DE602006000743T2

DE602006000743T2 - Abstandsmessgerät, Abstandsmessverfahren und Abstandsmessprogramm

Info

Publication number: DE602006000743T2
Application number: DE602006000743T
Authority: DE
Inventors: Tadamitsu Tokushima-shi Iritani; Kazuhiro Suita-shi Wakabayashi
Original assignee: University of Tokushima NUC; Nohken Inc
Current assignee: University of Tokushima NUC; Nohken Inc
Priority date: 2005-07-15
Filing date: 2006-07-14
Publication date: 2008-07-10
Anticipated expiration: 2026-07-15
Also published as: TW200704952A; JP2007024671A; TWI300851B; CN1896766B; KR100779811B1; US20070013578A1; EP1744176A1; CA2551321A1; JP3784823B1; EP1744176B1; CN1896766A; HK1099813A1; DE602006000743D1; US7479921B2; KR20070009388A; CA2551321C

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Abstandsmessvorrichtung, ein Abstandsmessverfahren und ein Abstandsmessprogramm. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf eine Abstandsmessvorrichtung, ein Abstandsmessverfahren und ein Abstandsmessprogramm zum Messen des Abstandes zu einem Messobjekt unter Verwendung einer zum Objekt emittierten elektromagnetischen Welle.
Beschreibung des Standes der Technik
Verfahren zum Messen eines Abstandes zu einem Erfassungsobjekt unter Verwendung einer Mikrowelle, die im Allgemeinen derzeit verwendet werden, wird grob in ein Verfahren auf der Basis von FMCW (frequenzmodulierte ungedämpfte Welle) und ein Verfahren auf Impulsradarbasis klassifiziert.
Im Verfahren auf FMCW-Basis werden ungedämpfte Wellen mit Frequenzwobbelung ausgesandt und aus einer Frequenzdifferenz zwischen dem emittierten Signal und einem reflektierten Signal wird der Abstand zum Erfassungsobjekt gefunden (siehe beispielsweise japanische Patentoffenlegungsschrift Nr. 07-159522 ).
Beim Impulsradar wird die Zeit vom Senden eines Impulssignals, bis das Impulssignal vom Erfassungsobjekt reflektiert wird und zurückkehrt, gemessen und der Abstand zum Erfassungsobjekt wird aus der gemessenen Zeit gefunden (siehe internationale Veröffentlichung Nr. WO94/24579 ).
Obwohl die zwei Verfahren beide eine hohe Messgenauigkeit aufweisen, weisen die Verfahren jeweils die folgenden Probleme auf.
Erstens ist im FMCW-Verfahren die Messgenauigkeit durch die Wobbelbreite der Emissionsfrequenz bestimmt, wie durch die Gleichung: Messgenauigkeit = Lichtgeschwindigkeit/(2 × Breite der Frequenzwobbelung) dargestellt, und daher ist es, um eine hohe Genauigkeit zu erreichen, erforderlich, eine breite Bandbreite zu verwenden. Im Frequenzband von 24,15 GHz, das vom Funkgesetz als Band für Sensoren zum Erfassen eines sich bewegenden Objekts festgelegt ist, das normalerweise von der Abstandsmessvorrichtung verwendet wird, ist die verfügbare Bandbreite auf 0,1 GHz von der effektiven Frequenz von 24,1 bis 24,2 GHz auf Grund von Regelungen für die spezifizierte leistungsarme Funkstation begrenzt. Daher ist die Bandbreite für die Außenverwendung eines FMCW-Pegelmessers vom Mikrowellentyp unzureichend, so dass die Messgenauigkeit begrenzt ist und eine Messung in einem kurzen Abstand schwierig ist.
Um im Impulsradarverfahren sehr kurze elektrische Impulse durch einen Emitter zu erzeugen, ist zweitens eine breite Funkwellenbandbreite erforderlich, wenn die Komponenten betrachtet werden. Als Beispiel ist die zum Erzeugen eines Impulses von 2n Sekunden erforderliche Bandbreite 2 GHz. Daher ist auch in diesem Fall die Außenverwendung auf Grund der Einschränkung der durch das Funkgesetz definierten Bandbreite begrenzt und die Messung im kurzen Abstand ist schwierig, da kürzere elektrische Impulse nicht verwendet werden können.
Um diese Probleme zu lösen, ist es erforderlich, die Funkwellenbandbreite und Emissionsverstärkung zu erfüllen und eine hohe Messgenauigkeit ungeachtet des Messabstandes insbesondere in einem kurzen Abstand aufrechtzuerhalten.
Die zwei Messverfahren verwenden eine breite Bandbreite und daher können diese nicht als spezifizierte leistungsarme Funkstation verwendet werden, wie vom Funkgesetz klassifiziert. Diese Verfahren können jedoch als äußerst leistungsarme Funkstation verwendet werden, wenn die Ausgangsleistung niedrig gehalten wird. Wenn die Ausgangsleistung eines Emissionssignals niedriger gemacht wird, wird jedoch die Leistung des reflektierten Signals sehr niedrig. Dies führt zu einem Problem, dass die Messung eines langen Abstandes gegen den Einfluss von Rauschen sehr empfindlich ist.
Im letzter Zeit wird eine Abstandsmessvorrichtung mit einer hohen Messgenauigkeit selbst für einen kurzen Abstand vorgeschlagen (siehe beispielsweise japanische Patentoffenlegungsschrift Nr. 2002-357656 ).
10 ist ein schematisches Blockdiagramm, das eine Anordnung einer Abstandsmessvorrichtung darstellt, die in der japanischen Patentoffenlegungsschrift Nr. 2002-357656 vorgeschlagen ist.
Mit Bezug auf 10 umfasst die Abstandsmessvorrichtung: eine Sendequelle 60, die ein Signal mit einer vorgeschriebenen Frequenz ausgibt; eine Übertragungseinheit 70, die eine elektromagnetische Welle mit derselben Frequenz wie das Ausgangssignal der Sendequelle 60 emittiert; eine Erfassungseinheit 80, die eine Amplitude einer stehenden Welle S erfasst, die durch eine Interferenz zwischen der elektromagnetischen Welle (nachstehend auch als laufende Welle D bezeichnet), die von der Übertragungseinheit 70 emittiert wird, und einer reflektierten Welle R, die durch Messobjekte M₁ bis M_n (n ist eine natürlich Zahl) reflektiert wird, gebildet wird: und eine Signalverarbeitungseinheit 90, die den Abstand zum Messobjekt M_k (k ist eine natürliche Zahl, die nicht größer ist als n) aus dem Erfassungssignal der Erfassungseinheit 80 berechnet.
Die Sendequelle 60 umfasst eine Sendeeinheit 62 und eine Frequenzsteuereinheit 64. Die Sendeeinheit 62 gibt ein Signal mit konstanter Frequenz f, die durch eine Frequenzsteuereinheit 64 gesteuert wird, an die Übertragungseinheit 70 aus. Die Frequenzsteuereinheit 64 gibt Informationen in Bezug auf die Frequenz f, die zur Sendeeinheit 62 gesandt werden, auch an die Signalverarbeitungseinheit 90 aus.
Das Messprinzip in der in 10 gezeigten Abstandsmessvorrichtung wird kurz beschrieben.
Wie in 10 gezeigt, interferiert zuerst die laufende Welle D, die von der Übertragungseinheit 70 emittiert wird, mit der reflektierten Welle R, die vom Messobjekt M_k reflektiert wird, so dass eine stehende Welle S im Ausbreitungsmedium zwischen der Übertragungseinheit 70 und dem Messobjekt M_k gebildet wird.
Zu diesem Zeitpunkt ist ein Empfangsleistungssignal p(f, x), das durch Überwachung der stehenden Welle S an einer Erfassungseinheit 80 erhalten wird, die an einem Überwachungspunkt xs auf der x-Achse vorgesehen ist, eine Sinuswellenfunktion (cos-Funktion) mit der Frequenz f der laufenden Welle D. Insbesondere wenn Reflexionen von mehreren Messobjekten bestehen, wäre das Signal eine Zusammensetzung von mehreren Sinuswellen mit voneinander verschiedenen Perioden entsprechend den jeweiligen Messobjekten. Die Periode jeder Sinuswelle steht in einem umgekehrten Verhältnis zum Abstand vom Überwachungspunkt zum Messobjekt M_k. Die in 10 gezeigte Abstandsmessvorrichtung misst den Abstand zum Objekt M_k unter Verwendung dieser Eigenschaft.
Insbesondere wird die stehende Welle S durch additive Zusammensetzung der von der Übertragungseinheit 70 emittierten laufenden Welle D und der reflektierten Welle R, die vom Objekt M_k reflektiert wird, erzeugt, deren Leistungssignal p(f, x) gegeben ist durch:
wobei c die Lichtgeschwindigkeit darstellt, f die Übertragungsfrequenz darstellt, A den Amplitudenpegel der laufenden Welle D darstellt und d_k den Abstand zum Messobjekt M_k darstellt. Ferner stellt γ_k den Betrag des Reflexionskoeffizienten des Messobjekts M_k, einschließlich des Ausbreitungsverlusts, dar und ϕ_k stellt eine Menge an Phasenverschiebung in der Reflexion dar.
11 ist ein Diagramm einer Wellenform des Empfangsleistungssignals p(f, 0), das in der Position x = x_s = 0 überwacht wird, wenn das Objekt M_k in einem Abstand d_k angeordnet ist.
Aus 11 ist zu sehen, dass das Empfangsleistungssignal p(f, 0) in Bezug auf die Übertragungsfrequenz f periodisch ist. Ferner ist zu sehen, dass die Periode c/2d ist und im umgekehrten Verhältnis zum Abstand d zum Messobjekt steht. Daher kann durch Fouriertransformation des Empfangsleistungssignals p(f, 0) zum Extrahieren der Periodeninformationen der Abstand d zum Messobjekt gefunden werden. Hier wird ein Profil P(x), das durch Anwenden einer Fouriertransformation auf das Empfangsleistungssignal p(f, 0) von Gleichung (1) erhalten wird, ausgedrückt als:
Hier stellt f₀ die Zwischenfrequenz des Übertragungsfrequenzbandes dar und f_w stellt die Bandbreite der Übertragungsfrequenz dar.
In der Abstandsmessvorrichtung von 10 hängt nämlich der Abstand d_k zum Messobjekt M_k nur von der Schwingungsperiode des Empfangsleistungssignals p(f, 0) in Bezug auf die Übertragungsfrequenz f der laufenden Welle D ab und wird nicht durch die Zeit von der Emission der elektromagnetischen Welle von der Übertragungseinheit 70 bis zur Rückkehr zur Erfassungseinheit 80 beeinflusst. Daher ist es möglich, einen kurzen Abstand mit höherer Genauigkeit zu messen als das herkömmliche FMCW-Verfahren und Impulsradarverfahren.
Hier wird in der herkömmlichen Abstandsmessvorrichtung, die in 10 gezeigt ist, das Empfangsleistungssignal p(f, 0) der stehenden Welle S einer Fouriertransformation gemäß Gleichung (2) unterzogen und daher können genaue periodische Informationen nur dann extrahiert werden, wenn das Empfangs leistungssignal p(f, x) eine Periodizität von mindestens einer Periode in der Bandbreite f_w der Übertragungsfrequenz aufweist.
12 stellt den Betrag |P(x)| des Profils des Empfangsleistungssignals dar, wenn der Abstand d_k des Messobjekts M_k im Bereich von 0 m ≤ d_k ≤ 5 m geändert wird, unter den Bedingungen, dass f₀ = 24,0375 GHz, f_w = 75 MHz, γ_k = 0,1 und ϕ_k = π, die durch Berechnungen gemäß Gleichungen (1) und (2) gefunden werden. Hier wird p(f, 0) – A², wobei der Pegel A² der laufenden Welle subtrahiert wird, einer Fouriertransformation unterzogen und daher wird der erste Term von Gleichung (1) entfernt.
Mit Bezug auf 12 weist der Profilbetrag |P(x)| eine Wellenform auf, die lokale Maxima sowohl in einem Bereich, in dem x positiv ist, als auch in einem Bereich, in dem x negativ ist, entsprechend den Komponenten des zweiten und des dritten Terms von Gleichung (2) aufweist. In der herkömmlichen Abstandsmessvorrichtung ist für das Messobjekt M_k x immer im positiven Bereich und daher wird das lokale Maximum in einem Bereich (x > 0) der Wellenform extrahiert und der Wert x, der dem lokalen Maximum entspricht, wird als die Position des Objekts M_k bestimmt.
Wenn der Abstand d klein ist, gibt jedoch die Spitze des Profilbetrags |P(x)| nicht die genaue Position des Objekts M_k an, wie in 12 gezeigt. Der Grund dafür ist folgendermaßen. Wenn der Abstand d kleiner wird, interferieren zwei lokale Maxima miteinander, was die Wellenform unregelmäßig macht. In dem in 12 gezeigten Beispiel ist zu sehen, dass eine genaue Messung möglich ist, wenn der Abstand d 2 m oder länger ist, während keine korrekte Messung erhalten werden kann, wenn der Abstand d kürzer als 2 m wird.
Insbesondere hat die herkömmliche Abstandsmessvorrichtung ein Problem eines erhöhten Messfehlers bei einem kürzeren Abstand, was vom Einfluss des lokalen Maximums, das in dem Bereich erscheint, in dem x negativ ist, auf das lokale Maximum, das in dem Bereich erscheint, in dem x positiv ist, stammt (nachstehend auch als negativer Frequenzeinfluss bezeichnet).
13 zeigt eine Beziehung zwischen den aus dem Profil P(x) erhaltenen Messungen, wenn der Abstand d_k zum Objekt M_k auf einem kurzen Abstandsniveau (~ 10 m) liegt, und dem tatsächlichen Abstand zum Objekt M_k. Die in der Fig. gezeigte Beziehung wird unter den Messbedingungen erhalten, dass die Mittenfrequenz f₀ der Übertragungsfrequenz f 24,15 GHz ist und die Übertragungsfrequenzbandbreite f_w 75 MHz für die laufende Welle D, die von der Übertragungseinheit 70 emittiert wird, ist.
Mit Bezug auf 13 ist der Messfehler, der zwischen der Messung, die von der herkömmlichen Abstandsmessvorrichtung erhalten wird, und dem tatsächlichen Abstand d_k zum Objekt M_k erzeugt wird, größer, wenn der Abstand zum Objekt M_k kleiner ist. Insbesondere wenn der Abstand zum Messobjekt M_k 4 m oder länger ist, entspricht der gemessene Wert genau dem tatsächlichen Abstand zum Objekt M_k, während der Messfehler abrupt zunimmt, wenn der Abstand kürzer wird als 4 m. In einem Bereich, in dem der Abstand zum Messobjekt M_k 2 m oder kürzer ist, wird der Messfehler so groß wie etwa 1000 mm und die Messgenauigkeit wird signifikant verschlechtert. Dies ergibt sich aus der Verzerrung des Profils P(x) in einem kurzen Abstand, was darauf hindeutet, dass 2 m die Grenze des messbaren Abstandes ist.
Dies wird genauer beschrieben. Wenn der Abstand d_k = 2 m ist, ist die Periode des Empfangsleistungssignals p(f, 0) c/(2 × 2) = 75 MHz und daher entspricht die Übertragungsbandbreite f_w = 75 MHz exakt der Bandbreite einer Periode des Empfangsleistungssignals p(f, x). Daher liefert ein längerer Abstand d_k, der zu einer kürzeren Periode führt, eine genaue Messung. Folglich kann der minimale erfassbare Abstand d_min durch die folgende Gleichung gegeben werden. dmin = c/2fw Gleichung (4)
Wenn die herkömmliche Abstandsmessvorrichtung als spezifizierte leistungsarme Funkstation verwendet wird, ist die erhältliche Frequenzbandbreite durch die Gesetze wie das Funkgesetz begrenzt. Gemäß dem Abschnitt von "Sensors for Detecting Moving Object" des japanischen Funkgesetzes ist beispielsweise, wenn das Frequenzband von 24,15 GHz verwendet wird, der tolerierbare Wert der belegten Bandbreite als 76 MHz definiert. Wie im Beispiel von 13 beinhaltet daher das Messergebnis einen signifikanten Fehler beim Messen einer Position in einem kurzen Abstand von 2 m oder kürzer.
Der vorstehend beschriebene Messfehler ist für den kurzen Abstand besonders, wo das Empfangsleistungssignal p(f, x) gleich oder kleiner als eine periodische Komponente wird. Selbst in einem Abstand, der eine Periodizität beinhaltet, die nicht kleiner ist als eine periodische Komponente (mittlerer bis ferner Abstand), könnte ein Messfehler von einigen Millimetern (mm) bestehen, wie im Folgenden beschrieben wird.
14 zeigt eine Beziehung zwischen den aus dem Profil P(x) erhaltenen Messungen, wenn der Abstand d_k zum Objekt M_k auf einem langen Abstandsniveau (~ 20 m) liegt, und dem tatsächlichen Abstand zum Objekt M_k. Die in der Fig. gezeigte Beziehung wird unter den Messbedingungen, dass die Mittenfrequenz f₀ der Übertragungsfrequenz f 24,15 GHz ist und die Übertragungsfrequenzbandbreite f_w 75 MHz ist, für die laufende Welle D, die von der Übertragungseinheit 70 emittiert wird, erhalten.
Mit Bezug auf 14 besteht, wenn die Position des Objekts M_k vom Abstand d_k = 10 m auf d_k = 20 m auf einem langen Abstandsniveau geändert wird, ein größter Fehler von etwa ± 2 mm im Messergebnis. Eine mögliche Ursache für den Fehler besteht darin, dass die Fensterlänge einer Fensterfunktion für die Fouriertransformation kein ganzzahliges Vielfaches der Wellenform des Empfangsleistungssignals p(f, 0) ist.
Ferner tritt in einem mittleren bis langen Abstand ein Messfehler auf, wenn sich die Position des Objekts M_k geringfügig ändert, selbst wenn das Empfangsleistungssignal p(f, 0) eine Periodizität aufweist.
15 zeigt den Messfehler, wenn die Position des Objekts M_k geringfügig innerhalb des Bereichs von ±10 mm geändert wird, unter Verwendung der Position in einem Abstand d_k = 10 m als Referenz.
Wie aus 15 ersichtlich ist, beinhaltet das Messergebnis einen Fehler von etwa ±5 cm, selbst wenn das Objekt M_k in einem Abstand von d_k = 10 m angeordnet ist, der weit von der Abstandsmessvorrichtung entfernt ist und wo das Empfangsleistungssignal p(f, 0) ausreichend Periodizität aufweist.
Hier können die folgenden Methoden genommen werden, um den Messfehler zu verringern. Als erste Methode wird zum Zeitpunkt der Fouriertransformation des Empfangsleistungssignals p(f, 0) ein Signalbereich mit mindestens einer periodischen Komponente aus dem Empfangsleistungssignal p(f, 0) extrahiert und einer Fouriertransformation unterzogen und dieser Prozess wird über den Bereich von mindestens der Hälfte der periodischen Komponente wiederholt. Aus allen Daten nach der Fou riertransformation wird eine Summe von jedem Zeitbereich berechnet.
Als zweite Methode wird ein Empfangsleistungssignal durch geringfügiges Verschieben der zu übertragenden anfänglichen Frequenz erhalten, wobei die Bandbreite f_w, die für die Übertragungsfrequenz f verwendet wird, dieselbe ist, und das erhaltene Empfangssignal wird einer Fouriertransformation unterzogen. Dieser Prozess wird über den Bereich von mindestens der halben periodischen Komponente wiederholt. Aus allen Daten nach der Fouriertransformation wird eine Summe jedes Zeitbereichs berechnet.
16 zeigt das Ergebnis der Verarbeitung, wenn das Empfangsleistungssignal p(f, 0) gemäß diesen Methoden mehrfach verarbeitet wird. Wie aus 16 zu sehen ist, wird der im Messergebnis beobachtete Fehler um etwa ±1 cm verbessert, wobei der Verschiebungsbereich ±10 mm ist.
Eine solche Mehrfachverarbeitung umfasst jedoch mehrere Fouriertransformationsprozesse und dauert daher eine beträchtlich lange Zeit. Folglich ist sie für eine Anwendung, die eine schnelle Reaktion erfordert, nicht geeignet.
Die in 10 gezeigte Abstandsmessvorrichtung besitzt ferner ein Problem, dass das Messergebnis einen gewissen Fehler aufweist wenn sich das Messobjekt M_k auf einer Messachse (x-Achse) mit einer konstanten Geschwindigkeit bewegt.
Insbesondere wenn sich das Messobjekt M_k bewegt, tritt eine Doppler-Verschiebung im Empfangsleistungssignal p(f, 0) der stehenden Welle S, die an der Erfassungseinheit 80 erfasst wird, auf, wobei die Empfangsfrequenz von der Übertragungsfrequenz f um die Frequenz im Verhältnis zur Zeitänderung des Ausbreitungsmediums verschoben wird. Das Ausmaß der Verschie bung wirkt hier zum Verringern der Empfangsfrequenz, wenn das Objekt M_k näher kommt, und wirkt zum Erhöhen der Empfangsfrequenz, wenn sich das Objekt M_k wegbewegt.
Als Beispiel soll angenommen werden, dass das Messobjekt M_k, das in einem vorgeschriebenen Abstand d_k = 10 m angeordnet ist, sich mit konstanter Geschwindigkeit bewegt. Ferner soll angenommen werden, dass die herkömmliche Abstandsmessvorrichtung an der Übertragungseinheit 70 eine Aufwärtsfrequenzwobbelung, bei der die Übertragungsfrequenz f innerhalb der verwendeten Bandbreite während der Wobbelung erhöht wird, und eine Abwärtsfrequenzwobbelung, in der die Übertragungsfrequenz f innerhalb der verwendeten Bandbreite während der Wobbelung verringert wird, durchführt.
Zu diesem Zeitpunkt tritt in Abhängigkeit von der Bewegungsrichtung des Messobjekts M_k und von der Richtung der Wobbelung der Übertragungsfrequenz f das folgende Phänomen periodisch im Empfangsleistungssignal p(f, 0) auf. Insbesondere wird während der Aufwärtswobbelung die Periodizität länger, wenn das Objekt M_k näher kommt, und die Periodizität wird kürzer, wenn das Objekt M_k weg geht. Während der Abwärtswobbelung wird die Periodizität kürzer, wenn das Objekt M_k näher kommt, und die Periodizität wird länger, wenn das Objekt M_k weg geht.
Wenn die Periodizität länger wird, geht die Periodizität von mindestens einer Periode im Empfangsleistungssignal p(f, 0) in der Übertragungsfrequenzbandbereite f_w ungeachtet der Wobbelrichtung verloren, so dass der durch den vorstehend erwähnten negativen Frequenzeinfluss verursachte Messfehler zunimmt.
Hier wird der Messfehler durch die vorstehend beschriebene Doppler-Verschiebung beeinflusst und daher nimmt der Fehler von der tatsächlichen Position (10 m) des Messobjekts M_k, wenn die Bewegungsgeschwindigkeit des Objekts M_k zunimmt, sowohl in den Aufwärts- als auch Abwärtswobbelungen zu.
Als Methode zum Verringern eines solchen Messfehlers kann ein Verfahren übernommen werden, in dem ein Messergebnis (nachstehend auch als erste Positionsinformationen bezeichnet), das durch Fouriertransformation des Empfangsleistungssignals p(f, 0) erhalten wird, das durch Aufwärtswobbelung der Übertragungsfrequenz f erhalten wird, und ein Messergebnis (nachstehend auch als zweite Positionsinformationen bezeichnet), das durch Fouriertransformation des Empfangsleistungssignals p(f, 0) erhalten wird, das durch Abwärtswobbelung der Übertragungsfrequenz f erhalten wird, erhalten werden, und ein Korrekturprozess durchgeführt wird, indem ein Mittelwert der ersten und der zweiten Positionsinformationen gefunden wird, so dass die Position des sich bewegenden Objekts erfasst wird.
17 zeigt das Ergebnis der Korrektur gemäß diesem Verfahren. Mit Bezug auf 17 wird, wenn die Wobbelzeit 10 ms ist, der Messfehler auf 0 m in dem Bereich gehalten, in dem die Bewegungsgeschwindigkeit höchstens etwa ±2 m/s ist. Es ist jedoch zu sehen, dass der Messfehler zunimmt, wenn die Bewegungsgeschwindigkeit zunimmt, die diesen Bereich übersteigt. Dies stammt vom vorstehend erwähnten negativen Frequenzeinfluss. Insbesondere wird in der herkömmlichen Abstandsmessvorrichtung nur das lokale Maximum des Bereichs, in dem x positiv ist, gleichmäßig in der Wellenform des Profilbetrags |P(x)| extrahiert und daher ist es schwierig, das Messobjekt M_k genau zu erfassen, das sich in dem Bereich befindet, in dem x negativ ist, und sich mit hoher Geschwindigkeit wegbewegt.
Obwohl nicht gezeigt, ist es, indem die Wobbelzeit kürzer gemacht wird, möglich, den Bereich der Bewegungsgeschwindig keit zu vergrößern, in dem die genaue Position des Messobjekts M_k erhalten werden kann.
In diesem Verfahren hängt jedoch der Bereich der Bewegungsgeschwindigkeit des Messobjekts M_k, der eine Korrektur ermöglicht, von der Wobbelzeit der Übertragungsfrequenz f ab. Folglich muss für das Objekt M_k, das sich mit hoher Geschwindigkeit bewegt, die Wobbelzeit noch kürzer gemacht werden, d. h., die Wobbelgeschwindigkeit muss erhöht werden. Für diesen Zweck ist ein neuer, stabiler, mit hoher Geschwindigkeit variabler Oszillator erforderlich.
US 4 238 795 offenbart ein Mikrowellen-Entfernungsmesssystem zum Bestimmen des Abstandes zu einem Objekt mittels der Phasendifferenz zwischen einer übertragenen frequenzmodulierten Welle und der durch das Objekt reflektierten und von ihm empfangenen Welle. Die Frequenz des übertragenen Mikrowellensignals wird zwischen zwei festen Frequenzen fu und fo verändert und das durch das Objekt reflektierte und von diesem empfangene Signal wird mittels eines Signalumsetzers in ein Zwischenfrequenzsignal umgesetzt, aus dessen gesamter Phasenverschiebung der Abstand abgeleitet wird. Das Prinzip der Einzelseitenband-Demodulation kann zu diesem Zweck verwendet werden.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Abstandsmessvorrichtung, ein Abstandsmessverfahren und ein Abstandsmessprogramm zu schaffen, die eine sehr genaue Messung in einem kurzen Abstand selbst in einer schmalen Emissionsfrequenzbandbreite ermöglichen.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Abstandsmessvorrichtung, ein Abstandsmessverfah ren und ein Abstandmessprogramm zu schaffen, die eine genaue Messung des Abstandes zu einem sich bewegenden Objekt ermöglichen.
Die Aufgabe wird durch eine Abstandsmessvorrichtung gemäß Anspruch 1, ein Abstandsmessverfahren gemäß Anspruch 7 und ein Abstandsmessprogramm gemäß Anspruch 13 erreicht. Weiterentwicklungen der Erfindung sind jeweils in den abhängigen Ansprüchen spezifiziert.
Vorzugsweise umfasst die Sendequelle eine Aufwärtswobbeleinheit, die eine vorgeschriebene Übertragungsfrequenz mit einer vorgeschriebenen Bandbreite in einem vorgeschriebenen Schritt aufwärts wobbelt, und eine Abwärtswobbeleinheit, die die vorgeschriebene Übertragungsfrequenz mit der vorgeschriebenen Bandbreite in dem vorgeschriebenen Schritt abwärts wobbelt. Die Signalverarbeitungseinheit umfasst eine Einheit, die als erste Positionsinformationen einen Abstand zum Messobjekt, der durch die Fouriertransformationseinheit durch die Aufwärtswobbeleinheit erhalten wird, und als zweite Positionsinformationen einen Abstand zum Messobjekt, der durch die Fouriertransformationseinheit durch die Abwärtswobbeleinheit erhalten wird, hält, und eine Korrektureinheit, die die gehaltenen ersten Positionsinformationen und zweiten Positionsinformationen mittelt, um den wahren Abstand zum Messobjekt abzuleiten.
Vorzugsweise gewinnt die Wellenerfassungseinheit die phasengleiche Komponente der Phasenänderungskomponente durch synchrone Erfassung der reflektierten Welle mit dem Übertragungssignal und gewinnt eine Quadraturkomponente der Phasenänderungskomponente durch synchrone Erfassung der reflektierten Welle mit einem in der Phase um π/2 vom Übertragungssignal verschiedenen Signal.
Vorzugsweise ist der vorgeschriebene Abstand gemäß einer Anzahl von Teilungen zum Wobbeln einer vorgeschriebenen Übertragungsfrequenz mit einer vorgeschriebenen Bandbreite variabel.
Vorzugsweise wird der vorgeschriebene Abstand höchstens so festgelegt, dass er ungefähr eine Hälfte des maximalen erfassbaren Abstandes ist, der durch die vorgeschriebene Bandbreite und die Anzahl von Teilungen bestimmt ist.
Vorzugsweise extrahiert die Wellenerfassungseinheit die Phasenänderungskomponente der reflektierten Welle durch Subtrahieren der Gleichspannungskomponente des Übertragungssignals von der reflektierten Welle, die einer Einhüllenden-Erfassung unterzogen wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt schafft die vorliegende Erfindung ein Abstandsmessverfahren zum Messen eines Abstandes zu einem Objekt mit den Schritten: Ausgeben eines Signals mit einer variablen Frequenz; Erzeugen und Emittieren einer elektromagnetischen Welle mit derselben Frequenz wie das Signal zum Messobjekt; Erfassen einer reflektierten Welle der elektromagnetischen Welle; und Berechnen eines Abstandes zum Messobjekt durch eine Operation einer Beziehung zwischen der erfassten reflektierten Welle und der Frequenz des Signals. Der Schritt der Erfassung einer reflektierten Welle umfasst den Schritt des Extrahierens einer Phasenänderungskomponente der reflektierten Welle durch synchrone Erfassung der erfassten reflektierten Welle mit dem Signal. Der Schritt der Berechnung des Abstandes zum Messobjekt umfasst die Schritte der Änderung der variablen Frequenz der extrahierten Phasenänderungskomponente durch eine Frequenz, die einem vorgeschriebenen Abstand entspricht, des Nehmens von einem des oberen und des unteren Seitenbandes, das durch die Frequenzänderung erhalten wird, als Analysesignal, des Durchführens einer Fou riertransformation am Analysesignal, um ein Profil zu berechnen, und des Findens des Abstandes zum Messobjekt auf der Basis eines lokalen Maximums des Profils und des vorgeschriebenen Abstandes.
Vorzugsweise umfasst der Schritt des Ausgebens eines Signals mit variabler Frequenz die Schritte des Aufwärtswobbelns einer vorgeschriebenen Übertragungsfrequenz mit einer vorgeschriebenen Bandbreite in einem vorgeschriebenen Schritt und des Abwärtswobbelns der vorgeschriebenen Übertragungsfrequenz mit der vorgeschriebenen Bandbreite in dem vorgeschriebenen Schritt. Der Schritt des Berechnens des Abstandes zum Messobjekt umfasst ferner die Schritte des Haltens eines Abstandes zum Messobjekt, der durch die Fouriertransformation durch Aufwärtswobbeln erhalten wird, als erste Positionsinformationen und eines Abstandes zum Messobjekt, der durch die Fouriertransformation durch Abwärtswobbeln erhalten wird, als zweite Positionsinformationen und des Mittelns der gehaltenen ersten Positionsinformationen und zweiten Positionsinformationen, um den wahren Abstand zum Messobjekt abzuleiten.
Vorzugsweise wird im Schritt des Extrahierens der Phasenänderungskomponente der reflektierten Welle eine phasengleiche Komponente der Phasenänderungskomponente durch synchrone Erfassung der reflektierten Welle mit dem Signal extrahiert und eine Quadraturkomponente der Phasenänderungskomponente wird durch synchrone Erfassung der reflektierten Welle mit einem in der Phase um π/2 von dem Signal verschiedenen Signal extrahiert.
Vorzugsweise ist der vorgeschriebene Abstand gemäß der Anzahl von Teilungen zum Wobbeln einer vorgeschriebenen Übertragungsfrequenz mit einer vorgeschriebenen Bandbreite variabel.
Vorzugsweise wird der vorgeschriebene Abstand höchstens auf ungefähr eine Hälfte des maximalen erfassbaren Abstandes gesetzt, der durch die vorgeschriebene Bandbreite und die Anzahl von Teilungen bestimmt ist.
Vorzugsweise wird im Schritt des Extrahierens der Phasenänderungskomponente der reflektierten Welle die Phasenänderungskomponente der reflektierten Welle durch Subtrahieren der Gleichspannungskomponente des Signals von der reflektierten Welle, die der Einhüllenden-Erfassung unterzogen wird, extrahiert.
Gemäß einem weiteren Aspekt schafft die vorliegende Erfindung ein Abstandsmessprogramm zum Messen eines Abstandes zu einem Objekt, das bewirkt, dass ein Computer die folgenden Schritte ausführt: Ausgeben eines Signals mit einer variablen Frequenz; Erzeugen und Emittieren einer elektromagnetischen Welle mit derselben Frequenz wie das Signal zum Messobjekt; Erfassen einer reflektierten Welle der elektromagnetischen Welle; und Berechnen eines Abstandes zum Messobjekt durch eine Operation einer Beziehung zwischen der erfassten reflektierten Welle und der Frequenz des Signals. Der Schritt des Erfassens einer reflektierten Welle umfasst des Schritt des Extrahierens einer Phasenänderungskomponente der reflektierten Welle durch synchrone Erfassung der reflektierten Welle mit dem Signal; und der Schritt des Berechnens des Abstandes zum Messobjekt umfasst die Schritte des Änderns der variablen Frequenz der extrahierten Phasenänderungskomponente um eine Frequenz, die einem vorgeschriebenen Abstand entspricht, des Nehmens eines des oberen und des unteren Seitenbandes, das durch die Frequenzänderung erhalten wird, als Analysesignal, des Durchführens einer Fouriertransformation am Analysesignal, um ein Profil zu berechnen, und des Findens des Abstandes zum Messobjekt auf der Basis eines lokalen Maximums des Profils und des vorgeschriebenen Abstandes.
Vorzugsweise umfasst der Schritt des Ausgebens eines Signals mit einer variablen Frequenz die Schritte des Aufwärtswobbelns einer vorgeschriebenen Übertragungsfrequenz mit einer vorgeschriebenen Bandbreite in einem vorgeschriebenen Schritt und des Abwärtswobbelns der vorgeschriebenen Übertragungsfrequenz mit der vorgeschriebenen Bandbreite im vorgeschriebenen Schritt. Der Schritt des Berechnens des Abstandes zum Messobjekt umfasst ferner die Schritte des Haltens eines Abstandes zum Messobjekt, der durch die Fouriertransformation durch Aufwärtswobbeln erhalten wird, als erste Positionsinformationen und als zweite Positionsinformationen eines Abstandes zum Gemäß der vorliegenden Erfindung kann eine Abstandsmessvorrichtung, die eine sehr genaue Abstandsmessung von 0 m selbst in einer begrenzten Übertragungsfrequenzbandbreite ermöglicht, geschaffen werden.
Selbst wenn sich das Messobjekt schnell bewegt, kann der Abstand ferner mit hoher Genauigkeit unabhängig von der Wobbelzeit gemessen werden, da das Ergebnis der Messung, das durch Aufwärtswobbeln und Abwärtswobbeln der Übertragungsfrequenz erhalten wird, korrigiert wird.
Die vorangehenden und weitere Aufgaben, Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden ausführlichen Beschreibung der vorliegenden Erfindung in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen besser ersichtlich.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Schaltplan, der eine grundlegende Konfiguration der Abstandsmessvorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
2 ist ein Ablaufplan, der eine Messoperation durch die in 1 gezeigte Abstandsmessvorrichtung darstellt.
3 und 4 zeigen Beziehungen zwischen einem Abstand d_k (gemessener Wert) zum Messobjekt M_k, der aus dem Profil P(x) erhalten wird, und dem tatsächlichen Abstand zum Messobjekt M_k.
5 ist ein Ablaufplan, der eine Messoperation durch die in 1 gezeigte Abstandsmessvorrichtung darstellt.
6 und 7 zeigen Beziehungen zwischen einem Abstand (gemessener Wert), der aus dem Profil P(x) erhalten wird, und der Bewegungsgeschwindigkeit des Messobjekts.
8 und 9 sind Schaltpläne, die grundlegende Konfigurationen der Abstandsmessvorrichtung gemäß Modifikationen der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigen.
10 ist ein schematisches Blockdiagramm, das eine Konfiguration der Abstandsmessvorrichtung darstellt, die in der japanischen Patentoffenlegungsschrift Nr. 2002-357656 vorgeschlagen ist.
11 ist ein Diagramm einer Wellenform des Empfangsleistungssignals p(f, 0), das in der Position x = x_s = 0 überwacht wird, wenn das Messobjekt M_k in einem Abstand d_k angeordnet ist.
12 zeigt ein Ergebnis der Berechnung des Profilbetrags |P(x)|, wenn der Abstand d_k des Messobjekts M_k im Bereich von 0 m bis 5 m liegt.
13 und 14 zeigen Beziehungen zwischen dem Abstand d_k (gemessener Wert) zum Messobjekt M_k, der aus dem Profil P(x) erhalten wird, und dem tatsächlichen Abstand zum Messobjekt.
15 zeigt den Messfehler, wenn die Position des Messobjekts M_k geringfügig innerhalb des Bereichs von ± 10 mm geändert wird, unter Verwendung der Position in einem Abstand d_k = 10 m als Referenz.
16 zeigt das Ergebnis der Messung, wenn das Empfangsleistungssignal mehrfach verarbeitet wird.
17 zeigt eine Beziehung zwischen einem Abstand (gemessenen Wert), der vom Profil P(x) erhalten wird, und der Bewegungsgeschwindigkeit des Messobjekts M_k, wenn sich das Objekt mit einer konstanten Geschwindigkeit bewegt.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Im Folgenden werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung im Einzelnen mit Bezug auf die Fig. beschrieben. In den Fig. bedeuten dieselben Bezugszeichen dieselben oder entsprechende Abschnitte.
1 ist ein Schaltplan, der eine grundlegende Konfiguration der Abstandsmessvorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Mit Bezug auf 1 umfasst die Abstandsmessvorrichtung: eine Sendequelle 10, die ein Übertragungssignal mit einer konstanten Übertragungsfrequenz f sendet; eine Übertragungseinheit 20, die eine elektromagnetische Welle mit derselben Frequenz f wie das gesandte Übertragungssignal emittiert; eine Erfassungseinheit 30, die elektromagnetische Wellen (nachstehend auch als reflektierte Wellen R bezeichnet) erfasst, die die elektromagnetische Welle sind, die von der Übertragungseinheit 20 ausgegeben wird (nachstehend auch als laufende Welle D bezeichnet), die durch Messobjekte M₁ bis M_n reflektiert wird; und eine Signalverarbeitungseinheit 40, die die reflektierten Wellen R, die von der Erfassungseinheit 30 erfasst werden, verarbeitet und Abstände d₁ bis d_n zu den Messobjekten M₁ bis M_n berechnet.
Die Sendequelle 10 umfasst eine Sendeeinheit 12, die das Übertragungssignal mit einer konstanten Übertragungsfrequenz f ausgibt, und eine Frequenzsteuereinheit 14, die die Frequenz f des Übertragungssignals, das aus der Sendeeinheit 12 ausgegeben wird, steuert.
Die Sendeeinheit 12 wird beispielsweise durch einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) implementiert und gibt das Übertragungssignal mit einer vorgeschriebenen Frequenz f auf der Basis eines Steuersignals von der Frequenzsteuereinheit 14 aus.
Die Frequenzsteuereinheit 14 wird beispielsweise durch einen Phasendetektor implementiert und erfasst eine Phasendifferenz zwischen einem Referenzoszillationssignal von der Signalverarbeitungseinheit 40 und einem Rückkehrsignal, das von der Sendeeinheit 12 zurückkehrt, und gibt ein Steuersignal aus, um die Oszillationsfrequenz des VCO zu erhöhen oder zu verringern.
In der Sendeeinheit 12 empfängt der VCO das Steuersignal und stellt die Oszillationsfrequenz ein, so dass das Übertragungssignal mit derselben Frequenz und derselben Phase wie das Bezugsoszillationssignal, das so gesteuert wird, dass es die vorgeschriebene Frequenz f aufweist, ausgegeben wird.
Die Übertragungseinheit 20 wird beispielsweise durch eine Antenne implementiert und emittiert eine elektromagnetische Welle mit derselben Frequenz f wie das Ausgangssignal der Sendeeinheit 12 zu einem Ausbreitungsmedium wie z. B. Luft oder Wasser oder Vakuum, das zwischen der Antenne und den Messobjekten M₁ bis M_n existiert, in der Richtung einer Messachse (x-Achse).
Die Erfassungseinheit 30 umfasst einen Richtkoppler 32, Multiplizierer 34, 35, Tiefpassfilter (LPFs) 36, 37 und einen π/2-Phasenschieber 38.
Der Richtkoppler 32 ist in einer Position x = 0 auf der x-Achse angeordnet. Der Richtkoppler 32 erfasst die reflektierte Welle R von einem Signal, das von der Antenne der Übertragungseinheit 20 empfangen wird, und gibt die erfasste reflektierte Welle R an einen Eingang von jedem der Multiplizierer 34 und 35 aus.
An den anderen Eingang von jedem der Multiplizierer 34 und 35 wird das Übertragungssignal mit der Übertragungsfrequenz f vom VCO als Sendeeinheit 12 angelegt. Zu diesem Zeitpunkt wird ein Signal, das durch Phasenverschiebung des Übertragungssignals von der Sendeeinheit 12 um π/2 unter Verwendung des π/2-Phasenschiebers 38 erhalten wird, an den anderen Eingang des Multiplizierers 35 angelegt.
Somit wird in den Multiplizierern 34 und 35 eine Phasenerfassung durch Multiplikation der reflektierten Welle R und des mit dem Übertragungssignal synchronisierten Signals, d. h. eine so genannte synchrone Erfassung, durchgeführt. Vom Multiplizierer 34 wird eine phasengleiche (I-Phase) Komponente I(f, t) des erfassten Signals als Ergebnis der Multiplikation dieser zwei Eingangssignale ausgegeben. Vom Multiplizierer 35 wird eine Quadraturkomponente (Q-Phasen-Komponente) Q(f, t) des erfassten Signals als Ergebnis der Multiplikation dieser zwei Eingangssignale ausgegeben.
Wenn die I-Phasen-Komponente I(f, t) und die Q-Phasen-Komponente Q(f, t) des erfassten Signals an die LPFs 36 bzw. 37 angelegt werden, wird eine Hochfrequenzkomponente entfernt und Gleichspannungskomponenten I(f) und Q(f) werden extrahiert. Die extrahierten Gleichspannungskomponenten I(f) und Q(f) werden an die Signalverarbeitungseinheit 40 ausgegeben.
Die Signalverarbeitungseinheit 40 ist mit der Erfassungseinheit 30 verbunden und empfängt die Gleichspannungskomponenten I(f) und Q(f) der reflektierten Welle R.
Die Signalverarbeitungseinheit 40 umfasst eine Analysesignal-Erzeugungseinheit 42, die ein Analysesignal p(f) aus den Gleichspannungskomponenten I(f) und Q(f) der reflektierten Welle R erzeugt, und eine Fouriertransformationseinheit 44, die eine Fouriertransformation an dem erzeugten Analysesignal p(f) durchführt, um das Profil P(x) zu berechnen. Hier sind die Analysesignal-Erzeugungseinheit 42 und die Fouriertransformationseinheit 44 beispielsweise durch einen Digitalsignalprozessor (DSP) einteilig gebildet. Folglich werden Operationen in verschiedenen Einheiten durch die Software gemäß einem im Voraus gespeicherten Programm ausgeführt.
Wie vorstehend beschrieben, besitzt die Abstandsmessvorrichtung gemäß der vorliegenden Ausführungsform dieselbe grundlegende Konfiguration wie die herkömmliche Abstandsmessvorrichtung, die in 10 gezeigt ist. Die Vorrichtung unterscheidet sich jedoch von der herkömmlichen Abstandsmessvorrichtung darin, dass die reflektierte Welle R durch die Erfassungseinheit 30 erfasst wird und dass die Signalverarbeitungseinheit 40 die Analysesignal-Erzeugungseinheit 42 umfasst. Das Verfahren zum Messen des Abstandes gemäß der vorliegenden Ausführungsform wird im Einzelnen im Folgenden beschrieben, um die durch diese Unterschiede erreichten Effekte zu verdeutlichen.
Zuerst wird das Messprinzip des Abstandsmessverfahrens gemäß der vorliegenden Ausführungsform beschrieben.
In der in 1 gezeigten Abstandsmessvorrichtung soll angenommen werden, dass die von der Übertragungseinheit 20 zur Zeit t emittierte laufende Welle D durch die folgende Gleichung dargestellt wird.
Dann kann die reflektierte Welle R von jedem Messobjekt M_k durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden, wobei der Abstand zu jedem Messobjekt d_k ist.
wobei c die Lichtgeschwindigkeit darstellt, f die Übertragungsfrequenz darstellt, A den Amplitudenpegel der laufenden Welle D darstellt und d_k den Abstand zum Messobjekt M_k darstellt. Ferner stellt γ_k den Betrag des Reflexionskoeffizienten des Messobjekts M_k, einschließlich des Ausbreitungsverlusts, dar und ϕ_k stellt eine Menge an Phasenverschiebung in der Reflexion dar.
Durch Durchführen einer synchronen Erfassung an der reflektierten Welle R von Gleichung (6), wobei das Übertragungssignal die Übertragungsfrequenz f aufweist und die Phase eines Quadratursignals das Übertragungssignals um π/2 verschoben ist, in den Multiplizierern 34 bzw. 35 werden die phasengleiche Komponente I(f, t) und die Quadraturkomponente Q(f, t) des Erfassungssignals, die durch die nachstehenden Gleichungen dargestellt sind, erhalten.
Ferner werden durch Entfernen der Hochfrequenzkomponente (entsprechend der zweiten Oberwellenkomponente des Übertragungssignals) durch die LPFs 36 und 37 von der phasengleichen Komponente I(f, t) und der Quadraturkomponente Q(f, t) von Gleichung (7) die Gleichspannungskomponenten I(f) und Q(f) extrahiert.
Hier ist mit Bezug auf Gleichung (8) zu sehen, dass die Gleichspannungskomponenten I(f) und Q(f) die Extraktion der Menge an Änderung (nachstehend auch als Phasenänderungskomponente bezeichnet) der Phasenverschiebungsmenge ϕ_k, wenn die laufende Welle D am Messobjekt M_k reflektiert wird, vom Erfassungssignal der reflektierten Welle R, das durch Gleichung (7) gegeben ist, ist. Insbesondere sind die Gleichspannungskomponenten von Gleichung (8) Funktionen, die in einer Periode entsprechend dem Abstand d_k zum Messobjekt M_k variieren. Daher kann durch Fouriertransformation der Gleichspannungs komponente zum Extrahieren der periodischen Komponente der Abstand d_k gefunden werden.
Die Gleichspannungskomponenten von Gleichung (8) werden als cos-Funktion und sin-Funktion nachstehend als reale Signale ausgedrückt.
Daher wird erwartet, dass der Abstand d_k zum Messobjekt M_k auf der Basis des lokalen Maximums des Profilbetrags |P(x)| erhalten werden kann, der durch Fouriertransformation des Empfangsleistungssignals p(f) erhalten wird, das wiederum als komplexe Sinusfunktion mit den Gleichungen (9) und (10) als phasengleiche Komponente und Quadraturkomponente erhalten wird.
Das durch Fouriertransformation der komplexen Sinusfunktion mit den Gleichungen (9) und (10) erhaltene Profil P(x) beinhaltet jedoch den zweiten Term, der von e^+jθ(f) abgeleitet ist, und den dritten Term, der von e^–jθ(f) abgeleitet ist (θ(f) stellt die Phasenänderungskomponente dar), wie im Profil P(x) der obigen Gleichung (2). Daher stören in der ähnlichen Weise, wie in 12 gezeigt, wenn der Abstand d klein ist, die lokalen Maxima, die dem zweiten bzw. dritten Term entsprechen, einander im Profilbetrag |P(x)|, was den Messfehler erhöht. Mit anderen Worten, der negative Frequenzeinfluss kann nicht vermieden werden, und daher kann der Messfehler, wenn das Objekt in einem engen Abstand angeordnet ist oder wenn sich das Objekt bewegt, nicht verringert werden.
Angesichts des Vorangehenden ist die Abstandsmessvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung dadurch gekennzeichnet, dass eine Frequenzumsetzung so durchgeführt wird, dass die Periodizität der komplexen Sinusfunktion, die durch die Gleichungen (9) und (10) ausgedrückt wird, dem Abstand entspricht, der von dem negativen Frequenzeinfluss frei ist.
Insbesondere werden ein reales Signal mit einer dem Abstand d_k entsprechenden Periode, von welchem die phasengleiche Komponente und Quadraturkomponente durch die Gleichungen (9) und (10) gegeben sind, und Signale I₀(f) und Q₀(f) mit einem vorgegebenen, vorgeschriebenen Abstand d₀ entsprechenden Perioden gemischt. Die Signale I₀(f) und Q₀(f) sind gegeben als:
Durch Mischen der realen Signale der Gleichungen (9) und (10) mit den Gleichungen (11) und (12) wird folglich das nachstehende Analysesignal p(f) erzeugt.
Insbesondere ist das Analysesignal p(f) von Gleichung (13) in Bezug auf die Übertragungsfrequenz f periodisch und die Pe riodizität des Signals ist um die dem Abstand d_k entsprechende Periode höher als die dem Abstand d₀ entsprechende Periodizität.
Wenn die Signale I₀(f) und Q₀(f), die dem Abstand d₀ entsprechen, mit den realen Signalen I(f) und Q(f), die dem Abstand d_k zum Messobjekt M_k entsprechen, gemischt werden, wird zusätzlich zur Komponente der Summe von Frequenzen dieser durch Gleichung (13) dargestellten Signale eine Komponente der Differenz dieser Signale gleichzeitig erzeugt. Im Folgenden wird die Frequenzsummenkomponente auch als oberes Seitenband (USB) bezeichnet und die Frequenzdifferenzkomponente wird auch als unteres Seitenband (LSB) bezeichnet.
Wenn das Signal mit dem oberen Seitenband USB und dem unteren Seitenband LSB einer Fouriertransformation unterzogen wird, weist die resultierende Profilwellenform lokale Maxima in Positionen auf, die um +d_k(x = d₀ + d_k) und um –d_k(x = d₀ – d_k) verschoben sind, wobei der vorgeschriebene Abstand d₀ das Zentrum ist.
Dies ist gleich einem Phänomen, das im Profil P(x) von 12 beobachtet wird, in dem lokale Maxima sowohl in den Bereichen, in denen x positiv ist, als auch x negativ ist, erscheinen, wobei x = 0 das Zentrum ist. Daher weist der Wert des lokalen Maximums, der im negativen Bereich (x = d₀ – d_k) erscheint, im Wesentlichen den negativen Frequenzeinfluss auf den Wert des lokalen Maximums auf, der im positiven Bereich (x = d₀ + d_k) erscheint, wobei x = d₀ das Zentrum ist, so dass der Messfehler zunimmt.
Insbesondere wenn der Abstand d_k näher an 0 m kommt, kommen die zwei Werte des lokalen Maximums näher an den mittleren Wert d₀ und stören einander, was den Messfehler vergrößert. Wenn sich das Objekt M_k schnell bewegt, tritt ein Umkehrphäno men auf, wobei das lokale Maximum, das im positiven Bereich (x = d₀ + d_k) erscheinen sollte, im negativen Bereich (x = d₀ – d_k) erscheint, und der Wert des lokalen Maximums, der im negativen Bereich erscheinen sollte, im positiven Bereich erscheint. Folglich wird es schwierig festzustellen, welches der wahre lokale Wert ist, und der Messfehler nimmt zu.
Daher verwendet die Abstandsmessvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung nur eines des oberen Seitenbandes USB und des unteren Seitenbandes LSB als Analysesignal p(f) als Mittel zum Unterdrücken des beträchtlichen Einflusses der negativen Frequenz.
Insbesondere wenn das obere Seitenband USB als Analysesignal p(f) verwendet wird, wird das Analysesignal p(f) durch die obige Gleichung (13) dargestellt. Wenn das untere Seitenband LSB als Analysesignal p(f) verwendet wird, wird das Analysesignal p(f) als p(f) = I(f)·I₀(f) – Q(f)·Q₀(f) gegeben.
Es soll angenommen werden, dass das obere Seitenband von Gleichung (13) als Analysesignal p(f) verwendet wird, und die folgende Formel der Fouriertransformation angewendet wird:
Dann ist das resultierende Profil P(x) am Abstand x
wobei f₀ die Mittenfrequenz des Übertragungsfrequenzbandes darstellt und f_w die Bandbreite der Übertragungsfrequenz darstellt.
Gemäß dem Obigen weist das Profil P(x) der Gleichung (15) das lokale Maximum in der Position x = d₀ + d_k auf, was bedeutet, dass der beträchtliche Einfluss der negativen Frequenz, der durch das bei x = d₀ – d_k angeordnete lokale Maximum verursacht wird, beseitigt ist.
Hier soll das Mischen des realen Signals e^jθ(f) mit der der Periode d_k entsprechenden Periodizität und der Signale I₀(f) und Q₀(f) mit der dem vorgeschriebenen Abstand d₀ entsprechenden Periodizität betrachtet werden. Von den Komponenten in der darauf angewendeten Gleichung (13) können die Signale I₀(f) und Q₀(f) gemäß den Gleichungen (11) und (12) erhalten werden. Hinsichtlich des realen Signals e^jθ(f) kann die reale Komponente (cos-Funktion) vom empfangenen reflektierten Signal R abgeleitet werden, während die imaginäre Komponente (sin-Funktion) nicht abgeleitet werden kann.
Im Allgemeinen ist die Hilbert-Transformation als Verfahren zum Ableiten einer komplexen sin-Funktion e^jθ(f) von der cos-Funktion bekannt. Insbesondere kann die komplexe sin-Funktion e^jθ(f) durch Finden einer sin-Funktion, die zur cos-Funktion orthogonal ist, erhalten werden. Es ist jedoch erforderlich, dass die cos-Funktion als Basis eine ausreichende Periodizität aufweisen muss, um die komplexe sin-Funktion durch Hilbert-Transformation zu erzeugen. Wenn der Abstand d kurz ist und ausreichend Periodizität in der cos-Funktion nicht gefunden werden kann, ist daher die Anwendung der Hilbert-Transformation schwierig.
Im Gegensatz dazu verwirklicht gemäß der vorliegenden Ausführungsform, wie durch Gleichung (7) dargestellt, die synchrone Erfassung der reflektierten Welle R mit dem phasengleichen Signal und dem Quadratursignal des Übertragungssignals die Extraktion der Gleichspannungskomponente und daher können die phasengleiche Komponente I(f) als reale Komponente und die Quadraturkomponente Q(f) als imaginäre Komponente erhalten werden, aus denen die komplexe sin-Funktion e^jθ(f) erhalten werden kann.
Insbesondere wird in der Abstandsmessvorrichtung der vorliegenden Erfindung ein reales Signal mit einer dem Abstand d_k entsprechenden Periodizität durch synchrone Erfassung der reflektierten Welle R abgeleitet und ein Signal mit einer dem vorgeschriebenen Abstand d₀ entsprechenden Periodizität wird gemäß den Gleichungen abgeleitet, wodurch ein Analysesignal p(f), bei dem der beträchtliche Einfluss der negativen Frequenz beseitigt ist, erzeugt werden kann.
Hier wird das Verfahren zum Festlegen des vorgeschriebenen Abstandes d₀, der beim Erzeugen des Analysesignals p(f) wichtig ist, beschrieben.
Ein durch Fouriertransformation des durch Gleichung (13) definierten Analysesignals p(f) erhaltenes Profil P(x) weist lokale Maxima auf, die in den Bereichen erscheinen, in denen x positiv ist (x = d₀ + d_k) bzw. x negativ ist (x = d₀ – d_k), in Übereinstimmung mit den Komponenten des zweiten und des dritten Terms, wie im herkömmlichen Profil P(x), das in 12 gezeigt ist. Daher ist es beim Festlegen des vorgeschriebenen Abstandes d₀ erforderlich, dass zumindest der minimale erfassbare Abstand d_min von Gleichung (4) sichergestellt wird, wenn das Objekt M_k stationär ist. Außerdem wird in Anbetracht der Fensterfunktion der Fouriertransformation der vorgeschriebene Abstand d₀ auf zweimal den minimalen erfassbaren Abstand d_min festgelegt.
Wenn sich das Messobjekt M_k bewegt, muss er ferner auf der Basis der Beziehung zwischen dem Abstand d_k zum Messobjekt und der Bewegungsgeschwindigkeit festgelegt werden.
Zum Zeitpunkt der Wobbelung der Übertragungsfrequenz f, wenn die Bandbreite f_w mit der Teilungszahl von N gewobbelt wird, wäre insbesondere der maximale erfassbare Abstand d_max, der von einem Abtasttheorem abgeleitet wird, d_max = N·C/f_w. Wenn sich das Messobjekt M_k bewegt, werden das Messergebnis (erste Positionsinformationen), das durch Fouriertransformation des Analysesignals p(f) erhalten wird, das sich aus der Aufwärtswobbelung der Übertragungsfrequenz f ergibt, und das Messergebnis (zweite Positionsinformationen), das durch Fouriertransformation des Analysesignals p(f) erhalten wird, das sich aus der Abwärtswobbelung der Übertragungsfrequenz f ergibt, gefunden, und eine Korrektur durch Mitteln der ersten Positionsinformationen und der zweiten Positionsinformationen wird durchgeführt, um die Position des sich bewegenden Objekts M_k zu erfassen. Die ersten Positionsinformationen und die zweiten Positionsinformationen stellen hier Daten dar, die zum Korrekturwert weiter und näher verschoben sind als das Zentrum. Die Menge an Verschiebung wird größer, wenn die Bewegungsgeschwindigkeit zunimmt. Wenn der vorgeschriebene Abstand d₀ derart festgelegt wird, dass sein Maximalwert eine Hälfte (1/2) des maximalen erfassbaren Abstandes d_max ist, ist daher die vorstehend beschriebene Korrektur möglich.
Wenn die Bewegungsgeschwindigkeit des Objekts M_k zunimmt, nimmt die Anzahl von Wellenlängen der reflektierten Welle R, die in der Bandbreite f_w enthalten sind, zu, und daher wird es erforderlich, die Anzahl von Teilungen N in der Wobbelung der Übertragungsfrequenz f zu erhöhen. Zu diesem Zeitpunkt nimmt der vorgeschriebene Abstand d₀ im Verhältnis zur Vergrößerung des maximalen erfassbaren Abstandes d_max zu. Insbesondere ist der vorgeschriebene Abstand d₀ ein variabler Wert, der gemäß dem Abstand d_k zum Messobjekt M_k und der Bewegungsgeschwindigkeit festgelegt wird.
Wie vorstehend beschrieben, wird in der Abstandsmessvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung das Signal mit einer dem Abstand d_k entsprechenden Periodizität aus der reflektierten Welle R extrahiert und unter Verwendung von einem der zwei Seitenbänder, die erzeugt werden, wenn die Frequenz des Signals um die dem Abstand d₀ entsprechende Periodizität verschoben wird, wird das Analysesignal p(f) erzeugt. Mittel zum Erzeugen des Analysesignals p(f) umfassen Mittel zur Frequenzumsetzung und Mittel zur synchronen Erfassung der reflektierten Welle R.
Dies ist von der herkömmlichen Abstandsmessvorrichtung, in der das Empfangsleistungssignal der empfangenen stehenden Welle einer Fouriertransformation unterzogen wird, insofern verschieden, als eine scheinbare stehende Welle aus der reflektierten Welle gebildet wird, und das Analysesignal p(f), das unter Verwendung der stehenden Welle erzeugt wird, einer Fouriertransformation unterzogen wird. Auf Grund dieses Unterschiedes wird es durch die Abstandsmessvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung möglich, den Einfluss der negativen Frequenz zu beseitigen und den Abstand d_k korrekt zu messen, selbst wenn das Objekt M_k in einem kurzen Abstand angeordnet ist oder wenn sich das Objekt M_k bewegt.
2 ist ein Ablaufplan, der eine Operation zum Verwirklichen des vorstehend beschriebenen Messprinzips der in 1 gezeigten Abstandsmessvorrichtung darstellt.
Mit Bezug auf 2 werden zuerst vor der Messung Frequenzbedingungen in einer Frequenzsteuereinheit 14 von 1 festgelegt. Insbesondere werden die Mittenfrequenz f₀ der von der Übertragungseinheit 20 emittierten elektromagnetischen Welle, der Übertragungsfrequenzbereich f_w und der Frequenzschritt Δf zum Wobbeln festgelegt (Schritt S01).
Wenn die Frequenzbedingungen festgelegt sind, legt die Frequenzsteuereinheit 14 als Übertragungsfrequenz f am Anfang der Wobbelung f = f₀ – f_w/2 fest. Die Frequenzsteuereinheit 14 gibt ein Steuersignal zum Steuern der Oszillationsfrequenz des VCO an der Sendeeinheit 12 aus, so dass sie die Übertragungsfrequenz f erreicht (Schritt S02).
In Reaktion auf das Steuersignal von der Steuereinheit 14 stellt die Sendeeinheit 12 die eigene Oszillationsfrequenz auf die Übertragungsfrequenz f ein und gibt ein Signal der Übertragungsfrequenz f aus (Schritt S03). Die Übertragungseinheit 20 emittiert eine elektromagnetische Welle mit derselben Frequenz f wie das Ausgangssignal zum Messobjekt M_k.
Dann erfasst die Erfassungseinheit 30 die reflektierte Welle R, die die laufende Welle D mit der Übertragungsfrequenz f ist, die vom Messobjekt reflektiert wird. Zu diesem Zeitpunkt wird, wenn die reflektierte Welle R vom empfangenen Signal der Übertragungseinheit 20 durch den Richtkoppler 32 erfasst wird, die reflektierte Welle R einer synchronen Erfassung mit dem Übertragungssignal unterzogen und die Gleichspannungskomponente wird extrahiert, wodurch die phasengleiche Komponente I(f) und die Quadraturkomponente Q(f) der reflektierten Welle R erfasst werden (Schritt S04).
Die Erfassungsoperation der Schritte S03 und S04 wird wieder durchgeführt, wobei die Übertragungsfrequenz f um den Frequenzschritt ΔF erhöht wird (Schritt S06). Die Reihe von vorstehend beschriebenen Operationen wird wiederholt, bis die Übertragungsfrequenz f schließlich die Frequenz f₀ + f_w/2, d. h. die Frequenz am Ende der Wobbelung, erreicht (Schritt S05).
In Schritt S05 wird, wenn die Erfassung der phasengleichen Komponente I(f) und der Quadraturkomponente Q(f) der reflektierten Welle R mit der vorgeschriebenen Frequenzbandbreite f_w endet, das Analysesignal p(f) aus der phasengleichen Komponente I(f) und der Quadraturkomponente Q(f) an der Analysesignal-Erzeugungseinheit 42 in der Signalverarbeitungseinheit 40 berechnet (Schritt S07).
Hier werden in der Analysesignal-Erzeugungseinheit 42, wenn der vorgeschriebene Abstand f₀ auf der Basis der Position und Bewegungsgeschwindigkeit des Objekts M_k festgelegt wird, wie in Schritt S10 gezeigt, die Signale I₀(f) und Q₀(f) mit einer dem Abstand d₀ entsprechenden Periodizität unter Verwendung der Gleichungen (11) und (12) berechnet (Schritt S11). In Schritt S07 werden die phasengleiche Komponente I(f) und die Quadraturkomponente Q(f) und die Signale I₀(f) und Q₀(f) gemischt und unter Verwendung von einem der erzeugten zwei Seitenbänder (beispielsweise oberes Seitenband USB) wird das Analysesignal p(f) erzeugt.
Das in Schritt S07 erhaltene Analysesignal p(f) wird einer Fouriertransformation in der Fouriertransformationseinheit 44 unterzogen. Somit wird das Profil P(x) abgeleitet (Schritt S08).
Schließlich kann durch Extrahieren des lokalen Maximums des Profils P(x) der Abstand d_k zum Messobjekt M_k erhalten werden (Schritt S09).
3 zeigt eine Beziehung zwischen einem Abstand d_k (gemessener Wert) zum Messobjekt M_k, der aus dem Profil P(x) erhalten wird, und dem tatsächlichen Abstand zum Messobjekt. Die in dieser Fig. gezeigte Beziehung wird unter den folgenden Bedingungen erhalten: f₀ = 24,0375 GHz, f_w = 75 MHz, γ_k = 0,1 und ϕ_k = π, wobei der Abstand d_k zum Messobjekt M_k im Bereich von 0 m ≤ d_k ≤ 10 m verändert ist.
Wie in 3 gezeigt, erfüllen der Abstand d_k zum Messobjekt, der aus dem Profil P(x) erhalten wird, und der tatsächliche Abstand zum Messobjekt die Beziehung der Eins-zu-Eins-Entsprechung über den ganzen Bereich von 0 m ≤ d_k ≤ 10 m. Folglich wird es möglich, den Abstand im Bereich von 2 m oder kürzer zu messen, der herkömmlich nicht gemessen werden konnte, wie in 12 zu sehen. Insbesondere wird die Messung des Abstandes ab d = 0 m möglich.
4 zeigt eine Beziehung zwischen dem gemessenen Abstand und dem tatsächlichen Abstand zum Messobjekt, wenn der Abstand d_k zum Messobjekt M_k in einem fernen Abstandsniveau liegt (10 m ≤ d_k ≤ 20 m).
Wie aus 4 ersichtlich ist, wird der in 13 gezeigte Fehler nicht am Abstand d_k zum Messobjekt M_k erzeugt. Daher ist es auch möglich, den Messfehler für das Messobjekt M_k, das in einem mittleren Abstand oder ferner angeordnet ist, zu verringern.
Die Operation der Messung des Abstandes d_k zum sich bewegenden Objekt M_k durch die in 1 gezeigte Abstandsmessvorrichtung wird im Folgenden beschrieben.
5 ist ein Ablaufplan, der eine Messoperation durch die in 1 gezeigte Abstandsmessvorrichtung darstellt.
Mit Bezug auf 5 werden zuerst vor der Messung die Frequenzbedingungen in einer Frequenzsteuereinheit 14 von 1 gesetzt. Insbesondere werden die Mittenfrequenz f₀ der von der Übertragungseinheit 20 emittierten elektromagnetischen Welle, der Übertragungsfrequenzbereich f_w und der Frequenzschritt Δf für die Wobbelung gesetzt (Schritt S20). Im Folgenden werden die ersten Positionsinformationen und die zweiten Positionsinformationen durch Erhöhen der Übertragungsfrequenz f um den Frequenzschritt Δf (entsprechend der Aufwärtswobbelung) oder Verringern der Übertragungsfrequenz f um den Frequenzschritt Δf (entsprechend der Abwärtswobbelung) erfasst.
Zuerst setzt für die Aufwärtswobbelung, wenn die Frequenzbedingungen gesetzt sind, die Frequenzsteuereinheit 14 als Übertragungsfrequenz f am Beginn der Wobbelung f = f₀ – f_w/2. Die Frequenzsteuereinheit 14 gibt ein Steuersignal für die Steuerung der Oszillationsfrequenz des VCO an der Sendeeinheit 12 derart aus, dass sie die Übertragungsfrequenz f erreicht (Schritt S21).
In Reaktion auf das Steuersignal von der Steuereinheit 14 stellt die Sendeeinheit 12 die eigene Oszillationsfrequenz auf die Übertragungsfrequenz f ein und gibt ein Signal der Übertragungsfrequenz f aus (Schritt S22). Die Übertragungseinheit 20 emittiert eine elektromagnetische Welle mit derselben Frequenz f wie das Ausgangssignal zum Messobjekt M_k.
Dann erfasst die Erfassungseinheit 30 die reflektierte Welle R, die die laufende Welle D mit der Übertragungsfrequenz f ist, die durch das Messobjekt reflektiert wird. Die Erfassungseinheit 30 führt eine synchrone Erfassung an der reflektierten Welle R mit dem phasengleichen Signal und dem Quadratursignal des Übertragungssignals durch, wodurch die phasengleiche Komponente I(f) und die Quadraturkomponente Q(f) der reflektierten Welle R erfasst werden (Schritt S23).
Die Erfassungsoperation der Schritte S22 und S23 wird wieder durchgeführt, wobei die Übertragungsfrequenz f um den Frequenzschritt Δf erhöht ist (Schritt S24). Die Reihe von vorstehend beschriebenen Operationen wird wiederholt, bis die Übertragungsfrequenz f schließlich die Frequenz f₀ + f_w/2, d. h. die Frequenz am Ende der Wobbelung, erreicht (Schritt S25).
In Schritt S25 werden, wenn die Erfassung der phasengleichen Komponente I(f) und der Quadraturkomponente Q(f) der reflektierten Welle R mit dem vorgeschriebenen Frequenzbereich f_w endet, die phasengleiche Komponente I(f) und die Quadraturkomponente Q(f) und die Signale I₀(f) und Q₀(f) mit einer dem vorgeschriebenen Abstand d₀ entsprechenden Periodizität in der Analysesignal-Erzeugungseinheit 42 in der Signalverarbeitungseinheit 40 gemischt und aus dem oberen Seitenband USB, das zu diesem Zeitpunkt erzeugt wird, wird das Analysesignal p(f) berechnet (Schritt S26).
Ferner wird das erhaltene Analysesignal p(f) in der Fouriertransformationseinheit 44 einer Fouriertransformation unterzogen. Somit wird das Profil P(x) abgeleitet (Schritt S27).
Schließlich wird das lokale Maximum des Profils P(x) extrahiert und der vorgeschriebene Abstand d₀ wird von der Position x, die das lokale Maximum bereitstellt, subtrahiert, wodurch der Abstand d_k zum Messobjekt M_k erhalten wird (Schritt S28). Der erfasste Abstand d_k wird als erste Positionsinformationen in der Fouriertransformationseinheit 44 gespeichert.
Als nächstes setzt für die Abwärtswobbelung, wenn die Frequenzbedingungen gesetzt sind, die Frequenzsteuereinheit 14 als Übertragungsfrequenz f am Beginn der Wobbelung f = f₀ + f_w/2. Die Frequenzsteuereinheit 14 gibt ein Steuersignal zum Steuern der Oszillationsfrequenz des VCO an der Sendeeinheit 12 aus, so dass sie die Übertragungsfrequenz f erreicht (Schritt S31).
In Reaktion auf das Steuersignal von der Steuereinheit 14 stellt die Sendeeinheit 12 die eigene Oszillationsfrequenz auf die Übertragungsfrequenz f ein und gibt ein Signal der Übertragungsfrequenz f aus. Die Übertragungseinheit 20 emittiert eine elektromagnetische Welle mit derselben Frequenz f wie das Ausgangssignal zum Messobjekt M_k (Schritt S32).
Dann erfasst die Erfassungseinheit 30 die reflektierte Welle R, die die laufende Welle D mit der Übertragungsfrequenz f ist, die vom Messobjekt reflektiert wird. Durch den Prozessschritt ähnlich zu Schritt S23 werden die phasengleiche Komponente I(f) und die Quadraturkomponente Q(f) der reflektierten Welle R erfasst (Schritt S33).
Die Erfassungsoperation der Schritte S32 und S33 wird wieder durchgeführt, wobei die Übertragungsfrequenz f um den Frequenzschritt Δf verringert ist (Schritt S34). Die Reihe von vorstehend beschriebenen Operationen wird wiederholt, bis die Übertragungsfrequenz f schließlich die Frequenz f₀ – f_w/2, d. h. die Frequenz am Ende der Wobbelung, erreicht (Schritt S35).
In Schritt S34 werden, wenn die Erfassung der phasengleichen Komponente I(f) und der Quadraturkomponente Q(f) der reflektierten Welle R mit dem vorgeschriebenen Frequenzbereich f_w endet, die phasengleiche Komponente I(f) und die Quadraturkomponente Q(f) und die Signale I₀(f) und Q₀(f) mit einer dem vorgeschriebenen Abstand d₀ entsprechenden Periodizität in der Analysesignal-Erzeugungseinheit 42 in der Signalverarbeitungseinheit 40 gemischt und aus dem oberen Seitenband wird zu diesem Zeitpunkt das Analysesignal p(x) berechnet (Schritt S36).
Das erhaltene Analysesignal p(f) wird in der Fouriertransformationseinheit 44 einer Fouriertransformation unterzogen. Folglich wird das Profil P(x) abgeleitet (Schritt S37).
Schließlich wird das lokale Maximum des Profils P(x) extrahiert und der Abstand d_k zum Messobjekt M_k wird erhalten (Schritt S38). Der erfasste Abstand d_k wird als zweite Positionsinformationen in der Fouriertransformationseinheit 44 gespeichert.
Wenn die ersten Positionsinformationen und die zweiten Positionsinformationen in den Schritten S28 und S38 übertragen werden, mittelt die Fouriertransformationseinheit 44 diese zwei Positionsinformationensteile (Schritt S39). Das Ergebnis wird als wahre Positionsinformationen des Messobjekts M_k genommen (Schritt S40).
6 zeigt eine Beziehung zwischen einem Abstand (gemessener Wert), der aus dem Korrekturprozess von 5 erhalten wird, und der Bewegungsgeschwindigkeit des Messobjekts M_k.
Mit Bezug auf 6 wird durch das Mitteln der ersten Positionsinformationen als Ergebnis der Messung durch Aufwärtswobbelung und der zweiten Positionsinformationen als Messergebnis durch Abwärtswobbelung der Messfehler über den breiten Bereich der Bewegungsgeschwindigkeit des Messobjekts M_k fast bei 0 m gehalten.
Wenn die Bewegungsgeschwindigkeit 40 m/s übersteigt, tritt jedoch der Messfehler von etwa 5,0 m auf, wie in 6 gezeigt. Der Messfehler stammt vom Einfluss der Rückfaltung zum Abtasten mit der Anzahl von Teilungen N der Übertragungsfrequenz f. Durch Erhöhen der Anzahl von Teilungen N der Übertragungsfrequenz f kann der Messfehler bei hoher Geschwindigkeit vermieden werden, wie in 7 gezeigt.
Wie vorstehend beschrieben, werden in der Abstandsmessvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung durch synchrone Erfassung der reflektierten Welle die phasengleiche Komponente und die Quadraturkomponente erfasst und unter Verwendung von einem der Seitenbänder, die durch Verschieben dieser Komponenten um eine Frequenz, die einem vorgeschriebenen Abstand entspricht, erhalten werden, als Analysesignal wird die Messung von einem kurzen bis zu einem langen Abstand mit hoher Genauigkeit möglich. Selbst wenn sich das Messobjekt mit einer hohen Geschwindigkeit bewegt, wird durch Durchführen eines Korrekturprozesses am Messergebnis, das durch Aufwärtswobbeln und Abwärtswobbeln der Übertragungsfrequenz erhalten wird, eine sehr genaue Abstandmessung unabhängig von der Wobbelzeit möglich.
In der vorliegenden Ausführungsform wird die reflektierte Welle R durch den Richtkoppler 32 erfasst. Alternativ kann sie durch eine Antenne 202 erfasst werden, die nur für den Empfang vorgesehen ist, wie in 8 gezeigt. In diesem Fall wird das von der Antenne 202 empfangene Signal direkt in einen Eingang der Multiplizierer 24 und 26 eingegeben.
Ferner wird in der vorliegenden Erfindung zum Erfassen der phasengleichen Komponente I(f) und der Quadraturkomponente Q(f) der reflektierten Welle R eine synchrone Erfassung der reflektierten Welle R durch die analogen Multiplizierer 34, 35 verwendet. Wenn die Übertragungsfrequenz f des Übertragungssignals hoch ist und analoge Multiplizierer nicht zur Verfügung stehen, können die Multiplizierer 34 und 35 an der Erfassungseinheit 30 von 1 durch Addierer 38 und 39, die aus Dioden gebildet sind, ersetzt werden und eine Einhüllenden-Erfassung der reflektierten Welle R kann für die Erfassung verwendet werden, wie in 9 gezeigt. In diesem Fall umfasst das Erfassungssignal auch die Gleichspannungskomponente des Übertragungssignals und daher müssen Mittel zum Entfernen der Gleichspannungskomponente separat bereitgestellt werden.
Obwohl die vorliegende Erfindung im Einzeln beschrieben und erläutert wurde, ist es deutlich verständlich, dass dasselbe nur zur Erläuterung und als Beispiel dient und nicht als Begrenzung aufgefasst werden soll, wobei der Gedanke und Schutzbereich der vorliegenden Erfindung nur durch die Bestimmungen der beigefügten Ansprüche begrenzt ist.

Claims

Abstandsmessvorrichtung zum Messen eines Abstandes (d₁ – d_n) zu einem Messobjekt (M1, Mn), die umfasst: eine Sendequelle (12), die ein Übertragungssignal mit einer variablen Frequenz (f) ausgibt; eine Übertragungseinheit (20), die eine elektromagnetische Welle (D) mit derselben Frequenz (f) wie das Übertragungssignal erzeugt und zu dem Messobjekt aussendet; eine Erfassungseinheit (30), die eine reflektierte Welle (R) der elektromagnetischen Welle (D) erfasst; und eine Signalverarbeitungseinheit (40), die einen Abstand zu dem Messobjekt durch eine Operation einer Beziehung zwischen der erfassten reflektierten Welle (D) und der Frequenz (f) des Übertragungssignals berechnet; dadurch gekennzeichnet, dass die Erfassungseinheit (30) umfasst: Wellenerfassungsmittel (34–37) zum Ausführen einer synchronen Erfassung der erfassten reflektierten Welle (R) mit dem Übertragungssignal, um eine Phasenänderungskomponente (I(f), Q(f)) der reflektierten Welle (R) als Funktion der variablen Frequenz (f) des Übertragungssignals zu extrahieren; und die Signalverarbeitungseinheit (40) umfasst: Umsetzungsmittel (42) zum Mischen der extrahierten Phasenänderungskomponente (I(f), Q(f)) mit einem Signal (I₀(f), Q₀(f)), das eine einem vorgegebenen Abstand (d₀) entsprechende Periodizität besitzt, Analysesignal-Erzeugungsmittel (42) zum Verwenden entweder eines oberen oder eines unteren Seitenbandes, das durch die Umsetzungsmittel erhalten wird, als ein Analysesignal (p(f)), und Fouriertransformationsmittel (44) zum Ausführen einer Fouriertransformation an dem Analysesignal (p(f)), um ein Profil (P(x)) zu berechnen, und zum Finden des Abstandes (d₁ – d_n) zu dem Messobjekt (M1, Mn) anhand eines lokalen Maximums des Profils (P(x)) und des vorgeschriebenen Abstandes (d₀).
Abstandsmessvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Sendequelle (12) umfasst: Aufwärtswobbel-Mittel zum Aufwärtswobbeln einer vorgeschriebenen Übertragungsfrequenz (f) mit einer vorgeschriebenen Bandbreite (fw) mit einen vorgeschriebenen Schritt (Δf) und Abwärtswobbel-Mittel zum Abwärtswobbeln der vorgeschriebenen Übertragungsfrequenz (f) mit der vorgeschriebenen Bandbreite (fw) mit dem vorgeschriebenen Schritt; und die Signalverarbeitungseinheit (40) umfasst: Mittel zum Halten eines Abstandes zu dem Messobjekt, der durch die Fouriertransformationsmittel über die Aufwärtswobbel-Mittel erhalten wird, als erste Positionsinformationen und eines Abstandes zu dem Messobjekt, der durch die Fouriertransformationsmittel über die Abwärtswobbel-Mittel erhalten wird, als zweite Positionsinformationen und Korrekturmittel zum Mitteln der gehaltenen ersten Positionsinformationen und zweiten Positionsinformationen, um den wahren Abstand (d₁ – d_n) zu dem Messobjekt (M1, Mn) abzuleiten.
Abstandsmessvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Wellenerfassungsmittel (34–37) die phasengleichen Komponente (I(f)) der Phasenänderungskomponente durch synchrone Erfassung der reflektierten Welle (R) mit dem Übertragungssignal extrahieren und die Quadraturkomponente (Q(f)) der Phasenänderungskomponente durch synchrone Erfassung der reflektierten Welle (R) mit einem Signal, dessen Phase zu jener des Übertragungssignals um π/2 verschoben ist, extrahieren.
Abstandsmessvorrichtung nach Anspruch 3, wobei der vorgeschriebene Abstand (d₀) in Übereinstimmung mit einer Anzahl von Divisionen (N) zum Wobbeln einer vorge schriebenen Übertragungsfrequenz (f) mit einer vorgeschriebenen Bandbreite (fw) variabel ist.
Abstandsmessvorrichtung nach Anspruch 4, wobei der vorgeschriebene Abstand (d₀) höchstens auf ungefähr den halben maximalen erfassbaren Abstand, der durch die vorgeschriebene Bandbreite (fw) und die Anzahl von Divisionen N bestimmt ist, gesetzt wird.
Abstandsmessvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Wellenerfassungsmittel (36–39) die Phasenänderungskomponente (I(f), Q(f)) der reflektierten Welle (R) durch Subtrahieren der Gleichspannungskomponente des Übertragungssignals von der einer Einhüllenden-Erfassung unterworfenen reflektierten Welle (R) extrahieren.
Abstandsmessverfahren zum Messen eines Abstandes (d₁ – d_n) zu einem Messobjekt (M1, Mn), das die folgenden Schritte umfasst: Ausgeben (S02) eines Signals, das eine variable Frequenz (f) hat; Erzeugen und Aussenden (S03) einer elektromagnetischen Welle (D), die dieselbe Frequenz (f) wie das Signal hat, zu dem Messobjekt (M1, Mn); Erfassen (S04) einer reflektierten Welle (R) der elektromagnetischen Welle (D); und Berechnen (S07–S09) eines Abstandes zu dem Messobjekt (M1, Mn) durch eine Operation einer Beziehung zwischen der erfassten reflektierten Welle (R) und der Frequenz (f) des Signals; wobei der Schritt (S04) des Erfassens einer reflektierten Welle (R) den Schritt des Extrahierens einer Phasenänderungskomponente (I(f), Q(f)) der reflektierten Welle als Funktion der variablen Frequenz (f) des Übertragungssignals durch synchrones Erfassen der erfassten reflektierten Welle (R) mit dem Signal umfasst; und der Schritt des Berechnens des Abstandes zu dem Messobjekt die folgenden Schritte umfasst: Mischen (S07) der extrahierten Phasenänderungskomponente (I(f), Q(f)) mit einem Signal (I0(f), Q0(f)), das eine einem vorgeschriebenen Abstand (d₀) entsprechende Periodizität besitzt, Nehmen entweder des oberen oder des unteren Seitenbandes, das durch die Frequenzänderung erhalten wird, als ein Analysesignal (p(f)), Ausführen einer Fouriertransformation (S08) an dem Analysesignal (p(f)), um ein Profil (P(x)) zu berechnen, und Finden des Abstandes (d₁ – d_n) zu dem Messobjekt (M1, Mn) anhand eines lokalen Maximums des Profils (P(x)) und des vorgeschriebenen Abstandes (d₀).
Abstandsmessverfahren nach Anspruch 7, wobei der Schritt (S22, S23) des Ausgebens eines Signals mit einer variablen Frequenz (f) die folgenden Schritte umfasst: Aufwärtswobbeln (S21–S25) einer vorgeschriebenen Übertragungsfrequenz (f) mit einer vorgeschriebenen Bandbreite (fw) mit einem vorgeschriebenen Schritt (Δf) und Abwärtswobbein der vorgeschriebenen Übertragungsfrequenz (f) mit der vorgeschriebenen Bandbreite (fw) mit dem vorgeschriebenen Schritt (Δf); wobei der Schritt des Berechnens des Abstandes zu dem Messobjekt ferner die folgenden Schritte umfasst: Halten (S28, S38) eines Abstandes zu dem Messobjekt, der durch die Fouriertransformation (S27) über das Aufwärtswobbeln erhalten wird, als erste Positionsinformationen und eines Abstandes zu dem Messobjekt, der durch die Fourier-Trans formation (S37) über das Abwärtswobbeln erhalten wird, als zweite Positionsinformationen und Mitteln (S39) der gehaltenen ersten Positionsinformationen und zweiten Positionsinformationen, um einen wahren Abstand (d₁ – d_n) zu dem Messobjekt (M1, Mn) abzuleiten.
Abstandsmessverfahren nach Anspruch 7, wobei im Schritt (S04) des Extrahierens der Phasenänderungskomponente der reflektierten Welle eine gleichphasige Komponente (I(f)) der Phasenänderungskomponente durch synchrones Erfassen der reflektierten Welle (R) mit dem Signal extrahiert wird und eine Quadraturkomponente (Q(f)) der Phasenänderungskomponente durch synchrones Erfassen der reflektierten Welle (R) mit einem Signal, dessen Phase zu jener des Signals um π/2 verschoben ist, extrahiert wird.
Abstandsmessverfahren nach Anspruch 9, wobei der vorgeschriebene Abstand (d₀) in Übereinstimmung mit einer Anzahl von Divisionen (N) zum Wobbeln einer vorgeschriebenen Übertragungsfrequenz (f) mit einer vorgeschriebenen Bandbreite (fw) variabel ist.
Abstandsmessverfahren nach Anspruch 10, wobei der vorgeschriebene Abstand (d₀) höchstens auf ungefähr den halben maximalen erfassbaren Abstand, der durch die vorgeschriebene Bandbreite (fw) und die Anzahl von Divisionen (N) bestimmt ist, gesetzt wird.
Abstandsmessverfahren nach Anspruch 7, wobei in dem Schritt (S04) des Extrahierens der Phasenänderungskomponente (I(f), Q(f)) der reflektierten Welle (R) die Phasenänderungskomponente der reflektierten Welle (R) durch Subtrahieren der Gleichspannungskomponente des Signals von der einer Einhüllenden-Erfassung unterworfenen reflektierten Welle (R) extrahiert wird.
Abstandsmessprogramm zum Messen eines Abstandes zu einem Messobjekt, das so beschaffen ist, dass es einen Computer dazu veranlasst, eine Abstandsmessvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6 so zu steuern, dass sie ein Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 12 ausführt.