de commutation 138 est activé et désactivé de façon cyclique, afin de transmettre de façon sélective le signal reçu Sr au mélangeur haute fréquence 122, en réponse au signal de commutation fourni par le second oscillateur 136. Ainsi, le mélangeur haute fréquence 122 produit le signal d'impulsion Sb comportant une fréquence commandée
conformément au signal de commutation.
Un filtre passe-bande 132 extrait des composantes de fréquence du signal d'impulsion Sb ainsi sélectionné et produit par le mélangeur haute fréquence 122. Un filtre passe-bande 140 forme le signal de commutation fourni par le second oscillateur 136. Un mélangeur de fréquence intermédiaire 134 mélange les signaux filtrés fournis par les filtres passe-bandes 132 et 140 et produit un signal d'impulsion converti Sb2 ayant une fréquence dans une gamme propre de plusieurs
dizaines à plusieurs centaines de kHz.
Selon le système de radar décrit au-dessus 110, il devient possible de produire un signal d'impulsion comportant une fréquence de plusieurs MHz qui ne reçoit pas d'influence substantielle des bruits basse fréquence, lorsque le signal de commutation a une fréquence de plusieurs MHz. Le mélangeur de fréquences intermédiaires 134 se charge du signal d'impulsion et des signaux de commutation de plusieurs MHz. Ainsi, la gamme de fréquence exploitée par le mélangeur de fréquence intermédiaire 134 est plus petite que l'onde millimétrique gérée par le mélangeur haute fréquence 122. Les bruits basse fréquence impliqués dans la sortie du mélangeur de fréquence intermédiaire 134 sont plus petits que ceux du mélangeur haute fréquence 122. Le signal d'impulsion Sb produit par le mélangeur de fréquence intermédiaire 134 comporte un rapport S/N amélioré. Cependant, selon le système de radar conventionnel 110 décrit au-dessus, le circuit de commutation 138 est interposé entre l'antenne récepteur et le mélangeur haute fréquence 122. En d'autres termes, le circuit de commutation 138 est dans un trajet de transmission du signal reçu Sr dans une bande d'onde millimétrique. Cela constitue un inconvénient du fait que le signal reçu Sr, affaibli de façon significative et retourné à partir de l'objet-cible, est encore atténué, causant ainsi une sérieuse détérioration dans
la sensibilité de la détection de l'objet-cible.
Le circuit de commutation 138 est basiquement un circuit radio fréquence (haute fréquence) traitant des signaux de bande d'onde millimétrique. Un tel circuit haute fréquence est difficile à installé dans un circuit général, cher, et coûteux en terme de fabrication. Ainsi, le prix du système sera augmenté de façon significative.
RESUME DE L'INVENTION
Partant des problèmes précédents rencontrés dans l'art antérieur, la présente invention a pour objet de proposer un système de radar nouveau et excellent, qui soit simple dans une disposition de système, et capable d'éliminer une influence néfaste des bruits basse fréquence, sans utilisation d'un composant de circuit
haute fréquence additionnel.
Afin de réaliser l'objet mentionné au-dessus ainsi que d'autres objets, un premier aspect de la présente invention est de proposer un système de radar comportant: un moyen de génération de signal de transmission (12, 14) pour la production d'un signal de transmission haute fréquence (Ss), qui est modulé en fréquence et porté par une onde radar; un mélangeur haute fréquence (22) pour mélanger un signal reçu (Sr) de l'onde radar réfléchie par l'objet-cible avec un signal local (L) déduit du signal de transmission produit à partir du moyen de génération de signal de transmission, et produisant un signal d'impulsion (Sb) ayant une composante de fréquence représentant une différence entre le signal reçu et le signal local; et un moyen de calcul (24) pour obtenir une distance (R) et une vitesse relative (V) de l'objet-cible sur la base du signal du signal d'impulsion produit à partir du
mélangeur haute fréquence.
Le moyen de génération de signal de transmission produit le signal de transmission modulé selon une composante de modulation linéaire (Ma) et une composante de modulation cyclique (Mb). La composante de modulation linéaire (Ma) fait varier une fréquence du signal de transmission de façon linéaire par rapport au temps, tandis que la composante de modulation cyclique (Mb) fait varier la fréquence dans le signal de transmission de façon cyclique à une fréquence cyclique plus grande que deux fois une fréquence du signal d'impulsion. Puis, le moyen de calcul (24) calcule la distance et la vitesse relative de l'objet-cible sur la base de composantes harmoniques supérieures (nxFs fu) du signal d'impulsion produit lorsque le signal de transmission
est modulé par la composante de modulation cyclique.
Le signal de transmission (Ss) ainsi modulé à un certain instant tO, est considéré comme un signal obtenu lorsqu'un signal de fréquence Ft obtenu grâce à une modulation sur la base d'une composante de modulation linéaire, est modulé en fréquence par un signal de
fréquence Fs de la composante de modulation cyclique.
La Figure 23A représente un spectre du signal de transmission (Ss) obtenu à cet instant, avec une fréquence nominale (fréquence centrale) à une valeur de fréquence Ft, et des bandes de côté de fréquences espacées de la fréquence nominale par n (n = 1, 2,
3,...) fois la fréquence Fs.
La Figure 23B représente un spectre du signal reçu (Sr) par une ligne pointillée. Comme cela est représenté sur la Figure 23B, le signal reçu (Sr) est décalé par rapport au signal de transmission (Ss) par une fréquence d'impulsion fu. Généralement, la fréquence d'impulsion est déterminée par un temps de retard de l'onde radar allant et revenant entre le système de radar et l'objet-cible, et une variation Doppler de fréquence dérivée d'une vitesse relative entre le système de radar et l'objet-cible. La fréquence d'impulsion est classifiée en deux sortes de signaux d'impulsions; c'est-à-dire, une fréquence d'impulsion ascendante fu correspondant à une modulation ascendante, et une fréquence d'impulsion descendante fd correspondant à une modulation descendante. Cependant, cette invention considère de préférence la fréquence
d'impulsion "fu" comme une fréquence représentatrice.
Le signal d'impulsion représente une différence de fréquence entre le signal de transmission (Ss) et le
signal (Sr) mélangé par le mélangeur haute fréquence.
Ainsi, comme cela est représenté sur la Figure 23B, le signal d'impulsion comporte des composantes de signal à la fréquence d'impulsion "fu" et aux fréquences nxFs fu (n=l, 2, 3,...) dérivées de la différence entre le signal de transmission (Ss) et le signal reçu (Sr). La Figure 24 représente un spectre montrant une composante d'onde fondamentale correspondant à la fréquence d'impulsion "fu" et des composantes d'harmoniques supérieures correspondant aux fréquences nxFs fu (n=l,
2, 3,...).
La fréquence Fs de la composante de modulation cyclique est ajustée pour être supérieure à deux fois la fréquence d'impulsion fu de la composante d'onde fondamentale du signal d'impulsion. Par conséquent, les fréquences Fs fu sont suffisamment éloignées de la
fréquence d'impulsion fu et assurément discriminatives.
Le moyen de calcul (24) extrait la fréquence d'impulsion fu en utilisant les composantes d'harmoniques supérieures (ayant des fréquences de nxFsifu) du signal d'impulsion, pour calculer la
distance et la vitesse relative de l'objet-cible.
De cette manière, le premier aspect de la présente invention utilise le signal de transmission (Ss) dont la fréquence non seulement varie linéairement, mais aussi varie de façon cyclique. Ainsi, le mélangeur haute fréquence (22) en mélangeant le signal de transmission (Ss) et le signal reçu (Sr), peut produire des composantes harmoniques supérieures comportant des fréquences supérieures ainsi que la composante d'onde fondamentale. Les composantes d'harmoniques supérieures ont en général un excellent rapport signal sur bruit, du fait qu'elles sont libres de bruits basse fréquence nuisibles, tels que des bruits de conversion AM-FM et des bruits 1/f. Comme cela est indiqué par une ligne pointillée sur la Figure 24, un niveau de bruit des bruits basse fréquence diminue avec l'augmentation de la fréquence. Ainsi, la fréquence d'impulsion fu peut être détectée de façon précise en utilisant les composantes d'harmoniques supérieures du signal d'impulsion. Par conséquent, un système radar ayant une capacité à détecter les composantes harmoniques supérieures, est avantageux, en ce que le calcul pour la détection de
l'objet-cible est mis en oeuvre de façon précise.
De cette manière, selon le premier aspect de la présente invention, il devient possible d'améliorer la performance du système radar sans ajouter de hardware compliqué et cher pour le traitement des composantes
haute fréquence.
De préférence, le moyen de génération de signal de transmission comporte un premier moyen de génération de composante (26), pour produire la composante de modulation linéaire (Ma), un second moyen de génération de composante (27), pour produire la composante de modulation cyclique (Mb), un moyen d'addition (28), pour ajouter la composante de modulation linéaire et la composante de modulation cyclique et produire un signal de modulation (Sm), et un oscillateur haute fréquence (12), produisant le signal de transmission haute fréquence (Ss) dont la fréquence est variable en
fonction du signal de modulation (Sm).
Il En outre, un mélangeur à fréquence intermédiaire (34) mélange le signal d'impulsion (Sb) fourni par le mélangeur haute fréquence (22) avec la composante de modulation cyclique (Mb), comme un second signal local, et produit un second signal d'impulsion (sb2) ayant une composante de fréquence représentant une différence entre les signaux mélangés. Et, le moyen de calcul (24)
calcule la vitesse et la vitesse relative de l'objet-
cible sur la base de la composante d'onde fondamentale (fu) du second signal d'impulsion fourni à partir du
mélangeur à fréquence intermédiaire (34).
La Figure 25 représente un spectre du second signal d'impulsion (sb2) ainsi produit. Les composantes d'harmoniques supérieure de Fs fu sont converties en la composante d'onde fondamentale de la fréquence d'impulsion fu. Les bruits basse fréquence, indiquées par une ligne pointillée, sont réduit au niveau de la fréquence d'impulsion fu. Par conséquent, l'opération de calcul est effectuée en utilisant la composante d'onde fondamentale de la fréquence d'impulsion fu (plusieurs
dizaines à plusieurs centaines de kHz).
De préférence, pour améliorer le rapport S/N du second signal d'impulsion, un filtre passe-bas (68) est interposé entre le mélangeur à fréquence intermédiaire (34) et le moyen de calcul (24), pour éliminer des composantes d'harmoniques inutiles du second signal d'impulsion. De préférence, un multiplieur de fréquence 42 reçoit la composante de modulation cyclique (Mb) produite à partir du second moyen de génération de composante, et produit une composante de modulation multipliée en fréquence dont la fréquence est équivalente à n fois une fréquence (Fs) de la composante de modulation cyclique (Mb), o n est un entier. Puis, la composante de modulation multipliée en fréquence est fournie au mélangeur à fréquence intermédiaire (34) comme le second signal local. Avec cette disposition, il devient possible de convertir les composantes d'harmoniques supérieures des fréquences nxFs fu en la composante d'onde fondamentale du signal d'impulsion. En ajustant le facteur d'amplification "n" de façon appropriée, d'excellentes composantes d'harmoniques ayant des meilleurs rapports S/N peuvent être sélectionnées et utilisées pour obtenir la position
(distance et vitesse relatives) de l'objet-cible.
De préférence, un filtre passe-bande (32) est interposé entre le mélangeur haute fréquence (22) et le mélangeur à fréquence intermédiaire (34). Ce filtre passe-bande (32) comporte une fréquence nominale équivalente à une fréquence du second signal local avec une largeur de bande plus grande que deux fois une fréquence de la composante d'onde fondamentale du signal d'impulsion. Avec cette disposition, des composantes de signal inutiles et des bruits basse fréquence peuvent être éliminés de façon efficace. Le rapport S/N de la composante d'onde fondamentale du second signal d'impulsion peut être augmenté. La Figure 26 représente un spectre du second signal d'impulsion produit à partir du mélangeur à fréquence intermédiaire (34) lorsqu'un tel filtre passe-bande est utilisé. Cette disposition est particulièrement efficace lorsqu'une transformation accélérée de Fourier est utilisée dans l'analyse du spectre de fréquence, du fait que la présence de composantes d'harmoniques supérieures non nécessaires diminuera de façon significative la charge de calcul
nécessaire pour l'analyse.
De préférence, un moyen de multiplication de fréquence (76) est prévu pour produire une composante de modulation à fréquence multipliée dont la fréquence est équivalente à n fois une fréquence de la composante de modulation cyclique (Mb), o n est un entier. Un moyen de commutation de signal local (74) fournit de façon sélective la composante de modulation cyclique ou la composante de modulation multipliée en fréquence, au mélangeur à fréquence intermédiaire comme second signal local. Et un moyen de commande de commutation du signal local (24, étapes S110-S190) commande une opération de commutation du moyen de commutation de signal local (74) sur la base d'un rapport signal sur bruit de la composante d'onde fondamentale du signal d'impulsion (Sb2) entré dans le moyen de calcul. Ainsi, un second signal local optimisé comportant un meilleur rapport signal sur bruit est fourni au mélangeur à fréquence intermédiaire. En outre, un premier filtre passe- bande 82 et un second filtre passe-bande (84) sont prévus en parallèle l'un avec l'autre. Le premier filtre passe-bande (82) comporte une fréquence nominale équivalente à la fréquence (Fs) de la composante de modulation cyclique (Mb) produite à partir du second moyen de génération de composante (27), avec une largeur de bande plus importante que deux fois la fréquence de la composante d'onde fondamentale du signal d'impulsion. Le second filtre passe-bande (84) comporte une fréquence nominale équivalente à la fréquence de la composante de modulation multipliée en fréquence, produite à partir du moyen de multiplication de fréquence. Un moyen de commutation de filtre (86, 88) est interposé entre le mélangeur haute fréquence et le mélangeur à fréquence intermédiaire, pour sélectionner coopérativement le premier filtre passe-bande (82) ou le second filtre passe-bande (84). Un moyen de commande de commutation de filtre (24) commande une opération de commutation du moyen de commutation de filtre (86, 88) de manière à ce que le premier filtre passe-bande soit sélectionné lorsque la composante de modulation cyclique (Mb) est sélectionnée comme second signal local, tandis que la composante de modulation multipliée en fréquence est sélectionnée comme second signal local. Avec cette disposition, d'excellentes composantes de signal ayant un meilleur rapport S/N peuvent être toujours fournies
au moyen de calcul.
La Figure 27A représente une relation entre un indice de modulation (c'est-à-dire, une intensité de la composante de modulation cyclique) et une intensité des composantes harmoniques supérieures, résultant d'une simulation sur ordinateur. L'indice de modulation M est défini par l'équation M=(AFa/2)/Fs lorsque AFa représente une intensité (c'est-à-dire, une déviation de fréquence maximum) de la composante de modulation cyclique et Fs représente une fréquence de la composante
de modulation cyclique.
Dans cette analyse par ordinateur, des formes d'onde du signal de transmission et du signal reçu, ainsi que les premier et second signaux locaux, sont reproduites en séries de temps. Un fonctionnement du mélangeur est simulé en multipliant les formes d'onde de signal devant être mélangées. Une sortie (c'est-à-dire, un résultat de multiplication) du mélangeur est obtenu comme une forme d'onde de signal du signal d'impulsion, et séparé en un spectre de fréquence au travers d'une transformation accélérée de Fourier, pour calculer l'intensité de la composante de fréquence crête et l'intensité du signal d'impulsion. Par rapport aux facteurs de modulation de fréquence du signal de transmission, la fréquence de la composante de modulation cyclique est ajustée à Fs=1 MHz, et la composante de modulation linéaire comporte une forme d'onde triangulaire de période de cycle T=2,56 ms. Une largeur de modulation de fréquence du signal reçu est AF=100 MHz. L'objet-cible est supposé être situé à 50 m
en avant du système de radar.
Il résulte de la simulation par ordinateur décrite au-dessus (Figure 27A), qu'il est confirmé que l'intensité de chaque composante d'harmonique supérieure varie en fonction de l'indice de modulation. Lorsque la composante d'harmonique primaire principale est importante, la seconde composante d'harmonique est faible. Au contraire, lorsque la composante d'harmonique principale est faible, la composante d'harmonique secondaire est importante. En d'autres termes, les composantes d'harmoniques principale et secondaire sont mutuellement dans un rapport complémentaire. Le niveau de bruit reste substantiellement constant indépendamment
d'une variation de l'indice de modulation.
La Figure 27B représente un rapport entre l'indice de modulation et un rapport S/N des composantes harmoniques supérieures. Comme on peut le voir sur le
graphe, un résultat similaire est obtenu.
Au vu de résultats précédents, il est préférable qu'un moyen d'ajustement d'intensité (72) soit associé avec le second moyen de génération de composante (27), pour ajuster une intensité de signal de la composante de modulation cyclique. Un moyen de commande d'ajustement d'intensité (24, étapes S210 à S270) commande une opération d'ajustement du moyen d'ajustement d'intensité, sur la base d'un rapport de signal sur bruit de la composante d'onde fondamentale ou des composantes d'harmoniques du signal d'impulsion (Sb2) entré dans le moyen de calcul. Ainsi, une composante de modulation cyclique optimisée comportant un meilleur rapport signal sur bruit, est fournie au moyen
d'addition (28).
De préférence, le second moyen de génération de composante (27) est associé avec un moyen d'ajustement de fréquence (24), pour ajuster la fréquence de la composante de modulation cyclique. Un moyen de commande d'ajustement de fréquence (24, étapes S310 à S380) commande une opération d'ajustement du moyen d'ajustement de fréquence sur la base d'un rapport signal sur bruit de la composante d'onde fondamentale ou des composantes d'harmoniques du signal d'impulsion (Sb2) entré dans le moyen de calcul. Ainsi, une composante de modulation cyclique optimisée comportant un meilleur rapport signal sur bruit, est fournie au
moyen d'addition (28).
Les composantes d'harmoniques supérieures des fréquences nxFs fu du signal d'impulsion produit à partir du mélangeur haute fréquence varient en fonction de la fréquence Fs de la composante de modulation cyclique. Ainsi, la disposition décrite au-dessus rend possible de changer de façon flexible les fréquences des
composantes d'harmoniques supérieures.
De préférence, la composante de modulation cyclique (Mb) comporte un signal de forme d'onde sinusoidale. Ensuite, un second aspect de la présente invention propose un système de radar comportant un moyen degénération de signal de transmission (12, 52) pour produire un signal de transmission haute fréquence (Ss), qui soit modulé en fréquence afin de varier linéairement par rapport au temps, et porté par une onde radar, un moyen de génération de signal local (18, 54, 56) pour produire un signal local (L) sur la base d'un signal de dérivation (St) séparé du signal de transmission produit à partir du moyen de génération de signal de transmission, et un mélangeur haute fréquence (22) pour mélanger un signal reçu (Sr) de l'onde radar réfléchie à partir d'un objet-cible, avec le signal local produit à partir du moyen de génération de signal local, et produire un signal d'impulsion (Sbl) comportant une composante de fréquence représentant une
différence entre le signal reçu et le signal local.
En particulier, le moyen de génération de signal local comporte un moyen de génération de signal de modulation locale (54), pour produire un signal de modulation local (Mb) comportant une composante d'onde fondamentale dont la fréquence est deux fois plus grande qu'une fréquence d'impulsion représentant une différence de fréquence entre le signal de transmission et le signal reçu, et un moyen de modulation de signal de dérivation (56) pour moduler une amplitude du signal de dérivation en fonction du signal de modulation local produit à partir du moyen de génération de signal de
modulation local, et produire le signal local.
Lorsque le signal de dérivation (c'est-à-dire, le signal de transmission) a une fréquence Ft, le signal local à cet instant "t" est considéré comme étant obtenu en modulant l'amplitude du signal de dérivation de fréquence Fp par le signal de modulation local de
fréquence Fp.
La Figure 28A représente un spectre du signal local (L) obtenu à cet instant, avec une fréquence nominale à une fréquence Ft et des bandes de côté de fréquences espacées de la fréquence nominale par n (n =
1, 2 3,...) fois la fréquence Fp.
La Figure 28B représente un spectre du signal reçu (Sr) par une ligne pointillée. Comme on peut le voir sur la Figure 28B, le signal reçu (Sr) est décalé du signal de transmission (Ss) par une fréquence d'impulsion fu déterminée par une durée de retard de l'onde radar allant et revenant entre le système de radar et l'objet-cible, et une variation Doppler de fréquence dérivée d'une vitesse relative entre le
système de radar et l'objet-cible.
Le signal d'impulsion représente une différence de fréquence entre le signal de transmission (Ss) et le signal reçu (Sr) mélangé par le mélangeur haute fréquence. Ainsi, comme on peut le voir sur la Figure 28B, le signal d'impulsion comporte des composantes de signal à la fréquence d'impulsion "fu" et à des fréquences nxFp fu (n=l, 2, 3,...) déduites de la différence entre le signal de transmission (Ss) et le signal reçu (Sr). La Figure 29 représente un spectre montrant une composante d'onde fondamentale correspondant à la fréquence d'impulsion "fu", et des composantes d'harmoniques supérieures correspondant aux
fréquences nxFp fu (n=l, 2, 3,...).
Ainsi, en ajustant la fréquence d'onde fondamentale Fp du signal de modulation local dans une région qui n'est pas influencée par les bruits basse fréquence, rend possible l'obtention de composantes harmoniques supérieures du signal d'impulsion de rapport S/N excellent. Cela conduit à une détection précise de l'objet-cible. De préférence, le système radar comporte en outre un moyen de calcul (24) pour obtenir une distance (R) et une vitesse relative (V) de l'objet-cible sur la base du signal d'impulsion produit par le mélangeur
haute fréquence.
De préférence, le système de radar comporte en outre un mélangeur à fréquence intermédiaire (66) qui mélange le signal d'impulsion fourni à partir du mélangeur haute fréquence, avec le signal de modulation local fourni à partir du moyen de génération de signal de modulation local, et produit un second signal d'impulsion (Sb2) comportant une composante de fréquence
représentant une différence entre les signaux mélangés.
Cette disposition rend possible de convertir les composantes harmoniques supérieures (fréquences: nxFp fu) du signal d'impulsion en la composante d'onde
fondamentale de la fréquence d'impulsion fu.
De préférence, le moyen de calcul (24) obtient la distance et la vitesse relative de l'objet-cible, sur la base du second signal d'impulsion produit par le
mélangeur à fréquence intermédiaire.
De préférence, un filtre passe-bas (68) est prévu pour éliminer des composantes harmoniques inutiles du second signal d'impulsion fourni par le mélangeur à
fréquence intermédiaire.
De préférence, au moins un filtre passe-bande (62) ou un amplificateur bande étroite (64) est interposé entre le mélangeur haute fréquence et le
mélangeur à fréquence intermédiaire. Le filtre passe-
bande (62) reçoit le signal d'impulsion produit à partir du mélangeur haute fréquence, et élimine les composantes de fréquence inutiles qui sont loin de la fréquence de la composante d'onde fondamentale du signal de modulation local (Mb). L'amplificateur à bande étroite (64) amplifie une composante de signal dont la fréquence est proche de la fréquence de la composante d'onde fondamentale du signal de modulation local (Mb). Les dispositions décrites au-dessus sont efficaces pour
améliorer le rapport S/N du signal d'impulsion.
De préférence, le moyen de génération de signal de modulation local (54) est associé au moyen d'ajustement de fréquence (24) pour ajuster la fréquence du signal de modulation local. Un moyen de commande d'ajustement de fréquence (24) commande une opération d'ajustement du moyen d'ajustement de fréquence sur la base d'un rapport signal sur bruit de la composante d'onde fondamentale ou des composantes harmoniques du signal d'impulsion entré dans le moyen de calcul, afin qu'un signal de modulation local optimisé comportant un meilleur rapport signal sur bruit soit fourni au moyen
de modulation de signal de dérivation (56).
Les fréquences nxFp fu des composantes harmoniques supérieures du signal d'impulsion produits à partir du mélangeur haute fréquence sont variables en fonction de la fréquence Fp de la composante de modulation cyclique (se référer à la Figure 29). Par conséquent, les fréquences des composantes harmoniques supérieures du signal d'impulsion peuvent être changées de façon arbitraire, en ajustant la fréquence Fp de la
composante de modulation cyclique.
De préférence, le signal de modulation locale (Mb) produit à partir du moyen de génération de signal de modulation locale comporte une seule fréquence de la composante d'onde fondamentale ou comporte une forme
d'onde rectangulaire.
Les références numériques entre parenthèses,
ajoutées dans la description au-dessus, représentent les
correspondances avec les composants décrits dans les modes de réalisation préférés de la présente invention décrits au-dessus. Par conséquent, ces références sont utilisées pour améliorer la compréhension de la présente invention et ne sont pas utilisées pour interpréter de
façon étroite l'étendue de la présente invention.
BREVE DESCRIPTION DES FIGURES
Les objets ci-dessus ainsi que d'autres objets, caractéristiques et avantages de la présente invention,
apparaîtront à partir de la description détaillée
suivante qui doit être lue en conjonction avec les figures accompagnantes, dans lesquelles: La Figure 1 représente un schéma sous forme de blocs montrant une disposition d'un système de radar selon un premier mode de réalisation de la présente invention; La Figure 2 représente un diagramme de temps montrant une forme d'onde d'un signal de transmission et une forme d'onde d'un signal reçu; La Figure 3 représente un graphe montrant un spectre d'un signal d'impulsion mesuré; La Figure 4 représente un diagramme de temps montrant une autre forme d'onde du signal de transmission selon un autre procédé de transmission de signal; La Figure 5 représente un schéma sous forme de blocs montrant une disposition d'un système de radar selon un second mode de réalisation de la présente invention; La Figure 6 représente un schéma sous forme de blocs montrant une disposition d'un système de radar selon un troisième mode de réalisation de la présente invention; La Figure 7 représente un schéma sous forme de blocs montrant une disposition d'un système de radar selon un quatrième mode de réalisation de la présente invention; La Figure 8 représente un organigramme montrant une procédure d'ajustement selon le quatrième mode de réalisation de la présente invention; La Figure 9 représente un organigramme montrant des détails du traitement de mesure du rapport S/N selon le quatrième mode de réalisation de la présente invention; La Figure 10 représente un schéma sous forme de blocs montrant une disposition modifiée du système de radar selon le quatrième mode de réalisation de la présente invention; La Figure 11 représente un schéma sous forme de blocs montrant une disposition d'un système de radar selon un cinquième mode de réalisation de la présente invention; La Figure 12 représente un organigramme montrant une procédure d'ajustement selon le cinquième mode de réalisation de la présente invention; La Figure 13 représente un schéma sous forme de blocs montrant une disposition modifiée du système de radar selon le cinquième mode de réalisation de la présente invention; La Figure 14 représente un schéma sous forme de blocs montrant une autre disposition modifiée du système de radar selon le cinquième mode de réalisation de la présente invention; La Figure 15 représente un schéma sous forme de blocs montrant une disposition d'un système de radar selon un sixième mode de réalisation de la présente invention; La Figure 16 représente un organigramme montrant les détails du traitement de mesure du rapport S/N selon le sixième mode de réalisation de la présente invention; La Figure 17 représente un schéma sous forme de blocs montrant une disposition d'un système de radar selon un septième mode de réalisation de la présente invention; La Figure 18 représente un schéma sous forme de blocs montrant une disposition modifiée du système de radar selon le septième mode de réalisation de la présente invention; La Figure 19 représente un schéma sous forme de blocs montrant une autre disposition modifiée du système de radar selon le septième mode de réalisation de la présente invention; La Figure 20 représente un schéma sous forme de blocs montrant une autre disposition modifiée du système de radar selon le septième mode de réalisation de la présente invention; La Figure 21 représente un schéma sous forme de blocs montrant une disposition d'un système de radar selon un huitième mode de réalisation de la présente invention; La Figure 22 représente un schéma sous forme de blocs montrant une disposition d'un système de radar selon un neuvième mode de réalisation de la présente invention; Les Figures 23A et 23B représentent des vues montrant des composantes de signal impliquées dans le signal d'impulsion selon un premier aspect de la présente invention; La Figure 24 représente une vue montrant des composantes de signal du signal d'impulsion et un niveau de bruit selon le premier aspect de la présente invention; La Figure 25 représente une vue montrant un effet de la présence d'un mélangeur de fréquence intermédiaire selon le premier aspect de la présente invention; La Figure 26 représente une vue montrant un effet de la présence d'un filtre passe-bande selon le premier aspect de la présente invention; Les Figures 27A et 27B représentent respectivement des graphes montrant un rapport entre l'intensité des composantes harmoniques supérieures et un indice de modulation, ainsi qu'un rapport entre le rapport S/N et l'indice de modulation; Les Figures 28A et 28B représentent des vues montrant des composantes de signal impliquées dans le signal local et le signal reçu, selon un second aspect de la présente invention; La Figure 29 représente une vue montrant des composantes de signal impliquées dans le signal d'impulsion, selon le second aspect de la présente invention; Les Figures 30A et 30B représentent des chronogrammes montrant un fonctionnement d'un radar FMCW conventionnel; et La Figure 31 représente un schéma sous forme de blocs montrant une disposition d'un système de radar conventionnel.
DESCRIPTION DES MODES DE REALISATION PREFERES
Ci-après, des modes de réalisation préférés de la présente invention seront décrits en référence aux figures jointes. Les éléments identiques sont référencés par les mêmes références numériques au travers des
différentes figures.
Premier Mode de Réalisation La Figure 1 représente une disposition globale d'un système de radar de détection d'obstacle selon un
premier mode de réalisation de la présente invention.
Comme cela est représenté sur la Figure 1, un système de radar 10 comporte un oscillateur à fréquence réglée par variation de tension 12 (VCO) dont la fréquence d'oscillation peut généralement varier en modifiant une tension appliquée. Plus particulièrement, l'oscillateur contrôlé en tension 12 produit un signal haute fréquence d'une bande d'onde millimétrique comme un signal de transmission Ss, et commande la fréquence du signal haute fréquence Ss en fonction d'un signal de modulation Sm. Un générateur de signal de modulation 14 est connecté à l'oscillateur contrôlé en tension 12 pour produire le signal de modulation Sm et le fournir à l'oscillateur contrôle en tension 12. Une antenne émetteur 16 émet une onde radar en réponse au signal de transmission Ss produit à partir de l'oscillateur
contrôlé en tension 12.
Un distributeur 18 est interposé entre l'oscillateur contrôlé en tension 12 et l'antenne émetteur 16. Le distributeur 18 produit un signal local L en séparant une partie de la puissance électrique du signal de transmission Ss produit à partir de
l'oscillateur contrôlé en tension 12.
Une antenne récepteur 20 reçoit l'onde radar réfléchie à partir d'un objet-cible, et convertit l'onde radar reçue en un signal reçu Sr. Un mélangeur haute fréquence 22 est connecté à l'antenne récepteur 20 et reçoit le signal local L fourni à partir du distributeur 18. Le mélangeur haute fréquence 22 mélange le signal reçu Sr avec le signal local L, et produit un signal d'impulsion Sb qui est équivalent à une différence entre le signal reçu Sr et le signal local L. Une section de traitement de signal 24 est connectée au mélangeur haute fréquence 22 pour recevoir le signal d'impulsion Sb envoyé à partir du mélangeur haute fréquence 22. La section de traitement de signal 24 détecte une distance et une vitesse relative de l'objet-cible sur la base du
signal d'impulsion Sb envoyé à partir du mélangeur 22.
Le générateur de signal de modulation 14 comporte un oscillateur d'onde triangulaire 26, un oscillateur d'onde sinusoïdale 27, et un additionneur de signal 28. L'oscillateur d'onde triangulaire 26 génère un signal de modulation linéaire Ma comportant une forme d'onde triangulaire avec une période de cycle T. Lorsque ce signal de modulation linéaire Ma est fourni, l'oscillateur contrôlé en tension 12 met en euvre une modulation de manière à ce que la fréquence de modulation augmente une fois linéairement par rapport au temps, puis diminue à l'inverse. L'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 produit un signal de modulation cyclique Mb d'une forme d'onde sinusoïdale avec une période de cycle de 1/Fs. Lorsque ce signal de modulation cyclique Mb est fourni, l'oscillateur contrôlé en tension met en oeuvre une autre modulation, de manière à ce que la fréquence varie de façon cyclique avec une période de cycle suffisamment plus courte que la période de cycle T ie la forme d'ronde triangulaire. L'additionneur de signal 28 est interposé entre l'oscillateur d'onde triangulaire 26 et l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27, pour produire le signal de modulation Sm. C'est-à-dire que le signal de modulation linéaire Ma fourni à partir de l'oscillateur d'onde triangulaire 26, est ajouté au signal de modulation cyclique Lb fourni à partir de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27, pour fournir le signal de modulation Sm produit à partir du générateur de signal de modulation 14, et fourni à l'oscillateur
contrôlé en tension 12.
La section de traitement de signal 24 comporte un micro-ordinateur, servant comme composant principal, qui est habituellement constitué par une combinaison d'un CPU, d'une ROM et d'une RAM. La section de traitement de signal 24 comporte en outre un convertisseur A/N qui convertit le signal d'impulsion Sb en un signal numérique correspondant pour l'entrée dans le CPU, et une unité de traitement arithmétique pour mettre en oeuvre une transformée accélérée de Fourier (FFT) sur la base des données apportées via le
convertisseur A/N.
Selon le système de radar décrit au-dessus 10, l'oscillateur contrôlé en tension 12 produit le signal de transmission Ss comme résultat de la modulation de fréquence en fonction du signal de modulation Sm entré à
partir du générateur de signal de modulation 14.
Sur la Figure 2, une ligne solide représente une variation dans la fréquence du signal de transmission Ss. La configuration de la ligne solide est essentiellement une combinaison d'une forme d'onde
triangulaire et d'une forme d'onde sinusoïdale ajoutées.
La forme d'onde triangulaire est le signal de modulation linéaire Ma variant avec la période cyclique de T, tandis que la forme d'onde sinusoïdale est le signal de
modulation cyclique Mb variant avec la fréquence Fs.
Puis, l'antenne d'émetteur 16 envoie le signal de transmission Ss porté par une onde radar. Le distributeur 18 sépare une partie du signal de
transmission Ss comme signal local L. L'antenne-
récepteur 20 reçoit l'onde radar émise à partir de l'antenne-émetteur 16, puis réfléchie à partir de l'objet-cible. Dans la Figure 2, une ligne pointillée représente une variation de fréquence du signal reçu Sr. Le mélangeur haute fréquence 22 mélange le signal reçu Sr produit à partir de l'antenne récepteur 20 avec le signal local L fourni à partir du distributeur 18, et
produit le signal d'impulsion Sb.
La section de traitement de signal 24 entre les données converties A/N du signal d'impulsion Sb en rapport avec chacune des parties de modulation ascendante et de modulation descendante, du signal de transmission Ss. Puis, la section de traitement de signal 24 met en oeuvre la transformation accélérée de Fourier pour obtenir un spectre du signal d'impulsion Sb. Puis, à partir du spectre résultant, une fréquence de modulation ascendante Fs fu et une fréquence de modulation descendante Fs fd, sont respectivement extraites. En outre, les fréquences d'impulsion fu et fd sont obtenues à partir des fréquences ainsi extraites Fsifu et Fs fd. Par la suite, sur la base des fréquences d'impulsion fu et fd ainsi obtenues, le traitement pour obtenir la distance R et la vitesse relative V de l'objet-cible est mis en oeuvre en utilisant les
équations (1) et (2).
La Figure 3 représente un spectre mesuré du signal d'impulsion Sb produit à partir du mélangeur haute fréquence 22, qui reçoit une onde radar réfléchie par l'objet-cible placé à 10 m devant le système radar 10. Le signal de modulation linéaire Ma, produit à partir de l'oscillateur d'onde triangulaire 26, est une cnde triangulaire avec une période de cycle T = 2,7 msec 'correspondant à une fréquence de 370 Hz). Une largeur de bande de modulation AF du signal de transmission Ss est ajustée à 90 MHz, tandis qu'une fréquence nominale
Fo du signal de transmission Ss est ajustée à 59,5 GHz.
Le signal de modulation cyclique Mb, produit à partir de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27, est une onde sinusoïdale avec une fréquence Fs = 100 kHz. Une largeur de bande de modulation AFa du signal de transmission Ss par rapport à une variation du signal de modulation
cyclique Mb, est ajustée à 4 MHz.
De plus, selon cette mesure, le système de radar 10 et l'objet-cible sont tous les deux stationnaires. Le signal d'impulsion ascendant fu du signal de transmission Ss, est substantiellement identique au signal d'impulsion descendant fd du signal de transmission Ss. Le spectre du signal d'impulsion reste inchangé durant la modulation ascendante et la modulation descendante. Par conséquent, la Figure 3 représente seulement le spectre du signal d'impulsion
ascendant Sb.
Comme cela est représenté sur la Figure 3, le spectre du signal d'impulsion Sb comporte une crête de la composante d'onde fondamentale à une fréquence fu (4,5 kHz), ainsi que des pics de composantes d'harmonique supérieures à 95,5 kHz et 104,5 kHz. Ces pics coïncident avec Fs fu, c'est-à-dire la fréquence Fs (= 1000 kHz) du signal de modulation cyclique Mb plus ou moins la fréquence d'impulsion fu. En d'autres termes, cette mesure montre que la démodulation du signal de transmission Ss par le signal de modulation Sm, rend possible de produire des composantes d'harmoniques supérieures (fréquence: nxFs fu) avec la composante
d'onde fondamentale (correspondant à la fréquence fu).
Comme cela est décrit au-dessus, le signal de modulation Sm est formé en ajoutant le signal de modulation
linéaire Ma et le signal de modulation cyclique Mb.
De plus, afin de réaliser un affichage distinctif du spectre, cette mesure a utilisé la basse fréquence de 100 kHz comme la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb produit à partir de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27. Cependant, du point de vue de la réduction du bruit, une valeur pratique de la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb devrait être ajustée à une gamme de fréquence supérieure de 1 MHz à 10 MHz. L'établissement d'une fréquence supérieure Fs est particulièrement efficace pour éliminer l'influence des bruits basse fréquence. Les pics des composantes d'harmoniques supérieures (fréquence: nxFs fu) apparaissent dans une région
capable d'obtenir un meilleur rapport S/N.
Comme cela est expliqué au-dessus, selon le système de radar 10 du premier mode de réalisation, le signal de modulation Sm utilisé pour la modulation du signal de transmission Ss est composé du signal de modulation linéaire Ma et du signal de modulation cyclique Mb. Le signal de transmission Ss varie non seulement linéairement mais aussi de façon cyclique (avec la période de cycle = 1/Fs). Une partie du signal de transmission Ss est distribuée comme signal local L. Le signal reçu Sr est mélangé avec ce signal local L par le mélangeur haute fréquence 22. Le mélangeur haute fréquence 22 produit le signal d'impulsion Sb comportant la composante d'onde fondamentale (correspondant à la fréquence fu) ainsi que des composantes harmoniques
supérieures (correspondant aux fréquences nxFs fu).
Par conséquent, pour supprimer l'influence néfaste des bruits basse fréquence dans le système de radar 10 du premier mode de réalisation, il est préférable d'établir la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb dans une gamme équivalant à plusieurs MHz jusqu'à plusieurs dizaines de MHz. Les zomposantes harmoniques supérieures du signal d'impulsion sont pratiquement libres de l'influence néfaste des bruits basse fréquence. Ainsi, les composantes d'harmoniques supérieures du signal d'impulsion ont des excellents rapports S/N comparé à la
composante d'onde fondamentale du signal d'impulsion.
L'utilisation de telles composantes harmoniques supérieures avec d'excellents rapports S/N dans les opérations arithmétiques effectuées dans la section de traitement de signal 24, rend possible la détection des fréquences d'impulsion fu et fd de façon précise. La distance et/ou la vitesse relative de l'objet-cible
peuvent être obtenues de façon précise.
Par exemple, on considère que la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb est 1 MHz et la fréquence d'impulsion fu est 10 KHz. Les composantes harmoniques supérieures (Fs fu) seraient de 0,99 MHz et 1, 01 MHz. La détection des composantes harmoniques supérieures dans un tel cas est efficace, comparée à la détection directe de la composante d'onde fondamentale (fu = 10 KHz), en ce que le bruit 1/f peut être réduit de 20 dB. Cela est équivalent à une réduction drastique dans le niveau de bruit d'approximativement 1/100. Le bruit 1/f est l'un des bruits basse fréquence et
inversement proportionnel à la fréquence.
Selon le générateur de signal de modulation 14 du premier mode de réalisation décrit au-dessus, l'oscillateur d'onde triangulaire 26 et l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 produisent respectivement et de façon continue des ondes triangulaires et des ondes sinusoïdales. Cependant, la méthode de transmission du signal de transmission Ss n'est pas limitée à celle décrite dans la Figure 2. Par exemple, la Figure 4 représente la forme d'onde d'un signal de transmission modifié Ss. Comme cela est représenté sur la Figure 4, le signal de transmission modifié Ss comporte une période plate interposée entre ces périodes de modulations ascendante et descendante. Durant cette période plate, l'oscillateur d'onde triangulaire 26 produit une sortie constante et l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 est désactivé afin que la fréquence du signal de transmission Ss reste constante. Un but de l'établissement de la période plate est d'assurer un délai suffisant pour le traitement ou l'analyse du signal d'impulsion Sb ainsi que le calcul de la distance et/ou de la vitesse relative de l'objet-cible. Si le système de radar 10 est installé dans un véhicule automobile comme dispositif pour éviter toute collision, la période plate sera effectivement utilisée pour mettre en oeuvre les commandes nécessaires des dispositifs du véhicule concerné, tel qu'une commande de vitesse de véhicule et/ou une commande de freinage, ainsi qu'une
génération d'alarme vers le conducteur.
Selon le premier mode de réalisation décrit au-
dessus, le signal de modulation cyclique Mb est une onde sinusoïdale. Cependant, le signal de modulation cyclique Mb peut être une onde rectangulaire ou triangulaire lorsqu'elle peut causer une relation cyclique dans la
fréquence du signal de transmission Ss.
En outre, selon le premier mode de réalisation décrit au-dessus, le générateur de signal de modulation 14 comporte l'oscillateur d'onde triangulaire 26, l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 et l'additionneur de
signal 28 pour produire le signal de modulation Sm.
Cependant, lorsque la section de traitement de signal 24 a la possibilité de produire les données de forme d'onde comparative, il deviendra possible de produire le signal de modulation Sm en mettant en euvre une conversion N/A 0 des données de forme d'onde produites. De plus, il sera possible d'arranger ou d'unifier le générateur de signal de modulation 14 et l'oscillateur contrôlé en tension 12
sans un module intégré.
Second Mode de Réalisation La Figure 5 représente une disposition complète d'un système de radar 30 selon un second mode de réalisation de la présente invention. Le système de radar 30 du second mode de réalisation comporte un filtre passe-bande (BPF) 32 et un mélangeur à fréquence intermédiaire 34, en addition au dispositif du système de radar 10 représenté dans le premier mode de réalisation. Le filtre passe-bande (BPF) 32 et le mélangeur de fréquence intermédiaire 34 sont interposés ensérie entre le mélangeur haute fréquence 22 et la section de traitement de signal 24. Le signal d'impulsion Sb, produit à partir du mélangeur haute fréquence 22, est envoyé au filtre passe-bande 32. Le filtre passe-bande 32 extrait seulement des composantes d'harmoniques supérieures d'une bande de fréquence
prédéterminée à partir du signal d'impulsion entré Sb.
Ainsi, les composantes d'harmoniques supérieures sélectionnées sont exclusivement envoyées au mélangeur de fréquence intermédiaire 34. Le mélangeur de fréquence intermédiaire 34 produit un second signal d'impulsion Sb2 en mélangeant les composantes d'harmoniques supérieures sélectionnées avec le signal de modulation cyclique Mb envoyé à partir de l'oscillateur d'onde
sinusoïdale 27.
La bande de fréquence du filtre passe-bande 32 comporte une fréquence nominale identique à la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb, avec une largeur de bande plus importante que deux fois la valeur maximum
d'une fréquence d'impulsion détectable.
Selon la disposition décrite au-dessus, le système de radar 30 du second mode de réalisation extrait seulement les composantes harmoniques supérieures comportant les fréquences de Fs fu à partir du signal d'impulsion entré Sb. Les composantes d'harmoniques supérieures ainsi extraites, sont ensuite mélangées au signal de modulation cyclique Mb de fréquence Fs. Ainsi, comme cela a été expliqué précédemment en référence aux Figures 25 et 26, le mélangeur de fréquence intermédiaire 34 produit le second signal d'impulsion Sb2 composé de la composante
d'onde fondamentale de la fréquence d'impulsion fu.
Par conséquent, la section de traitement du signal 24 peut mettre en oeuvre les opérations arithmétiques nécessaires en utilisant la composante de signal du signal d'impulsion fu sans aucune modification
de sa disposition hardware ou software.
Par exemple, lorsque la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb est ajustée à 10,7 MHz, le filtre passe-bande 32 et le mélangeur de fréquence intermédiaire 34 peuvent être constitués par des composants électroniques moins coûteux, commercialement disponibles et largement utilisés pour les circuits de traitement de fréquence intermédiaire incorporés dans
les récepteurs de radio et de télévision conventionnels.
Cela permet une réduction de coût importante dans la
fabrication du système de radar 30.
Le second mode de réalisation prévoit d'interposer le filtre passe-bande 32 entre le mélangeur haute fréquence 22 et le mélangeur à fréquence intermédiaire 34. Cependant, l'application de ce filtre
passe-bande 32 peut être omise si demandée.
Troisième Mode de Réalisation La Figure 6 représente une disposition complète d'un système de radar 40 selon un troisième mode de
réalisation de la présente invention.
Le système de radar 40 du troisième mode de réalisation comporte un multiplieur de fréquence 42 ajouté à la disposition du système de radar 30 représenté dans le second mode de réalisation. Le multiplicateur de fréquence 42 est interposé entre le mélangeur de fréquence intermédiaire 34 et l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27, pour mettre en oeuvre une multiplication de fréquence de n fois pour le signal de modulation cyclique Mb fourni à partir de l'oscillateur
d'onde sinusoïdale 27.
Dans ce troisième mode de réalisation, le filtre passe-bande 32 comporte une bande de fréquence centrée autour d'une fréquence identique à n fois la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb, avec une largeur de bande plus importante que de deux fois la valeur
maximum d'une fréquence d'impulsion détectable.
Selon la disposition décrite au-dessus, le système de radar 40 du troisième mode de réalisation, extrait les composantes harmoniques comportant les fréquences de nxFs fu à partir du signal d'impulsion entré Sb. Les composantes harmoniques ayant été ainsi extraites sont ensuite mélangées au signal de modulation cyclique multiplié en fréquence Mb comportant une fréquence multipliée équivalente à n fois Fs. Ainsi, le mélangeur de fréquence intermédiaire 34 produit le second signal d'impulsion Sb2 comportant la composante
d'onde fondamentale de la fréquence d'impulsion fu.
Le système de radar 40 du troisième mode de réalisation optimise le nombre de multiplications "n" du multiplicateur de fréquence 42, et la bande de fréquence du filtre passe-bande 32, afin de convertir seulement des composantes de fréquence limitées comportant d'excellents rapports S/N en la composante d'onde fondamentale (fréquence fu) du second signal d'impulsion Sb2. Le troisième mode de réalisation prévoit d'interposer le filtre passe-bande 32 entre le mélangeur haute fréquence 22 et le mélangeur à fréquence intermédiaire 34. Cependant, l'utilisation de ce filtre
passe-bande 32 peut être omise si demandée.
Quatrième Mode de Réalisation La Figure 7 représente une diminution complète d'un système de radar 70 selon un quatrième mode de
réalisation de la présente invention.
* Le système de radar 70 du quatrième mode de réalisation comporte un ajusteur d'intensité 72, un mélangeur de fréquence intermédiaire 34, un multiplicateur de fréquence 76, et un second circuit de commutation de signal local 74, en plus de la disposition du système de radar 10 représentée dans le
premier mode de réalisation.
L'ajusteur d'intensité 72 est interposé entre l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 et l'additionneur de signal 28, et reçoit un signal d'ajustement d'intensité Sa fourni à partir de la section de traitement de signal 24. Plus particulièrement, l'ajusteur d'intensité 72 change une intensité de signal (c'est-à-dire une amplitude) du signal de modulation cyclique Mb fourni à partir de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27, en fonction du signal d'ajustement de l'intensité Sa fourni à partir de la section de traitement de signal 24. Le mélangeur de fréquence intermédiaire 34 est interposé entre le mélangeur haute-fréquence 22 et la section de traitement de signal 24, pour produire un second signal d'impulsion Sb2 en mélangeant le signal d'impulsion Sb fourni à partir du mélangeur de haute fréquence 22 avec
un second signal local L2 décrit plus bas.
Le multiplicateur de fréquence 76 est connecté au mélangeur de fréquence intermédiaire 34 pour doubler la frAquence du signal de modulation cyclique Mb fourni
par l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27.
Le second circuit de commutation de signal local 74 est disposé entre l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 et le mélangeur de fréquence intermédiaire 34, avec seulement une borne d'entrée connectée à l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27, et deux bornes de sortie connectées sélectivement à la borne d'entrée via un contact déplaçable. Une borne de sortie primaire du second circuit de commutation de signal local 74 est directement connectée au mélangeur de fréquence intermédiaire 34. Une borne de sortie secondaire du second circuit de commutation de signal local 74 est indirectement connectée au mélangeur de fréquence
intermédiaire 34 via le multiplicateur de fréquence 76.
En outre, le second circuit de commutation de signal local 74 reçoit un signal de commutation Sd de la
section de traitement de signal 24.
Avec cette disposition, le second circuit de commutation de signal local 74 est commuté de façon sélective, en fonction du signal de commutation Sd fourni à partir de la section de traitement de signal
24, et modifie le second signal local L2 entre deux.
Plus particulièrement, quand le contact déplaçable du second circuit de commutation de signal local 74 est connecté à la borne de sortie principale, le signal de modulation cyclique Mb de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 est directement fourni, comme le second signal local L2, au mélangeur de fréquence intermédiaire 34. D'un autre côté, lorsque le contact déplaçable du second circuit de commutation de signal local 74 est connecté à la borne de sortie secondaire, le signal de modulation cyclique Mb de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 est sujet à une multiplication de fréquence par deux dans le multiplieur de fréquence 76 et ensuite, fourni comme le second signal local L2, au
mélangeur de fréquence intermédiaire 34.
L'ajusteur d'intensité 72 du quatrième mode de réalisation peut être constitué par un amplificateur
approprié ou une résistance variable.
Comme on peut le constater dans la description
précédente, le système de radar 70 du quatrième mode de réalisation utilise le signal d'ajustement d'intensité Sa pour commander l'ajusteur d'intensité 72. L'ajusteur d'intensité 72 modifie l'intensité du signal de modulation cyclique Mb en fonction du signal d'ajustement d'intensité Sa, et envoie un signal de modulation cyclique ajusté en intensité Mb, à l'additionneur de signal 28. Cet ajustement donne une influence au signal d'impulsion Sb produit à partir du mélangeur haute fréquence 22. L'intensité de chaque composante harmonique du signal d'impulsion Sb varie en réponse à cet ajustement, comme cela est représenté
précédemment dans la Figure 27A.
De plus, le système radar 70 du quatrième mode de réalisation, utilise le signal de commutation Sd pour commander le second circuit de commutation de signal local 74. Lorsque le second circuit de commutation de signal local 74 est ajusté pour détecter des composantes d'harmoniques primaires, le signal de modulation cyclique Mb est directement fourni, à partir de l'oscillateur d'onde sinuoïdale 27, au mélangeur de fréquence intermédiaire 34. Les composantes d'harmoniques principales primaires (c'est-à-dire Fs fu) du signal d'impulsion Sb produit à partir du mélangeur haute fréquence 22, sont ainsi converties en la 0 composante d'onde fondamentale du second signal d'impulsion Sb2 (c'est-à-dire, la fréquence fu) et
fournit à la section de traitement de signal 24.
D'un autre côté, lorsque le second circuit de commutation de signal local 74 est commuté pour détecter des composantes d'harmoniques secondaires, le signal de modulation cyclique à deux fois est fourni à partir du multiplicateur de fréquence 76 au mélangeur de fréquence intermédiaire 34. Les composantes d'harmoniques secondaires (c'est-à-dire, 2Fs fu) du signal d'impulsion Sb sont ainsi converties en la composante d'onde fondamentale du second signal d'impulsion Sb2, et
fournies à la section de traitement de signal 24.
La section de traitement de signal 24 met en oeuvre un ajustement pour déterminer les réglages du second circuit de commutation de signal local 74 et de l'ajusteur d'intensité 72. Le traitement d'ajustement mis en ouvre périodiquement ou occasionnellement dans la
section de traitement de signal 24, sera expliqué ci-
après en référence à un organigramme représenté sur la
Figure 8.
Dans une première étape SllO, le second circuit de commutation de signal local 74 est réglé pour détecter les composantes harmoniques primaires en réponse au signal de commutation Sd. Dans une étape suivante S120, un traitement de mesure du rapport S/N est mis en euvre. Dans ce traitement de mesure du rapport S/N, le rapport S/N du second signal d'impulsion Sb2 entré dans la section de traitement de signal 24, est mesuré successivement en faisant varier l'intensité de l'ajusteur d'intensité 72 pour détecter une valeur crête (c'est-à- dire une valeur maximum) SNp. Une intensité de l'ajusteur d'intensité 72 étant réglée lorsque la valeur de pic est obtenue, est obtenue comme
une intensité de crête SAp.
Les détails du traitement de mesure du rapport S/N mis en ouvre dans l'étape S120 seront expliqués en
référence à un organigramme représenté sur la Figure 9.
Dans une étape S210, une valeur de crête SNp du
rapport S/N stockée dans un registre, est remise à zéro.
Dans une étape suivante S220, en réponse au signal d'ajustement d'intensité Sa, un établissement d'intensité SAset de l'ajusteur d'intensité 72 est fixé
à Samin, qui est une valeur minimum ajustable.
Ensuite, une étape S230 met en oeuvre une mesure du rapport S/N et obtient une valeur mesurée SNdet, qui est le rapport S/N de la composante d'onde fondamentale du second signal d'impulsion Sb2 entré dans la section de traitement de signal 24. Puis, dans une étape S240, un jugement est fait pour vérifier si la valeur mesurée SNdet est plus petite que la valeur crête SNp. Lorsque le jugement est OUI (c'est-à-dire, SNp 2 SNdet) dans l'étape S240, le procédé passe à une étape S260. D'un autre côté, lorsque le jugement est NON (c'est-à-dire, SNp < SNdet) dans l'étape S240, le procédé passe à une étape S250. Dans l'étape S250, la valeur crête SNp est remplacée (c'est-à-dire, remise à jour) par la valeur mesurée SNdet. Puis, un établissement d'intensité correspondante SAset de l'ajusteur d'intensité 72, est mémorisé comme l'intensité de crête SAp qui est en train d'être réglée durant la mesure du rapport S/N de l'étape
S230. Puis, le procédé passe à l'étape S260.
Dans l'étape S260, en réponse au signal d'ajustement d'intensité Sa, le réglage de l'intensité SAset de l'ajusteur d'intensité 72 est augmenté par une quantité prédéterminée ASA (c'est-à- dire, SAset <- SAset +ASA). Puis, dans une étape suivante S270, un jugement est fait pour vérifier si l'établissement de l'intensité augmentée SAset est plus petit qu'une valeur maximum ajustable SAmax de l'ajusteur d'intensité 72. Lorsque le jugement est OUI (c'est-à-dire, SAset < SAmax) dans l'étape S270, le procédé retourne à l'étape S230 et répète les étapes décrites au-dessus S230 à S270. D'un autre côté, lorsque le jugement est NON (c'est-à-dire, SAset > SAmax) dans l'étape S270, le traitement de mesure du rapport S/N est terminé et retourné à l'étape S130 du traitement d'ajustement de la Figure 8. En bref, le traitement de mesure du rapport S/N obtient des dernières valeurs de la valeur de crête SNp du rapport
S/N et l'intensité de crête correspondante SAp.
Durant l'étape S130, les dernières valeurs mesurées de la valeur crête SNp et l'intensité de crête SAp, sont respectivement stockées comme SN1 et SAl. Ensuite, dans une étape S140, le second circuit de commutation de signal local 74 est réglé pour détecter les composantes d'harmoniques secondaires en réponse au signal de commutation Sd. Dans une étape suivante S150, un traitement de mesure du rapport S/N
est effectué de la même manière que dans l'étape S120.
C'est-à-dire, dans le traitement de mesure du rapport S/N, le rapport S/N du second signal d'impulsion Sb2 entré dans la section de traitement de signal 24, est mesuré successivement en faisant varier l'intensité de l'ajusteur d'intensité 72 pour détecter une valeur crête (c'est-à- dire une valeur maximum) SNp. Une intensité de l'ajusteur d'intensité 72, étant réglée lorsque la valeur de crête est détectée, est obtenue comme une intensité de crête SAp. Dans une étape suivante S160, les dernières valeurs de crête mesurées SNp et SAp sont respectivement stockées comme SN2 et SA2. Puis, le
procédé passe à l'étape suivante S170.
De cette manière, un traitement séquentiel des étapes S10 à S130 permet d'obtenir la valeur crête SN1 du rapport S/N réglée pour détecter les composantes harmoniques primaires, et une valeur crête correspondante SAl de l'ajustement de l'intensité dans l'ajusteur d'intensité 72. Un traitement séquentiel des étapes S140 à S160 permet d'obtenir la valeur crête SN2 du rapport S/N réglée pour détecter les composantes d'harmoniques secondaires et une valeur crête correspondante SA2 de l'ajustement d'intensité dans
l'ajusteur d'intensité 72.
Durant l'étape S170, un jugement est fait pour vérifier si la valeur crête SN1 est plus grande que la
valeur crête SN2. Lorsque la décision est OUI (c'est-à-
dire, SN1>SN2) dans l'étape S170, le procédé passe à une étape S180. Dans l'étape S180, la section de traitement de signal 24 envoie le signal de commutation Sd pour sélectionner la borne de sortie principale, établissant ainsi finalement le second circuit de commutation de signal local 74 pour détecter les composantes d'harmoniques principales. En outre, la section de traitement de signal 24 envoie le signal d'ajustement d'intensité Sa à l'ajusteur d'intensité 70 pour finaliser son réglage à une valeur optimum afin que l'intensité de signal du signal de modulation cyclique Mb, fourni à l'additionneur de signal 28, comporte une
intensité crête SAl.
D'un autre côté, lorsque la décision est NON (c'est-à-dire, SN1<SN2) dans l'étape S170, le procédé passe à une étape S190. Dans l'étape S190, la section de traitement de signal 24 envoie le signal de commutation Sd pour sélectionner la borne de sortie secondaire, ajustant finalement ainsi le second circuit de commutation de signal local 74 pour détecter les composantes d'harmoniques secondaires. De plus, la section de traitement de signal 24 envoie le signal d'ajustement d'intensité Sa à l'ajusteur d'intensité 72 pour finaliser son établissement à une valeur optimum, afin que l'intensité de signal du signal de modulation cyclique Mb, fourni à l'additionneur de signal 28,
comporte une intensité de pic SA2.
Par la suite, la section de traitement de signal 24 maintient les ajustements finalisés dans l'étape S180 ou S190, et effectue un traitement arithmétique pour
obtenir la distance et la vitesse relative de l'objet-
cible sur la base de la fréquence (c'est-à-dire de la :réquence d'impulsion fu) de la composante d'onde
principale du second signal d'impulsion Sb2.
Comme cela est expliqué au-dessus, le dispositif de radar 70 du quatrième mode de réalisation compare les composantes harmoniques principales (comportant des fréquences de Fs fu) et les composantes d'harmoniques secondaires (ayant des fréquences de 2Fs fu) lorsque le signal d'impulsion Sb est fourni à partir du mélangeur haute fréquence 22. Puis, sur la base de la comparaison de leurs rapports S/N, soit les composantes d'harmoniques primaires soit les composantes d'harmoniques secondaires sont sélectionnées comme d'excellentes composantes harmoniques. Les excellentes composantes harmoniques ainsi sélectionnées sont ensuite converties dans la composante d'onde fondamentale du
second signal d'impulsion Sb2.
Par exemple, lorsqu'un bruit apparaît à proximité de la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb, les composantes harmoniques principales auront un rapport S/N aggravé. Dans un tel cas, le quatrième mode de réalisation convertit de façon exclusive les composantes harmoniques secondaires du signal d'impulsion Sb en la composante d'onde fondamentale du second signal d'impulsion Sb2. Au contraire, lorsqu'un bruit apparaît à proximité d'une fréquence 2xFs identique à deux fois la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb, les composantes d'harmoniques secondaires auront un rapport S/N qui aura empiré. Dans un tel cas, le quatrième mode de réalisation convertit de façon exclusive les composantes d'harmoniques principales du signal d'impulsion Sb en la composante d'onde fondamentale du second signal d'impulsion Sb2. Les composantes d'harmoniques du signal d'impulsion, ainsi converties en la composante d'onde fondamentale du second signal d'impulsion Sb2, sont ensuite utilisées dans le traitement arithmétique dans
- la section de traitement de signal 24.
Comme cela est expliqué au-dessus, le système de radar 70 du quatrième mode de réalisation peut toujours obtenir d'excellentes composantes harmoniques, entre les composantes harmoniques principales et les composantes harmoniques secondaires, en considérant la génération de bruit (c'est-à-dire, le rapport S/N). Ainsi, une grande précision est maintenue dans le calcul de la distance et
de la vitesse relative de l'objet-cible.
En outre, selon le quatrième mode de réalisation, l'intensité de signal du signal de modulation cyclique Mb, est ajustable de façon précise afin de maximiser le rapport S/N pour chacune des
composantes d'harmoniques principales et secondaires.
Cela conduit à une amélioration dans la capacité de
détection du système de radar 70.
De plus, selon le quatrième mode de réalisation, le multiplicateur de fréquence 76 met en euvre la multiplication de fréquence par deux. Cependant, le degré de la multiplication de fréquence n'est pas limité au "double" et peut être modifié en "triple" ou tout autre degré approprié. De plus, selon le quatrième mode de réalisation, le second signal local L2 est sélectionné entre deux signaux. Cependant, il sera possible de prévoir deux ou plusieurs multiplicateurs de fréquence 76 ayant différents facteurs de multiplication, afin que le second signal local L2 puisse être sélectionné parmi trois fréquences
différentes ou plus.
La Figure 10 représente un système de radar similaire 70a comme une modification du quatrième mode de réalisation de la présente invention. Le système de
radar 70a comporte un premier filtre passe-bande (c'est-
a-dire un premier BPF) 82, un second filtre passe-bande (c'est-à-dire, un second BPF) 84, et des circuits de commutation de filtre 86 et 88 en addition à la disposition du système de radar 70 représenté sur la Figure 7. Le premier BPF 82 et le second BPF 84 sont disposés en parallèle l'un avec l'autre, entre le mélangeur de haute fréquence 22 et le mélangeur de fréquence intermédiaire 34. Le premier BPF 82 comporte une fréquence nominale égale à la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb, avec une largeur de bande plus grande que deux fois la valeur maximum d'une fréquence d'impulsion détectable. Le second BPF 84 comporte une fréquence nominale égale à deux fois la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb, avec une largeur de bande deux fois plus grande que la valeur
maximum d'une fréquence d'impulsion détectable.
Le mélangeur de haute fréquence 22 est connecté de façon sélective au premier BPF 82 ou au second BPF 84, par le circuit de commutation de filtre 86 prévu à côté du mélangeur haute fréquence 22. Le mélangeur de fréquence intermédiaire 34 est connecté de façon sélective au premier BPF 82 ou au second BPF 84, par le circuit de commutation de filtre 88 prévu à côté du mélangeur de fréquence intermédiaire 34. La section de traitement de signal 24 envoie un signal de commutation de filtre Sf aux deux circuits de commutation de filtre 86 et 88 afin de sélectionner coopérativement l'un ou
l'autre des premier BPF 82 et second BPF 84.
Le signal de commutation de filtre Sf est synchronisé avec le signal de commutation Sd. Pour la détection des composantes d'harmoniques principales, le signal de modulation cyclique Mb de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 est fourni au mélangeur de fréquence intermédiaire 34 via la borne de sortie principale du second circuit de commutation de signal local 74. Dans ce cas, le mélangeur haute fréquence 22 est connecté au mélangeur de fréquence intermédiaire 34 via le premier
BPF 82.
Au contraire, pour la détection des composantes d'harmoniques secondaires, le signal de modulation cyclique Mb de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27, est fourni au mélangeur de fréquence intermédiaire 34 via la borne de sortie secondaire du second circuit de commutation de signal local 74. Dans ce cas, le mélangeur haute fréquence 22 est connecté au mélangeur
de fréquence intermédiaire 34, via le second BPF 84.
La disposition de circuit du système de radar a est préférable pour éliminer diverses composantes de bruit du signal d'impulsion Sb. Les composantes de bruit devant être éliminées, dans ce cas, comportent les bruits basse fréquence aussi bien que les composantes d'harmoniques supérieures non converties en la composante d'onde fondamentale (fréquence fu). Ainsi, le
rapport S/N du signal d'impulsion Sb peut être amélioré.
En particulier, le système de radar 70a fonctionne de façon excellente lorsque la transformée accélérée de Fourier (FFT) est utilisée pour le traitement de la détection de signal dans la section de traitement de
signal 24.
Il est bien connu que des composantes de signal ayant des fréquences plus grandes que deux fois la fréquence devant être détectée provoque habituellement un phénomène de circulation des harmoniques supérieures dans la transformée accélérée de Fourier (FFT). Ainsi, en éliminant de telles harmoniques supérieures indésirables, il devient possible d'éliminer des erreurs
dans la détection de l'objet-cible.
Un traitement d'ajustement mis en euvre dans la section de transfert de signal 24 du système de radar 70a est pratiquement identique à celui décrit dans l'organigramme de la Figure 8, sauf que les ajustements des circuits de commutation de filtre 86 et 88 sont mis en oeuvre par le signal de commutation de filtre Sf, lorsque les ajustements du second circuit de commutation de signal local 74 sont mis er. oeuvre par le signal de
commutation Sd (étapes S110, S140, S180 et S190).
Cinquième Mode de Réalisation La Figure 11 représente un dispositif complet d'un système de radar 80 selon un cinquième mode de réalisation de la présente invention. Le système de radar 80 du cinquième mode de réalisation diffère du système de radar 10 du premier mode de réalisation, en ce que l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 est commandé par la section de traitement de signal 24. Plus particulièrement, la section de traitement de signal 24 envoie un signal d'ajustement de fréquence Se à l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27. En réponse à ce signal d'ajustement de fréquence Se, l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 modifie la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb. Pour réaliser cette fonction, l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 est de préférence constitué comme un oscillateur à fréquence
réglé par relation de tension.
Selon le système de radar 80 du cinquième mode de réalisation décrit au-dessus, la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb varie en fonction du signal d'ajustement de fréquence Se. Le mélangeur de haute fréquence 22 produit le signal d'impulsion Sb comportant des composantes d'harmoniques ayant des fréquences nxFs fu variables, en réponse à l'ajustement
de la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb.
Ensuite, un traitement d'ajustement mis en oeuvre dans la section de traitement de signal 24 pour déterminer les ajustements de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27, sera décrit en référence à un organigramme représenté sur la Figure 12. Ce traitement
est exécuté périodiquement ou occasionnellement.
Dans une première étape S310, une valeur crête SNp du rapport S/N stockée dans un registre est remise à zéro. Dans une étape suivante S320, en réponse au signal d'ajustement de fréquence Se, un ajustement de fréquence FMset de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 est ajusté
à FMmin qui est une valeur minimum ajustable.
Ensuite, une étape S330 met en oeuvre une mesure du rapport S/N et obtient une valeur mesurée SNdet, qui est le rapport S/N de la composante d'onde fondamentale du second signal d'impulsion Sb2 entré dans la section de traitement de signal 24. Puis, dans une étape S340, un jugement est fait pour vérifier si la valeur mesurée SNdet est plus petite que la valeur crête SNp. Lorsque la décision est OUI (c'est-à-dire, SNpÄSNdet) dans l'étape S340, le procédé passe à une étape S360. D'un autre côté, lorsquela décision est NON (c'est-à-dire, SNp<SNdet) dans l'étape S340, le procédé passe à une étape S350. Dans l'étape S350, la valeur S/N crête SNp est remplacée (c'est-à-dire, mise à jour) par la valeur mesurée SNdet. Puis, un ajustement de fréquence correspondante FMset de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27, est mémorisé comme une fréquence crête FMp qui est en train d'être ajustée durant la mesure du rapport S/N
de l'étape S330. Puis, le procédé passe à l'étape S360.
Dans l'étape S360, en réponse au signal d'ajustement de fréquence Se, l'ajustement de fréquence FMset de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 est
augmenté par une quantité prédéterminée AFM (c'est-à-
dire, FMset <- FMset+AFM). Puis, dans une étape suivante S370, un jugement est fait pour vérifier si l'ajustement de fréquence augmenté FMset est plus petit qu'une valeur maximum ajustable FMmax de l'oscillateur d'onde
sinusoïdale 27. Lorsque la décision est OUI (c'est-à-
dire, FMset < FAmax) dans l'étape S370, le procédé retourne à l'étape S330 et répète les étapes décrites au-dessus S330 à S370. D'un autre côté, lorsque la décision est NON (c'est-à-dire, FMset > FAmax) dans l'étape S370, le procédé passe à une étape S380. Dans l'étape S380, les ajustements pour l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 sont mis en oeuvre de manière à ce que le signal de modulation cyclique Mb produit à partir de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 ait une fréquence identique à la fréquence crête FMp. Puis le traitement
d'ajustement de la Figure 12 est achevé.
La section de traitement de signal 24 maintient les ajustements finalisés dans l'étape S380, et met en ouvre un traitement arithmétique pour obtenir la distance et la vitesse relatives de l'objet-cible sur la base du signal d'impulsion Sb fourni à partir du
mélangeur haute fréquence 22.
Comme cela est expliqué au-dessus, le dispositif de radar 80 du cinquième mode de réalisation ajuste la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb. Le mélangeur de haute fréquence 22 produit le signal d'impulsion Sb dont des harmoniques supérieures ont des fréquences de nxFs fu variables en réponse à l'ajustement de la fréquence Fs du signal de modulation
cyclique Mb.
Par conséquent, lorsqu'un bruit apparaît à proximité d'une fréquence nxFs identique à n fois la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb, le cinquième mode de réalisation rend possible le décalage des fréquence NxFs fu des composantes harmoniques du signal d'impulsion Sb loin du bruit. Ainsi, le rapport S/N du signal d'impulsion Sb peut être amélioré. La précision dans la détection de la cible est toujours assurée indépendamment de tout changement des conditions
de bruit.
La Figure 13 représente un système de radar similaire 80a comme une modification du cinquième mode de réalisation de la présente invention. Le système de radar 80a comporte un mélangeur de fréquence intermédiaire 34 en addition à la disposition du système
de radar 80 représenté sur la Figure 11.
Le mélangeur de fréquence intermédiaire 34 est interposé entre le mélangeur haute fréquence 22 et la section de traitement de signal 24, et est connecté à l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 pour recevoir le signal de modulation cyclique Mb comme un second signal local L2. Le mélangeur de fréquence intermédiaire 34 mélange le signal d'impulsion Sb fourni à partir du mélangeur haute fréquence 22 avec le signal local L2,
pour produire un second signal d'impulsion Sb2.
La disposition du système de radar 80a est avantageuse en ce que la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb ne donne pas d'influence substantielle à la conversion des composantes harmoniques primaires du signal d'impulsion Sb, produites par le mélangeur haute fréquence 22 dans la composante d'onde fondamentale du second signal d'impulsion Sb2. Cela rend possible l'utilisation, comme section de traitement de signal 24 du système de radar a, d'un dispositif de traitement de signal
conventionnel meilleur marché.
La Figure 14 représente un système de radar similaire 80b comme une autre modification du cinquième mode de réalisation de la présente invention. Le système de radar 80b comporte un filtre passe-bas (LPF) 68 en addition à la disposition du système de radar 80a
représenté sur la Figure 13.
Le filtre passe-bas 68 est interposé entre le mélangeur de fréquence intermédiaire 34 et la section de traitement de signal 24. Le filtre passe-bas 68 comporte une fonction d'élimination de toutes les composantes harmoniques non nécessaires du second signal d'impulsion Sb2 produit à partir du mélangeur de fréquence intermédiaire 34, avant que le second signal d'impulsion Sb2 soit entré dans la section de traitement de signal 24. La disposition du système de radar 80b est Particulièrement avantageuse lorsque la section de traitement de signal 24 met en oeuvre une détection de signal sur la base d'une transformée accélérée de Fourier (FFT). La capacité d'élimination des composantes harmoniques indésirables rend possible l'élimination du phénomène de circulation bien connu des harmoniques supérieures dans la transformée accélérée de Fourier (FFT). Ce type de phénomène de circulation est généralement provoqué par les composantes de signal ayant des fréquences plus grandes que deux fois la fréquence devant être détectée. Ainsi, il devient possible d'éliminer des erreurs dans la détection des objets-cibles. Un traitement d'ajustement mis en oeuvre dans la section de traitement de signal 24 du système de radar a ou 80b pour déterminer les ajustements de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27, est pratiquement identique avec celui décrit dans l'organigramme de la
Figure 12.
Sixième Mode de Réalisation La Figure 15 représente une disposition complète d'un système de radar 90 selon un sixième mode de
réalisation de la présente invention.
Le système de radar 90 du sixième mode de réalisation est essentiellement le même que le système de radar 70 du cinquième mode de réalisation, sauf que l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 est commandé par le signal d'ajustement de fréquence Se fourni à partir de la section de traitement de signal 24. L'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 est de préférence constitué par un oscillateur à fréquence réglée par variation de tension (VCO), afin que la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb puisse être changée en réponse au signal d'ajustement de fréquence Se fourni à partir de la
section de traitement 24.
Selon la disposition du système de radar 90 du sixième mode de réalisation, l'ajusteur d'intensité 72 est contrôlé par le signal d'ajustement d'intensité Sa afin de modifier l'intensité du signal de modulation cyclique Mb fourni à l'additionneur de signal 28. Le mélangeur haute fréquence 22 produit un signal d'impulsion Sb avec des composantes d'harmoniques dont les intensités sont variables en réponse à l'ajustement dans l'ajusteur d'intensité 72 (se référence à la Figure
27A).
En réponse au signal de commutation Sd, le signal de modulation cyclique Mb de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27, est directement fourni au mélangeur de fréquence intermédiaire 34. Dans ce cas, les composantes d'harmoniques principales (ayant des fréquences Fs fu) du signal d'impulsion Sb sont converties en la composante d'onde fondamentale (ayant une fréquence fu)
du second signal d'impulsion Sb2.
D'un autre côté, en réponse au signal de commutation Sd, le signal de modulation cyclique Mb de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 est indirectement fourni au mélangeur de fréquence intermédiaire 34, via le multiplicateur de fréquence par deux 76. Dans ce cas, les composantes harmoniques secondaires (ayant des fréquences de 2xFs fu) du signal d'impulsion Sb sont converties en la composante d'onde fondamentale du
second signal d'impulsion Sb2.
En outre, la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb varie en fonction du signal d'ajustement de fréquence Se. Le mélangeur de haute fréquence 22 produit le signal d'impulsion Sb avec des composantes d'harmoniques dont les fréquences de nxFs fu sont variables en réponse à l'ajustement de la fréquence
Fs du signal de modulation cyclique Mb.
La section de traitement de signal 24 du système de radar 90 détermine les ajustements du second signal local L2, de l'ajusteur d'intensité 72 et de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27. Ci-après, les détails de l'ajustement mis en euvre par la section de traitement de signal 24 seront expliqués en référence à un organigramme représenté sur la Figure 16, ainsi qu'à
l'organigramme représenté sur la Figure 8.
Le traitement d'ajustement mis en euvre par le système de radar 90 du sixième mode de réalisation est essentiellement le même que celui décrit dans l'organigramme de la Figure 8, en connexion avec le
système de radar 70 du quatrième mode de réalisation.
Cependant, le traitement de mesure du rapport S/N (Figure 9) des étapes S120 et S150 est modifié pour le sixième mode de réalisation. La Figure 16 représente un traitement de mesure de rapport S/N mis en ouvre dans le
sixième mode de réalisation.
En outre, le sixième mode de réalisation modifie les étapes S130 et S160 afin que la fréquence crête FMp soit mémorisée, comme FM1 et FM2, en addition à la
valeur S/N crête SNp et à l'intensité crête SAp.
De plus, le sixième mode de réalisation modifie les étapes S180 et S190 afin que la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb produit à partir de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27, soit ajustable en réponse au signal d'ajustement de fréquence Se. Ainsi, les étapes S180 et S190 mettent en oeuvre l'ajustement de la fréquence Fs par le signal d'ajustement de fréquence Se, pour prendre les fréquences crête FM1 et FM2, en addition à l'ajustement du circuit de commutation du second signal local 74 par le signal de commutation Sd, ainsi que l'ajustement de l'ajusteur d'intensité 72 par
le signal d'ajustement d'intensité Sa.
Les détails du traitement de mesure du rapport S/N mis en ouvre dans le sixième mode de réalisation seront expliqués en référence à l'organigramme
représenté sur la Figure 16.
Dans une étape S410, la valeur crête SNp du
rapport S/N stockée dans un registre est remise à zéro.
Dans une étape suivante S420, en réponse au signal d'ajustement en intensité Sa, le réglage de l'intensité SAset de l'ajusteur d'intensité 72 est réglé à Samin, qui est une valeur minimum ajustable. Dans une étape suivante S430, en réponse au signal d'ajustement de fréquence Se, le réglage de fréquence FMset de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 est ajusté à FMmin
qui est une valeur minimum ajustable.
Ensuite, une étape S440 met en ouvre une mesure du rapport S/N et obtient une valeur mesurée SNdet, qui est le rapport S/N de la composante d'onde fondamentale du second signal d'impulsion Sb2, entré dans la section de traitement de signal 24. Puis, dans une étape S450, un jugement est fait pour vérifier si la valeur mesurée SNdet est plus petite que la valeur crête SNp. Lorsque la décision est OUI (c'est-à- dire, SNp 2 SNdet) dans l'étape S450, le procédé passe à une étape S470. D'un autre côté, lorsque la décision est NON (c'est-à-dire, SNp < SNdet) dans l'étape S450, le procédé passe à une étape S460. Dans l'étape S460, la valeur crête SNp est remplacée (c'est-à-dire, mise à jour) par la valeur mesurée SNdet. Puis, un ajustement d'intensité correspondante SAset de l'ajusteur d'intensité 72 est mémorisé comme l'intensité crête SAp, qui est en train d'être réglée durant la mesure du rapport S/N de l'étape
S440. Puis, le flux de commande passe à l'étape S470.
Dans l'étape S470, en réponse au signal d'ajustement d'intensité Sa, l'établissement d'intensité SAset de l'ajusteur d'intensité 72 est augmenté par la
quantité prédéterminée ASA (c'est-à-dire, SAset --
SAset+ASA). Puis, dans une étape suivante S480, un jugement est fait pour vérifier si l'ajustement de l'intensité augmenté SAset est plus petite qu'une valeur
maximum ajustable SAmax de l'ajusteur d'intensité 72.
Lorsque la décision est OUI (c'est-à-dire, SAset < SAmax) dans l'étape S480, le procédé retourne à l'étape S440 et répète les étapes décrites au-dessus S440 à S480. D'un autre côté, lorsque la décision est NON (c'est-à-dire, SAset > SAmax) dans l'étape S480, le procédé passe à une étape S490. Dans l'étape S490, les ajustements pour l'ajusteur d'intensité 72 sont mis en euvre de façon à ce que l'ajusteur d'intensité 72 ait l'intensité crête SAp (c'est-à-dire SAset <- SAp). Puis
le procédé passe à une étape S550.
L'étape S500 met en oeuvre une mesure du rapport S/N et obtient une valeur mesurée SNdet, qui est le rapport S/N de la composante d'onde fondamentale du second signal d'impulsion Sb2, entré dans la section de traitement de signal 24. Puis, dans une étape S510, un jugement est fait pour vérifier si la valeur mesurée SNdet est plus petite que la valeur crête SNp. Lorsque la décision est OUI (c'est-à-dire, SNp 2 SNdet) dans l'étape S510, le procédé passe à une étape S530. D'un autre côté, lorsque le résultat est NON (c'est-à-dire, SNp < SNdet) dans l'étape S510, le procédé passe à une étape S520. Dans l'étape S520, la valeur S/N crête SNp est remplacée (c'est-à-dire, remise à jour) par la valeur mesurée SNdet. Puis, un ajustement de fréquence correspondante FMset de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 est mémorisé comme une fréquence crête FMp qui est en train d'être réglée durant la mesure du rapport S/N de
l'étape S500. Puis, le procédé passe à l'étape S530.
Durant l'étape S530, en réponse au signal d'ajustement de fréquence Se, le réglage de fréquence FMset de l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 est
augmenté par la quantité prédéterminée AFM (c'est-à-
dire, FMset <- FMset+AFM). Puis, dans une étape suivante S540, un jugement est fait pour vérifier si le réglage de fréquence augmenté FMset est plus petit qu'une valeur maximum ajustable FMmax de l'oscillateur d'onde
sinusoïdale 27. Lorsque la décision est OUI (c'est-à-
dire, FMset < FMmax) durant l'étape S540, le procédé retourne à l'étape S500 et répète les étapes décrites au-dessus S500 à S540. D'un autre côté, lorsque la décision est NON (c'est-à-dire, FMset > FMmax) durant l'étape S540, le procédé retourne à la routine
d'ajustement de la Figure 8.
Selon l'ajustement du sixième mode de réalisation, le traitement de mesure du rapport S/N est effectué en réponse à chaque réglage du circuit de commutation du second signal local 74. Le circuit de commutation du second signal local 74 est toujours commuté du côté optimum ayant une valeur crête meilleure SNp du rapport S/N. Puis, l'ajustement est effectué de manière à ce que l'ajusteur d'intensité 72 et l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 aient respectivement
l'intensité crête SAp et la fréquence crête FMp.
Comme cela est décrit au-dessus, le système de radar 90 du sixième mode de réalisation est essentiellement une combinaison du système de radar 70 du quatrième mode de réalisation et du système de radar du cinquième mode de réalisation. Il est inutile d'affirmer que les effets des quatrième et cinquième modes de réalisation peuvent être tout à fait bénéfiques. Seules les excellentes composantes harmoniques du signal d'impulsion Sb ayant de meilleurs rapports S/N peuvent être utilisées dans l'opération de détection d'objet-cible. Ainsi, le sixième mode de réalisation procure un système de radar résistant au
bruit.
Par exemple, du bruit peut apparaître dans une gamme de fréquence relativement large. Dans un tel cas, le circuit de commutation du second signal local 74 sélectionne les composantes d'harmoniques du signal d'impulsion Sb existant dans une région de bruit bas. En outre, l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27 modifie la fréquence Fs du signal de modulation cyclique Mb, afin que la fréquence Fs soit décalée vers une meilleure région S/N. De cette manière, le sixième mode de réalisation rend possible la réalisation d'un ajustement précis et fiable dans une large gamme de fréquence. Septième Mode de Réalisation La Figure 17 représente une disposition complète d'un système de radar 50 selon un septième mode de
réalisation de la présente invention.
Le système de radar 50 du septième mode de réalisation diffère du système de radar 10 du premier mode de réalisation, en ce que le générateur de signal de modulation 14 est remplacé par un oscillateur d'onde triangulaire 52. L'oscillateur d'onde triangulaire 52 est connecté à l'oscillateur contrôlé en tension 12 pour produire un signal de modulation d'onde triangulaire Ma ayant une période de cycle T. L'oscillateur contrôlé en tension 13 provoque une modulation de manière à ce que la fréquence de modulation augmente une fois linéairement par rapport au temps, puis diminue à l'inverse. En outre, le système de radar 50 comporte un amplificateur 58 interposé entre l'oscillateur contrôlé en tension 12 et le distributeur 18. L'amplificateur 58 amplifie une sortie de l'oscillateur contrôlé en tension 12 et fournit un signal amplifié au distributeur 18. Un modulateur d'amplitude 56 est interposé entre le distributeur 18 et le mélangeur haute fréquence 22. Le modulateur d'amplitude 56 module l'amplitude d'un signal de dérivation St, qui est une partie du signal de transmission Ss et dérivé par le distributeur 18. Un oscillateur de signal de modulation 54 est connecté au modulateur d'amplitude 56, et produit un signal de modulation local Mb d'une seule fréquence (ci-après référence comme "fréquence de modulation") Fp. Le signal de modulation local Mb est fourni au modulateur d'amplitude 56. Le modulateur d'amplitude 56 module l'amplitude du signal de dérivation St en fonction de la modulation locale Mb, et produit un signal modulé comme signal local L. Le signal local L est fourni au
mélangeur haute fréquence 22.
En outre, le système de radar 50 comporte un filtre passe-bande (BPF) 62, un amplificateur à bande étroite 64, un mélangeur de fréquence intermédiaire 66 et un filtre passe-bas (LPF) 68, connectés en série entre le mélangeur haute fréquence 22 et la section de traitement de signal 24. Le filtre passe-bas (BPF) 62 reçoit le signal d'impulsion Sbl à partir du mélangeur haute fréquence 22 et élimine des composantes de fréquence non nécessaires qui sont loin de la fréquence
de modulation Fp du signal de modulation local Mb.
L'amplificateur à bande étroite 64 amplifie un signal filtré Sfl produit à partir du filtre passe-bande 62. Le mélangeur de fréquence intermédiaire 66 mélange une sortie de l'amplificateur bande étroite 64 avec le signal de modulation local Mb, et produit un second signal d'impulsion Sb2 qui est équivalent à une
différence entre les signaux mélangés. Le filtre passe-
bas 68 élimine des composantes haute fréquence du second signal d'impulsion Sb2 fourni par le mélangeur de fréquence intermédiaire 66, et fournit un signal filtré
Sf2 à la section de traitement de signal 24.
Le filtre passe-bande 62 comporte une fréquence nominale identique à la fréquence de modulation Fp, avec une largeur de bande équivalente à deux fois une valeur maximum (c'est-à-dire, une limite supérieure détectable) du signal d'impulsion, qui est une différence de fréquence entre le signal de transmission Ss et le signal reçu Sr à un certain instant. En d'autres termes, le filtre passe-bande 62 comporte une région passe-bande
de fréquence au moins dans une gamme de Fp-fu à Fp+fu.
De façon similaire, l'amplificateur à bande étroite 64 peut amplifier les composantes de signal dans une gamme
de Fp-fu à Fp+fu.
Selon le système de radar 50 du septième mode de réalisation, l'oscillateur contrôlé en tension 12 produit le signal de transmission Ss dont la fréquence est modulée en fonction du signal de modulation Mb
fourni à partir de l'oscillateur d'onde triangulaire 52.
L'amplificateur 58 amplifie le signal de transmission Ss produit à partir de l'oscillateur contrôle en tension 12. Lorsqu'une fréquence nominale F0 du signal de transmission Ss comporte une vitesse angulaire o (=27.F0), le signal de transmission Ss est exprimé par l'équation suivante: Ss = A. cos {ot + M(t)} --------------(4) o M(t) = Ao.Jm(t)dt, lorsque Ao représente un changement de vitesse angulaire par unité de tension de l'oscillateur contrôle en tension 12, et m(t) représente
une valeur de tension du signal de modulation Ma.
La ligne solide de la Figure 30 représente un
changement de fréquence du signal de transmission Ss.
L'antenne émetteur 16 émet une onde radar portant ce signal de transmission Ss. Le distributeur 18 sépare une partie du signal de transmission Ss comme signal de dérivation St. Le signal de dérivation St peut être exprimé de la même manière que le signal de
transmission Ss, excepté pour son amplitude Ai (<A).
Ainsi, le signal de dérivation St est exprimé par
l'équation suivante (5).
St = Al. cos {et + M(t)} = Al. cos {2n. Ft. t} --------------(5) o Ft représente une fréquence momentanée du signal de
dérivation St à un certain instant t.
Le signal de modulation local Mb ayant une
fréquence Fp est exprimé par l'équation suivante (6).
Mb = cos(2n. Fp. t) -----------(6) Lorsque ce signal de modulation local Mb est utilisé pour une modulation d'amplitude du signal de dérivation St, le signal local résultant L est exprimé par l'équation suivante (7): L = (1 + K. Mb) x St = {1 + K.cos(2K.Fp.t)}xAl.cos(27.Ft. t)} ----(7) = Al.cos(2K.Fp.t)+Bl.cos{2i.(Ft-Fp).t}+Bl.cos { (2z. (Ft+Fp).t} -------------(7a)
o K représente un degré de modulation, et B1 = K.A1/2.
Comme cela est évident à partir de l'équation (7a), le signal local L à un certain instant "t" comporte les fréquences Ft et (Ft Fp) comme composantes de signal (se référer à la Figure 28A). La fréquence Ft du signal de dérivation St est identique à la fréquence du signal de transmission Ss. Par conséquent, Ft se
réfère à la "fréquence de transmission", ci-après.
D'un autre côté, le signal reçu, Sr reçu à partir de l'antenne récepteur 20 est exprimé par
l'équation suivante (8).
Sr = A2.cos (co{(t-At) + M(t-At)+c} ------- (8) = A2.cos {27r.Fr.t} ------------------ (9) o At représente un instant nécessaire pour l'onde radar pour aller et revenir entre le système de radar 50 et une objetcible, et a représente un facteur de déplacement dû à l'effet Doppler causé par une différence de vitesse entre le système de radar et l'objet-cible. Fr représente une fréquence du signal
reçu Sr.
La ligne pointillée de la Figure 30 représente
un changement de fréquence du signal reçu Sr.
Le mélangeur de haute fréquence 22 mélange le signal reçu Sr fourni à partir de l'antenne récepteur 20 avec le signal local L fourni à partir du modulateur d'amplitude 56, et produit le signal d'impulsion Sbl représenté par l'équation (10) suivante: Sbl = (L + Sr) 2 + N ----------- -- (10) Comme cela est apparent à partir de l'équation (10), le signal d'impulsion Sbl comporte une composante carrée (L + Sr)2 et une composante de bruit N incluant des bruits basse fréquence du mélangeur haute fréquence 22. Le signal filtré Sfl est extrait du signal d'impulsion Sbl au travers du filtre passe-bande 62 et de l'amplificateur à bande étroite 64. Le signal filtré Sfl comporte une composante de fréquence à proximité de la fréquence de modulation Fp, et est exprimé par
l'équation suivante (11).
Sfl = B2.cos(2n.Fp.t) x cos{2t.(Ft-Fr).t}---(11)
o B2 = K.A1.A2.
En outre, le mélangeur de fréquence intermédiaire 66 mélange le signal filtré Sfl avec le signal de modulation local Mb, et produit un signal mélangé comme second signal d'impulsion Sb2 exprimé par
l'équation suivante (12).
Sb2 = (Sfl + Mb)2 ------- (12) =[B2.cos(2K.Fp.t)xcos{27z.(Ft-Fr).t} +cos (27r. Fp.t)] 2 Le filtre passe-bas 68 élimine les composantes hautes fréquences non nécessaires du second signal d'impulsion Sb2, et produit le signal filtré Sf2 exprimé
par l'équation suivante (13).
Sf2 = B2.cos {27r.(Ft-Fr).t} ---------- (13) La section de traitement de signal 24 exécute le traitement arithmétique pour obtenir une distance R et une vitesse relative V de l'objet-cible, sur la base de la fréquence d'impulsion fu qui est détectée au travers
d'une analyse du signal filtré Sf2.
"5 Comme cela est expliqué au-dessus, le système de radar 50 du septième mode de réalisation sépare le signal de dérivation St du signal de transmission Ss, et module l'amplitude du signal de dérivation St en fonction du signal de modulation local Mb ayant la fréquence de modulation Fp. Le signal local L ainsi produit est fourni au mélangeur haute fréquence 22, et mélangé avec le signal reçu Sr. Par conséquent, il devient possible de produire le signal d'impulsion Sbl comportant la composante d'onde fondamentale (fréquence = fu) aussi bien que les composantes harmoniques
(fréquences Fp fu) du signal d'impulsion.
Selon le système de radar 50 du septième mode de réalisation, il est préférable de régler la fréquence de modulation Fp du signal de modulation local Mb dans une gamme de plusieurs MHz à plusieurs dizaines de MHz. Cela est efficace pour minimiser l'influence des bruits basse fréquence ajoutés à la sortie du mélangeur haute fréquence 22. Cela rend possible d'obtenir le signal d'impulsion Sbl comportant les composantes d'harmoniques (ayant des fréquences Fp fu) excellents dans le rapport S/N. Ainsi, la section de traitement de signal 24 peut mettre en euvre le traitement arithmétique en utilisant de telles composantes harmoniques excellentes. Les fréquences d'impulsion fu et fd peuvent être détectées avec précision. La distance et la vitesse relative de l'objet-cible peuvent être obtenues de façon très précise.
Selon le septième mode de réalisation décrit au-
dessus, le filtre passe-bande 62 et l'amplificateur à bande étroite 64 sont interposés entre le mélangeur haute fréquence 22 et le mélangeur à fréquence intermédiaire 66. Cependant, lorsque le signal d'impulsion Sbl produit à partir du mélangeur haute fréquence 22, comporte un niveau de signal suffisamment important, il est possible d'omettre l'amplificateur à bande étroite 64, comme cela est représenté dans un
système de radar modifié 50a de la Figure 18.
Si l'amplificateur à bande étroite 64 comporte une largeur de bande d'amplification suffisamment étroite, les composantes d'harmoniques du signal d'impulsion utilisées dans la section de traitement de signal 24 seront suffisamment amplifiées avec un pourcentage relativement réduit de composantes de signal non- nécessaires. Dans un tel cas, il est possible d'omettre le filtre passe- bande 62 comme cela est représenté dans un système de radar modifié 50b de la
Figure 19.
Récemment, beaucoup de mélangeurs ordinaires peuvent éliminer les composantes basse fréquence lorsqu'ils reçoivent des signaux d'entrée. En considérant une telle capacité améliorée, il sera possible d'omettre à la fois le filtre passe-bande 62 et l'amplificateur à bande étroite 64, comme cela est représenté dans un système de radar modifié 50c de la
Figure 20.
Huitième Mode de Réalisation La Figure 21 représente un dispositif completd'un système de radar 60 selon un huitième mode de
réalisation de la présente invention.
Le système de radar 60 du huitième mode de réalisation diffère du système de radar 50 du septième mode de réalisation en ce que le filtre passe-bande 62, l'amplificateur à bande étroite 64, le mélangeur haute
fréquence 66 et le filtre passe-bas 68 seront tous omis.
Selon le système de radar 60 du huitième mode de réalisation, le premier signal d'impulsion Sbl produit à partir du mélangeur haute fréquence 22 est directement
entré dans la section de traitement de signal 24.
La section de traitement de signal exécute le traitement FFT sur le premier signal d'impulsion Sbl ainsi fourni, et extrait seulement les composantes de signal ayant des fréquences de Fp fu parmi les composantes de signal détectées. Les composantes de signal extraites sont utilisées pour obtenir la fréquence d'impulsion fu pour calculer la distance et la vitesse relative de l'objet-cible. Comme cela est décrit au-dessus, le système de radar du huitième mode de réalisation traite les composantes de signal non-nécessaires non utilisées pour la détection de la fréquence d'impulsion fu dans la section de traitement de signal 24. Cela peut augmenter non nécessairement une quantité de calcul dans la section de traitement de signal 24. Cependant, la disposition du système peut être simplifiée de façon significative. De plus, il est possible que le système de radar comporte au moins le filtre passe-bande 62 et l'amplificateur à bande étroite 64 décrits dans le système de radar 50 du septième mode de réalisation. Ce ou ces composants (62, 64) seront interposés entre le mélangeur haute fréquence 22 et la section de traitement
de signal 24.
Neuvième Mode de Réalisation La Figure 22 représente une disposition complète d'un système de radar 100 selon un neuvième mode de
réalisation de la présente invention.
Le système de radar du neuvième mode de réalisation est pratiquement identique au système de radar modifié 50c (Figure 20) du septième mode de réalisation, sauf que l'amplificateur 58 est omis et i'oscillateur du signal de modulation 54 est commandé par la section de traitement de signal 24. De Préférence, l'oscillateur de signal de modulation 54 est constitué par un oscillateur contrôlé en tension qui est capable de faire varier la fréquence Fp du signal de modulation local Mb en réponse au signal d'ajustement de
fréquence Se.
Selon le système de radar 100 du neuvième mode de réalisation, la fréquence Fp du signal de modulation local Mb varie en fonction du signal d'ajustement de fréquence Se. Le mélangeur haute fréquence 22 produit le signal d'impulsion Sbl ayant des composantes d'harmoniques dont des fréquences Fs fu sont variables en réponse à l'ajustement de la fréquence Fp du signal
de modulation local Mb.
* La section de traitement de signal 24 du neuvième mode de réalisation détermine les réglages de l'oscillateur de signal de modulation 54. Le traitement d'ajustement mis en oeuvre dans la section de traitement de signal 24 est pratiquement identique au traitement d'ajustement pour les réglages de l'oscillateur d'onde
sinusoïdale 27 dans le cinquième mode de réalisation.
Cependant, lorsque l'organigramme de la Figure 12 et les explications correspondantes sont appliquées au neuvième mode de réalisation, "l'oscillateur d'onde sinusoïdale 27" devrait être remplacé par "l'oscillateur du signal
de modulation 54".
Comme cela est expliqué au-dessus, le neuvième mode de réalisation rend possible d'ajuster la fréquence Fp du signal de modulation local Mb. Ainsi, le mélangeur haute fréquence 22 peut produire le signal d'impulsion Sbl ayant des composantes d'harmoniques dont les
fréquences Fp fu sont variables.
Ainsi, le système de radar 100 du neuvième mode de réalisation comporte une capacité de déplacement des fréquences Fp fu des composantes harmoniques du signal d'impulsion Sbl vers une région à faible bruit lorsqu'un bruit apparaît à proximité de la fréquence Fp du signal de modulation local Mb. Ainsi, il devient possible de maintenir un excellent rapport S/N. Ainsi, la détection de l'objet-cible peut être effectuée de façon précise,
sans être influencée par la génération de bruit.
Selon les septième à neuvième modes de réalisation décrits au-dessus, l'oscillateur de signal de modulation 54 produit une seule fréquence de Fp. Cependant, il est aussi préférable que l'oscillateur de signal de modulation 54 produise une onde rectangulaire comportant plusieurs harmoniques ayant des fréquences nxFp(n>2). Dans ce cas, comme cela est représenté par une ligne pointillée dans la Figure 28A, le signal local L incluera des harmoniques (2xFp, 3xFp, ---). Ainsi, le mélangeur haute fréquence 22 produira le premier signal d'impulsion Sbl, incluant des composantes d'harmoniques d'ordre supérieur ayant des fréquences de 2xFp fu, 3xFp fu,---) en addition aux composantes harmoniques primaires ayant des fréquences de Fp fu, de la même manière que dans les premiers à sixièmes modes de réalisation décrits au-dessus. Lorsque la fréquence de modulation Fp ne peut pas être réglée dans une région à faible bruit pour quelques raisons que ce soit, de telles composantes harmoniques d'ordre supérieur peuvent être utilisées pour la détection d'objet-cible. Cela conduit à un perfectionnement remarquable des
performances des systèmes de radar 50, 60 et 100.
Lorsque la section de traitement de signal 24 traite les composantes harmoniques d'ordre n (fréquences; nxFp fu) du signal d'impulsion Sbl, il est préférable que le filtre passe- bande 62 et l'amplificateur à bande étroite 64 aient des performances correspondantes. C'est-à-dire le filtre passe- bande 62 a une gamme de fréquence couvrant au moins la gamme de nxFp-fu à n x Fp+fu. L'amplificateur à bande étroite 64 comporte une capacité d'amplification
des signaux dans la gamme de nxFp-fu à nxFp+fu.
Cette invention peut être mise en oeuvre de différentes façons sans sortir de l'esprit de ses caractéristiques essentielles. Les présents modes de réalisation tels que décrits ont pour but d'illustrer l'invention et non de la limiter, puisque l'étendue de
l'invention est définie par les revendications jointes
plutôt que par la description les précédant. Tout
changement qui tombe à l'intérieur de l'étendue des
revendications, ou équivalents, est par conséquent
couverte par les revendications.

Claims (13)

REVENDICATIONS
1 - Un système de radar comportant: un moyen de génération de signal de transmission (12, 14) pour produire un signal de transmission haute fréquence (Ss) qui est modulé en fréquence et porté sur une onde radar; un mélangeur haute fréquence (22) pour mélanger un signal reçu (Sr) de l'onde radar réfléchie par un objet-cible avec un signal local (L) déduit dudit signal de transmission produit à partir dudit moyen de génération de signal de transmission, et pour produire un signal d'impulsion (Sb) ayant une composante de fréquence représentant une différence entre ledit signal reçu et ledit signal local; et un moyen de calcul (24) pour obtenir une
distance (R) et une vitesse relative (V) dudit objet-
cible sur la base dudit signal d'impulsion produit par ledit mélangeur haute fréquence, caractérisé en ce que: ledit moyen de génération de signal de transmission produit ledit signal de transmission modulé selon une composante de modulation linéaire (Ma) et une composante de modulation cyclique (Mb), ladite composante de modulation linéaire fait varier une fréquence dudit signal de transmission linéairement par rapport au temps, tandis que la composante de modulation cyclique fait varier ladite fréquence dudit signal de transmission de façon cyclique à une fréquence cyclique plus grande que deux fois une fréquence dudit signal d'impulsion, et ledit moyen de calcul calcule la distance et la vitesse relative dudit objet-cible sur la base des composantes harmoniques (nxFs fu) dudit signal d'impulsion produit lorsque ledit signal de transmission
est modulé par ladite composante de modulation cyclique.
2 - Système de radar selon la revendication 1, dans lequel ledit moyen de génération de signal de transmission comporte: un premier moyen de génération de composante (26) pour produire ladite composante de modulation linéaire (Ma); un second moyen de génération de composante (27) pour produire ladite composante de modulation cyclique (Mb); un moyen d'addition (28) pour ajouter ladite composante de modulation linéaire et ladite composante de modulation cyclique, et produire un signal de modulation (Sm); et un oscillateur haute fréquence (12) produisant ledit signal de transmission haute fréquence (Ss) dont la fréquence varie selon ledit signal de modulation (Sm). 3 - Système de radar selon la revendication 2, dans lequel: un mélangeur de fréquence intermédiaire (34) mélange ledit signal d'impulsion (Sb) fourni à partir dudit mélangeur haute fréquence (22) avec ladite composante de modulation cyclique (Mb) comme un second signal local, et produit un second signal d'impulsion (Sb2) ayant une composante de fréquence représentant une différence entre lesdits signaux mélangés, et ledit moyen de calcul (24) calcule la distance et la vitesse relative dudit objet-cible sur la base de la composante d'onde fondamentale (fu) dudit second signal d'impulsion fourni à partir dudit mélangeur de
fréquence intermédiaire (34).
4 - Système de radar selon la revendication 3, dans lequel: un filtre passe-bas (68) est interposé entre ledit mélangeur de fréquence intermédiaire (34) et ledit moyen de calcul (24) pour éliminer des composantes harmoniques non nécessaires dudit second signal d'impulsion. Système de radar selon la revendication 3 ou 4, dans lequel: un multiplicateur de fréquence (42) reçoit ladite composante de modulation cyclique (Mb) produite à partir dudit second moyen de génération de composante et produisant une composante de modulation multipliée en fréquence dont la fréquence est équivalente à n fois une fréquence (Fs) de ladite composante de modulation cyclique (Mb), o n est un entier; et ladite composante de modulation multipliée en fréquence est fournie audit mélangeur de fréquence
intermédiaire (34) comme dit second signal local.
6 - Système de radar selon l'une quelconque des
revendications 3 à 5, dans lequel:
un filtre passe-bande (32) est interposé entre ledit mélangeur haute fréquence (22) et ledit mélangeur de fréquence intermédiaire (34), et ledit filtre passe-bande (32) comporte une fréquence nominale équivalente à une fréquence dudit second signal local avec une largeur de bande plus grande que deux fois une fréquence de ladite composante
d'onde fondamentale dudit signal d'impulsion.
7 - Système de radar selon la revendication 3 ou 4, comportant en outre: un moyen de multiplication de fréquence (76) pour produire une composante de modulation multipliée en fréquence dont la fréquence est équivalente à n fois une fréquence de ladite composante de modulation cyclique (Mb), o n est un entier; un moyen de commutation de signal local (74) pour fournir de façon sélective ladite composante de modulation cyclique ou ladite composante de modulation multipliée en fréquence, audit mélangeur de fréquence intermédiaire, comme dit second signal local; et un moyen de commande de commutation du signal local (24, étapes SilO à S190) pour commander une opération de commutation dudit moyen de commutation de signal local (74) sur la base d'un rapport de signal sur bruit de ladite composante d'onde fondamentale dudit signal d'impulsion (Sb2) entré dans ledit moyen de calcul, afin qu'un second signal local optimisé ayant un meilleur rapport signal sur bruit, soit fourni audit
mélangeur de fréquence intermédiaire.
8 - Système de radar selon la revendication 7, comportant en outre: un premier filtre passe-bande (82) comportant une fréquence nominale équivalente à la fréquence (Fs) de ladite composante de modulation cyclique (Mb) produite à partir dudit second moyen de génération de composante (27), avec une largeur de bande supérieure à deux fois la fréquence de ladite composante d'onde fondamentale dudit signal d'impulsion; un second filtre passe-bande (84) comportant une fréquence nominale équivalente à la fréquence de ladite composante de modulation multipliée en fréquence produite à partir dudit moyen de multiplication de fréquence, un moyen de commutation de filtre (86, 88) interposé entre ledit mélangeur haute fréquence et ledit mélangeur de fréquence intermédiaire, pour sélectionner coopérativement ledit premier filtre passe-bande ou ledit second filtre passe-bande; et un moyen de commande de commutation de filtre (24) pour commander une opération de commutation dudit moyen de commutation de filtre, de manière à ce que ledit premier filtre passe- bande soit sélectionné lorsque ladite composante de modulation cyclique (Mb) est sélectionnée comme dit second signal local, tandis que ladite composante de modulation multipliée en fréquence est sélectionnée comme dit second signal local. 9 - Système de radar selon l'une quelconque des
revendications 2 à 8, dans lequel:
un moyen d'ajustement d'intensité (72) est associé avec ledit second moyen de génération de composante (27), pour ajuster une intensité de signal de ladite composante de modulation cyclique; et un moyen de commande d'ajustement de l'intensité (24, étapes S210 à S270) est prévu pour commander une opération d'ajustement dudit moyen d'ajustement d'intensité sur la base d'un rapport de signal sur bruit de ladite composante d'onde fondamentale ou des composantes d'harmoniques dudit signal d'impulsion (Sb2) entré dans ledit moyen de calcul, afin qu'une composante de modulation cyclique optimisée ayant un meilleur rapport signal sur bruit, soit fournie audit moyen
d'addition (28).
- Système de radar selon l'une quelconque des
revendications 2 à 9, dans lequel:
ledit second moyen de génération de composante (27) est associé avec le moyen d'ajustement de fréquence (24) pour ajuster ladite fréquence de ladite composante de modulation cyclique; et un moyen de contrôle d'ajustement de fréquence (24, étapes S310 à S380) est prévu pour commander une opération d'ajustement dudit moyen d'ajustement de fréquence sur la base d'un rapport de signal sur bruit de ladite composante d'onde fondamentale ou des composantes harmoniques dudit signal d'impulsion (Sb2) entrées dans ledit moyen de calcul, afin qu'une composante de modulation cyclique optimisée ayant un meilleur rapport signal sur bruit soit fournie audit
moyen d'addition (28).
11 - Système de radar selon l'une quelconque des
revendications 1 à 10, dans lequel ladite composante de
modulation cyclique (Mb) comporte un signal de forme
d'onde sinusoïdale.
12 - Système de radar comportant: un moyen de génération de signal de transmission (12, 52) pour produire un signal de transmission haute fréquence (Ss), qui est modulé en fréquence afin de varier linéairement en fonction du temps et porté sur une onde radar; un moyen de génération de signal local (18, 54, 56) pour produire un signal local (L) sur la base d'un signal de dérivation (St) séparé dudit signal de transmission produit par ledit moyen de génération de signal de transmission; et un mélangeur haute fréquence (22) pour mélanger un signal reçu (Sr) de l'onde radar réfléchie par un objet- cible, avec ledit signal local produit par ledit moyen de génération de signal local, et produire un signal d'impulsion (Sbl) ayant une composante de fréquence représentant une différence entre ledit signal reçu et ledit signal local, caractérisé en ce que: ledit moyen de génération de signal local czmporte: un moyen de génération de signal de modulation local (54) pour produire un signal de modulation local (Mb) ayant une composante d'onde fondamentale dont la fréquence est plus grande que deux fois une fréquence d'impulsion représentant une différence de fréquence entre ledit signal de transmission et ledit signal reçu; et un moyen de modulation de signal de dérivation (56) pour moduler une amplitude dudit signal de dérivation selon ledit signal de modulation local produit à partir dudit moyen de génération de signal de
modulation local, et produire ledit signal local.
13 - Système de radar selon la revendication 12, comportant en outre un moyen de calcul (24) pour obtenir une distance (R) et une vitesse relative (V) dudit objet-cible sur la base dudit signal d'impulsion produit
à partir dudit mélangeur haute fréquence.
14 - Système de radar selon la revendication 12, comportant en outre un mélangeur de fréquence intermédiaire (66) qui mélange ledit signal d'impulsion fourni à partir dudit mélangeur haute fréquence avec ledit signal de modulation local fourni à partir dudit moyen de génération de signal de modulation local, et produit un second signal d'impulsion (Sb2) comportant une composante de fréquence représentant une différence
entre lesdits signaux mélangés.
- Système de radar selon la revendication 14, comportant en outre un moyen de calcul (24) pour obtenir une distance et une vitesse relative dudit objet-cible sur la base dudit signal d'impulsion produit à partir
dudit mélangeur de fréquence intermédiaire.
16 - Système de radar selon la revendication 14 z u 15, comportant en outre un filtre passe-bas (68) qui élimine des composantes harmoniques non nécessaires dudit second signal d'impulsion fourni à partir dudit
mélangeur de fréquence intermédiaire.
17 - Système de radar selon l'une quelconque des
revendications 12 à 16, dans lequel:
au moins un filtre passe-bande (62) ou un amplificateur à bande étroite (64) est interposé entre ledit mélangeur haute fréquence et ledit mélangeur de fréquence intermédiaire, ledit filtre passe- bande (62) reçoit ledit signal d'impulsion produit à partir dudit mélangeur haute fréquence, et élimine les composantes de fréquence non nécessaires qui sont loin de la fréquence de ladite composante d'onde fondamentale du signal de modulation local (Mb), et ledit amplificateur à bande étroite (64) amplifie une composante de signal dont la fréquence est proche de ladite fréquence de ladite composante d'onde
fondamentale dudit signal de modulation local (Mb).
18 - Système de radar selon l'une quelconque des
revendications 12 à 17, dans lequel:
ledit moyen de génération de signal de modulation local (54) est associé avec un moyen d'ajustement de fréquence (24) pour ajuster la fréquence dudit signal de modulation local, et un moyen de commande d'ajustement de fréquence (24) est prévu pour commander une opération d'ajustement dudit moyen d'ajustement de fréquence, sur la base d'un rapport signal sur bruit de ladite composante d'onde fondamentale ou des composantes harmoniques dudit signal d'impulsion entré dans ledit moyen de calcul, afin qu'un signal de modulation local optimisé ayant un meilleur rapport signal sur bruit, soit fourni audit moyen de modulation de signal de dérivation (56). 19 - Système de radar selon l'une quelconque des
revendications 12 à 18, dans lequel ledit signal de
modulation local (Mb) produit à partir dudit moyen de génération de signal de modulation local comporte une seule fréquence de ladite composante d'onde fondamentale. - Système de radar selon l'une quelconque des
revendications 12 à 18, dans lequel ledit signal de
modulation local (Mb) produit à partir dudit moyen de génération de signal de modulation local comporte une
forme d'onde rectangulaire.
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