DE19811562B4 - In ein Kraftfahrzeug installierbares Radarsystem zum Erfassen eines Zielobjekts - Google Patents

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Abstract

Radarsystem mit:
einer Sendesignalerzeugungseinrichtung (12, 14) zum Erzeugen eines Hochfrequenzsendesignals (Ss), welches frequenzmoduliert ist und als Radarwelle gesendet wird;
einem Hochfrequenzmischer (22) zum Mischen eines empfangenen Signals (Sr) der von einem Zielobjekt reflektierten Radarwelle mit einem lokalen Signal (L), welches von dem von der Sendesignalerzeugungseinrichtung (12, 14) erzeugten Sendesignal abgeleitet ist, und zum Erzeugen eines Schwebungssignals (Sb) mit einer Frequenzkomponente, welche eine Differenz zwischen dem empfangenen Signal und dem lokalen Signal darstellt; und
einer Berechnungseinrichtung (24) zum Erlangen einer Entfernung (R) und einer relativen Geschwindigkeit (V) des Zielobjekts auf der Grundlage des von dem Hochfrequenzmischer erzeugten Schwebungssignals,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Sendesignalerzeugungseinrichtung (12, 14) das in Übereinstimmung mit sowohl einer linearen Modulationskomponente (Ma) als auch einer zyklischen Modulationskomponente (Mb) modulierte Sendesignal erzeugt, wobei die lineare Modulationskomponente eine Dreieckswelle ist, deren Amplitude sich relativ zur Zeit wiederholt erhöht und darauf folgend verringert, um die Frequenz des...

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Radarsystem wie ein FMCW-Radar (Frequency Modulated Continuous Wave), welches vorzugsweise zur Verhinderung einer Kollision mit einem beweglichen Objekt verwendet wird. In einem derartigen Radarsystem wird eine Radarwelle, welche ein frequenzmoduliertes Sendesignal trägt, auf ein Zielobjekt ausgesendet. Danach wird die Radarwelle von dem Zielobjekt reflektiert und von dem Radarsystem empfangen. Während derartiger Sende- und Empfangsoperationen der Radarwelle wird erlangte Information zum Berechnen einer relativen Entfernung und/oder einer relativen Geschwindigkeit des Zielobjekts verwendet.
  • Um die Sicherheit eines Kraftfahrzeugs zu erhöhen, werden Versuche unternommen, ein Radarsystem in einem Kraftfahrzeug zu installieren. Das FMCW-Radar ist zur Verwendung in einem Kraftfahrzeug wegen seines Vermögens geeignet, gleichzeitig eine Entfernung und eine relative Geschwindigkeit eines Objekts mit einer einfachen, kompakten und kostengünstigen Struktur zu erfassen.
  • 30A zeigt Frequenzmodulationen eines Sendesignals Ss und eines reflektierten empfangenen Signals Sr eines herkömmlichen FMCW-Radars. Wie durch die durchgezogene Linie dargestellt ist das Sendesignal Ss von einem Dreieckswellenmodulationssignal moduliert, so daß die Frequenz linear relativ zur Zeit ansteigt und sich danach umgekehrt verringert. Eine Radarwelle, welche das Sendesignal Ss trägt, wird durch eine Sendeantenne auf ein Zielobjekt ausgesendet. Die Radarwelle wird danach von dem Zielobjekt reflektiert und von einer Empfangsantenne des Radarsystems empfangen. Eine gestrichelte Linie stellt das empfangene Signal Sr dar.
  • Es liegt eine wesentliche Verzögerungszeit Td zwischen dem Sendesignal Ss und dem empfangenen Signal Sr vor. Diese Verzögerungszeit Td ist eine Zeit, welche die Radarwelle für die Srecke zwischen dem Radarsystem und dem Zielobjekt hin und zurück benötigt. Mit anderen Worten, die Verzögerungszeit Td ist proportional zu der Entfernung zwischen dem Radarsystem und dem Zielobjekt.
  • Des weiteren liegt eine wesentliche Frequenzdifferenz Fd zwischen dem Sendesignal Ss und dem empfangenen Signal Sr vor. Diese Frequenzdifferenz Fd ist ein Doppler-Verschiebungsfaktor, der durch eine relative Geschwindigkeit zwischen dem Radarsystem und dem Zielobjekt hervorgerufen wird.
  • Das empfangene Signal Sr und das Sendesignal Ss werden in einem Mischer gemischt. 30B stellt ein Schwebungssignal Sb dar, welches von dem Mischer gebildet wird. Das Schwebungssignal Sb stellt eine Frequenzdifferenz zwischen dem Sendesignal Ss und dem empfangenen Signal Sr dar.
  • Das Schwebungssignal Sb nimmt unterschiedliche Werte entsprechend dem Typ der Frequenzmodulation an. Wenn das Sendesignal Ss eine ansteigende Frequenz aufweist, besitzt das Schwebungssignal Sb eine Frequenz entsprechend einer ansteigenden Modulationsfrequenz fu. Wenn das Sendesignal Ss eine absteigende Frequenz besitzt, entspricht die Frequenz des Schwebungssignals Sb einer absteigenden Modulationsfrequenz fd.
  • Die folgenden Gleichungen (1) und (2) defninieren eine Entfernung R und eine relative Geschwindigkeit V des Zielobjekts.
    Figure 00030001
    wobei ”c” eine Fortpflanzungsgeschwindigkeit einer Funktwelle darstellt, ”T” eine zyklische Periode einer zur Modulation des Sendesignals Ss verwendeten Dreieckswelle darstellt, ΔF eine Frequenzänderungsbreite des Sendesignals Ss darstellt und Fo eine Mittenfrequenz des Sendesignals Ss (entsprechend 30A) darstellt.
  • Wenn das FMCW-Radarsystem in einem Kraftfahrzeug installiert ist, ist es üblicherweise nötig, eine erfaßbare Entfernung in einem Bereich von etwa 100 bis 200 Meter mit einem Erfassungsvermögen äquivalent einem Auflösungshebel von mehreren Metern zu erzielen.
  • Eine Entfernungsauflösung ΔR des FMCW-Radarsystems wird im allgemeinen durch die folgende Gleichung (3) ausgedrückt.
  • Figure 00030002
  • Aus der Gleichung (3) ist ersichtlich, daß dann eine Entfernungsauflösung ΔR von mehreren Metern erzielt wird, wenn die Frequenzänderungsbreite ΔF des Sendesignals Ss etwa 100 MHz beträgt. Um eine derartige gewünschte Frequenzänderungsbreite ΔF zu erzielen, muß die Mittenfrequenz Fo des Sendesignals Ss auf einen Frequenzbereich von einigen zehn bis einigen hunderten GHz bestimmt werden, was im allgemeinen als ”Millimeterwelle” bezeichnet wird.
  • Beispielweise kann das Sendesignal Ss die Frequenzänderungsbreite ΔF = 100 MHz und die zylklische Periode T = 1 ms besitzen. Das Zielobjekt kann die relative Geschwindigkeit V = 0 (d. h. fu = fd) besitzen und in einer Entfernung R = 100 m lokalisiert sein. In einem derartigen Zustand betragen die Schwebungsfrequenzen fu und fd 133 kHz.
  • Wenn das Zielobjekt innerhalb von 100 m lokalisiert ist, sollte das erfaßbare Schwebungssignal Sb nicht größer als 133 kHz sein. Wenn die relative Geschwindigkeit V nicht 0 beträgt, unterscheidet sich eine Frequenz des erfaßbaren Schwebungssignals Sb von der Frequenz entsprechend V = 0 um einen Doppler-Verschiebungsbetrag. Kurz dargestellt, das Radarsystem muß bei einer Installation in einem Kraftfahrzeug bezüglich des Schwebungssignals ein Erfassungsvermögen in einem Bereich von einigen zehn bis einigen hundert kHz besitzen.
  • Jedoch ist bei der Verarbeitung von Millimeterwellen ein Hochfrequenzmischer einem AM-FM-Umwandlungsrauschen unterworfen, welches sich aus Frequenzkomponenten einer Signalintensitätsfluktuation zusammensetzt oder einem 1/f-Rauschen mit einer Intensität, die umgekehrt proportional zu der Frequenz ist. Das AM-FM-Umwandlungsrauschen und das 1/f-Rauschen wird allgemein als Niederfrequenzrauschen bezeichnet, dessen Intensität in einem Frequenzbereich von einigen zehn bis einigen hundert kHz des Schwebungssignals Sb relativ stark ist. Dies führt zu einer ernsthaften Verschlechterung eines Signal/Rausch-Verhältnisses (hiernach als S/N-Verhältnis bezeichnet) des Schwebungssignals Sb.
  • 31 zeigt ein herkömmliches FMCW-Radarsystem, welches in der veröffentlichten nicht geprüften japanischen Patentanmeldung Nr. 5-40169 offenbart ist, deren entsprechende US-Patentanmeldung als US-Patent 5,381,153 patentiert ist. Entsprechend diesem Radarsystem 110 erzeugt ein Hochfrequenzoszillator 112 ein Hochfrequenzsendesignal Ss. Eine Modulationssignalerzeugungsschaltung 126 erzeugt ein Modulationssignal Sm. Das von dem Hochfrequenzoszillator erzeugte Sendesignal Ss wird entsprechend diesem Modulati onssignal Sm moduliert. Durch diese Modulation ruft die Frequenz des Sendesignals Ss eine Dreiecksänderung hervor.
  • Eine Sendeantenne 116 sendet eine Radarwelle aus, welche das Sendesignal Ss trägt, welches von dem Hochfrequenzoszillator 112 zugeführt wird. Die Radarwelle wird von einem Zielobjekt reflektiert und von einer Empfangsantenne 120 empfangen. Die Empfangsantenne 120 sendet ein empfangenes Signal Sr einem Hochfrequenzmischer 122. Ein Verteiler 118 trennt ein Teil des Sendesignals Ss ab und sendet es als lokales Signal L dem Hochfrequenzmischer 122. Der Hochfrequenzmischer 122 mischt das empfangene Signal Sr mit dem lokalen Signal L und erzeugt ein Schwebungssignal Sb.
  • Ein zweiter Oszillator 136 erzeugt ein Schaltsignal, dessen Frequenz größer als das zweifache des Schwebungssignals Sb größer ist. Ein Umschalte-Schaltkreis 138 ist zwischen der Empfangsantenne 120 und dem Hochfrequenzmischer 122 angeordnet. Der Umschalte-Schaltkreis 138 wird zyklisch aktiviert und deaktiviert, um selektiv das empfangene Signal Sr dem Hochfrequenzmischer 122 im Ansprechen auf das von dem zweiten Oszillator 136 zugeführte Schaltsignal zu senden. Somit erzeugt der Hochfrequenzmischer 122 das Schwebungssignal Sb mit einer entsprechend dem Schaltsignal gesteuerten Frequenz.
  • Ein Bandpaßfilter 132 extrahiert Frequenzkomponenten des derart gewählten und von dem Hochfrequenzmischer 122 erzeugten Schwebungssignals Sb. Ein Bandpaßfilter 140 formt das von dem zweiten Oszillator 136 zugeführte Schaltsignal. Ein Zwischenfrequenzmischer 134 mischt die von den Bandpaßfiltern 132 und 140 zugeführten gefilerten Signale und erzeugt ein umgewandeltes Schwebungssignal Sb2 mit einer Frequenz in einem eigenen Bereich von einigen zehn bis einigen hundert kHz.
  • Bei dem oben beschriebenen Radarsystem 110 wird es möglich ein Schwebungssignal mit einer Frequenz von einigen MHz zu erzeugen, welches keinen wesentlichen Einfluß des Niederfrequenzrauschens aufnimmt, wenn das Schaltsignal eine Frequenz von einigen MHz besitzt. Der Zwischenfrequenzmischer 134 behandelt das Schwebungssignal und die Schaltsignale von einigen MHz. Somit ist der von dem Zwischenfrequenzmischer 134 behandelte Frequenzbereich niedriger als der von dem Hochfrequenzmischer 122 behandelte Millimeterwellenbereich. Das mit dem Ausgang des Zwischenfrequenzmischers 134 verbundene Niederfrequenzrauschen ist niedriger als das des Hochfrequenzmischers 122. Das von dem Zwischenfrequenzmischer 134 erzeugte Schwebungssignal Sbs besitzt ein verbessertes S/N-Verhältnis.
  • Jedoch ist bei dem oben beschriebenen herkömmlichen Radarsystem 110 der Umschalte-Schaltkreis 138 zwischen der Empfangsantenne 120 und dem Hochfrequenzmischer 122 angeordnet. Mit anderen Worten, der Umschalte-Schaltkreis 138 befindet sich in dem Übertragungspfad des empfangenen Signals Sr in einem Millimeterwellenband. Dies ist unvorteilhaft, da das wesentlich abgeschwächte und von dem Zielobjekt zurückgekehrte empfangene Signal Sr weiter abgeschwächt wird, was zu einer ernsthaften Verschlechterung der Empfindlichkeit der Zielobjekterfassung führt.
  • Der Umschalte-Schaltkreis 138 ist im wesentlichen eine Hochfrequenzschaltung, welche Millimeterwellenbandsignale verarbeitet. Eine derartige Hochfrequenzschaltung ist schwierig in einer allgemeinen Schaltung zu installieren und ist bezüglich der Herstellung kosten- und zeitaufwendig. Somit sind die Herstellungskosten des Systems sehr hoch.
  • Aus der US 5349358 A ist ein gattungsgemäßes Radarsystem bekannt, welches eine Sendesignalerzeugungseinrichtung, einen Hochfrequenzmischer zum Mischen eines empfangenen Signals mit einem von einem Sendesignal abgeleiteten lokalen Signal und eine Berechnungseinheit zum Ermitteln der Entfernung eines Zielobjekts aufweist. Das Sendesignal weist dabei eine lineare Modulationskomponente sowie eine zyklische Modulationskomponente auf. Die Modulationsfrequenz der zyklischen Modulationskomponente ist größer als das Zweifache der Frequenz des Schwebungssignals. Ferner wird in der Berechnungseinheit die Entfernung auf der Grundlage von harmonischen Komponenten des Schwebungssignals berechnet.
  • Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Radarsystem zu entwickeln, welches eine einfache Struktur besitzt und zum Entfernen eines ungünstigen Einflusses eines Niederfrequenzrauschens ohne Verwendung einer zusätzlichen Hochfrequenzschaltungskomponente geeignet ist.
  • Die Lösung der Aufgabe erfolgt durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche 1 oder 12.
  • Entsprechend einem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung enthält ein Radarsystem eine Sendesignalerzeugungseinrichutung (12, 14) zum Erzeugen eines Hochfrequenzsendesignals (Ss), welches frequenzmoduliert ist und als Radarwelle gesendet wird, einen Hochfrequenzmischer (22) zum Mischen eines empfangenen Signals (Sr) der von einem Zielobjekt reflektierten Radarwelle mit einem lokalen Signal (L), welches von dem Sendesignal abgeleitet wird, das von der Sendesignalerzeugungseinrichtung erzeugt wird, und zum Erzeugen eines Schwebungssignals (Sb) mit einer Frequenzkomponente, welche eine Differenz zwischen dem empfangenen Signal und dem lokalen Signal darstellt, und eine Berechnungseinrichtung (24) zum Erlangen einer Entfernung (R) und einer relativen Geschwindigkeit (V) des Zielobjekts auf der Grundlage des von dem Hochfrequenzmischer erzeugten Schwebungssignals.
  • Die Sendesignalerzeugungseinrichtung erzeugt das entsprechend einer linearen Modulationskomponente (Ma) und einer zyklischen Modulationskomponente (Mb) modulierte Sendesignal. Die lineare Modulationskomponente (Ma) ändert eine Frequenz des Sendesignals linear relativ zur Zeit, während die zyklische Modulationskomponente (Mb) die Frequenz des Sendesignals zyklisch bei einer zyklischen Frequenz Fs ändert, die mehr als zwei mal so groß wie die Frequenz fu der Grundkomponente des Schwebungssignals ist. Und die Berechnungseinrichtung (24) berechnet die Entfernung und die relative Geschwindigkeit des Zielobjekts auf der Grundlage höherer harmonischer Komponenten mit Frequenzen n × Fs ± fu des Schwebungssignals, welches erzeugt wird, wenn das Sendesignal von der zyklischen Modulationskomponente moduliert wird.
  • Das zu einer bestimmten Zeit t0 derart modulierte Sendesignal (Ss) wird als Signal angesehen, welches erlangt wird, wenn ein Signal einer Frequenz Ft, welches durch eine Modulation auf der Grundlage einer linearen Modulationskomponente erlangt wird, durch ein Signal einer Frequenz Fs der zyklischen Modulationskomponente frequenzmoduliert wird.
  • 23A stellt ein Spektrum des zu diesem Zeitpunkt erlangten Sendesignals (Ss) mit einer Mittenfrequenz der Frequenz Ft und Seitenbändern von Frequenzen dar, welche von der Mittenfrequenz um das n-fache (n = ±, ±2, ±3, ...) der Frequenz Fs beabstandet sind.
  • 23B stellt ein Spektrum des empfangenen Signals (Sr) durch eine gestrichelte Linie dar. Aus 23B ist ersichtlich, daß das empfangene Signal (Sr) von dem Sendesignal (Ss) um eine Schwebungsfrequenz fu verschoben ist. Im allgemeinen wird die Schwebungsfrequenz durch eine Verzögerungszeit der Radarwelle durch die Strecke von dem Radarsystem zu dem Zielobjekt hin und zurück und eine Dopplerfrequenzverschiebung bestimmt, welche sich aus einer relativen Geschwindigkeit zwischen dem Radarsystem und dem Zielobjekt ableitet. Die Schwebungsfrequenz wird in zwei Arten von Schwebungssignalen unterteilt; d. h. in eine ansteigende Schwebungsfrequenz fu entsprechend einer ansteigenden Modulation und eine abfallende Schwebungsfrequenz fd entsprechend einer abfallenden Modulation. Jedoch bezieht sich die Erfindung repräsentativ auf die Schwebungsfrequenz ”fu”.
  • Das Schwebungssignal stellt eine Frequenzdifferenz zwischen dem Sendesignal (Ss) und dem empfangenen Signal (Sr) dar, welches von dem Hochfrequenzmischer gemischt wird. Wie aus 23B ersichtlich besitzt das Schwebungssignal somit Signalkomponenten an der Schwebungsfrequenz ”fu” und Fre quenzen n × Fs ± fu (n = 1, 2, 3, ...), welche sich aus der Differenz zwischen dem Sendesignal (Ss) und dem empfangenen Signal (Sr) ableiten. 24 zeigt ein Spektrum, welches eine Grundwellenkomponente entsprechend der Schwebungsfrequenz ”fu” und höhere harmonische Komponenten entsprechend den Frequenzen n × Fs ± fu (n = 1, 2, 3, ...) darstellt.
  • Die Frequenz Fs der zyklischen Modulationskomponente wird auf einen größeren Wert als das zweifache der Schwebungsfrequenz fu der Grundwellenkomponente des Schwebungssignals bestimmt. Daher sind die Frequenzen Fs ± fu hinreichend weit von der Schwebungsfrequenz fu entfernt und können sicher unterschiedlich behandelt werden.
  • Die Berechnungseinrichtung (24) extrahiert die Schwebungsfrequenz fu unter Verwendung der höheren harmonischen Komponenten (mit Frequenzen n × Fs ± fu) des Schwebungssignals, um die Entfernung und die relative Geschwindigkeit des Zielobjekts zu berechnen.
  • Auf diese Weise wird entsprechend dem ersten ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung das Sendesignal (Ss) verwendet, dessen Frequenz sich nicht nur linear sondern ebenfalls zyklisch ändert. Somit kann der Hochfrequenzmischer (22), welcher das Sendesignal (Ss) und das empfangene Signal (Sr) mischt, höhere harmonische Komponenten mit höheren Frequenzen ebenso wie die Grundwellenkomponente erzeugen.
  • Die höheren harmonischen Komponenten sind im allgemeinen hervorragend bezüglich eines Signal/Rausch-Verhältnisses, da sie frei von einem standhaften Niederfrequenzrauschen wie einem AM-FM-Umwandlungsrauschen und einem 1/f-Rauschen sind. Wie durch eine gestrichelte Linie in 24 angezeigt, verringert sich ein Rauschpegel des Niederfrequenzrauschens mit einem ansteigen der Frequenz. Somit kann die Schwebungsfrequenz fu unter Verwendung der höheren har monischen Komponenten des Schwebungssignals genau erfaßt werden. Dementsprechend ist ein Radarsystem mit dem Vermögen des Erfassens der höheren harmonischen Komponenten dahingehend vorteilhaft, daß die Berechnung zur Erfassung des Zielobjekts genau durchgeführt wird.
  • Entsprechend dem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird es auf diese Weise möglich, das Leistungsvermögen des Radarsystems ohne Hinzufügen einer komplizierten und aufwendigen Hardware zur Verarbeitung höherer Frequenzkomponenten zu verbessern.
  • Vorzugsweise enthält die Sendesignalerzeugungseinrichtung eine erste Komponentenerzeugungseinrichtung (26) zum Erzeugen der linearen Modulationskomponente (Ma) eine zweite Komponentenerzeugungseinrichtung (27) zum Erzeugen der zyklischen Modulationskomponente (Mb), eine Additionseinrichtung (28) zum Addieren der linearen Modulationskomponente und der zyklischen Modulationskomponente und zum Erzeugen eines Modulationssignals (Sm) und einen Hochfrequenzoszillator (12), welcher das Hochfrequenzsendesignal (Ss) erzeugt, dessen Frequenz entsprechend dem Modulationssignal (Sm) variabel ist.
  • Des weiteren mischt ein Zwischenfrequenzmischer (34) das von dem Hochfrequenzmischer (22) zugeführte Schwebungssignal (Sb) mit der zyklischen Modulationskomponente (Mw) als zweites lokales Signal und erzeugt ein zweites Schwebungssignal (Sb2) mit einer Frequenzkomponente, die eine Differenz zwischen den gemischten Signalen darstellt. Und die Berechnungseinrichtung (24) berechnet die Entfernung und die relative Geschwindigkeit des Zielobjekts auf der Grundlage der Grundwellenkomponente (fu) des zweiten Schwebungssignals, welches von dem Zwischenfrequenzmischer (34) zugeführt wird.
  • 25 zeigt ein Spektrum des derart hergestellten zweiten Schwebungssignals (Sb2). Die höheren harmonischen Komponenten von Fs ± fu werden in die Grundwellenkomponente der Schwebungsfrequenz fu umgewandelt. Das durch eine gestrichelte Linie angezeigte Niederfrequenzrauschen wird an der Schwebungsfrequenz fu reduziert. Dementsprechend wird die Berechnungsoperation unter Verwendung der Grundwellenkomponente des Schwebungsfrequenz fu (einige zehn bis einige hundert kHz) durchgeführt.
  • Um das S/N-Verhältnis des zweiten Schwebungssignals zu verbessern, ist vorzugsweise ein Tiefpaßfilter (68) zwischen den Zwischenfrequenzmischer (34) und der Berechnungseinrichtung (24) zum Entfernen unnötiger harmonischer Komponenten aus dem zweiten Schwebungssignal angeordnet.
  • Vorzugsweise empfängt ein Frequenzmultiplizierer (42) die von der zweiten Komponentenerzeugungseinrichtung erzeugte zyklische Modulationskomponente (Mb) und erzeugt eine frequenzmultiplizierte Modulationskomponente, dessen Frequenz äquivalent ist zu dem n-fachen einer Frequenz (Fs) der zyklischen Modulationskomponente (Mb), wobei n eine ganze Zahl ist. Und die frequenzmultiplizierte Modulationskomponente wird dem Zwischenfrequenzmischer (34) als das zweite lokale Signal zugeführt. Mit dieser Anordnung wird es möglich, die höheren harmonischen Komponenten von Frequenzen n × Fs ± fu in die Grundwellenkomponente des Schwebungssignals umzuwandeln. Durch geeignetes Festlegen des Verstärkungsfaktors ”n” können hervorragende harmonische Komponenten mit besseren S/N-Verhältnissen zum Erlangen der Position (Entfernung und relative Geschwindigkeit) des Zielobjekts gewählt und verwendet werden.
  • Vorzugsweise ist ein Bandpaßfilter (32) zwischen dem Hochfrequenzmischer (22) und dem Zwischenfrequenzmischer (34) angeordnet. Dieser Bandpaßfilter (32) besitzt eine Mittenfrequenz äquivalent zu einer Frequenz des zweiten lo kalen Signals mit einer Bandbreite, die größer als das Zweifache einer Frequenz der Grundwellenkomponente des Schwebungssignals ist. Mit dieser Anordnung können unnötige Signalkomponenten und Niederfrequenzrauschen wirksam entfernt werden. Das S/N-Verhältnis der Grundwellenkomponente des zweiten Schwebungssignals kann erhöht werden. 26 zeigt ein Spektrum des zweiten Schwebungssignals, welches von dem Zwischenfrequenzmischer (34) erzeugt wird, wenn ein derartiges Bandpaßfilter verwendet wird. Diese Anordnung ist insbesondere wirksam, wenn eine schnelle Fouriertransformation bei der Frequenzspektrumanalyse verwendet wird, da die Anwesenheit unnötiger höherer harmonischer Komponenten die Belastung durch bei der Analyse erforderten Berechnungen spürbar erhöht.
  • Vorzugsweise ist eine Frequenzmultipliziereinrichtung (76) zum Erzeugen einer frequenzmultiplizierten Modulationskomponente vorgesehen, deren Frequenz dem n-fachen einer Frequenz einer zyklischen Modulationskomponente (Mb) äquivalent ist, wobei n eine ganze Zahl ist. Eine lokale Signalschalteinrichtung (74) führt selektiv die zyklische Modulationskomponente oder die frequenzmultiplizierte Modulationskomponente einem Zwischenfrequenzmischer als das zweite lokale Signal zu. Und eine lokale Signalschaltsteuereinrichtung (24, Schritte S110 bis S190) steuert eine Schaltoperation der lokalen Signalschalteinrichtung (74) auf der Grundlage eines Signal/Rausch-Verhältnisses der Grundwellenkomponente des in die Berechnungseinrichtung gelangten Schwebungssignals (Sb2). Somit wird ein optimiertes zweites lokales Signal mit einem besseren Signal/Rausch-Verhältnis dem Zwischenfrequenzmischer zugeführt.
  • Des weiteren sind ein erstes Bandpaßfilter (82) und ein zweites Bandpaßfilter (84) parallel zueinander vorgesehen. Das erste Bandpaßfilter (82) besitzt eine Mittenfrequenz äquivalent zu der Frequenz (Fs) der von der zweiten Komponentenerzeugungseinrichtung (27) erzeugten zyklischen Modu lationskomponente (Mb) mit einer Bandbreite, die breiter als das Zweifache der Frequenz der Grundwellenkomponente des Schwebungssignals ist. Das zweite Bandpaßfilter (84) besitzt eine Mittenfrequenz äquivalent zu der von der Frequenzmultipliziereinrichtung erzeugten frequenzmultiplizierten Modulationskomponente. Eine Filterschalteinrichtung (86, 88) ist zwischen dem Hochfrequenzmischer und dem Zwischenfrequenzmischer zum zusammenwirkenden Wählen des ersten Bandpaßfilters (82) oder des zweiten Bandpaßfilters (84) angeordnet. Eine Filterschaltsteuereinrichtung (24) steuert eine Schaltoperation der Filterschalteinrichtung (86, 88) derart, daß das erste Bandpaßfilter gewählt wird, wenn die zyklische Modulationskomponente (Mb) als das zweite lokale Signal gewählt wird, während die frequenzmultiplizierte Modulationskomponente als das zweite lokale Signal gewählt wird. Mit dieser Anordnung können hervorragende Signalkomponenten mit einem besseren Signal/Rausch-Verhältnis stets der Berechnungseinrichtung zugeführt werden.
  • 27A stellt eine Beziehung zwischen einem Modulationsindex (d. h. einer Dichte der zyklischen Modulationskomponente) und einer Dichte der höheren harmonischen Komponenten als Ergebnis einer Computersimulation dar. Der Modulationsindex M wird durch eine Gleichung M = (ΔFa/2)Fs definiert, wobei ΔFa eine Dichte (d. h. eine maximale Frequenzabweichung) der zyklischen Modulationskomponente und Fs eine Frequenz der zyklischen Modulationskomponente darstellen.
  • Bei dieser Computeranalyse werden Wellenformen der Sendesignale und der empfangenen Signale ebenso wie die ersten und zweiten lokalen Signale auf eine Weise von Zeitfolgen (time-series) reproduziert. Eine Operation des Mischers wird durch Multiplizieren der zu mischenden Signalwellenformen simuliert. Ein Ausgang (d. h. ein Multiplikationsergebnis) des Mischers wird als Signalwellenform des Schwe bungssignals erzielt und in ein Frequenzspektrum durch eine schnelle Fouriertransformation getrennt, um die Intensität der Spitzenfrequenzkomponente und die Intensität des Schwebungssignals zu berechnen. Entsprechend den Frequenzmodulationsfaktoren des Sendesignals wird die Frequenz der zyklischen Modulationskomponente auf Fs = 1 MHz festgelegt, und die lineare Modulationskomponente besitzt eine Dreieckswellenform einer zyklischen Periode T = 2,56 ms. Eine Frequenzmodulationsbreite des empfangenen Signals beträgt ΔF = 100 MHz. Es wird angenommen, daß das Zielobjekt 50 m vor dem Radarsystem befindlich ist.
  • Als Ergebnis (27A) der oben beschriebenen Computersimulation wird es bestätigt, daß die Intensität jeder höheren harmonischen Komponente sich entsprechend dem Modulationsindex ändert. Wenn die primäre harmonische Komponente stark ist, ist die sekundäre harmonische Komponente schwach. Wenn demgegenüber die primäre harmonische Komponente schwach ist, ist die sekundäre harmonische Komponente stark. Mit anderen Worten, die primären und sekundären harmonischen Komponenten befinden sich wechselseitig in einer Ergänzungsbeziehung. Der Rauschpegel verbleibt unabhängig von einer Änderung des Modulationsindex im wesentlichen konstant.
  • 27B stellt eine Beziehung zwischen dem Modulationsindex und einem Signal/Rausch-Verhältnis der höheren harmonischen Komponenten dar. Aus dem Graphen ergibt sich, daß ein ähnliches Ergebnis erzielt wird.
  • Im Hinblick auf das vorstehende Ergebnis wird es bevorzugt, daß eine Intensitätseinstellungseinrichtung (72) der zweiten Komponentenerzeugungseinrichtung (27) zum Einstellen einer Signalintensität der zyklischen Modulationskomponente zugeordnet ist. Und eine Intensitätseinstellungssteuereinrichtung (24, Schritte S210 bis S270) steuert eine Einstelloperation der Intensitätseinstelleinrichtung auf der Grundlage eines Signal/Rausch-Verhältnisses der Grundwellenkomponente oder der harmonischen Komponenten des in die Berechnungseinrichtung gelangten Schwebungssignals (Sb2). Somit wird eine optimierte zyklische Modulationskomponente mit einem besseren Signal/Rausch-Verhältnis der Additionseinrichtung (28) zugeführt.
  • Vorzugsweise ist die zweite Komponentenerzeugungseinrichtung (27) der Frequenzeinstelleinrichtung (24) zum Einstellen der Frequenz der zyklischen Modulationskomponente zugeordnet. Und eine Frequenzeinstellsteuereinrichtung (24, Schritte S310 bis S380) steuert eine Einstelloperation der Frequenzeinstelleinrichtung auf der Grundlage eines Signal/Rausch-Verhältnisses der Grundwellenkomponente oder der harmonischen Komponenten des in die Berechnungseinrichtung gelangten Schwebungssignals (Sb2). Somit wird eine optimierte zyklische Modulationskomponente mit einem besseren Signal/Rausch-Verhältnis der Additionseinrichtung (28) zugeführt.
  • Die höheren harmonischen Komponenten von Frequenzen n × Fs ± fu des von dem Hochfrequenzmischer erzeugten Schwebungssignals sind entsprechend der Frequenz Fs der zyklischen Modulationskomponente variabel. Somit ermöglicht es die oben beschriebene Anordnung, die Frequenzen der höheren harmonischen Komponenten flexibel zu ändern.
  • Vorzugsweise besitzt die zyklische Modulationskomponente (Mb) ein sinusförmiges Wellensignal.
  • Entsprechend einem zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Radarsystem bereitgestellt, welches eine Sendesignalerzeugungseinrichtung (12, 52) zum Erzeugen eines Hochfrequenzsendesignals (Ss), dessen Frequenz moduliert ist, um sich linear relativ der Zeit zu ändern und als Radarwelle gesendet zu werden, eine Lokalsignalerzeugungseinrichtung (18, 54, 56) zum Erzeugen eines lokalen Signals (L) auf der Grundlage eines Abzweigungssignals (St), welches von dem Sendesignal getrennt ist, das von der Sendesignalerzeugungseinrichtung erzeugt wird, und einen Hochfrequenzmischer (22) aufweist zum Mischen eines empfangenen Signals (Sr) der Radarwelle, die von einem Zielobjekt reflektiert worden ist, mit dem von der Lokalsignalerzeugungseinrichtung erzeugten lokalen Signal und zum Erzeugen eines Schwebungssignals (Sb1) mit einer Frequenzkomponente, welche eine Differenz zwischen dem empfangenen Signal und dem Lokalsignal darstellt.
  • Insbesondere weist die Lokalsignalerzeugungseinrichtung eine Lokalmodulationssignalerzeugungseinrichtung (54) zum Erzeugen eines lokalen Modulationssignals (Mb) mit einer Grundwellenkomponente, deren Frequenz größer als das Zweifache einer Schwebungsfrequenz ist, welche eine Frequenzdifferenz zwischen dem Sendesignal und dem empfangenen Signal darstellt, und eine Abzweigungssignalmodulationseinrichtung (56) auf zum Modulieren einer Amplitude des Abzweigungssignals entsprechend dem von der Lokalmodulationssignalerzeugungseinrichtung erzeugten lokalen Modulationssignal und zum Erzeugen des lokalen Signals.
  • Wenn das Abzweigungssignal (d. h. das Sendesignal) eine Frequenz Ft aufweist, wird das lokale Signal zu dem Zeitpunkt ”t” angesehen, als wenn es durch Amplitudenmodulation des Abzweigungssignals der Frequenz Fp durch das lokale Modulationssignal der Frequenz Fp erzielt worden ist.
  • 28A stellt ein Spektrum des zu diesem Augenblick erzielten lokalen Signals (L) mit einer Mittenfrequenz an der Frequenz Ft und Seitenbändern von Frequenzen dar, die von der Mittenfrequenz um das n-fache (n = ±1, ±2, ±3, ...) der Frequenz Fp beabstandet sind.
  • 28B stellt ein Spektrum des empfangenen Signals (Sr) durch eine gestrichelte Linie dar. Aus 28B ist ersichtlich, daß das empfangene Signal (Sr) gegenüber dem Sendesignal (Ss) um eine Schwebungsfrequenz fu verschoben ist, welche durch eine Verzögerungszeit der zwischen dem Radarsystem und dem Zielobjekt vor- und zurücklaufenden Radarwelle und eine Doppler-Frequenzverschiebung bestimmt ist, welche sich aus einer relativen Geschwindigkeit zwischen dem Radarsystem und dem Zielobjekt ableitet.
  • Das Schwebungssignal stellt eine Frequenzdifferenz zwischen dem Sendesignal (Ss) und dem von dem Hochfrequenzmischer gemischten empfangenen Signal (Sr) dar. Wie aus 28B ersichtlich besitzt somit das Schwebungssignal Signalkomponenten an der Schwebungsfrequenz ”fu” und an Frequenzen n × Fp ± fu (n = 1, 2, 3, ...), welche aus der Differenz zwischen dem Sendesignal (Ss) und dem empfangenen Signal (Sr) abgeleitet sind. 29 stellt ein Spektrum dar, welches eine Grundwellenkomponente entsprechend der Schwebungsfrequenz ”fu” und höhere harmonische Komponenten entsprechend den Frequenzen n × Fp ± fu (n = 1, 2, 3, ...) darstellt.
  • Somit ermöglicht das Festlegen der Grundwellenfrequenz Fp des lokalen Modulationssignals in einem von dem Niederfrequenzrauschen nicht beeinflußten Gebiet, die höheren harmonischen Komponenten des Schwebungssignals in einem hervorragenden Signal/Rausch-Verhältnis zu erzielen. Dies führt zu einer genauen Erfassung des Zielobjekts.
  • Vorzugsweise enthält das Radarsystem des weiteren eine Berechnungseinrichtung (24) zum Erzielen einer Entfernung (R) und einer relativen Geschwindigkeit (V) des Zielobjekts auf der Grundlage des von dem Hochfrequenzmischer erzeugten Schwebungssignals.
  • Vorzugsweise enthält das Radarsystem des weiteren einen Zwischenfrequenzmischer (66), welcher das von dem Hochfrequenzmischer zugeführte Signal mit dem von der Lokalmodula tionssignalerzeugungseinrichtung zugeführten lokalen Modulationssignal mischt und ein zweites Schwebungssignal (Sb2) mit einer Frequenzkomponente erzeugt, welche eine Differenz zwischen den gemischten Signalen darstellt.
  • Diese Anordnung macht es möglich, die höheren harmonischen Komponenten (Frequenzen: n × Fp ± fu) des Schwebungssignals in die Grundwellenkomponente der Schwebungsfrequenz fu umzuwandeln.
  • Vorzugsweise erzielt die Berechnungseinrichtung (24) die Entfernung und die relative Geschwindigkeit des Zielobjekts auf der Grundlage des von dem Zwischenfrequenzmischer erzeugten zweiten Schwebungssignals.
  • Vorzugsweise wird ein Tiefpaßfilter (68) bereitgestellt, um unnötige harmonische Komponenten aus dem von dem Zwischenfrequenzmischer zugeführten zweiten Schwebungssignal zu entfernen.
  • Vorzugsweise ist wenigstens ein Bandpaßfilter (62) oder ein Schmalbandverstärker (64) zwischen dem Hochfrequenzmischer und dem Zwischenfrequenzmischer angeordnet. Das Bandpaßfilter (62) empfängt das von dem Hochfrequenzmischer erzeugte Schwebungssignal und entfernt unnötige Frequenzkomponenten, welche weit weg von der Frequenz der Grundwellenkomponente des lokalen Modulationssignals (Mb) entfernt sind. Und der Schmalbandverstärker (64) verstärkt eine Signalkomponente, deren Frequenz nahe der Frequenz der Grundwellenkomponente des lokalen Modulationssignals (Mb) liegt. Die oben beschriebenen Anordnungen sind effektiv, um das Signal/Rausch-Verhältnis des Schwebungssignals zu verbessern.
  • Vorzugsweise ist die Lokalmodulationssignalerzeugungseinrichtung (54) einer Frequenzeinstelleinrichtung (24) zum Einstellen der Frequenz des lokalen Modulationssignals zu geordnet. Eine Frequenzeinstellsteuereinrichtung (24) steuert eine Einstelloperation der Frequenzeinstelleinrichtung auf der Grundlage eines Signal/Rausch-Verhältnisses der Grundwellenkomponente oder der harmonischen Komponenten des in die Berechnungseinrichtung gelangten Schwebungssignals derart, daß ein optimiertes lokales Modulationssignal mit einem besseren Signal/Rausch-Verhältnis der Abzweigungssignalmodulationseinrichtung (56) zugeführt wird.
  • Die Frequenzen n × Fp ± fu der höheren harmonischen Komponenten des von dem Hochfrequenzmischer erzeugten Schwebungssignals sind entsprechend der Frequenz Fp der zylischen Modulationskomponente variabel (vgl. 29). Daher können die Frequenzen der höheren harmonischen Komponenten des Schwebungssignals durch Einstellen der Frequenz Fp der zyklischen Modulationskomponente willkürlich geändert werden.
  • Vorzugsweise besitzt das von der Lokalmodulationssignalerzeugungseinrichtung erzeugte lokale Modulationssignal (Mb) eine einzige Frequenz der Grundwellenkomponente oder besitzt eine rechteckige Wellenform.
  • Bezugszeichen in Klammern, welche der obigen Beschreibung hinzugefügt sind, stellen die Übereinstimmung der Komponenten dar, welche bei den später beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung offenbart werden. Daher werden diese Bezugszeichen lediglich zum Erhöhen des Verständnisses für die vorliegende Erfindung und nicht zum Einschränken des Rahmens der vorliegenden Erfindung verwendet.
  • Die vorliegende Erfindung wird in der nachfolgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung erläutert.
  • 1 zeigt ein schematisches Blockdiagramm, welches eine Anordnung eines Radarsystems einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 2 zeigt ein Zeitablaufsdiagramm, welches eine Wellenform eines Sendesignals und eine Wellenform eines empfangenen Signals darstellt;
  • 3 zeigt ein Diagramm, welches ein Spektrum eines gemessenen Schwebungssignals darstellt;
  • 4 zeigt ein Zeitablaufsdiagramm, welches eine andere Wellenform des Sendesignals entsprechend einem anderen Signalsendeverfahren darstellt;
  • 5 zeigt ein schematisches Blockdiagramm, welches eine Anordnung eines Radarsystems einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 6 zeigt ein schematisches Blockdiagramm, welches eine Anordnung eines Radarsystems einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 7 zeigt ein schematisches Blockdiagramm, welches eine Anordnung eines Radarsystems einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 8 zeigt ein Flußdiagramm, welches ein Einstellverfahren entsprechend der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 9 zeigt ein Flußdiagramm, welches Details einer Signal/Rausch-Verhältnis-Messverarbeitung entsprechend der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 10 zeigt ein schematisches Blockdiagramm, welches eine modifizierte Anordnung des Radarsystems entsprechend der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 11 zeigt ein schematisches Blockdiagramm, welches eine Anordnung eines Radarsystems einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 12 zeigt ein Flußdiagramm, welches ein Einstellverfahren entsprechend der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 13 zeigt ein schematisches Blockdiagramm, welches eine modifizierte Anordnung des Radarsystems entsprechend der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 14 zeigt ein schematisches Blockdiagramm, welches eine andere modifizierte Anordnung des Radarsystems entsprechend der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 15 zeigt ein schematisches Blockdiagramm, welches eine Anordnung eines Radarsystems einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 16 zeigt ein Flußdiagramm, welches Details einer Verarbeitung des Messens des Signal/Rausch-Verhältnisses entsprechend der sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 17 zeigt ein schematisches Blockdiagramm, welches eine Anordnung eines Radarsystems einer siebenten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 18 zeigt ein schematisches Blockdiagramm, welches eine modifizierte Anordnung des Radarsystems entsprechend der siebenten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 19 zeigt ein schematisches Blockdiagramm, welches eine andere modifizierte Anordnung des Radarsystems der siebenten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 20 zeigt ein schematisches Blockdiagramm, welches eine andere modifizierte Anordnung des Radarsystems der siebenten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 21 zeigt ein schematisches Blockdiagramm, welches eine Anordnung eines Radarsystems einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 22 zeigt ein schematisches Blockdiagramm, welches eine Anordnung eines Radarsystems einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 23A und 23B zeigen Ansichten, welche Signalkomponenten erklären, die bei dem Schwebungssignal entsprechend einem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung auftreten;
  • 24 zeigt eine Ansicht, welche Signalkomponenten des Schwebungssignals und einen Rauschpegel entsprechend dem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 25 zeigt eine Ansicht, welche den Effekt des Bereitstellens eines Zwischenfrequenzmischers entsprechend dem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung erklärt;
  • 26 zeigt eine Ansicht, welche einen Effekt des Bereitstellens eines Bandpaßfilters entsprechend dem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung erklärt;
  • 27A und 27B zeigen Graphen, welche eine Beziehung zwischen der Intensität von höheren harmonischen Komponenten und einem Modulationsindex bzw. eine Beziehung zwischen dem Signal/Rausch-Verhältnis und dem Modulationsindex darstellen;
  • 28A und 28B zeigen Ansichten, welche Signalkomponenten erklären, die bei dem lokalen Signal und dem empfangenen Signal entsprechend einem zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung auftreten;
  • 29 zeigt eine Ansicht, welche Signalkomponenten darstellen, die bei dem Schwebungssignal entsprechend dem zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung auftreten;
  • 30A und 30B zeigen Zeitablaufsdiagramme, welche eine Operation eines herkömmlichen FMCW-Radars erklären; und
  • 31 zeigt ein schematischen Blockdiagramm, welches eine Anordnung eines herkömmlichen Radarsystems darstellt.
  • Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die zugeordneten Figuren erklärt. Identische Teile sind dabei mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.
  • Erste Ausführungsform
  • 1 zeigt eine Gesamtanordnung eines Zielerfassungsradarsystems einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in 1 dargestellt enthält ein Radarsy stem 10 einen spannungsgesteuerten Oszillator 12, dessen Oszillationsfrequenz durch Ändern einer angelegten Spannung generell geändert werden kann. Insbesondere erzeugt der spannungsgesteuerte Oszillator 12 ein höherfrequentes Signal in einem Millimeterwellenband als Sendesignal Ss und steuert die Frequenz des höherfrequenten Signals Ss entsprechend einem Modulationssignal Sm. Ein Modulationssignalgenerator 14 ist mit dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 verbunden, um das Modulationssignal Sm zu erzeugen und es dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 zuzuführen. Eine Sendeantenne 16 sendet eine Radarwelle im Ansprechen auf das von dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 erzeugten Sendesignal Ss aus.
  • Ein Verteiler 18 ist zwischen dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 und der Sendeantenne 16 angeordnet. Der Verteiler 18 erzeugt ein lokales Signal L durch Abtrennen eines Teils elektrischer Leistung des von dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 erzeugten Sendesignals Ss.
  • Eine Empfangsantenne 20 empfängt die von einem Zielobjekt reflektierte Radarwelle und wandelt die empfangene Radarwelle in ein empfangenes Signal Sr um. Ein Hochfrequenzmischer 22 ist mit der Empfangsantenne 20 verbunden und empfängt das von dem Verteiler 18 zugeführte lokale Signal L. Der Hochfrequenzmischer 22 mischt das empfangene Signal Sr mit dem lokalen Signal L und erzeugt ein Schwebungssignal Sb, welches äquivalent zu einer Differenz zwischen dem empfangenen Signal Sr und dem lokalen Signal L ist. Ein Signalverarbeitungsabschnitt 24 ist mit dem Hochfrequenzmischer 22 zum Empfang des von dem Hochfrequenzmischer gesendeten Schwebungssignals Sb verbunden. Der Signalverarbeitungsabschnitt 24 erfaßt eine Entfernung und eine relative Geschwindigkeit des Zielobjekts auf der Grundlage des von dem Mischer 22 gesendeten Schwebungssignals Sb.
  • Der Modulationssignalgenerator 14 enthält einen Dreieckswellenoszillator 26, einen Sinuswellenoszillator 27 und einen Signaladdierer 28. Der Dreieckswellenoszillator 26 erzeugt ein lineares Modulationssignal Ma mit einer Dreieckswellenform mit einer zyklischen Periode T. Wenn dieses lineare Modulationssignal Ma zugeführt wird, führt der spannungsgesteuerte Oszillator 12 eine Modulation derart durch, daß die Modulationsfrequenz einmal linear relativ zur Zeit ansteigt und danach umgekehrt abnimmt. Der Sinuswellenoszillator 27 erzeugt ein zyklisches Modulationssignal Mb einer Sinuswellenform mit einer zyklischen Periode 1/Fs. Wenn dieses zyklische Modulationssignal Mb zugeführt wird, führt der spannungsgesteuerte Oszillator 12 eine andere Modulation derart durch, daß sich die Frequenz zyklisch mit einer zyklischen Periode ändert, die hinreichend kürzer ist als diejenige der zyklischen Periode T der Dreieckswellenform. Der Signaladdierer 28 ist zwischen dem Dreieckswellenoszillator 26 und dem Sinuswellenoszillator 27 angeordnet, um das Modulationssignal Sm zu erzeugen. Es wird nämlich das von dem Dreieckswellengenerator 26 zugeführte lineare Modulationssignal Ma mit dem von dem Sinuswellenoszillator 27 zugeführten zyklischen Modulationssignal Mb addiert, um das von dem Modulationssignalgenerator 14 erzeugte und dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 zugeführte Modulationssignal Sm zu bilden.
  • Der Signalverarbeitungsabschnitt 24 enthält einen Mikrocomputer, welcher als Hauptkomponente dient und üblicherweise durch eine Kombination einer CPU, eines ROM und eines RAM gebildet wird. Der Signalverarbeitungsabschnitt 24 enthält des weiteren einen A/D-Wandler, welcher das Schwebungssignal Sb in ein entsprechendes Digitalsignal zum Eintritt in die CPU umwandelt, und eine Arithmetikverarbeitungseinheit zum Durchführen einer schnellen Fouriertransformation (FFT) auf der Grundlage von durch den A/D-Wandler herbeigeholten Daten.
  • Bei dem oben beschriebenen Radarsystem 10 erzeugt der spannungsgesteuerte Oszillator 12 das Sendesignal Ss als Ergebnis der Frequenzmodulation entsprechend dem Modulationssignal Sm, welches aus dem Modulationssignalgenerator 14 gelangt ist.
  • Entsprechend 2 stellt eine durchgezogene Linie eine Änderung der Frequenz des Sendesignals Ss dar. Die Struktur der durchgezogenen Linie ist im wesentlichen eine Kombination einer Dreieckswellenform und einer hinzugefügten Sinuswellenform. Die Dreieckswellenform ist das lineare Modulationssignal Ma, welches sich mit der zyklischen Periode T ändert, während die Sinuswellenform das zyklische Modulationssignal Mb ist, das sich mit der Frequenz Fs ändert.
  • Danach sendet die Sendeantenne 16 das von einer Radarwelle getragene Sendesignal Ss aus. Der Verteiler 18 trennt ein Teil des Sendesignal Ss als das lokale Signal L ab. Die Empfangsantenne 20 empfängt die von der Sendeantenne 16 ausgesandte und danach von dem Zielobjekt reflektierte Radarwelle. Entsprechend 2 stellt eine durchgezogene Linie eine Frequenzänderung des Empfangssignals Sr dar. Der Hochfrequenzmischer 22 mischt das von der Empfangsantenne 20 empfangene Signal Sr mit dem von dem Verteiler 18 zugeführten lokalen Signal L und erzeugt das Schwebungssignal Sb.
  • Der Signalverarbeitungsabschnitt 24 gibt A/D-umgewandelte Daten des Schwebungssignals Sb in Bezug zu jedem ansteigenden Modulationsteil und absteigenden Modulationsteil des Sendesignals Ss ein. Danach führt der Signalverarbeitungsabschnitt 24 die schnelle Fouriertransformation durch, um ein Spektrum des Schwebungssignals Sb zu erlangen. Danach wird aus dem sich ergebenden Spektrum eine ansteigende Modulationsfrequenz Fs ± fd und eine absteigende Modulationsfrequenz Fs ± fu und eine absteigende Modulationsfrequenz Fs ± fd jeweils extrahiert. Des weiteren werden die Schwebungsfrequenzen fu und fd aus den somit extrahierten Frequenzen Fs ± fu und Fs ± fd erlangt. Darauffolgend wird auf der Grundlage der somit erlangten Schwebungsfrequenzen fu und fd die Verarbeitung zum Erlangen der Entfernung R und der relativen Geschwindigkeit V des Zielobjekts unter Verwendung der Gleichungen (1) und (2) ausgeführt.
  • 3 stellt ein gemessenes Spektrum des von dem Hochfrequenzmischer 22 erzeugten Schwebungssignals Sb dar, welcher eine von dem Zielobjekt reflektierte Radarwelle empfängt, das 10 m vor dem Radarsystem 10 befindlich ist.
  • Das von dem Dreieckswellenoszillator 26 erzeugte lineare Modulationssignal Ma ist eine Dreieckswelle mit der zyklischen Periode T = 2,7 ms (entsprechend einer Frequenz von 370 Hz). Eine Modulationsbandbreite ΔF des Sendesignals Ss ist auf 90 MHz festgelegt, während eine Mittenfrequenz Fo des Sendesignals Ss auf 59,5 GHz festgelegt ist. Das von dem Sinuswellenoszillator 27 erzeugte zyklische Modulationssignal Mb ist eine Sinuswelle mit einer Frequenz Fs = 100 kHz. Eine Modulationsbandbreite ΔFa des Sendesignals Ss relativ zu einer Änderung des zyklischen Modulationssignals Mb ist auf 4 MHz festgelegt.
  • Des weiteren sind bei dieser Messung sowohl das Radarsystem 10 als auch das Zielobjekt stationär. Das ansteigende Schwebungssignal fu des Sendesignals Ss ist im wesentlichen identisch mit dem absteigenden Schwebungssignal fd des Sendesignals Ss. Das Spektrum des Schwebungssignals verbleibt während der ansteigenden Modulation und der absteigenden Modulation unverändert. Dementsprechend stellt 3 lediglich das Spektrum des ansteigenden Schwebungssignals Sb dar.
  • Wie in 3 dargestellt besitzt das Spektrum des Schwebungssignals Sb eine Spitze der Grundwellenkomponente bei einer Frequenz fu (4,5 kHz) ebenso wie Spitzen der höheren harmonischen Komponenten bei 95,5 kHz und 104,5 kHz. Diese Spitzen stimmen mit Fs ± fu überein, d. h. mit der Frequenz Fs (= 100 kHz) des zyklischen Modulationssignals Mb plus oder minus der Schwebungsfrequenz fu. Mit anderen Worten, diese Messung zeigt, daß das Demodulieren des Sendesignals Ss durch das Modulationssignal Sm es ermöglicht, die höheren harmonischen Komponenten (Frequenz: n × Fs ± fu) zusammen mit der Grundwellenkomponente (entsprechend der Frequenz fu) zu erzeugen. Wie oben beschrieben wird das Modulationssignal Sm durch Addieren des linearen Modulationssignals Ma und des zyklischen Modulationssignals Mb gebildet.
  • Um des weiteren eine unterschiedliche Anzeige des Spektrums zu realisieren, benutzt diese Messung die niedrige Frequenz von 100 kHz als die Frequenz Fs des von dem Sinuswellenoszillator 27 erzeugten zyklischen Modulationssignals Mb. Jedoch sollte im Hinblick auf eine Rauschreduzierung eine praktischer Wert der Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb auf einen höheren Frequenzbereich von 1 MHz bis 10 MHz festgelegt werden. Das Festlegen einer höheren Frequenz Fs ist insbesondere wirksam, um den Einfluß eines Niederfrequenzrauschens aufzuheben. Die Spitzen höherer harmonischer Komponenten (Frequenz: n × Fs ± fu) erscheinen in einem Gebiet, welches zum Erlangen eines besseren Signal/Rausch-Verhältnisses geeignet ist.
  • Wie oben erklärt setzt sich bei dem Radarsystem 10 der ersten Ausführungsform das zur Modulation des Sendesignals Ss verwendete Modulationssignal Sm aus dem linearen Modulationssignal Ma und dem zyklischen Modulationssignal Mb zusammen. Das Sendesignal Ss ändert sich nicht nur linear sondern ändert sich ebenfalls zyklisch (mit der zyklischen Periode = 1/Fs). Ein Teil des Sendesignals Ss wird als das lokale Signal L abgeteilt. Das empfangene Signal Sr wird mit diesem lokalen Signal L von dem Hochfrequenzmischer 22 gemischt. Der Hochfrequenzmischer 22 erzeugt das Schwebungssignal Sb, welches die Grundwellenkomponente (entsprechend der Frequenz fu) ebenso wie höhere harmonische Komponenten (entsprechend den Frequenzen n × Fs ± fu) aufweist.
  • Um den ungünstigen Einfluß des Niederfrequenzrauschens bei dem Radarsystem 10 der ersten Ausführungsform zu unterdrücken, wird es dementsprechend bevorzugt, die Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb auf einen Bereich äquivalent zu mehreren MHz bis mehreren 10 MHz festzulegen. Diese höheren harmonischen Komponenten des Schwebungssignals sind im wesentlichen frei von dem ungünstigen Einfluß des Niederfrequenzrauschens. Somit sind die höheren harmonischen Komponenten des Schwebungssignals bezüglich ihrer Signal/Rausch-Verhältnisse im Vergleich mit der Grundwellenkomponente des Schwebungssignals hervorragend. Unter Verwendung derartiger höherer harmonischer Komponenten, die hervorragend bezüglich ihrer Signal/Rausch-Verhältnisse bei in dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 durchgeführten Arithmetikoperationen sind, wird es ermöglicht, die Schwebungsfrequenzen fu und fd genau zu erfassen. Die Entfernung und/oder die relative Geschwindigkeit des Zielobjekts kann genau erzielt werden.
  • Es wird beispielsweise angenommen, daß die Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals 1 MHz beträgt und die Schwebungsfrequenz fu 10 kHz beträgt. Die höheren harmonischen Komponenten (Fs ± fu) würden 0,99 MHz und 1,01 MHz betragen. Das Erfassen der höheren harmonischen Komponenten in einem derartigen Fall ist im Vergleich mit dem direkten Erfassen der Grundwellenkomponente (fu = 10 kHz) dahingehend effektiv, daß das 1/f-Rauschen um 20 dB reduziert werden kann. Dies ist äquivalent zu einer drastischen Reduzierung des Rauschpegels auf etwa 1/100. Das 1/f-Rauschen ist ein Teil des Niederfrequenzrauschens und ist umgekehrt proportional zu der Frequenz.
  • Bei dem Modulationssignalgenerator 14 der oben beschriebenen ersten Ausführungsform erzeugen der Dreieckswellenoszillator 26 und der Sinuswellenoszillator 27 kontinuierlich Dreieckswellen bzw. Sinuswellen. Jedoch ist das Verfahren zum Senden des Sendesignals Ss nicht auf das in 2 Offenbarte beschränkt. Beispielsweise stellt 4 die Wellenform eines modifizierten Sendesignals Ss dar. Wie in 4 dargestellt besitzt das modifizierte Sendesignal Ss eine ruhende Periode, die dessen ansteigender Modulationsperiode und absteigender Modulationsperiode zwischengeschaltet ist. Während dieser ruhenden Periode erzeugt der Dreieckswellenoszillator 26 einen konstanten Ausgang, und der Sinuswellenoszillator 27 ist deaktiviert, so daß die Frequenz des Sendesignals Ss konstant verbleibt. Zweck des Festlegens der ruhenden Periode ist das Sicherstellen einer hinreichenden Zeitdauer zur Verarbeitung oder Analyse des Schwebungssignals Sb ebenso wie zur Berechnung der Entfernung und/oder der relativen Geschwindigkeit des Zielobjekts. Wenn das Radarsystem 10 in einem Kraftfahrzeug als Bauelement zum Verhindern einer Kollision installiert ist, wird die ruhende Periode effektiv zum Durchführen von nötigen Steuerungen einer entsprechenden Fahrzeugvorrichtung wie einer Fahrzeuggeschwindigkeitssteuerung und/oder einer Bremssteuerung ebenso wie zum Erzeugen eines Alarmsignals für den Fahrer verwendet.
  • Bei der oben beschriebenen ersten Ausführungsform ist das zyklische Modulationssignal Mb eine Sinuswelle. Jedoch kann das zyklische Modulationssignal Mb eine Rechtecks- oder Dreieckswelle sein, wenn es eine zyklische Änderung der Frequenz des Sendesignals Ss hervorrufen kann.
  • Des weiteren enthält bei der oben beschriebenen ersten Ausführungsform der Modulationssignalgenerator 14 den Dreieckswellenoszillator 26, den Sinuswellenoszillator 27 und den Signaladdierer 28 zum Erzeugen des Modulationssignals Sm. Wenn jedoch der Signalverarbeitungsabschnitt 24 das Vermögen des Erzeugens der Vergleichswellenformdaten besitzt, wird es möglich, das Modulationssignal Sm unter Durchführung einer D/A-Umwandlung der erzeugten Wellenformdaten zu erzeugen. Darüber hinaus wird es möglich, den Modulationssignalgenerator 14 und den spannungsgesteuerten Oszillator 12 in einem integrierten Modul anzuordnen und zu vereinigen.
  • Zweite Ausführungsform
  • 5 zeigt eine Gesamtanordnung eines Radarsystems 30 einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
  • Das Radarsystem 30 der zweiten Ausführungsform enthält ein Bandpaßfilter (BPF) 32 und einen Zwischenfrequenzmischer 34 zusätzlich zu der Anordnung des Radarsystems 10, welches in der ersten Ausführungsform dargestellt ist. Das Bandpaßfilter (BPF) 32 und der Zwischenfrequenzmischer 34 sind seriell zwischen dem Hochfrequenzmischer 22 und dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 angeordnet. Das von dem Hochfrequenzmischer 22 erzeugte Schwebungssignal Sb wird dem Bandpaßfilter 32 gesendet. Das Bandpaßfilter 32 extrahiert lediglich höhere harmonische Komponenten eines vorbestimmten Frequenzbands aus dem eingegangenen Schwebungssignal Sb. Somit werden die gewählten höheren harmonischen Komponenten ausschließlich dem Zwischenfrequenzmischer 34 gesendet. Der Zwischenfrequenzmischer 34 erzeugt ein zweites Schwebungssignal Sb2 durch Mischen der gewählten höheren harmonischen Komponenten mit dem von dem Sinuswellenoszillator 27 gesendeten zyklischen Modulationssignal Mb.
  • Das Frequenzband des Bandpaßfilters 32 besitzt eine Mittenfrequenz identisch zu der Mittenfrequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb mit einer Bandbreite, die größer als das Zweifache des maximalen Werts einer erfaßbaren Schwebungsfrequenzbreite ist.
  • Bei der oben beschriebenen Anordnung extrahiert das Radarsystem 30 der zweiten Ausführungsform lediglich die höheren harmonischen Komponenten mit den Frequenzen Fs ± fu aus dem eingegangenen Schwebungssignal Sb. Die derart extrahierten höheren harmonischen Komponenten werden danach mit dem zyklischen Modulationssignal Mb der Frequenz Fs gemischt. Somit erzeugt wie vorhergehend bezüglich 25 und 26 erklärt der Zwischenfrequenzmischer 34 das zweite Schwebungssignal Sb2, welches aus der Grundwellenkomponente der Schwebungsfrequenz fu zusammengesetzt ist.
  • Dementsprechend kann der Signalverarbeitungsabschnitt 24 die geforderten Arithmetikoperationen unter Verwendung der Signalkomponente des Schwebungssignals fu ohne irgendeine Modifizierung der Hardware- oder Softwareanordnung durchführen.
  • Wenn beispielsweise die Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb auf 10,7 MHz festgelegt ist, kann das Bandpaßfilter 32 und der Zwischenfrequenzmischer 34 durch kommerziell verfügbare kostengünstigere elektronische Komponenten und für die Zwischenfrequenzverarbeitungsschaltungen, welche in den herkömmlichen Fernsehgeräten und Radioempfängern eingebaut sind und in großem Umfang verwendet werden, gebildet werden. Dadurch wird eine wesentliche Kostenreduzierung bei der Herstellung des Radarsystems 30 realisiert.
  • Die zweite Ausführungsform stellt ein Bandpaßfilter 32 bereit, welches zwischen dem Hochfrequenzmischer 22 und dem Zwischenfrequenzmischer 34 angeordnet ist. Jedoch kann das Bereitstellen dieses Bandpaßfilters 32, wenn es verlangt wird, weggelassen werden.
  • Dritte Ausführungsform
  • 6 stellt eine Gesamtanordnung eines Radarsystems 40 einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar.
  • Das Radarsystem 40 der dritten Ausführungsform enthält einen Frequenzmultiplizierer 42 zusätzlich zu der Anordnung des in der zweiten Ausführungsform dargestellten Radarsystems 30. Der Frequenzmultiplizierer 42 ist zwischen dem Zwischenfrequenzmischer 34 und dem Sinuswellenoszillator 27 angeordnet, um eine n-fache Frequenzmultiplikation für das von dem Sinuswellenoszillator 27 zugeführte zyklische Modulationssignal Mb durchzuführen.
  • Bei dieser dritten Ausführungsform besitzt das Bandpaßfilter 32 ein Frequenzband, das an einer Frequenz zentriert ist, die identisch zu dem n-fachen der Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb ist, mit einer Bandbreite, die größer als das Zweifache des maximalen Werts einer erfaßbaren Schwebungsfrequenz ist.
  • Bei der oben beschriebenen Anordnung extrahiert das Radarsystem 40 der dritten Ausführungsform die harmonischen Komponenten mit den Frequenzen n × Fs ± fu aus dem eingegangenen Schwebungssignal Sb. Die derart extrahierten harmonischen Komponenten werden danach mit dem frequenzmultiplizierten zyklischen Modulationssignal Mb gemischt, welches eine multiplizierte Frequenz äquivalent zu dem n-fachen von Fs aufweist. Somit erzeugt der Zwischenfrequenzmischer 34 das zweite Schwebungssignal Sb2, welches die Grundwellenkomponente der Schwebungsfrequenz fu aufweist.
  • Das Radarsystem 40 der dritten Ausführungsform optimiert die Multiplikationszahl ”n” des Frequenzmultiplizierers 42 und das Frequenzband des Bandpaßfilters 32, um lediglich beschränkte Frequenzkomponenten mit hervorragenden Signal/Rausch-Verhältnissen in die Grundwellenkomponente (Frequenz fu) des zweiten Schwebungssignals Sb2 umzuwandeln.
  • Die dritte Ausführungsform stellt das Bandpaßfilter 32 bereit, welches zwischen dem Hochfrequenzmischer 22 und dem Zwischenfrequenzmischer 34 angeordnet ist. Jedoch kann das Bereitstellen dieses Bandpaßfilters 32 nötigenfalls ausgelassen werden.
  • Vierte Ausführungsform
  • 7 stellt eine Gesamtanordnung eines Radarsystems 70 einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar.
  • Das Radarsystem 70 der vierten Ausführungsform enthält eine Intensitätseinstellvorrichtung 72, einen Zwischenfrequenzmischer 34, einen Frequenzmultiplizierer 76 und einen zweiten Lokalsignalumschalteschaltkreis 74 zusätzlich zu der Anordnung des Radarsystems 10, welches in der ersten Ausführungsform dargestellt ist.
  • Die Intensitätseinstellvorrichtung 72 ist zwischen dem Sinuswellenoszillator 27 und dem Signaladdierer 28 angeordnet und empfängt ein Intensitätseinstellsignal Sa, welches von dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 zugeführt wird. Insbesondere ändert die Intensitätseinstellvorrichtung 72 eine Signalintensität (d. h. die Amplitude) des von dem Sinuswellenoszillator 27 zugeführten zyklischen Modulationssignals in Übereinstimmung mit dem von dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 zugeführten Intensitätseinstellsignal Sa. Der Zwischenfrequenzmischer 34 ist zwischen dem Hochfrequenzmischer 22 und dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 angeordnet, um ein zweites Schwebungssignal Sb2 durch Mischen des von dem Hochfrequenzmischer 22 zugeführten Schwebungssignals Sb mit einem später beschriebenen zweiten lokalen Signal L2 zu erzeugen.
  • Der Frequenzmultiplizierer 76 ist mit dem Zwischenfrequenzmischer 34 verbunden, um die Frequenz des von dem Sinuswellenoszillator 27 zugeführten zyklischen Modulationssignals Mb zu verdoppeln.
  • Der zweite Lokalsignalumschalteschaltkreis 74 ist zwischen dem Sinuswellenoszillator 27 und dem Zwischenfrequenzmischer 34 angeordnet, wobei lediglich ein Eingangsanschluß mit dem Sinuswellenoszillator 27 und zwei Ausgangsanschlüsse selektiv mit dem Eingangsanschluß über einen beweglichen Kontakt verbunden sind. Ein primärer Ausgangsanschluß des zweiten Lokalsignalumschaltekreises 74 ist direkt mit dem Zwischenfrequenzmischer 34 verbunden. Ein Sekundärausgangsanschluß des zweiten Lokalsignalumschaltekreises 74 ist indirekt mit dem Zwischenfrequenzmischer 34 über den Frequenzmultiplizierer 76 verbunden. Des weiteren empängt der zweite Lokalsignalumschaltekreis 74 ein Schaltsignal Sd von dem Signalverarbeitungsabschnitt 24.
  • Mit dieser Anordnung wird der zweite Lokalsignalumschaltekreis 74 entsprechend dem von dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 zugeführten Schaltsignal Sd selektiv geschaltet und das zweite lokale Signal L2 zwischen zwei Signalen geändert. Wenn insbesondere der bewegliche Kontakt des zweiten Lokalsignalumschaltekreises 74 mit dem primären Ausgangsanschluß verbunden ist, wird das zyklische Modulationssignal Mb des Sinuswellenoszillators 27 als das zweite lokale Signal L2 dem Zwischenfrequenzmischer 34 direkt zugeführt. Wenn andererseits der bewegliche Kontakt des zweiten lokalen Signalumschalteschaltkreises 74 mit dem sekundären Ausgangsanschluß verbunden ist, wird das zyklische Modulationssignal Mb des Sinuswellenoszillators 27 einer zweifachen Frequenzmultiplikation in dem Frequenzmultiplizierer 76 unterworfen und danach als das zweite lokale Signal L2 dem Zwischenfrequenzmischer 34 zugeführt.
  • Die Intensitätseinstellvorrichtung 72 der vierten Ausführungsform kann durch einen geeigneten Verstärker oder einen variablen Widerstand gebildet werden.
  • Aus der vorstehenden Beschreibung ist ersichtlich, daß das Radarsystem 70 der vierten Ausführungsform das Intensitätseinstellsignal Sa zur Steuerung der Intensitätseinstellvorrichtung 72 verwendet. Die Intensitätseinstellvorrichtung 72 ändert die Intensität des zyklischen Modulationssignals Mb entsprechend dem Intensitätseinstellsignal Sa und sendet ein bezüglich der Intensität eingestelltes zyklisches Modulationssignal Mb dem Signaladdierer 28. Diese Einstellung übt einen Einfluß auf das von dem Hochfrequenzmischer 22 erzeugte Schwebungssignal Sb aus. Die Intensität jeder harmonischen Komponente des Schwebungssignals Sb ändert sich im Ansprechen auf diese Einstellung wie vorausgehend in 27A dargestellt.
  • Des weiteren verwendet das Radarsystem 70 der vierten Ausführungsform das Schaltsignal Sd zur Steuerung des zweiten Lokalsignalumschaltekreises 74. Wenn der zweite Lokalsignalumschaltekreis 74 zum Erfassen von primären harmonischen Komponenten eingestellt ist, wird das zyklische Modulationssignal Mb von dem Sinuswellenoszillator 27 direkt dem Zwischenfrequenzmischer 34 zugeführt. Die primären harmonischen Komponenten (d. h. Fs ± fu) des von dem Hochfrequenzmischer 22 erzeugten Schwebungssignals Sb werden somit in die Grundwellenkomponente des zweiten Schwebungssignals Sb2 (d. h. die Frequenz fu) umgewandelt und dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 zugeführt.
  • Wenn andererseits der zweite Lokalsignalumschaltekreis 74 zum Erfassen von sekundären harmonischen Komponenten geschaltet wird, wird das zweifach zyklische Modulationssignal von dem Frequenzmultiplizierer 76 dem Zwischenfrequenzmischer 34 zugeführt. Die sekundären harmonischen Komponenten (d. h. 2Fs ± fu) des Schwebungssignals Sb werden so mit in die Grundwellenkomponente des zweiten Schwebungssignals Sb2 umgewandelt und dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 zugeführt.
  • Der Signalverarbeitungsabschnitt 24 führt eine Einstellung zum Bestimmen des Festlegens des zweiten Lokalsignalumschaltekreises 74 und der Intensitätseinstellvorrichtung 72 durch. Die periodisch oder gegebenenfalls in dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 durchgeführte Einstellverarbeitung wird im folgenden unter Bezugnahme auf ein in 8 dargestelltes Flußdiagramm erklärt.
  • In einem ersten Schritt S110 wird der zweite Lokalsignalumschaltekreis 74 zum Erfassen der primären harmonischen Komponenten im Ansprechen auf das Schaltsignal Sd eingestellt. In einem nächsten Schritt S120 wird eine Signal/Rausch-Verhältnis-Messverarbeitung durchgeführt. Bei dieser Signal/Rausch-Verhältnis-Messverarbeitung wird das Signal/Rausch-Verhältnis des in den Signalverarbeitungsabschnitt 24 gelangten zweiten Schwebungssignals Sb2 unter einem Ändern der Intensität der Intensitätseinstellvorrichtung 72 aufeinanderfolgend gemessen, um einen Spitzenwert (d. h. einen Maximalwert) SNp zu erfassen. Eine Intensität der Intensitätseinstellvorrichtung 72, welche festgelegt wird, wenn der Spitzenwert erfaßt wird, wird als Spitzenintensität SAp erlangt.
  • Details der in dem Schritt S110 durchgeführten Signal/Rausch-Verhältnis-Messverarbeitung werden unter Bezugnahme auf ein in 9 dargestelltes Flußdiagramm erklärt.
  • In einem Schritt S210 wird ein Spitzenwert SNp des in einem Register gespeicherten Signal/Rausch-Verhältnisses gelöscht. In einem nächsten Schritt S220 wird im Ansprechen auf das Intensitätseinstellsignal Sa eine Intensitätsfestlegung SAset der Intensitätseinstellvorrichtung 72 auf SA min festgelegt, was einen einstellbaren minimalen Wert darstellt.
  • Als nächstes wird in einem Schritt S230 eine Signal/Rausch-Verhältnis-Messung durchgeführt und ein gemessener Wert SNdet erlangt, welcher das Signal/Rausch-Verhältnis der Grundwellenkomponente des in den Signalverarbeitungsabschnitt 24 gelangten zweiten Schwebungssignals Sb2 darstellt. Danach wird in einem Schritt S240 überprüft, ob der gemessene Wert SNdet kleiner als der Spitzenwert SNp ist. Wenn in dem Schritt S240 sich die Beurteilung JA (d. h. SNp ≥ SNdet) ergibt, begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt S260. Wenn andererseits sich in dem Schritt S240 die Beurteilung NEIN ergibt (d. h. SNp < SNdet), begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt S250. In dem Schritt S250 wird der Spitzenwert SNp durch den gemessenen Wert SNdet ersetzt (d. h. erneuert). Und eine entsprechende Intensitätsfestlegung SAset der Intensitätseinstellvorrichtung 72 wird als die Spitzenintensität Sap festgehalten, welche während der Signal/Rausch-Verhältnis-Messung in dem Schritt S230 festgelegt wird. Danach begibt sich der Steuerfluß zu dem Schritt S260.
  • In dem Schritt S260 wird im Ansprechen auf das Intensitätseinstellsignal Sa die Intensitätsfestlegung SAset der Intensitätseinstellvorrichtung 72 um einen vorbestimmten Betrag ΔSA (d. h. SAset ← SAset + ΔSA) erhöht. Danach wird in einem nächsten Schritt S270 überprüft, ob die erhöhte Intensitätsfestlegung SAset kleiner als ein einstellbarer maximaler Wert SAmax der Intensitätseinstellvorrichtung 72 ist. Wenn in dem Schritt S270 die Beurteilung JA (d. h. SAset ≤ SAmax) erfolgt, begibt sich der Steuerfluß zu dem Schritt S230 und wiederholt die oben beschriebenen Schritte S230 bis S270. Wenn andererseits in dem Schritt S270 die Beurteilung NEIN (d. h. SAset > SAmax) erfolgt, wird die Signal/Rausch-Verhältnis-Messverarbeitung beendet und zu dem Schritt S130 der Einstellverarbeitung von 8 zurückge kehrt. Kurz dargestellt, die Signal/Rausch-Verhältnis-Messverarbeitung erlangt die letzten Werte des Spitzenwerts SNp des Signal/Rausch-Verhältnisses und der entsprechenden Spitzenintensität SAp.
  • In dem Schritt S130 werden die gemessenen letzten Werte des Spitzenwerts SNp und der Spitzenintensität SAp als SN1 bzw. SA1 festgehalten.
  • Als nächstes wird in einem Schritt S140 der zweite Lokalsignalumschaltekreis 74 zum Erfassen der sekundären harmonischen Komponenten im Ansprechen auf das Schaltsignal Sd festgelegt. In einem nächsten Schritt S150 wird eine Signal/Rausch-Verhältnis-Messverarbeitung auf dieselbe Weise wie in dem Schritt S120 durchgeführt. Bei dieser Signal/Rausch-Verhältnis-Messverarbeitung wird nämlich das Signal/Rausch-Verhältnis des in den Signalverarbeitungsabschnitt 24 gelangten zweiten Schwebungssignals Sb2 unter Ändern der Intensität der Intensitätseinstellvorrichtung 72 aufeinanderfolgend gemessen, um einen Spitzenwert (d. h. einen maximalen Wert) SNp zu erfassen. Eine Intensität der Intensitätseinstellvorrichtung 72, welche eingestellt wird, wenn der Spitzenwert erfaßt wird, wird als Spitzenintensität SAp erlangt. In einem nächsten Schritt S160 werden die gemessenen letzten Spitzenwerte SNp und SAp als SN2 bzw. SA2 festgehalten. Danach begibt sich der Steuerfluß zu einem nächsten Schritt S170.
  • Auf diese Weise werden bei der aufeinanderfolgenden Verarbeitung der Schritte S110 bis S130 der Spitzenwert SN1 des zum Erfassen der primären harmonischen Komponenten festgelegten Signal/Rausch-Verhältnisses und ein entsprechender Spitzenwert SA1 der Intensitätsfestlegung in der Intensitätseinstellvorrichtung 72 erlangt. Bei einer aufeinanderfolgenden Verarbeitung der Schritte S140 bis S160 wird der zum Erfassen der sekundären harmonischen Komponenten festgelegte Spitzenwert SN2 des Signal/Rausch-Verhält nisses und ein entsprechender Spitzenwert SA2 der Intensitätsfestlegung in der Intensitätseinstellvorrichtung 72 erlangt.
  • In dem Schritt S170 wird überprüft, ob der Spitzenwert SN1 größer als der Spitzenwert SN2 ist. Wenn in dem Schritt S170 die Beurteilung JA (d. h. SN1 > SN2) erfolgt, begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt S180. In dem Schritt S180 sendet der Signalverarbeitungsabschnitt 24 das Schaltsignal Sd, um den primären Ausgangsanschluß zu wählen, wodurch schließlich der zweite Lokalsignalumschalteschaltkreis 74 zum Erfassen der primären harmonischen Komponenten festgelegt wird. Des weiteren sendet der Signalverarbeitungsabschnitt 24 das Intensitätseinstellsignal Sa der Intensitätseinstellevorrichtung 72, um die Festlegung auf einen optimalen Wert derart zu beenden, daß die Signalintensität des dem Signaladdierer 28 zugeführten zyklischen Modulationssignals Mb eine Spitzenintensität SA1 aufweist.
  • Wenn andererseits in dem Schritt S170 die Beurteilung NEIN (d. h. SN1 ≤ SN2) erfolgt, begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt S190. In dem Schritt S190 sendet der Signalverarbeitungsabschnitt 24 das Schaltsignal Sd, um den sekundären Ausgangsanschluß zu wählen, wodurch schließlich der zweite Lokalsignalumschalteschaltkreis 74 zum Erfassen der sekundären harmonischen Komponenten festgelegt wird. Des weiteren sendet der Signalverarbeitungsabschnitt 24 das Intensitätseinstellsignal Sa der Intensitätseinstellvorrichtng 72, um das Festlegen auf einen optimalen Wert derart zu beenden, daß die Signalintensität des dem Signaladdierer 28 zugeführten zyklischen Modulationssignals Mb eine Spitzenintensität SA2 aufweist.
  • Hiernach hält der Signalverarbeitungsabschnitt 24 die in dem Schritt S180 oder S190 abgeschlossenen Einstellungen und führt eine Arithmetikverarbeitung zum Erlangen der Entfernung und der relativen Geschwindigkeit des Zielobjekts auf der Grundlage der Frequenz (d. h. der Schwebungsfrequenz fu) der Grundwellenkomponente des zweiten Schwebungssignals Sb2 durch.
  • Wie oben erklärt vergleicht die Radarvorrichtung 70 der vierten Ausführungsform die primären harmonischen Komponenten (welche Frequenzen von Fs ± fu aufweisen) und die sekundären harmonischen Komponenten (welche Frequenzen von 2Fs ± fu aufweisen), wenn das Schwebungssignal Sb von dem Hochfrequenzmischer 22 zugeführt wird. Danach werden auf der Grundlage des Vergleichs ihrer Signal/Rausch-Verhältnisse entweder die primären harmonischen Komponenten oder die sekundären harmonischen Komponenten als hervorragende harmonische Komponenten gewählt. Die somit gewählten hervorragenden harmonischen Komponenten werden danach in die Grundwellenkomponente des zweiten Schwebungssignals Sb2 umgewandelt.
  • Wenn beispielsweise ein Rauschen in der Nähe der Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb erscheint, werden die primären harmonischen Komponenten ein verschlechtertes Signal/Rausch-Verhältnis aufweisen. In einem derartigen Fall wandelt die vierte Ausführungsform ausschließlich die sekundären harmonischen Kompoenten des Schwebungssignals Sb in die Grundwellenkomponente des zweiten Schwebungssignals Sb2 um. Wenn andererseits ein Rauschen in der Nähe einer Frequenz 2 × Fs, was identisch zu dem Zweifachen der Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb ist, erscheint, werden die sekundären harmonischen Komponenten ein verschlechtertes Signal/Rausch-Verhältnis aufweisen. In einem derartigen Fall wandelt die vierte Ausführungsform ausschließlich die primären harmonischen Komponenten des Schwebungssignals Sb in die Grundwellenkomponente des zweiten Schwebungssignals Sb2 um. Die somit in die Grundwellenkomponente des zweiten Schwebungssignals Sb2 umgewandelten harmonischen Komponenten des Schwebungssi gnals werden danach bei der Arithmetikverarbeitung in dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 verwendet.
  • Wie oben erklärt kann das Radarsystem 70 der vierten Ausführungsform stets hervorragende harmonische Komponenten zwischen den primären harmonischen Komponenten und den sekundären harmonischen Komponenten unter Berücksichtigung der Erzeugung von Rauschen (d. h. des Signal/Rausch-Verhältnisses) erlangen. Somit wird eine hohe Genauigkeit bei der Berechnung der Entfernung und der relativen Geschwindigkeit des Zielobjekts beibehalten.
  • Des weiteren ist bei der vierten Ausführungsform die Signalintensität des zyklischen Modulationssignals Mb genau einstellbar, um das Signal/Rausch-Verhältnis für jede der primären und sekundären harmonischen Komponenten zu maximieren. Dies führt zu einer Verbesserung des Erfassungsvermögens des Radarsystems 70.
  • Des weiteren führt bei der vierten Ausführungsform der Frequenzmultiplizierer 76 die Zweifachfrequenzmultiplikation durch. Jedoch ist der Grad der Frequenzmultiplikation nicht auf das ”Zweifache” beschränkt und kann auf das ”Dreifache” oder einen geeigneten anderen Grad abgeändert werden. Des weiteren wird bei der vierten Ausführungsform das zweite lokale Signal L2 zwischen zwei Signalen gewählt. Es ist jedoch möglich, zwei oder mehrere Frequenzmultiplizierer 76 mit unterschiedlichen Multiplikationsfaktoren bereitzustellen, so daß das zweite lokale Signal L2 aus drei oder mehreren unterschiedlichen Frequenzen gewählt werden kann.
  • 10 stellt ein ähnliches Radarsystem 70a als Modifizierung der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. Das Radarsystem 70a enthält ein erstes Bandpaßfilter (d. h. ein erstes BPF) 82, ein zweites Bandpaßfilter (d. h. ein zweites BPF) 84 und Filterumschalteschalt kreise 86 und 88 zusätzlich zu der Anordnung des in 7 dargestellten Radarsystems. Das erste BPF 82 und das zweite BPF 84 sind parallel zueinander zwischen dem Hochfrequenzmischer 22 und dem Zwischenfrequenzmischer 34 angeordnet. Das erste BPF 82 besitzt eine Mittenfrequenz gleich der Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb mit einer Bandbreite, die größer als das Zweifache des maximalen Werts einer erfaßbaren Schwebungsfrequenz ist. Das zweite BPF 84 besitzt eine Mittenfrequenz gleich dem Zweifachen der Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb mit einer Bandbreite, die größer als das Zweifache des maximalen Werts einer erfaßbaren Schwebungsfrequenz ist.
  • Der Hochfrequenzmischer 22 ist selektiv mit dem ersten BPF 82 oder dem zweiten BPF 84 durch den Filterumschalteschaltkreis 86 verbunden, welcher am nächsten zu dem Hochfrequenzmischer 22 vorgesehen ist. Der Zwischenfrequenzmischer 34 ist selektiv mit dem ersten BPF 82 oder dem zweiten BPF 84 durch den Filterumschalteschaltkreis 88 verbunden, welcher am nächsten zu dem Zwischenfrequenzmischer 34 vorgesehen ist. Der Signalverarbeitungsabschnitt 24 sendet ein Filterschaltsignal Sf beiden Filterumschalteschaltkreisen 86 und 88, um einen aus dem ersten BPF 82 und dem zweiten BPF 84 zu wählen.
  • Das Filterschaltsignal Sf ist mit dem Schaltsignal Sd synchronisiert. Zum Erfassen der primären harmonischen Komponenten wird das zyklische Modulationssignal Mb des Sinuswellenoszillators 27 dem Zwischenfrequenzmischer 34 über den primären Ausgangsanschluß des zweiten Lokalsignalumschalteschaltkreises 74 zugeführt. In diesem Fall ist der Hochfrequenzmischer 22 mit dem Zwischenfrequenzmischer 34 über das erste BPF 82 verbunden.
  • Andererseits wird zum Erfassen der sekundären harmonischen Komponenten das zyklische Modulationssignal Mb des Sinuswellenoszillators 27 dem Zwischenfrequenzmischer 34 über den sekundären Ausgangsanschluß des zweiten Lokalsignalumschalteschaltkreises 74 zugeführt. In diesem Fall ist der Hochfrequenzmischer 22 mit dem Zwischenfrequenzmischer 34 über das zweite BPF 84 verbunden.
  • Die Schaltkreisanordnung des Radarsystems 70a wird bevorzugt zum Entfernen verschiedener Rauschkomponenten aus dem Schwebungssignal Sb verwendet. Die zu entfernenden Rauschkomponenten enthalten in diesem Fall das Niederfrequenzrauschen ebenso wie höhere harmonische Komponenten, die nicht in die Grundwellenkomponente (Frequenz fu) umgewandelt worden sind. Somit kann das Signal/Rausch-Verhältnis des Schwebungssignals Sb verbessert werden. Insbesondere ist das Radarsystem 70a funktionell hervorragend, wenn die schnelle Fouriertransformation (FFT) für die Signalerfassungsverarbeitung in dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 verwendet wird.
  • Es ist bekannt, daß Signalkomponenten mit Frequenzen, die größer als das Zweifache der zu erfassenden Frequenz sind, üblicherweise ein zirkulierendes Phänomen höherer Oberwellen in der schnellen Fouriertransformation (FFT) verursachen. Somit wird es durch Entfernen derartiger unerwünschter höherer Oberwellen möglich, Fehler bei der Erfassung des Zielobjekts zu eliminieren.
  • Eine in dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 des Radarsystems 70a durchgeführte Einstellverarbeitung ist im wesentlichen identisch zu der in dem Flußdiagramm von 8 offenbarten Verarbeitung mit der Ausnahme, daß das Festlegen der Filterumschalteschaltkreise 86 und 88 durch das Filterschaltsignal Sf durchgeführt wird, wenn die Festlegungen des zweiten Lokalsignalumschaltekreises 74 durch das Schaltsignal Sd durchgeführt werden (Schritte S110, S140, S180 und S190).
  • Fünfte Ausführungsform
  • 11 stellt eine Gesamtanordnung eines Radarsystems 80 einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar.
  • Das Radarsystem 80 der fünften Ausführungsform unterscheidet sich von dem Radarsystem 10 der ersten Ausführungsform dadurch, daß der Sinuswellenoszillator 27 von dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 gesteuert wird. Insbesondere sendet der Signalverarbeitungsabschnitt 24 ein Frequenzeinstellsignal Se dem Sinuswellenoszillator 27. Im Ansprechen auf dieses Frequenzeinstellsignal Se ändert der Sinuswellenoszillator 27 die Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb. Um diese Funktion zu realisieren, ist der Sinuswellenoszillator 27 vorzugsweise als spannungsgesteuerter Oszillator gebildet.
  • Bei dem oben beschriebenen Radarsystem 80 der fünften Ausführungsform ändert sich die Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb in Übereinstimmung mit dem Frequenzeinstellsignal Se. Der Hochfrequenzmischer 22 erzeugt das Schwebungssignal Sb mit harmonischen Komponenten mit Frequenzen n × Fs ± fu variabel im Ansprechen auf die Einstellung der Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb.
  • Als nächstes wird eine in dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 zum Bestimmen der Festlegungen des Sinuswellenoszillators 27 durchgeführte Einstellverarbeitung unter Bezugnahme auf ein in 12 dargestelltes Flußdiagramm erklärt. Diese Verarbeitung wird periodisch oder gelegentlich durchgeführt.
  • In einem ersten Schritt S310 wird ein Spitzenwert SNp des in einem Register gespeicherten Signal/Rausch-Verhältnisses gelöscht. In einem nächsten Schritt S320 wird im Ansprechen auf das Frequenzeinstellsignal Se eine Frequenzfestlegung FMset des Sinuswellenoszillators 27 auf FMmin festgelegt, welcher einen einstellbaren minimalen Wert darstellt.
  • Als nächstes wird ein Schritt S330 einer Signal/Rausch-Verhältnis-Messung durchgeführt, und ein gemessener Wert SNdet erlangt, welcher das Signal/Rausch-Verhältnis der Grundwellenkomponente des in den Signalverarbeitungsabschnitt 24 gelangten zweiten Schwebungssignals Sb2 darstellt. Danach wird in einem Schritt S340 überprüft, ob der gemessene Wert SNdet kleiner als der Spitzenwert SNp ist. Wenn in dem Schritt S340 die Beurteilung JA erfolgt (d. h. SNp ≥ SNdet), begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt S360. Wenn andererseits in dem Schritt S340 die Beurteilung NEIN erfolgt (d. h. SNp < SNdet), begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt S350. In dem Schritt S350 wird die Spitze des Signal/Rausch-Wertes SNp durch den gemessenen Wert SNdet ersetzt (d. h. erneuert). Eine entsprechende Frequenzfestlegung FMset des Sinuswellenoszillators 27 wird als Spitzenfrequenz FMp festgehalten, welche während der Signal/Rausch-Verhältnis-Messung des Schrittes S330 festgelegt wird. Danach begibt sich der Steuerfluß zu dem Schritt S360.
  • In dem Schritt S360 wird im Ansprechen auf das Frequenzeinstellsignal Se die Frequenzfestlegung FMset des Sinuswellenoszillators 27 um einen vorbestimmten Betrag ΔFM erhöht (d. h. FMset ← FMset + ΔFm). Danach wird in einen nächsten Schritt S370 überprüft, ob die erhöhte Frequenzfestlegung FMset kleiner als ein einstellbarer maximaler Wert FMmax des Sinuswellenoszillators 27 ist. Wenn in dem Schritt S370 die Beurteilung JA erfolgt (d. h. FMset ≤ FMmax), kehrt der Steuerfluß zu dem Schritt S330 zurück und wiederholt die oben beschriebenen Schritte S330 bis S370. Wenn andererseits in dem Schritt S370 die Beurteilung NEIN erfolgt (d. h. FMset > FMmax), begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt S380. In dem Schritt S380 wird die Festlegung für den Sinuswellenoszillator 27 derart durchgeführt, daß das von dem Sinuswellenoszillator 27 erzeugte zyklische Modulationssignal Mb eine Frequenz identisch zu der Spitzenfrequenz FMp aufweist. Danach wird die Einstellverarbeitung von 12 beendet.
  • Der Signalverarbeitungsabschnitt 24 hält die in dem Schritt S380 abgeschlossenen Festlegungen und führt eine Arithmetikverarbeitung zum Erlangen der Entfernung und der relativen Geschwindigkeit des Zielobjekts auf der Grundlage des von dem Hochfrequenzmischer 22 zugeführten Schwebungssignals Sb durch.
  • Wie oben erklärt stellt die Radarvorrichtung 80 der fünften Ausführungsform die Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb ein. Der Hochfrequenzmischer 22 erzeugt das Schwebungssignal Sb, dessen höhere Oberwellen Frequenzen n × Fs ± fu aufweist, variabel im Ansprechen auf die Einstellung der Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb.
  • Wenn ein Rauschen in der Nähe einer Frequenz n × Fs identisch zu dem n-fachen der Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb erscheint, ermöglicht es dementsprechend die fünfte Ausführungsform, die Frequenzen n × Fs ± fu der harmonischen Komponenten des Schwebungssignals Sb von dem Rauschen weit weg zu verschieben. Somit kann das Signal/Rausch-Verhältnis des Schwebungssignals Sb verbessert werden. Die Genauigkeit der Erfassung des Ziels wird unabhängig einer Änderung des Rauschzustands stets sichergestellt.
  • 13 stellt ein ähnliches Radarsystem 80a als Modifizierung der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. Das Radarsystem 80a enthält einen Zwischenfrequenzmischer 34 zusätzlich zu der Anordnung des in 11 dargestellten Radarsystems 80.
  • Der Zwischenfrequenzmischer 34 ist zwischen dem Hochfrequenzmischer 22 und dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 angeordnet und mit dem Sinuswellenoszillator 27 verbunden, um das zyklische Modulationssignal Mb als zweites lokales Signal L2 zu empfangen. Der Zwischenfrequenzmischer 34 mischt das von dem Hochfrequenzmischer 22 zugeführte Schwebungssignal Sb mit dem lokalen Signal L2, um ein zweites Schwebungssignal Sb2 zu erzeugen.
  • Diese Anordnung des Radarsystems 80a ist dahingehend vorteilhaft, daß die Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb keinen wesentlichen Einfluß auf die Umwandlung der primären harmonischen Komponenten des von dem Hochfrequenzmischer 22 erzeugten Schwebungssignals Sb in die Grundwellenkomponente des zweiten Schwebungssignals Sb2 ausübt. Dadurch wird es ermöglicht, eine herkömmliche und kostengünstige Signalverarbeitungsvorrichtung als Signalverarbeitungsabschnitt 24 des Radarsystems 80a zu verwenden.
  • 14 stellt ein ähnliches Radarsystem 80b als andere Modifizierung der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. Das Radarsystem 80b enthält ein Tiefpaßfilter (LPF) 68 zusätzlich zu der Anordnung des in 13 dargestellten Radarsystems 80a.
  • Das Tiefpaßfilter ist zwischen dem Zwischenfrequenzmischer 34 und dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 angeordnet. Das Tiefpaßfilter 68 besitzt die Funktion des Entfernens aller unnötigen harmonischen Komponenten aus dem von dem Zwischenfrequenzmischer 34 erzeugten zweiten Schwebungssignal Sb2, bevor das zweite Schwebungssignal Sb2 in den Signalverarbeitungsabschnitt 24 gelangt ist.
  • Die Anordnung des Radarsystems 80b ist insbesondere dann vorteilhalft, wenn der Signalverarbeitungsabschnitt 24 eine Signalerfassung auf der Grundlage einer schnellen Fou riertransformation (FFT) durchführt. Das Vermögen des Entfernens unerwünschter harmonischer Komponenten ermöglicht es, das bekannte Zirkulationsphänomen höherer Oberwellen bei der schnellen Fouriertransformation (FFT) zu eliminieren. Diese Art des Zirkulationsphänomens wird üblicherweise dadurch hervorgerufen, daß die Signalkomponenten Frequenzen aufweisen, die größer als das Zweifache der zu erfassenden Frequenz sind. Somit wird es möglich, Fehler bei der Erfassung des Zielobjekts zu eliminieren.
  • Eine Einstellverarbeitung, welche in dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 des Radarsystems 80a oder 80b zum Bestimmen der Festlegungen des Sinuswellenoszillators 27 durchgeführt wird, ist im wesentlichen identisch mit derjenigen Verarbeitung, die in dem Flußdiagramm von 12 offenbart ist.
  • Sechste Ausführungsform
  • 15 stellt eine Gesamtanordnung eines Radarsystems 90 einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar.
  • Das Radarsystem 90 der sechsten Ausführungsform ist im wesentlichen dasselbe wie das Radarsystem 70 der vierten Ausführungsform mit der Ausnahme, daß der Sinuswellenoszillator 27 von dem Frequenzeinstellsignal Se gesteuert wird, das von dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 zugeführt wird. Der Sinuswellenoszillator 27 ist vorzugsweise durch einen spannungsgesteuerten Oszillator gebildet, so daß die Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb im Ansprechen auf das von dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 zugeführten Frequenzeinstellsignal Se geändert werden kann.
  • Entsprechend der Anordnung des Radarsystems 90 der sechsten Ausführungsform wird die Intensitätseinstellvorrichtung 72 von dem Intensitätseinstellsignal Sa gesteuert, um die Intensität des zyklischen Modulationssignals Mb zu ändern, welches von dem Signaladdierer 28 zugeführt wird. Der Hochfrequenzmischer 22 erzeugt ein Schwebungssignal Sb mit harmonischen Komponenten, deren Intensität variabel sind, im Ansprechen auf die Einstelllung der Intensitätseinstellvorrichtung 72 (vgl. 27A).
  • Im Ansprechen auf das Schaltsignal Sd wird das zyklische Modulationssignal Mb des Sinuswellenoszillators 27 direkt dem Zwischenfrequenzmischer 34 zugeführt. In diesem Fall werden die primären harmonischen Komponenten (mit Frequenzen Fs ± fu) des Schwebungssignals Sb in die Grundwellenkomponente (mit einer Frequenz fu) des zweiten Schwebungssignals Sb2 umgewandelt.
  • Andererseits wird im Ansprechen auf das Schaltsignal Sd das zyklische Modulationssignal des Sinuswellenoszillators 27 direkt dem Zwischenfrequenzmischer 34 über den Zweifachfrequenzmultiplizierer 76 zugeführt. In diesem Fall werden die sekundären harmonischen Komponenten (mit Frequenzen 2 × Fs ± fu) des Schwebungssignals Sb in die Grundwellenkomponente des zweiten Schwebungssignals Sb2 umgewandelt.
  • Des weiteren ändert sich die Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb in Übereinstimmung mit dem Frequenzeinstellsignal Se. Der Hochfrequenzmischer 22 erzeugt das Schwebungssignal Sb mit harmonischen Komponenten, deren Frequenzen n × Fs ± fu variabel sind, im Ansprechen auf die Einstellung der Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb.
  • Der Signalverarbeitungsabschnitt 24 des Radarsystems 90 bestimmt die Festlegungen des zweiten lokalen Signals L2, der Intensitätseinstellvorrichtung 72 und des Sinuswellenoszillators 27. Hiernach werden Details der von dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 durchgeführten Einstellung unter Bezugnahme auf ein in 16 dargestelltes Flußdia gramm ebenso wie auf das in 8 dargestellte Flußdiagramm erklärt.
  • Die von dem Radarsystem 90 der sechsten Ausführungsform durchgeführte Einstellverarbeitung ist im wesentlichen dieselbe wie die Verarbeitung, die in dem Flußdiagramm von 8 in Verbindung mit dem Radarsystem 70 der vierten Ausführungsform offenbart worden ist. Jedoch ist die Signal/Rausch-Verhältnis-Messverarbeitung (9) der Schritte S120 und S150 bezüglich der sechsten Ausführungsform modifiziert. 16 stellt eine bei der sechsten Ausführungsform durchgeführte Signal/Rausch-Verhältnis-Messverarbeitung dar.
  • Des weiteren sind bei der sechsten Ausführungsform die Schritte S130 und S160 derart modifiziert, so daß die Spitzenfrequenz FMp als FM1 und FM2 zusätzlich zu der Spitze des Signal/Rausch-Werts SNp und der Spitzenintensität Sap festgehalten wird.
  • Darüber hinaus sind die Schritte S180 und S190 bei der sechsten Ausführungsform dahingehend modifiziert, daß die Frequenz Fs des von dem Sinuswellenoszillator 27 erzeugten zyklischen Modulationssignals Mb im Ansprechen auf das Frequenzeinstellsignal Se einstellbar ist. Somit führen die Schritte S180 und S190 die Einstellung der Frequenz Fs durch das Frequenzeinstellsignal Se zur Aufnahme der Spitzenfrequenzen FM1 und FM2 zusätzlich zu der Einstellung des zweiten Lokalsignalumschaltekreises 74 durch das Schaltsignal Sd ebenso wie der Einstellung der Intensitätseinstellvorrichtung 72 durch das Intensitätseinstellsignal Sa durch.
  • Details der bei der sechsten Ausführungsform durchgeführten Signal/Rausch-Verhältnis-Messverarbeitung werden unter Bezugnahme auf das in 16 dargestellte Flußdiagramm erklärt.
  • In einem Schritt S410 wird der Spitzenwert SNp des in einem Register gespeicherten Signal/Rausch-Verhältnisses gelöscht. In einem nächsten Schritt S420 wird im Ansprechen auf das Intensitätseinstellsignal Sa die Intensitätsfestlegung SAset der Intensitätseinstellvorrichtung 72 auf SAmin festgelegt, welcher einen einstellbaren minimalen Wert darstellt. In einem nächsten Schritt S430 wird im Ansprechen auf das Frequenzeinstellsignal Se die Frequenzfestlegung FMset des Sinuswellenoszillators 27 auf FMmin festgelegt, welcher einen einstellbaren mininalen Wert darstellt.
  • Als nächstes wird in einem Schritt S440 eine Signal/Rausch-Verhältnis-Messung durchgeführt und ein gemessener Wert SNdet erlangt, welcher das Signal/Rausch-Verhältnis der Grundwellenkomponente des in den Signalverarbeitungsabschnitt 24 gelangten zweiten Schwebungssignals Sb2 darstellt. Danach wird in einem Schritt S450 überprüft, ob der gemessene Wert SNdet kleiner als der Spitzenwert SNp ist. Wenn in dem Schritt S450 die Beurteilung JA erfolgt, (d. h. SNp ≥ SNdet), begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt S470. Wenn andererseits in dem Schritt S450 die Beurteilung NEIN erfolgt (d. h. SNp < SNdet), begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt S460. In dem Schritt S460 wird der Spitzenwert SNp durch den gemessenen Wert SNdet ersetzt (d. h. erneuert). Und es wird eine entsprechende Intensitätsfestlegung SAset der Intensitätseinstellvorrichtung 72 als die Spitzenintensität SAp festgehalten, welche während der Signal/Rausch-Verhältnis-Messung in dem Schritt S440 festgelegt wird. Danach begibt sich der Steuerfluß zu dem Schritt S470.
  • In dem Schritt S470 wird im Ansprechen auf das Intensitätseinstellsignal Sa die Intensitätsfestlegung SAset der Intensitätseinstellvorrichtung 72 um den vorbestimmten Betrag ΔSA (d. h. SAset ← SAset + ΔSA) erhöht. Danach wird in einem Schritt S480 überprüft, ob die erhöhte Intensitätsfest legung SAset kleiner als ein einstellbarer maximaler Wert SAmax der Intensitätseinstellvorrichtung 72 ist. Wenn in dem Schritt S480 die Beurteilung JA erfolgt (d. h. SAset ≤ SAmax) kehrt der Steuerfluß zu dem Schritt S440 zurück und wiederholt die oben beschriebenen Schritte S440 bis S480. Wenn andererseits in dem Schritt S480 die Beurteilung NEIN erfolgt (d. h. SAset > SAmax), begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt S490. In dem Schritt S490 werden die Festlegungen für die Intensitätseinstellvorrichtung 72 derart vorgenommen, daß die Intensitätseinstellvorrichtung 72 die Spitzenintensität SAp aufweist (d. h. SAset ← SAp). Danach begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt S550.
  • In dem Schritt S500 wird eine Signal/Rausch-Verhältnis-Messung durchgeführt und ein gemessener Wert SNdet erlangt, welcher das Signal/Rausch-Verhältnis der Grundwellenkomponente des in den Signalverarbeitungsabschnitt 24 gelangten zweiten Schwebungssignals Sb2 darstellt. Danach wird in einem Schritt S510 überprüft, ob der gemessene Wert SNdet kleiner als der Spitzenwert SNp ist. Wenn in dem Schritt S510 die Beurteilung JA erfolgt (d. h. SNp ≥ SNdet), begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt S530. Wenn andererseits in dem Schritt S510 die Beurteilung NEIN erfolgt (d. h. SNp < SNdet), begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt S520. In dem Schritt S520 wird die Spitze des Signal/Rausch-Werts SNp durch den gemessenen Wert SNdet ersetzt (d. h. erneuert). Und es wird eine entsprechende Frequenzfestlegung FMset des Sinuswellenoszillators 27 als Spitzenfrequenz FMp festgehalten, welche während der Signal/Rausch-Verhältnis-Messung des Schrittes S500 festgelegt wird. Danach begibt sich der Steuerfluß zu dem Schritt S530.
  • In dem Schritt S530 wird im Ansprechen auf das Frequenzeinstellsignal Se die Frequenzfestlegung FMset des Sinuswellenoszillators 27 um den vorbestimmten Betrag ΔFM erhöht (d. h. FMset ← FMset + ΔFM). Danach wird in einem näch sten Schritt S540 überprüft, ob die erhöhte Frequenzfestlegung FMset kleiner als ein einstellbarer maximaler Wert FMmax des Sinuswellenoszillators 27 ist. Wenn in dem Schritt S540 die Beurteilung JA erfolgt (d. h. FMset ≤ FMmax), kehrt der Steuerfluß zu dem Schritt S500 zurück und wiederholt die oben beschriebenen Schritte S500 bis S540. Wenn andererseits in dem Schritt S540 die Beurteilung NEIN erfolgt (d. h. FMset > FMmax), kehrt der Steuerfluß zu dem Einstellungsprogramm von 8 zurück.
  • Entsprechend der Einstellung bei der sechsten Ausführungsform wird die Signal/Rausch-Verhältnis-Messverarbeitung im Ansprechen auf jede Festlegung des zweiten Lokalsignalumschaltekreises 74 durchgeführt. Der zweite Lokalsignalumschaltekreis 74 wird stets auf eine optimale Seite mit einem besseren Spitzenwert SNp des Signal/Rausch-Verhältnisses umgeschaltet. Danach wird die Einstellung derart durchgeführt, daß die Intensitätseinstellvorrichtung 72 und der Sinuswellenoszillator 27 die Spitzenintensität SAp bzw. die Spitzenfrequenz FMp aufweisen.
  • Wie oben erklärt ist das Radarsystem 90 der sechsten Ausführungsform im wesentlichen eine Kombination des Radarsystems 70 der vierten Ausführungsform und des Radarsystems 80 der fünften Ausführungsform. Es versteht sich, daß die Effekte der vierten und fünften Ausführungsform dabei erlangt werden. Lediglich die hervorragenden harmonischen Komponenten des Schwebungssignals Sb mit einem besseren Signal/Rausch-Verhältnis können bei der Zielobjekterfassungsoperation verwendet werden. Somit wird durch die sechste Ausführungsform ein gegenüber Rauschen robustes Radarsystem bereitgestellt.
  • Beispielsweise kann ein Rauschen in einem relativen breiten Frequenzbereich auftreten. In einem derartigen Fall wählt der zweite Lokalsignalumschaltekreis 74 die harmonischen Komponenten des in dem Gebiet mit geringem Rauschen vorhandenen Schwebungssignals Sb. Des weiteren ändert der Sinuswellenoszillator 27 die Frequenz Fs des zyklischen Modulationssignals Mb derart, daß die Frequenz Fs in ein besseres Signal/Rausch-Gebiet verschoben wird. Auf diese Weise wird es bei der sechsten Ausführungsform ermöglicht, eine genaue und verläßliche Einstellung in einem breiten Frequenzbereich zu realisieren.
  • Siebente Ausführungsform
  • 17 stellt eine Gesamtanordnung eines Radarsystems 50 einer siebenten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar.
  • Das Radarsystem 50 der siebenten Ausführungsform unterscheidet sich von dem Radarsystem 10 der ersten Ausführungsform dahingehend, daß der Modulationssignalgenerator 14 durch einen Dreieckswellenoszillator 52 ersetzt ist. Der Dreieckswellenoszillator 52 ist mit dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 verbunden, um ein Dreieckswellenmodulationssignal Ma mit einer zyklischen Periode T zu erzeugen. Der spannungsgesteuerte Oszillator 12 ruft eine Modulation derart hervor, daß sich die Modulationsfrequenz einmal linear relativ zu der Zeit erhöht und danach sich umgekehrt verringert.
  • Des weiteren enthält das Radarsystem 50 einen Verstärker 58, welcher zwischen dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 und dem Verteiler 18 angeordnet ist. Der Verstärker 58 verstärkt einen Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 12 und führt dem Verteiler 18 ein verstärktes Signal zu. Ein Amplitudenmodulator 56 ist zwischen dem Verteiler 18 und dem Hochfrequenzmischer 22 angeordnet. Der Amplitudenmodulator 56 moduliert die Amplitude eines Abzweigungssignals St, welches Teil des Sendesignals Ss ist und von dem Verteiler 18 abgezweigt ist. Ein Modulationssignaloszillator 54 ist mit dem Amplitudenmodulator 56 verbunden und erzeugt ein lokales Modulationssignal Mb einer einzigen Frequenz (hiernach als ”Modulationsfrequenz” bezeichnet) Fp. Das lokale Modulationssignal Mb wird dem Amplitudenmodulator 56 zugeführt. Der Amplitudenmodulator 56 moduliert die Amplitude des Abzweigungssignals St in Übereinstimmung mit dem lokalen Modulationssignal Mb und erzeugt ein moduliertes Signal als lokales Signal L. Das lokale Signal L wird dem Hochfrequenzmischer 22 zugeführt.
  • Des weiteren enthält das Radarsystem 50 ein Bandpaßfilter (BPF) 62, einen Schmalbandverstärker 64, einen Zwischenfrequenzmischer 66 und ein Tiefpaßfilter (LPF) 68, welche seriell zwischen dem Hochfrequenzmischer 22 und dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 angeschlossen sind. Das Bandpaßfilter (BPF) 62 empfängt das Schwebungssignal Sb1 von dem Hochfrequenzmischer 22 und entfernt unnötige Frequenzkomponenten, welche weit weg von der Modulationsfrequenz Fb des lokalen Modulationssignals Mb befindlich sind. Der Schmalbandverstärker 64 verstärkt ein gefilteres Signal Sf1, welches von dem Bandpaßfilter 62 erzeugt wird. Der Zwischenfrequenzmischer 66 mischt einen Ausgang des Schmalbandverstärkers 64 mit dem Lokalmodulationssignal Mb und erzeugt ein zweites Schwebungssignal Sb2, welches äquivalent zu einer Differenz zwischen den gemischten Signalen ist. Das Tiefpaßfilter 68 entfernt höherfrequente Komponenten aus dem zweiten Schwebungssignal Sb2, welches von dem Zwischenfrequenzmischer 66 zugeführt wird, und führt ein gefilertes Signal Sf2 dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 zu.
  • Das Bandpaßfilter 62 besitzt eine Mittenfrequenz, welche identisch zu der Modulationsfrequenz Fp ist, mit einer Bandbreite, die dem Zweifachen eines maximalen Werts (d. h. einer erfaßbaren oberen Grenze) des Schwebungssignals ist, welches eine Frequenzdifferenz zwischen dem Sendesignal Ss und dem empfangenen Signal Sr zu einem bestimmten Zeitpunkt darstellt. Mit anderen Worten, das Bandpaßfilter 62 besitzt ein Frequenzbandpaßgebiet wenigstens in einem Bereich von Fp – fu bis Fp + fu. Ähnlich kann der Schmalbandverstärker 64 die Signalkomponenten in einem Bereich von Fp – fu bis Fp + fu verstärken.
  • Bei dem Radarsystem 50 der siebenten Ausführungsform erzeugt der spannungsgesteuerte Oszillator 12 das Sendesignal Ss, dessen Frequenz in Übereinstimmung mit dem Modulationssignal moduliert ist, welches von dem Dreieckswellenoszillator 52 zugeführt wird. Der Verstärker 58 verstärkt das von dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 erzeugte Sendesignal Ss.
  • Wenn eine Mittenfrequenz F0 des Sendesignals Ss eine Winkelgeschwindigkeit ω(= 2π·F0), wird das Sendesignal Ss durch die folgende Gleichung ausgedrückt. Ss = A·cos{ωT + M(t)} (4)wobei M(t) = Δw·∫m(t)dt gilt, wnn Δω eine Winkelgeschwindigkeitsänderung pro Einheitsspannung des spannungsgesteuerten Oszillators 12 und m(t) einen Spannungswert des Modulationssignals Ma darstellen.
  • Eine durchgezogene Linie von 30 stellt eine Frequenzänderung des Sendesignals Ss dar.
  • Die Sendeantenne 16 sendet eine Radarwelle, welche dieses Sendesignal Ss trägt. Der Verteiler 18 trennt ein Teil des Sendesignals Ss als das Abzweigungssignal St ab. Das Abzweigungssignal St kann auf dieselbe Weise wie das Sendesignal Ss außer für seine Amplitude A1 (< A) ausgedrückt werden. Somit wird das Abzweigungssignal St durch die folgende Gleichung (5) ausgedrückt. St = A1·cos{ωt + M(t)} = A1·cos{2π·Ft·t} (5)wobei Ft eine augenblickliche Frequenz des Abzweigungssignals St zu einem bestimmten Zeitpunkt t darstellt.
  • Das lokale Modulationssignal Mb mit einer Frequenz Fp wird durch die folgende Gleichung (6) ausgedrückt. Mb = cos(2π·Fp·t) (6)
  • Wenn dieses lokale Modulationssignal Mb für eine Amplitudenmodulation des Abzweigungssignals St verwendet wird, wird das sich daraus ergebende lokale Signal L durch die folgende Gleichung (7) ausgedrückt. L = (1 + K·Mb) × St = {1 + K·cos(2π·Fp·t)} × A1·cos(2π·Ft·t) (7) = A1·cos(2π·Fp·t) + B1·cos{2π·(Ft – Fp)·t} + B1·cos(2π·(Ft + Fp)·t) (7a)wobei K einen Modulationsgrad darstellt und B1 = K·A1/2 gilt.
  • Wie aus Gleichung (7a) ersichtlich enthält das lokale Signal L zu einem bestimmten Zeitpunkt ”t” die Frequenzen Ft und (Ft ± Fp) als Signalkomponenten (vgl. 28A). Die Frequenz Ft des Abzweigungssignals St ist identisch mit der Frequenz des Sendesignals Ss. Daher wird im folgenden Ft als ”Sendefrequenz” bezeichnet.
  • Andererseits wird das empfangene Signal Sr, welches von der Empfangsantenne 20 empfangen wird, durch die folgende Gleichung (8) ausgedrückt. Sr = A2·cos{ω(t – Δt) + M(t – Δt) + α} (8) = A2·cos{2π·Fr·t} (9) wobei Δt eine Zeit darstellt, welche die Radarwelle benötigt, zwischen dem Radarsystem 50 und dem Zielobjekt hin und her zu verlaufen, und α stellt einen Doppler-Verschiebungsfaktor dar, welcher durch eine Geschwindigkeitsdifferenz zwischen dem Radarsystem und dem Zielobjekt hervorgerufen wird. Fr stellt eine Frequenz des empfangenen Signals Sr dar.
  • Eine durchgezogene Linie von 30 stellt eine Frequenzänderung des empfangenen Signals Sr dar.
  • Der Hochfrequenzmischer 22 mischt das von der Empfangsantenne 20 zugeführte empfangene Signal Sr mit dem von dem Amplitudenmodulator 56 zugeführten lokalen Signal L und erzeugt das Schwebungssignal Sb1, welches durch die folgende Gleichung (10) dargestellt wird. Sb1 = (L + Sr)2 + N (10)
  • Wie aus der Gleichung (10) ersichtlich enthält das Schwebungssignal Sb1 eine quadratische Komponente (L + Sr)2 und eine Rauschkomponente N einschließlich eines Niederfrequenzrauschens des Hochfrequenzmischers 22.
  • Das gefilterte Signal Sf1 wird aus dem Schwebungssignal Sb1 durch das Bandpaßfilter 62 und den Schmalbandverstärker 64 extrahiert. Das gefilerte Signal Sf1 besitzt eine Frequenzkomponente in der Nähe der Modulationsfrequenz Fp und wird durch die folgende Gleichung (11) ausgedrückt. Sf1 = B2·cos(2π·Fp·t) × cos{2π·(Ft – Fr)·t} (11)wobei B2 = K·A1·A2 gilt.
  • Des weiteren mischt der Zwischenfrequenzmischer 66 das gefilterte Signal Sf1 mit dem lokalen Modulationssignal Mb und erzeugt ein gemischtes Signal als das zweite Schwe bungssignal Sb2, welches durch die folgende Gleichung (12) ausgedrückt wird. Sb2 = (Sf1 + Mb)2 =[B2·cos(2π·Fp·t) × cos{2π·(Ft – Fr)·t} + cos(2π·Fp·t)]2 (12)
  • Das Tiefpaßfilter 68 entfernt unnötige Hochfrequenzkomponenten aus dem zweiten Schwebungssignal Sb2 und erzeugt das gefilerte Signal Sf2, welches durch die folgende Gleichung (13) ausgedrückt wird. Sf2 = B2·cos{2π·(Ft – Fr)·t} (13)
  • Der Signalverarbeitungsabschnitt 24 führt die Arithmetikverarbeitung zum Erlangen einer Entfernung R und einer relativen Geschwindigkeit V des Zielobjekts auf der Grundlage der Schwebungsfrequenz fu aus, welche durch eine Analyse des gefilterten Signals Sf2 erfaßt wird.
  • Wie oben erklärt trennt das Radarsystem 50 der siebenten Ausführungsform das Abzweigungssignal St von dem Sendesignal Ss ab und modelliert die Amplitude des Abzweigungssignals St in Übereinstimmung mit dem lokalen Modulationssignal Mb, welches die Modulationsfrequenz Fp aufweist. Das somit erzeugte lokale Signal L wird dem Hochfrequenzmischer 22 zugeführt und mit dem empfangenen Signal Sr gemischt. Dementsprechend wird es möglich, das Schwebungssignal Sb1 zu erzeugen, welches die Grundwellenkomponente (Frequenz = fu) ebenso wie die harmonischen Komponenten (Frequenzen Fp ± fu) des Schwebungssignals aufweist.
  • Bei dem Radarsystem 50 der siebenten Ausführungsform wird es bevorzugt, die Modulationsfrequenz Fp des lokalen Modulationssignals Mb in einem Bereich von einigen MHz bis einigen MHz festzulegen. Dies ist wirksam, um den Einfluß eines dem Ausgang des Hochfrequenzmischers 22 hinzugefügten Niederfrequenzrauschens zu minimieren. Dadurch wird es er möglicht, das Schwebungssignal Sb1, welches harmonische Komponenten (mit Frequenzen Fp ± fu) aufweist, mit einem hervorragenden Signal/Rausch-Verhältnis zu erlangen. Somit kann der Signalverarbeitungsabschnitt 24 die Arithmetikverarbeitung unter Verwendung derartigen hervorragender harmonischer Komponenten durchführen. Die Schwebungsfrequenzen fu und fd können genau erfaßt werden. Die Entfernung und die relative Geschwindigkeit des Zielobjekts können genau erlangt werden.
  • Bei der oben beschriebenen siebenten Ausführungsform sind das Bandpaßfilter 62 und der Schmalbandverstärker 64 zwischen dem Hochfrequenzmischer 22 und dem Zwischenfrequenzmischer 66 angeordnet. Wenn jedoch das von dem Hochfrequenzmischer 22 erzeugte Schwebungssignal Sb1 einen hinreichend großen Signalpegel aufweist, ist es möglich, den Schmalbandverstärker 64 wie in einem modifizierten Radarsystem 50a von 18 dargestellt wegzulassen.
  • Wenn der Schmalbandverstärker 64 eine hinreichend schmale Verstärkungsbandbreite aufweist, werden die harmonischen Komponenten des in dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 verwendeten Schwebungssignal mit einem relativ reduzierten Prozentsatz unnötiger Signalkomponenten hinreichend verstärkt. In einem derartigen Fall ist es möglich, das Bandpaßfilter 62 wie in einem modifizierten Radarsystem 50b von 19 dargestellt wegzulassen.
  • Viele gewöhnliche Mischer können Niederfrequenzkomponenten entfernen, wenn sie Eingangssignale entfernen. Unter Berücksichtigung eines derart verbesserten Vermögens ist es möglich, sowohl das Bandpaßfilter 62 als auch den Schmalbandverstärker 64 wie in einem modifizierten Radarsystem 50c von 20 dargestellt wegzulassen.
  • Achte Ausführungsform
  • 21 stellt eine Gesamtanordnung eines Radarsystems 60 einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar.
  • Das Radarsystem 60 der achten Ausführungsform unterscheidet sich von dem Radarsystem 50 der siebenten Ausführungsform dahingehend, daß das Bandpaßfilter 62, der Schmalbandvertärker 64, der Zwischenfrequenzmischer 66 und das Tiefpaßfilter 68 weggelassen sind.
  • Bei dem Radarsystem 60 der achten Ausführungsform gelangt das von dem Hochfrequenzmischer 22 erzeugte erste Schwebungssignal Sb1 direkt in den Signalverarbeitungsabschnitt 24.
  • Der Signalverarbeitungsabschnitt 24 führt die FFT-Verarbeitung des derart zugeführten ersten Schwebungssignal Sb1 aus und extrahiert lediglich die Signalkomponenten mit Frequenzen von Fp ± fu aus den erfaßten Signalkomponenten. Die extahierten Signalkomponenten werden verwendet, um die Schwebungsfrequenz fu zum Berechnen der Entfernung und der relativen Geschwindigkeit des Zielobjekts zu erlangen.
  • Wie oben beschrieben bearbeitet das Radarsystem 60 der achten Ausführungsform die zum Erfassen der Schwebungsfrequenz fu nicht verwendeten unnötigen Signalkomponenten in dem Signalverarbeitungsabschnitt 24. Dadurch kann ein Berechnungsbetrag in dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 sich unnötig erhöhen. Jedoch kann die Systemanordnung spürbar vereinfacht werden.
  • Darüber hinaus ist es möglich, daß das Radarsystem 60 wenigstens eine Vorrichtung aus dem Bandpaßfilter 62 und dem Schmalbandverstärker 64 wie für das Radarsystem 50 der siebenten Ausführungsform offenbart enthält. Diese eine oder beide Komponenten (62, 64) werden zwischen dem Hoch frequenzmischer 22 und dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 angeordnet.
  • Neunte Ausführungsform
  • 22 zeigte eine Gesamtanordnung eines Radarsystems 100 einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
  • Das Radarsystem 100 der neunten Ausführungsform ist im wesentlichen identisch mit dem modifierzierten Radarsystem 50c (20) der siebenten Ausführungsform mit der Ausnahme, daß der Verstärker 58 weggelassen ist und der Modulationssignaloszillator 54 von dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 gesteuert wird. Vorzugsweise ist der Modulationssignaloszillator 54 durch einen spannungsgesteuerten Oszillator gebildet, welcher zum Ändern der Frequenz Fp des lokalen Modulationssignals Mb im Ansprechen auf das Frequenzeinstellsignal Se geeignet ist.
  • Bei dem Radarsystem 100 der neunten Ausführungsform ist die Frequenz Fp des Lokalmodulationssignals Mb variabel entsprechend dem Frequenzeinstellsignal Se. Der Hochfrequenzmischer 22 erzeugt das Schwebungssignal Sb1 mit harmonischen Komponenten, deren Frequenzen Fs ± fu variabel sind, im Ansprechen auf die Einstellung der Frequenz Fp des lokalen Modulationssignals Mb.
  • Der Signalverarbeitungsabschnitt 24 der neunten Ausführungsform bestimmt das Festlegen des Modulationssignaloszillators 54. Die in dem Signalverarbeitungsabschnitt 24 durchgeführte Einstellverarbeitung ist im wesentlichen identisch mit der Einstellverarbeitung für das Festlegen des Sinuswellenoszillators 27 der fünften Ausführungsform. Wenn jedoch das Flußdiagramm von 12 und die entsprechende Erklärung auf die neunte Ausführungsform angewandt werden, sollte der ”Sinuswellenoszillator 27” durch den ”Modulationssignaloszillator 54” ersetzt werden.
  • Wie oben erklärt ist es bei der neunten Ausführungsform möglich, die Frequenz Fp des lokalen Modulationssignals Mb einzustellen. Somit kann der Hochfrequenzmischer 22 das Schwebungssignal Sb1 mit harmonischen Komponenten erzeugen, deren Frequenzen Fp ± fu variabel sind.
  • Somit besitzt das Radarsystem 100 der neunten Ausführungsform das Vermögen des Verschiebens der Frequenzen Fp ± fu der harmonischen Komponenten des Schwebungssignals Sb1 in ein Gebiet mit geringem Rauschen, wenn Rauschen in der Nähe der Frequenz Fp des lokalen Modulationssignals Mb auftritt. Dadurch wird es möglich, ein hervorragendes Signal/Rausch-Verhältnis aufrechtzuerhalten. Somit kann die Zielobjekterfassung unbeeinflußt von der Erzeugung von Rauschen genau durchgeführt werden.
  • Bei den oben beschriebenen siebenten bis neunten Ausführungsformen erzeugt der Modulationssignaloszillator 54 eine einzige Frequenz Fp. Es wird jedoch bevorzugt, daß der Modulationssignaloszillator 54 eine Rechteckswelle einschließlich vieler Oberwellen mit Frequenzen n × Fp(n ≥ 2) enthält.
  • In diesem Fall wird wie durch eine gestrichelte Linie in 28A dargestellt das lokale Signal L Oberwellen (2 × Fp, 3 × Fp, ...) enthalten. Somit wird der Hochfrequenzmischer 22 das erste Schwebungssignal Sb1, welches harmonische Komponenten höherer Ordnung mit Frequenzen 2 × Fp ± fu, 3 × Fp ± fu, ... zusätzlich zu den primären harmonischen Komponenten mit Frequenzen Fp ± fu enthält, auf dieselbe Weise wie bei der oben beschriebenen ersten bis sechsten Ausführungsform erzeugen. Wenn die Modulationsfrequenz Fp aus irgendeinem Grund nicht in einem geeigneten Gebiet eines geringen Rauschens festgelegt werden kann, können derartige harmoni sche Komponenten höherer Ordnung für die Zielobjekterfassung verwendet werden. Dies führt zu einer bemerkenswerten Verbesserung der Leistungsfähigkeit der Radarsysteme 50, 60 und 100.
  • Wenn der Signalverarbeitungsabschnitt 24 die harmonischen Komponenten der n-ten Ordnung (Frequenzen: n × Fp ± fu) des Schwebungssignals Sb1 verarbeitet, wird es bevorzugt, daß das Bandpaßfilter 62 und der Schmalbandverstärker 64 ein entsprechenden Leistungsvermögen besitzen. Das Bandpaßfilter 62 besitzt nämlich einen Frequenzbereich, welcher wenigstens n × Fp – fu bis n × Fp + fu abdeckt. Der Schmalbandverstärker 64 besitzt ein Vermögen des Verstärkens der Signale in dem Bereich von n × Fp – fu bis n × Fp + fu.
  • Vorstehend wurde ein in ein Kraftfahrzeug installierbares Radarsystem zum Erfassen eines Zielobjekts offenbart. Ein Modulationssignalerzeugungsabschnitt erzeugt ein Modulationssignal zum Steuern einer Oszillationsfrequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators. Der Modulationssignalerzeugungsabschnitt enthält einen Dreieckswellenoszillator, welcher eine lineare Modulationskomponente einer Dreiecksform erzeugt, welche die Modulationsfrequenz linear verändert, einen Sinuswellenoszillator, welcher eine zyklische Modulationskomponente einer Sinuswellenform erzeugt, welche die Modulationsfrequenz zyklisch ändert, und einen Signaladdierer, welcher ein Modulationssignal durch Addieren der linearen Modulationskomponente und der zyklischen Modulationskomponente erzeugt. Eine durch das Modulationssignal modulierte Sendesignalfrequenz wird mit einem empfangenen Signal gemischt, und es wird ein Schwebungssignal erzeugt, welches eine Grundwellenkomponente einer Schwebungsfrequenz und harmonische Komponenten aufweist.

Claims (21)

  1. Radarsystem mit: einer Sendesignalerzeugungseinrichtung (12, 14) zum Erzeugen eines Hochfrequenzsendesignals (Ss), welches frequenzmoduliert ist und als Radarwelle gesendet wird; einem Hochfrequenzmischer (22) zum Mischen eines empfangenen Signals (Sr) der von einem Zielobjekt reflektierten Radarwelle mit einem lokalen Signal (L), welches von dem von der Sendesignalerzeugungseinrichtung (12, 14) erzeugten Sendesignal abgeleitet ist, und zum Erzeugen eines Schwebungssignals (Sb) mit einer Frequenzkomponente, welche eine Differenz zwischen dem empfangenen Signal und dem lokalen Signal darstellt; und einer Berechnungseinrichtung (24) zum Erlangen einer Entfernung (R) und einer relativen Geschwindigkeit (V) des Zielobjekts auf der Grundlage des von dem Hochfrequenzmischer erzeugten Schwebungssignals, dadurch gekennzeichnet, daß die Sendesignalerzeugungseinrichtung (12, 14) das in Übereinstimmung mit sowohl einer linearen Modulationskomponente (Ma) als auch einer zyklischen Modulationskomponente (Mb) modulierte Sendesignal erzeugt, wobei die lineare Modulationskomponente eine Dreieckswelle ist, deren Amplitude sich relativ zur Zeit wiederholt erhöht und darauf folgend verringert, um die Frequenz des Sendesignals relativ zur Zeit wiederholt linear zu erhöhen oder zu verringern, während die zyklische Modulationskomponente die Frequenz des Sendesignals zyklich bei einer zyklischen Frequenz Fs ändert, welche größer als das Zweifache der Frequenz fu der Grundwellenkomponente des Schwebungssignals ist, und die Berechnungseinrichtung (24) die Entfernung und die relative Geschwindigkeit des Zielobjekts auf der Grundlage von harmonischen Komponenten n × Fs ± fu des Schwebungssignals berechnet, welches erzeugt wird, wenn das Sendesignal von der zyklischen Modulationskomponente moduliert wird.
  2. Radarsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Sendesignalerzeugungseinrichtung eine erste Komponentenerzeugungseinrichtung (26) zum Erzeugen der linearen Modulationskomponente (Ma); eine zweite Komponentenerzeugungseinrichtung (27) zum Erzeugen der zyklischen Modulationskomponente (Mb); eine Addiereinrichtung (28) zum Addieren der linearen Modulationskomponente und der zyklischen Modulationskomponente und zum Erzeugen eines Modulationssignals (Sm); und einen Hochfrequenzoszillator (12) aufweist, welcher das Hochfrequenzsendesignal (Ss), dessen Frequenz variabel ist, entsprechend dem Modulationssignal (Sm) erzeugt.
  3. Radarsystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Zwischenfrequenzmischer (34) das von dem Hochfrequenzmischer (22) zugeführte Schwebungssignal (Sb) mit der zyklischen Modulationskomponente (Mb) als zweites lokales Signal mischt und ein zweites Schwebungssignal (Sb2) mit einer Frequenzkomponente erzeugt, welche eine Differenz zwischen den gemischten Signalen darstellt, und die Berechnungseinrichtung (24) die Entfernung und die relative Geschwindigkeit des Zielobjekts auf der Grundlage der Grundwellenkomponente (fu) des von dem Zwischenfrequenzmischer (34) zugeführten zweiten Schwebungssignals berechnet.
  4. Radarsystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Tiefpaßfilter (68) zwischen dem Zwischenfrequenzmischer (34) und der Berechnungseinrichtung (24) zum Entfernen von unnötigen harmonischen Komponenten aus dem zweiten Schwebungssignal angeordnet ist.
  5. Radarsystem nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein Frequenzmultiplizierer (42) die von der zweiten Komponentenerzeugungseinrichtung erzeugte zyklische Modulationskomponente (Mb) empfängt und eine frequenzmultiplizierte Modulationskomponente erzeugt, deren Frequenz äquivalent dem n-fachen einer Frequenz (Fs) der zyklischen Modulationskomponente (Mb) ist, wobei n eine ganze Zahl ist; und die frequenzmultiplizierte Modulationskomponente dem Zwischenfrequenzmischer (34) als das zweite lokale Signal zugeführt wird.
  6. Radarsystem nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Bandpaßfilter (32) zwischen dem Hochfrequenzmischer (22) und dem Zwischenfrequenzmischer (34) angeordnet ist, und das Bandpaßfilter (32) eine Mittenfrequenz äquivalent zu einer Frequenz des zweiten lokalen Signals mit einer Bandbreite aufweist, die größer als das Zweifache einer Frequenz der Grundwellenkomponente des Schwebungssignals ist.
  7. Radarsystem nach Anspruch 3 oder 4, gekennzeichnet durch eine Frequenzmultipliziereinrichtung (76) zum Erzeugen einer frequenzmultiplizierten Modulationskomponente, deren Frequenz äquivalent dem n-fachen einer Frequenz der zyklischen Modulationskomponente (Mb) ist, wobei n eine ganze Zahl ist; eine Lokalsignalumschalteinrichtung (74) zum selektiven Zuführen der zyklischen Modulationskomponente oder der frequenzmultiplizierten Modulationskomponente dem Zwischenfrequenzmischer als das zweite lokale Signal; und eine Lokalsignalumschaltsteuereinrichtung (24, Schritte S110 bis S190) zum Steuern einer Schaltoperation der Lokalsignalumschalteinrichtung (74) auf der Grundlage eines Signal/Rausch-Verhältnisses der Grundwellenkomponente des in die Berechnungseinrichtung gelangten Schwebungssignals (Sb2) derart, daß ein optimiertes zweites lokales Signal mit einem besseren Signal/Rausch-Verhältnis dem Zwischenfrequenzmischer zugeführt wird.
  8. Radarsystem nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch ein erstes Bandpaßfilter (82) mit einer Mittenfrequenz äquivalent zu der Frequenz (Fs) der zyklischen Modulationskomponente (Mb), die von der zweiten Komponentenerzeugungseinrichtung (27) erzeugt wird, mit einer Bandbreite, die größer als das Zweifache der Frequenz der Grundwellenkomponente des Schwebungssignal ist; ein zweites Bandpaßfilter (84) mit einer Mittenfrequenz äquivalent zu der Frequenz der frequenzmultiplizierten Modulationskomponente, die von der Frequenzmultipliziereinrichtung erzeugt wird, eine Filterschalteinrichtung (86, 88), die zwischen dem Hochfrequenzmischer und dem Zwischenfrequenzmischer angeordnet ist, zum zusammenwirkenden Wählen des ersten Bandpaßfilters oder des zweiten Bandpaßfilters; und eine Filterschaltsteuereinrichtung (24) zum Steuern einer Schaltoperation der Filterschalteinrichtung derart, daß das erste Bandpaßfilter gewählt wird, wenn die zyklische Modulationskomponente (Mb) als das zweite lokale Signal gewählt wird, während die frequenzmultiplizierte Modulationskomponente als das zweite lokale Signal gewählt wird.
  9. Radarsystem nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß eine Intensitätseinstelleinrichtung (72) der zweiten Komponentenerzeugungseinrichtung (27) zum Einstellen einer Signalintensität der zyklischen Modulationskomponente zugeordnet ist; und eine Intensitätseinstellsteuereinrichtung (24, Schritte S210 bis S270) zum Steuern einer Einstelloperation der Intensitätseinstelleinrichtung auf der Grundlage eines Signal/Rausch-Verhältnisses der Grundwellenkomponente oder der harmonischen Komponenten des in die Berechnungseinrichtung gelangten Schwebungssignals (Sb2) derart vorgesehen ist, daß eine optimierte zyklische Modulationskomponente mit einem besseren Signal/Rausch-Verhältnis der Addiereinrichtung (28) zugeführt wird.
  10. Radarsystem nach einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Komponentenerzeugungseinrichtung (27) der Frequenzeinstelleinrichtung (24) zum Einstellen der Frequenz der zylischen Modulationskomponente zugeordnet ist; und die Frequenzeinstellsteuereinrichtung (24, Schritte S310 bis S380) zum Steuern einer Einstelloperation der Frequenzeinstelleinrichtung auf der Grundlage eines Signal/Rausch-Verhältnisses der Grundwellenkomponente oder der harmonischen Komponenten des in die Berechnungseinrichtung gelangten Schwebungssignals (Sb2) derart vorgesehen ist, daß eine optimierte zyklische Modulationskomponente mit einem besseren Signal/Rausch-Verhältnis der Addiereinrichtung (28) zugeführt wird.
  11. Radarsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die zyklische Modulationskomponente (Mb) ein Sinuswellenformsignal aufweist.
  12. Radarsystem mit: einer Sendesignalerzeugungseinrichtung (12, 52) zum Erzeugen eines Hochfrequenzsendesignls (Ss), welches frequenzmoduliert ist, um sich linear relativ zur Zeit zu ändern und als Radarwelle gesendet zu werden; einer Lokalsignalerzeugungseinrichtung (18, 54, 56) zum Erzeugen eines lokalen Signals (L) auf der Grundlage eines Abzweigungssignals (St), welches von dem von der Sendesignalerzeugungseinrichtung erzeugten Sendesignal abgetrennt ist; und einem Hochfrequenzmischer (22) zum Mischen eines empfangenen Signals (Sr) der von dem Zielobjekt reflektierten Welle mit dem von der Lokalsignalerzeugungseinrichtung (18, 54, 56) erzeugten lokalen Signal und zum Erzeugen eines Schwebungssignals (Sb1), welches eine Frequenzkomponente aufweist, die eine Differenz zwischen dem empfangenen Signal und dem lokalen Signal darstellt, dadurch gekennzeichnet, daß die Lokalsignalerzeugungseinrichtung (18, 54, 56) eine Lokalmodulationssignalerzeugungseinrichtung (54) zum Erzeugen eines lokalen Modulationssignals (Mb) mit einer Grundwellenkomponente, deren Frequenz größer als das Zweifache einer Schwebungsfrequenz ist, die einen Frequenzunterschied zwischen dem Sendesignal und dem empfangenen Signal darstellt; und eine Abzweigungssignalmodulationseinrichtung (56) aufweist zum Modulieren einer Amplitude des Abzweigungssignals entsprechend dem von der Lokalmodulationssignalerzeugungseinrichtung (54) erzeugten lokalen Modulationssignal und zum Erzeugen des lokalen Signals.
  13. Radarsystem nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch eine Berechnungseinrichtung (24) zum Erlangen einer Entfernung (R) und einer relativen Geschwindigkeit (V) des Zielobjekts auf der Grundlage des von dem Hochfrequenzmischer erzeugten Schwebungssignals.
  14. Radarsystem nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch einen Zwischenfrequenzmischer (66), welcher das von dem Hochfrequenzmischer zugeführte Schwebungssignal mit dem von der Lokalmodulationssignalerzeugungseinrichtung zugeführten lokalen Modulationssignal mischt und ein zweites Schwebungssignal (Sb2) mit einer Frequenzkomponente erzeugt, die eine Differenz zwischen den gemischten Signalen darstellt.
  15. Radarsystem nach Anspruch 14, gekennzeichnet durch eine Berechnungeinrichtung (24) zum Erlangen einer Entfernung und einer relativen Geschwindigkeit des Zielobjekts auf der Grundlage des von dem Zwischenfrequenzmischer erzeugten zweiten Schwebungssignals.
  16. Radarsystem nach Anspruch 14 oder 15, gekennzeichnet durch ein Tiefpaßfilter (68), welches unnötige harmonische Komponenten aus dem von dem Zwischenfrequenzmischer zugeführten zweiten Schwebungssignal entfernt.
  17. Radarsystem nach einem der Ansprüche 12 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens ein Bandpaßfilter (62) oder ein Schmalbandverstärker (64) zwischen dem Hochfrequenzmischer und dem Zwischenfrequenzmischer angeordnet ist, das Bandpaßfilter (62) das von dem Hochfrequenzmischer erzeugte Schwebungssignal empfängt und unnötige Frequenzkomponenten entfernt, die weit weg von der Frequenz der Grundwellenkomponente des lokalen Modulationssignals (Mb) befindlich sind, und der Schmalbandverstärker (64) eine Signalkomponente verstärkt, deren Frequenz nahe der Frequenz der Grundwellenkomponente des lokalen Modulationssignals (Mb) befindlich ist.
  18. Radarsystem nach einem der Ansprüche 12 bis 17, dadurch gekennzeichntet, daß die Lokalmodulationssignalerzeugungseinrichtung (54) der Frequenzeinstelleinrichtung (24) zum Einstellen der Frequenz des lokalen Modulationssignals zugeordnet ist, und die Frequenzeinstellsteuereinrichtung (24) zum Steuern einer Einstelloperation der Frequenzeinstelleinrichtung auf der Grundlage eines Signal/Rausch-Verhältnisses der Grundwellenkomponente oder der harmonischen Komponenten des in die Berechnungseinrichtung gelangten Schwebungssignals derart vorgesehen ist, daß ein optimiertes lokales Modulationssignal mit einem besseren Signal/Rausch-Verhältnis der Abzweigsignalmodulationseinrichtung (56) zugeführt wird.
  19. Radarsystem nach einem der Ansprüche 12 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß das von der Lokalmodulationssignalerzeugungseinrichtung erzeugte lokale Modulationssignal (Mb) eine einzige Frequenz der Grundwellenkomponente aufweist.
  20. Radarsystem nach einem der Ansprüche 12 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß das von der Lokalmodulationssignalerzeugungseinrichtung erzeugte lokale Modulationssignal (Mb) eine Rechteckswellenform aufweist.
  21. Radarsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Berechnungseinrichtung (24) die Entfernung und die relative Geschwindigkeit des Zielobjekts während einer vorbestimmten Zeitdauer berechnet, in der die Dreieckswelle relativ zu der Zeit nicht ihre Amplitude ändert, um die Frequenz des Sendesignals nicht zu ändern.
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