CN1896766A - 距离测定装置、距离测定方法以及距离测定程序 - Google Patents

Abstract

发送部(20)向测定轴(x轴)方向发射与发送部(12)的输出信号相同频率f的电磁波。检测部(30)根据发送信号的同相信号和正交信号，对通过方向性耦合器(32)检测出的反射波(R)进行同步检波，从检波信号中提取直流成分，由此，来检测出反射波(R)的同相成分(I(f))和正交成分(Q(f))。解析信号生成部(42)将反射波(R)的同相成分(I(f))、正交成分(Q(f))和具有与规定距离(d_O)对应的周期性的信号(I_O (f)、Q_O (f))混合，只使用所得到的侧带波的一方生成解析信号(p(f))。傅立叶变换部(44)根据对解析信号进行傅立叶变换而得到的曲线分布(P(x))，求出到测定对象物的距离。

Description

距离测定装置、距离测定方法以及距离测定程序

技术领域

本发明涉及距离测定装置、距离测定方法以及距离测定程序，特别是根据对被测定对象物放射的电磁波，来计测与测定对象物之间的距离的距离测定装置、距离测定方法以及距离测定程序。

背景技术

目前所普遍采用的利用微波进行与被检测对象物之间的距离测定方法，大体分为FMCW(频率调制持续波)方式、和脉冲雷达方式。

FMCW方式是发射进行扫频的连续波，根据发射信号与反射信号之间的频率差来求出到被检测对象物的距离(例如参照特开平7-159522号公报)。

另一方面，脉冲雷达方式是通过测定从发出脉冲信号到该信号由测定对象反射回来的时间，来求出到被检测对象物的距离(例如参照国际公开WO94/24579手册)。

上述2种计测方式都具有高的测定精度，但各自存在着以下的问题。

首先，对于FMCW方式来说，由于计测精度正如计测精度＝光速/(2×扫频宽度)的关系式所表示的那样，由发射频率的扫频宽度所决定，所以，为了获得高精度，必须使用宽的带宽。但是，在距离测定装置通常所使用的、由电波管理法所划分的作为移动体检测传感器用的24.15GHz的频段中，由于特定小功率无线的限制，使用带宽被限制在24.1～24.2GHz的O.1GHz内。因此，在室外使用FMCW方式的微波式电位计时，由于不能使用足够的带宽，所以计测精度受到限制，而且难以进行近距离测定。

其次，对于脉冲雷达方式来说，为了在发射器中生成非常短的电脉冲，需要其具有宽的电波带宽成分。例如，为了生成2n秒的冲击脉冲所需要的带宽为2GHz。因此，在这种情况下，也由于受到电波管理法所规定的带宽限制，在室外的使用受到限制，由于不能使用更短的电脉冲，所以使得近距离测定变得困难。

因此，为了解决这些问题，必须要满足电波管理法所规定的电波带宽和发射增益，并且还要与测定距离无关地、特别是即使在近距离测定中，也要维持高测定精度。

由于在上述的2种计测方式中使用频带宽，所以，不能作为电波管理法所分类的特定小功率无线来利用，但能够作为抑制了输出功率的微弱功率无线来利用。但是，由于降低发射信号的输出功率也会使反射信号的功率变得非常小，所以在进行远距离测定的情况下，存在着容易受噪声影响的问题。

并且，最近提出一种即使对近距离也具有高测定精度的距离测定装置(例如，参照特开2002-357656号公报)。

图1O是表示特开2002-357656号公报所提出的距离测定装置的结构的简略框图。

参照图10，距离测定装置具有：输出规定频率信号的信号源60；发射与信号源60的输出信号相同频率的电磁波的发送部70；用于检测驻波S的振幅的检测部80，该驻波S是从发送部70发出的电磁波(以下也称为行进波D)和由测定对象物M₁～M_n(n是自然数)反射的反射波R发生干涉而形成的；和根据检测部80的检测信号计算出到测定对象物M_K(K是n以下的自然数)的距离的信号处理部90。

信号源60包括信号发生部62和频率控制部64。信号发生部62向发送部70输出由频率控制部64控制的一定频率f的信号。频率控制部64也将发送给信号发生部62的关于频率f的信息输出到信号处理部90。

这里，对图1O的距离测定装置中的测定方式的原理进行简单的说明。

首先，如图10所示，通过从发送部70发出的行进波D和由测定对象物M_K反射的反射波R发生干涉，在发送部70与测定对象物M_K之间的传输介质中形成驻波S。

此时，通过利用设在x轴上的检测点xs上的检测部80，观测驻波S而获得的接收功率信号p(f，x)，相对行进波D的频率f成为正弦波函数(cos函数)。特别是当存在来自多个测定对象物的反射时，成为合成了多个与各个测定对象物对应而周期相互不同的正弦波的函数。各个正弦波的周期与从观测点到测定对象物M_K的距离成反比例的关系。图10的距离测定装置就是利用这种性质来测定到测定对象物M_K的距离。

即，通过从发送部70发出的行进波D和由测定对象物M_K反射的反射波R的加法合成而产生驻波S，其功率信号p(f，x)可以用下式表示。

式1

$p(f,x)\≈A^2+2\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{A}^2{\mathrm{\γ}}_k\cos (\frac{4\mathrm{\π}(d_k-x)}{c}f+{\mathrm{\φ}}_k)$ …式(1)

其中：c是光速、f是发送频率、A是行进波D的振幅电平、d_K是到测定对象物M_K的距离。另外，γ_K是测定对象物M_K的反射系数的大小，包含传输损耗。φ_K是反射中的相位偏移量。

图11是在测定对象物M_K位于距离d_K的位置时，在x＝x_s＝O的位置观测的接收功率信号P(f，0)的波形图。

参照图11可看出，接收功率信号p(f，0)相对发送频率f呈周期性变化。而且，其周期为c/2d，与到测定对象物的距离d成反比。因此，如果将该接收功率信号P(f，0)通过傅立叶变换来提取周期信息，则可求出到测定对象物的距离d。另外，对公式(1)中的接收功率信号p(f，0)应用傅立叶变换而获得的曲线分布P(x)如公式(2)所示。

公式(2)

$P\left(x\right)={\∫}_{f_0-\frac{f_W}{2}}^{f_0+\frac{f_W}{2}}p(f,0)e^{-j\frac{4\mathrm{\πx}}{c}f}\mathrm{df}=f_W{A}^2{e}^{-j\frac{4\mathrm{\πx}}{c}{f}_0}\{S_a\left(\frac{2\mathrm{\π}{f}_W}{c}x\right)$

$+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j(\frac{4\mathrm{\π}{d}_k}{c}{f}_0+{\mathrm{\φ}}_k)}{S}_a\left(\frac{2\mathrm{\π}{f}_W}{c}(x-d_k)\right)$

$+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k{c}^{-j(\frac{4\mathrm{\π}{d}_k}{c}{f}_0+{\mathrm{\φ}}_k)}{S}_a\left(\frac{2\mathrm{\π}{f}_W}{c}(x+d_k)\right)\}$ …式(2)

其中：

公式(3)

$S_{\mathrm{\α}}\left(z\right)=\frac{\sin \left(z\right)}{z}$ …式(3)

f₀是发送频带的中间频率，f_W是发送频率的带宽。

这样，在图10的距离测定装置中，到测定对象物M_K的距离d_K，只与相对行进波D的发送频率f的接收功率信号p(f，0)的变动周期相关，而不受从发送部70发射电磁波到电磁波返回检测部80的时间的影响，因此，相对于以往的FMCW方式和脉冲雷达方式，即使对于近距离也能够更高精度地测定。

这里，在图10所示的以往的距离测定装置中，由于将驻波S的接收功率信号p(f，0)利用公式(2)进行傅立叶变换，所以，如果在发送频率带宽f_W内接收功率信号p(f，x)不存在1周期以上的周期性，则不能提取正确的周期信息。

图12是在f₀＝24.0375GHz、f_W＝75MHz、γ_K＝0.1、φ_K＝π的条件下，利用公式(1)、(2)通过数值计算而求出的，当使测定对象物M_K的距离d_K在0m≤d_K≤5m的范围内变化时的接收功率信号的曲线分布大小|P(x)|。另外，由于对减去行进波D的电平A²的p(f，0)-A²进行傅立叶变换，所以公式(1)的第1项被除去。

参照图12，曲线分布的大小|P(x)|是与公式(2)的第2项成分和第3项成分对应，在x为正的区域和x为负的区域中分别具有最大值的波形。在以往的距离测定装置中，由于测定对象物M_K必须位于x为正的区域中，所以，提取该波形中的一方区域(x＞0)的最大值，将与最大值对应的x值作为测定对象物M_K的位置。

但是，在距离d小时，如图12所示那样，曲线分布的大小|P(x)|的峰值不能表示正确的测定对象物M_K的位置。其原因在于，随着距离d的变小，2个最大值相互发生干涉，从而使得波形紊乱。在图12的情况下可知，距离d在2m以上的情况下能够正确地测距，但若距离d小于2m，则不能获得正确的测定值。

即，在以往的距离测定装置中，由于在x为负的区域中出现的最大值对在x为正的区域中出现的最大值产生的影响(以下也称为负频率的影响)，所以，存在着增加了近距离的测定误差的问题。

图13是表示由测定对象物M_K的距离d_K为近距离范围(～10m)时的曲线分布P(x)而得到的测定值与到实际测定对象物M_K的距离的关系图。另外，该图所示的关系是，作为测定条件，在从发送部70发出的行进波D中，将发送频率f的中心频率f₀设为24.15GHz，将发送频率带宽f_W设为75MHz时所得到的关系。

参照图13可看出，到测定对象物M_K的距离越短，由以往的距离测定装置而获得的测定值与到实际测定对象物M_K的距离d_K之间所产生的误差越大。具体而言，在到测定对象物M_K的距离为4m以上的情况下，测定值与到实际测定对象物M_K的距离正确一致，但在小于4m的情况下，测定误差开始急剧增加。而且，在到测定对象物M_K的距离为2m以下的区域中，测定误差达到1000mm的程度，造成测定精度显著降低。这是由近距离时的曲线分布P(x)的紊乱而引起的，意味着2m是可测距的距离极限。

详细而言，在距离d_K＝2m时，接收功率信号p(f，0)的周期为c/(2×2)＝75MHz，所以，发送频率带宽f_W＝75MHz正好相当于接收功率信号p(f，x)的1个周期的带宽。因此，由于如果是周期比其短的更长的距离d_K，则可得到正确的测定值，所以，最小检测距离d_min可以用公式(4)表示。

公式(4)

$d_{\min }=\frac{c}{2f_W}$ …式(4)

这里，如上所述，在将以往的距离测定装置作为特定小功率无线来使用的情况下，可使用的频率带宽受电波管理法那样的法律所限制。例如，在日本国电波管理法中的“移动体检测传感器”中，规定为在使用了24.15GHz频段时，占用频带带宽的容许值为76MHz。因此，与图13的情况同样，在约2m以下的近距离的位置测定中，测定结果会产生大的误差。

以上所述的测定误差，虽然是在接收功率信号p(f，x)为1周期成分以下的近距离中所特有的问题点，但在包含1周期成分以上周期性的距离(中距离和远距离)的情况下，如下所述那样，也会产生几mm程度的测定误差。

图14是表示由在测定对象物M_K的距离d_K为远距离范围(～20m)时的曲线分布P(x)而得到的测定值与到实际的测定对象物M_K的距离之间的关系图。另外，该图所示的关系是，作为测定条件，在从发送部70发出的行进波D中，将发送频率f的中心频率f₀设为24.15GHz，将发送频率带宽f_W设为75MHz时所得到的关系。

参照图14可知，当使测定对象物M_K在远距离范围的从距离d_K＝10m到d_K＝20m之间改变位置时，在测定结果中产生最大为±2mm左右的误差。作为该误差的一个原因，例如可举出傅立叶变换中的窗函数的窗口长度不是接收功率信号p(f，0)的波长的整数倍。

另外，在中距离和远距离中，与接收功率信号p(f，0)中的周期性无关，即使在测定对象物M_K发生了微小的位置变化时，也会产生测定误差。

图15是表示以距离d_K＝10m的位置为基准，使测定对象物M_K在±10mm的范围内发生微小位置变化时的测定误差的图。

从图15可知，即使当测定对象物M_K位于距该距离测定装置为远距离、即在接收功率信号p(f，0)中呈现充分的周期性的距离d_K＝10m的地点时，在测定结果中产生约±5cm程度的误差。

这里，作为降低该测定误差的方法，第1可举出：在对接收功率信号p(f，0)进行傅立叶变换时，至少在半周期成分以上的范围内反复地从接收功率信号p(f，0)提取包含至少1周期成分的信号范围，进行傅立叶变换，根据各个被傅立叶变换的数据求出各个时间区域的和。

第2可举出：使发送频率f的使用带宽f_W相同，至少在半周期成分以上的范围反复对通过使发送的初始频率少量偏移而获得的接收功率信号进行傅立叶变换，根据各个被傅立叶变换的数据求出各个时间区域的和。

图16是利用这些方法对接收功率信号P(f，0)进行了多重处理时的处理结果。从图16中可看出，测定结果中所呈现的误差在变位为10mm的范围内，得到了约±1cm左右的改善。

但是，由于这样的多重处理包含多个傅立叶变换处理，所以，在进行处理中需要相当长的时间，因而，存在着不适合用于要求快速响应性的问题。

并且，图10的距离测定装置还存在着下述问题，即，即使当测定对象物M_K在测定轴(x轴)上等速移动时，在测定结果中也会产生误差。

具体而言，当测定对象物M_K移动的情况下，在由检测部80检测出的驻波S的接收功率信号P(f，0)中，接收频率相对发送频率f会产生与传输介质的时间性变化成比例的频率偏移，即多普勒偏移。此时的偏移量在测定对象物M_K接近的情况下，起到使接收频率下降的作用，在测定对象物M_K远离的情况下，起到使接收频率上升的作用。

例如，使位于规定的距离d_K＝10m的测定对象物M_K以一定的速度等速移动。然后，使以往的距离测定装置通过发送部70分别进行在使用带宽内一面使发送频率f上升一面扫频的上升扫频、和在使用带宽内一面使发送频率f下降一面扫频的下降扫频。

此时，根据测定对象物M_K的移动方向和发送频率f的扫频方向，在接收功率信号p(f，0)中周期性地产生以下的现象。具体而言，在上升扫频的情况下，当测定对象物M_K接近时周期性变长；当测定对象物M_K远离时周期性变短。另一方面，在下降扫频的情况下，当测定对象物M_K接近时周期性变短；当测定对象物M_K远离时周期性变长。

而且，如果在任意的扫频方向上，周期性都变长，则在发送频率带宽f_W内，不能在接收功率信号P(f，0)中得到1个周期以上的周期性，从而由于上述的负频率影响而导致测定误差的增加。

并且，由于此时的测定误差受上述的多普勒偏移的影响，无论是在上升扫频和下降扫频的任意扫频方向上，随着测定对象物M_K的移动速度的增加，相对实际的测定对象物M_K的位置(10m)的误差都会增大。

作为降低这种测定误差的方法，可列举出如下的方法，该方法求出通过对上升扫频发送频率f所得到的接收功率信号p(f，0)进行傅立叶变换而得到的测定结果(以下，也称为第1位置信息)、和通过对下降扫频发送频率f所得到的接收功率信号p(f，0)进行傅立叶变换而得到的测定结果(以下，也称为第2位置信息)，并通过对第1和第2位置信息进行平均化的修正处理，来检测出移动的测定对象物的位置。

图17表示按照该方法进行了修正处理的结果。参照图17可看出，当扫频时间为10m秒时，在移动速度变为大约±2m/s以下的范围内，测定误差被保持为0m。但是，随看移动速度超过该范围而增加，测定误差随之增大。这是由于受到上述的负频率的影响。即，由于以往的距离测定装置在曲线分布的大小|P(x)|的波形中，同样只提取x为正的区域的最大值，所以，对于测定对象物M_K向远离方向高速移动，存在于x为负的区域中的情况，不能进行正确的检测。

另外，虽然省略了图示，但通过进一步缩短扫频时间，可扩大能够得到正确的测定对象物M_K的位置时的移动速度的范围。

但是，在这样的方法中，由于可进行修正处理的测定对象物M_K的移动速度范围依赖于发送频率f的扫频时间，所以，在将高速移动的测定对象物M_K作为对象时，必须进一步缩短扫频时间，即，必须使扫频速度高速化。为此，需要另行配置稳定且高速可变的振荡器。

发明内容

本发明的目的在于，提供即使在窄的发射频率频带中，也能够对近距离进行高精度测定的距离测定装置、距离测定方法以及距离测定程序。

本发明的其他目的在于，提供即使对于移动的测定对象物，也能够进行正确的测距的距离测定装置、距离测定方法以及距离测定程序。

根据本发明，测定到测定对象物的距离的距离测定装置包括：输出频率可变的发送信号的发送源；生成与发送信号相同频率的电磁波，并向测定对象物发射的发送部；检测电磁波的反射波的检测部；和通过对检测到的反射波与发送频率之间的关系进行运算处理，计算出到测定对象物的距离的信号处理部。检测部包括：通过基于发送信号对被检测到的反射波进行同步检波，来提取反射波的相位变化成分的检波部。信号处理部包括：使被提取的相位变化成分的变动频率，变化与规定距离对应的频率的频率变换部；将利用频率变换部得到的上侧带波和下侧带波中的一方作为解析信号的解析信号生成部；和通过对解析信号进行傅立叶变换来计算出曲线分布，根据曲线分布的最大值和规定的距离，求出到测定对象物的距离的傅立叶变换部。

优选发送源包括：在规定的带宽内，以规定的阶跃使规定的发送频率进行上升扫频的上升扫频部；和在规定的带宽内，以规定的阶跃使规定的发送频率进行下降扫频的下降扫频部。信号处理部还包括：对应上升扫频部，将通过傅立叶变换部得到的到测定对象物的距离作为第1位置信息进行保持，对应下降扫频部，将通过傅立叶变换部得到的到测定对象物的距离作为第2位置信息进行保持的信息保持部；和通过对所保持的第1和第2位置信息进行平均化，导出真正的到测定对象物的距离的修正部。

优选检波部通过基于发送信号对反射波进行同步检波，来提取相位变化成分的同相成分，并通过基于与发送信号相差π/2相位的信号对反射波进行同步检波，提取相位变化成分的正交成分。

优选规定的距离，对应于当使规定的发送频率在规定带宽进行扫频时的分割数可变。

优选规定的距离被设定为：将由规定的带宽和分割数所决定的最大可检测距离的大致一半作为最大值。

优选检波部通过从被包络线检波后的反射波中减去发送信号的直流成分，来提取反射波的相位变化成分。

根据本发明，测定到测定对象物的距离的距离测定方法包括：输出频率可变的信号的步骤；生成与信号相同频率的电磁波，并向测定对象物发射的步骤；检测电磁波的反射波的步骤；和通过对检测到的反射波与信号的频率之间的关系进行运算处理，计算出到测定对象物的距离的步骤。检测反射波的步骤包括：通过基于信号对被检测到的反射波进行同步检波，来提取反射波的相位变化成分的步骤。计算到测定对象物的距离的步骤包括：使被提取的相位变化成分的变动频率，变化与规定的距离对应的频率的步骤；将使频率变化而得到的上侧带波和下侧带波中的一方作为解析信号的步骤；和通过对解析信号进行傅立叶变换来计算出曲线分布，根据曲线分布的最大值和规定的距离，求出到测定对象物的距离的步骤。

优选输出频率可变的信号的步骤包括：在规定的带宽内，以规定的阶跃使规定的发送频率进行上升扫频的步骤；和在规定的带宽内，以规定的阶跃使规定的发送频率进行下降扫频的步骤。计算到测定对象物的距离的步骤还包括：将在进行上升扫频时通过傅立叶变换而得到的到测定对象物的距离作为第1位置信息进行保持，将在进行下降扫频时通过傅立叶变换而得到的到测定对象物的距离作为第2位置信息进行保持的步骤；和通过对所保持的第1和第2位置信息进行平均化，导出真正的到测定对象物的距离的步骤。

优选提取反射波的相位变化成分的步骤，通过基于发送信号对反射波进行同步检波，来提取相位变化成分的同相成分；通过基于与发送信号相差π/2相位的信号对反射波进行同步检波，来提取相位变化成分的正交成分。

优选规定的距离，对应于当使规定的发送频率在规定带宽进行扫频时的分割数可变。

优选规定的距离被设定为：将由规定的带宽和分割数所决定的最大可检测距离的大致一半作为最大值。

优选提取反射波的相位变化成分的步骤，通过从被包络线检波后的反射波中减去发送信号的直流成分，来提取反射波的相位变化成分。

根据本发明，测定到测定对象物的距离的距离测定程序，其使计算机执行：输出频率可变的信号的步骤；生成与信号相同频率的电磁波，并向测定对象物发射的步骤；检测电磁波的反射波的步骤；和通过对检测到的反射波与信号的频率之间的关系进行运算处理，计算出到测定对象物的距离的步骤。检测反射波的步骤包括：通过基于信号对被检测到的反射波进行同步检波，来提取反射波的相位变化成分的步骤。计算到测定对象物的距离的步骤包括：使被提取的相位变化成分的变动频率，变化与规定的距离对应的频率的步骤；将使频率变化而得到的上侧带波和下侧带波中的一方作为解析信号的步骤；和通过对解析信号进行傅立叶变换来计算出曲线分布，根据曲线分布的最大值和规定的距离，求出到测定对象物的距离的步骤。

优选输出频率可变的信号的步骤包括：在规定的带宽内，以规定的阶跃使规定的发送频率进行上升扫频的步骤；和在规定的带宽内，以规定的阶跃使规定的发送频率进行下降扫频的步骤。计算到测定对象物的距离的步骤还包括：将在进行上升扫频时通过傅立叶变换而得到的到测定对象物的距离作为第1位置信息进行保持，将在进行下降扫频时通过傅立叶变换而得到的到测定对象物的距离作为第2位置信息进行保持的步骤；和通过对所保持的第1和第2位置信息进行平均化，来导出真正的到测定对象物的距离的步骤。

优选提取反射波的相位变化成分的步骤，通过基于发送信号对反射波进行同步检波，来提取相位变化成分的同相成分；通过基于与发送信号相差/2相位的信号对反射波进行同步检波，来提取相位变化成分的正交成分。

优选规定的距离，对应于当使规定的发送频率在规定带宽进行扫频时的分割数可变。

优选规定的距离被设定为：将由规定的带宽和分割数所决定的最大可检测距离的大致一半作为最大值。

优选提取反射波的相位变化成分的步骤，通过从被包络线检波后的反射波中减去发送信号的直流成分，来提取反射波的相位变化成分。

根据本发明，可实现即使在受到限制的发送频带内，也能够从0m距离开始对测定对象物进行高测定精度的测距的距离测定装置。

并且，即使在测定对象物高速移动时，也能够通过对上升扫频和下降扫频发送频率而得到的测定结果进行修正处理，与扫频时间无关地进行高精度的测距。

附图说明

图1是表示基于本发明实施例的距离测定装置的基本结构的电路图。

图2是用于说明图1的距离测定装置的测定动作的流程图。

图3是表示由曲线分布P(x)求出的测定对象物M_K的距离d_K(测定值)与到实际的测定对象物的距离的关系图。

图4是表示由曲线分布P(x)求出的测定对象物M_K的距离d_K(测定值)与到实际的测定对象物的距离的关系图。

图5是用于说明图1的距离测定装置的测定动作的流程图。

图6是表示由曲线分布P(x)得出的距离(测定值)与测定对象物的移动速度之间的关系的图。

图7是表示由曲线分布P(x)得出的距离(测定值)与测定对象物的移动速度之间的关系的图。

图8是表示基于本发明实施例的变形例的距离测定装置的基本结构的电路图。

图9是表示基于本发明实施例的变形例的距离测定装置的基本结构的电路图。

图10是表示专利第3461498号公报所提出的距离测定装置的结构的概略框图。

图11是当测定对象物M_K在距离d_K的位置时，在x＝x_s＝0的位置所观测的接收功率信号P(f，0)的波形图。

图12是表示测定对象物M_K的距离d_K在0m到5m的范围内的曲线分布的大小|P(x)|的计算结果的图。

图13是表示由曲线分布P(x)求出的测定对象物M_K的距离d_K(测定值)与到实际的测定对象物M_K的距离的关系图。

图14是表示由曲线分布P(x)求出的测定对象物M_K的距离d_K(测定值)与到实际的测定对象物M_K的距离的关系图。

图15是表示以距离d_K＝10m的位置为基准，使测定对象物M_K在±10mm的范围内发生微小位置变化时的测定误差的图。

图16是表示通过对接收功率信号进行多重处理而得到的测定结果的图。

图17是表示由测定对象物M_K等速移动时的曲线分布P(x)得到的距离(测定值)与测定对象物的移动速度之间的关系的图。

具体实施方式

下面，参照附图，对本发明的实施方式进行详细说明。另外，图中的相同符号表示相同或相当的部分。

图1是表示基于本发明实施例的距离测定装置的基本结构的电路图。

参照图1，距离测定装置包括：发送一定频率f的发送信号的发送源10；发射与所发送的发送信号为相同频率f的电磁波的发送部20；检测从发送部20输出的电磁波(以下称为行进波D)在测定对象物M₁～M_n被分别反射时的电磁波(以下称为反射波R)的检测部30；和对由检测部30检测出的反射波R进行运算处理，计算出与测定对象物M₁～M_n的距离d₁～d_n的信号处理部40。

发送源10包括：振荡部12，输出一定频率f的发送信号；和频率控制部14，控制振荡部12所输出的发送信号的频率f。

振荡部12例如由电压控制振荡电路(VCO：Voltage ControlledOscillator)构成，其根据来自频率控制部14的控制信号，输出具有规定发送频率f的发送信号。

频率控制部14例如由相位检测器构成，其检测来自信号处理部40的基准振荡信号与从振荡部12反馈来的反馈信号之间的相位差，输出使VCO的振荡频率上升或下降的控制信号。

在振荡部12中，通过使VCO接收该控制信号来调整振荡频率，以使频率和相位相对基准振荡信号一致，并且，输出被控制成规定发送频率f的发送信号。

发送部20例如由天线构成，其在天线与测定对象物M₁～M_n之间存在的空气、水等传输介质中、或真空中，将与振荡部12的输出信号为同一频率f的电磁波，向测定轴(x轴)的方向发射。

检测部30包括：方向性耦合器32、乘法器34和35、低通滤波器(LPF)36和37、π/2移相器38。

方向性耦合器32被配置在位于x轴上的x＝0的地点。方向性耦合器32从由发送部20的天线所接收的信号检测出反射波R，并将该检测出的反射波R分别输出到乘法器34、35的一方输入。

对乘法器34、35的另一方输入，从振荡部12、即VCO分别输入发送频率f的发送信号。此时，对乘法器35的另一方输入，输入通过将来自振荡部12的发送信号利用π/2移相器38位移π/2相位而得到的信号。

由此，在乘法器34、35中，进行基于反射波R和与发送信号同步的信号的乘积运算的检波、即所谓的同步检波。然后，作为这2个输入信号的乘积结果，从乘法器34输出检波信号的同相(I相)成分I(f，t)。并且，作为这2个输入信号的乘积结果，从乘法器35输出检波信号的正交(Q相)成分Q(f，t)。

然后，当检波信号的同相成分I(f，t)和正交成分Q(f，t)被分别输入到LPF36、37之后，被除去其中高频成分，提取直流成分I(f)、Q(f)。被提取的直流成分I(f)、Q(f)被输出到信号处理部40。

信号处理部40与检测部30连接，接收反射波R的直流成分I(f)、Q(f)。

信号处理部40包括：由反射波R的直流成分I(f)、Q(f)生成解析信号p(f)的解析信号生成部42、和通过对所生成的解析信号p(f)进行傅立叶变换来计算出曲线分布P(x)的傅立叶变换部44。另外，解析信号生成部42和傅立叶变换部44例如由数字信号处理器(DSP：DigitalSignal Processor)一体构成。由此，能够以软件的方式按照预先存储的程序来执行各个部中的运算处理。

如上所述，本实施例所涉及的距离测定装置的结构相对图10所示的以往的距离测定装置，其基本的结构相同。但是，与以往的距离测定装置的不同点在于，在检测部30中检测出反射波R、和信号处理部40中包含解析信号生成部42。以下，对本实施例的距离测定方法进行详细说明，并说明上述不同点所带来的效果。

首先，对本实施例的距离测定方法的测定原理进行说明。

在图1所示的距离测定装置中，当从发送部20发出的行进波D在时刻t被表示为

公式(5)

D(f，t)＝Ae^j(2πf)t              …式(5)时，如果将到各个测定对象物的距离设为d_K，则由各个测定对象物M_K反射的反射波R可被表示为如下。

公式(6)

$R(f,t)=A{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j{\mathrm{\φ}}_k}\·e^{j\frac{2\mathrm{\πf}}{c}\left(2d_k\right)}\·e^{j\left(2\mathrm{\πf}\right)t}$ …式(6)

其中：c是光速、f是发送频率、A是行进波D的振幅电平、d_K是到测定对象物M_K的距离。另外，γ_K是测定对象物M_K的反射系数的大小，包含传输损耗。φ_K是反射中的相位偏移量。

而且，在检测部30的乘法器34、35中，通过利用发送频率f的发送信号和与该发送信号相差π/2相位的发送信号的正交信号，分别对公式(6)的反射波R进行同步检波，获得下面公式(7)所示的检波信号的同相成分I(f，t)和正交成分Q(f，t)。

公式(7)

$I(f,t)=A{e}^{j\left(2\mathrm{\πf}\right)t}\·A{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j{\mathrm{\φ}}_k}\·e^{j\frac{2\mathrm{\πf}}{c}\left(2d_k\right)}\·e^{j\left(2\mathrm{\πf}\right)t}$

$=A^2{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j(4\mathrm{\πft}+\frac{4\mathrm{\πf}}{c}{d}_k+{\mathrm{\φ}}_k)}$

$Q(f,t)={\mathrm{Ae}}^{j(2\mathrm{\πft}+\frac{\mathrm{\π}}{2})}\·A{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j{\mathrm{\φ}}_k}\·e^{j\frac{2\mathrm{\πf}}{c}\left(2d_k\right)}\·e^{j\left(2\mathrm{\πf}\right)t}$

$=A^2{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j(4\mathrm{\πft}+\frac{\mathrm{\π}}{2}+\frac{4\mathrm{\πf}}{c}{d}_k+{\mathrm{\φ}}_k)}$ …式(7)

并且，通过经由LPF36、37从公式(7)的同相成分I(f，t)和正交成分Q(f，t)中除去高频成分(相当于发送信号的2倍频率成分)，提取直流成分。

公式(8)

$I\left(f\right)=A^2{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j(\frac{4\mathrm{\πf}}{c}{d}_k+{\mathrm{\φ}}_k)}$

$Q\left(f\right)=A^2{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j(\frac{4\mathrm{\πf}}{c}{d}_k+{\mathrm{\φ}}_k+\frac{\mathrm{\π}}{2})}$ ...式(8)

这里，参照公式(8)可看出，直流成分I(f)、Q(f)是从公式(7)表示的反射波R的检波信号中，提取了行进波D在被测定对象物M_K反射时的相位偏移量φ_K的变化成分(以下称为相位变化成分)的成分。即，公式(8)的直流成分成为以对应于到测定对象物M_K的距离d_K的周期进行变动的函数。因此，只要通过对该直流成分进行傅立叶变换，提取周期成分，就可知道距离d_K。

公式(8)所示的直流成分分别作为实信号，利用下式所示的cos函数和sin函数表示。

公式(9)

$I\left(f\right)=A^2{\mathrm{\γ}}_k\cos (\frac{4\mathrm{\πf}}{c}{d}_k+{\mathrm{\φ}}_k)$ …式(9)

$Q\left(f\right)=A^2{\mathrm{\γ}}_k\cos (\frac{4\mathrm{\πf}}{c}{d}_k+{\mathrm{\φ}}_k+\frac{\mathrm{\π}}{2})$

$=A^2{\mathrm{\γ}}_k\sin (\frac{4\mathrm{\πf}}{c}{d}_k+{\mathrm{\φ}}_k)$ …式(10)

因此，对于将式(9)、(10)作为同相成分和正交成分的复数正弦波函数，将其作为接收功率信号p(f)，根据对其进行傅立叶变换而得到的曲线分布的大小|P(x)|的最大值，预想可获得到测定对象物M_K的距离d_K。

但是，在对由式(9)、(10)构成的复数正弦波函数进行了傅立叶变换的曲线分布P(x)中，与上述公式(2)的曲线分布P(x)同样，产生因e^+jθ(f)所形成的第2项、和因e^-jθ(f)所形成的第3项(θ(f)是相位变化成分)。因此，与图12所示的同样，当距离d小时，由于在曲线分布的大小|P(x)|中，分别与第2项和第3项对应的2个最大值相互干涉，导致测定误差的增加。即，由于不能避免负频率的影响，所以，不能降低测定对象物位于近距离时、以及测定对象物为移动体时的测定误差。

因此，本发明的距离测定装置的特征在于，进行频率变换，使得由式(9)、(10)构成的复数正弦波函数的周期性成为与不受负频率影响的距离对应的周期性。

具体而言，将式(9)、(10)作为同相成分和正交成分、并对具有与距离d_K对应的周期性的实信号、和具有与预先设定的规定距离d_O对应的周期性的信号I_O(f)、Q(f)进行混合(mixing)。如果使信号I_O(f)、Q(f)分别为

公式(10)

$I_0\left(f\right)=\cos \left(\frac{4\mathrm{\πf}}{c}{d}_0\right)$ …式(11)

$Q_0\left(f\right)=\sin \left(\frac{4\mathrm{\πf}}{c}{d}_0\right)$ …式(12)

则通过将式(9)、(10)的实信号与式(11)、(12)混合，可生成下式所示的解析信号p(f)。

公式(11)

$p\left(f\right)=I\left(f\right)\·I_0\left(f\right)+Q\left(f\right)\·Q_0\left(f\right)$

$=A^2{\mathrm{\γ}}_k\cos (\frac{4\mathrm{\π}(d_0+d_k)}{c}f+{\mathrm{\φ}}_k)$ …式(13)

即，式(13)的解析信号p(f)相对发送频率f呈周期性，其成为周期性比与规定的距离d_O对应的周期性高与距离d_K对应的周期性的信号。

这里，在将与距离d_O对应的信号I_O(f)、Q_O(f)和与测定对象物M_K的距离d_K对应的实信号I(f)、Q(f)混合时，不仅产生式(13)所示的两信号的频率之和的成分，同时还产生两信号的频率之差的成分。以下，将频率之和的成分称为上侧带波(USB：Upper Side Band)，将频率之差的成分称为下侧带波(LSB：Lower Side Band)。

而且，如果将由这些上侧带波USB和下侧带波LSB构成的信号进行傅立叶变换，则在所得到的曲线分布波形中，在以规定的距离d_O为中心偏移了+d_K的位置(x＝d_O+d_k)、和偏移了-d_K的位置(x＝d_O-d_k)处，分别出现最大值。

这与图12的曲线分布P(x)中显示的以x＝0为中心，在x为正的区域和x为负的区域中分别产生最大值的现象相同。因此，以x＝d_O为中心，在负的区域(x＝d_O-d_k)处出现的最大值，对在正的区域(x＝d_O+d_k)处出现的最大值实质上产生负频率的影响，从而导致测定误差的增加。

即，距离d_K越是接近0m，2个最大值就越共同接近中心值d_O，由于相互形成干涉，结果使得测定误差增大。另外，在测定对象物M_K高速移动时，产生应在正区域(x＝d_O+d_k)中出现的最大值却在负区域(x＝d_O-d_k)中出现，并且，应在负区域中出现的最大值却在正区域中出现的反转现象。结果，难以判断哪个是真的最大值，从而导致测定误差的增加。

因此，本发明的距离测定装置，作为抑制这种实质的负频率影响的方法，采用了只将上侧带波USB和下侧带波LSB中的任意一个作为解析信号p(f)进行利用的方法。

具体而言，在将上侧带波USB作为解析信号p(f)使用时，解析信号p(f)由上述公式(13)表示。另一方面，在将下侧带波LSB作为解析信号p(f)使用时，解析信号p(f)表示为p(f)＝I(f)·I_O(f)-Q(f)Q_O(f)。

例如，将式(13)的上侧带波作为解析信号p(f)，通过将其代入傅立叶变换公式

公式(12)

${\∫}_{-\∞}^{+\∞}f\left(t\right)c^{-\mathrm{j\ωt}}\mathrm{dt}$ …式(14)而得到的距离x的曲线分布P(x)表示为下式。

公式(13)

$P\left(x\right)\≡{\∫}_{f_0-\frac{f_W}{2}}^{f_0+\frac{f_W}{2}}P\left(f\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πf}}{c}2x}\mathrm{df}$

$={\∫}_{f_0-\frac{f_W}{2}}^{f_0+\frac{f_W}{2}}{A}^2{\mathrm{\γ}}_k\cos (\frac{4\mathrm{\π}(d_0+d_k)}{c}f+{\mathrm{\φ}}_k)e^{-j\frac{4\mathrm{\πx}}{c}f}\mathrm{df}$ …式(15)

其中：f0是发送频率频带的中心频率，f_W是发送频率的带宽。

这样，式(15)的曲线分布P(x)在x＝d_O+d_K的位置上具有最大值，结果，可除去由位于x＝d_O-d_K的最大值而引起实质的负频率的影响。

这里，在将具有与距离d_K对应的周期性的实信号e^jθ(f)、和具有与规定的距离d_O对应的周期性的信号I_O(f)，Q_O(f)进行混合时，对于所使用的式(13)的各个成分中的信号I_O(f)、Q_O(f)，可以使用式(11)、(12)所示的算术式而得到。另一方面，对于实信号e^jθ(f)来说，虽然实数成分(cos函数)可从所接收的反射波R中导出，但不能导出虚数成分(sin函数)。

一般情况下，在从cos函数导出复数正弦波函数e^jθ(f)的方法中，公知有希耳伯特变换。根据该变换，通过从cos函数求出与其正交的sin函数，来得到复数正弦波函数e^jθ(f)。但是，为了通过希耳伯特变换来生成复数正弦波函数，必须使作为基本的cos函数包含充分的周期性。因此，如本实施方式那样，当距离d短、在cos函数中不具备充分的周期性的情况下，难以采用希耳伯特变换。

对此，在本实施方式中如式(7)所示，通过使用发送信号的同相信号和正交信号分别对反射波R进行同步检波，提取直流成分，可得到作为实数成分的同相成分I(f)、和作为虚数成分的正交成分Q(f)，由此，可导出复数正弦波函数e^jθ(f)。

即，根据本发明的距离测定装置，通过进行反射波R的同步检波来导出具有与距离d_K对应的周期性的实信号，并且，从算术式导出具有与规定的距离d_O对应的周期性的信号，由此，可生成被除去了实质的负频率影响的解析信号p(f)。

这里，对在解析信号p(f)的生成中尤为重要的规定距离d_O的设定方法进行说明。

对式(13)的解析信号p(f)进行傅立叶变换而得到的曲线分布P(x)，与图12所示的以往的曲线分布P(x)同样，与第2项和第3项的成分对应，在x为正的区域(x＝d_o+d_K)、x为负的区域(x＝d_o-d_K)分别出现最大值。因此，在规定距离d_o的设定中，其设定条件是，即使在距离d_K为0m时，2个最大值也不发生干涉。具体而言，需要设定成，在测定对象物M_K静止时，最低也要确保式(4)的最小检测距离d_min。另外，如果考虑到傅立叶变换中的窗函数，则需进一步将规定距离d_O设定为2倍于最小检测距离d_min的距离。

另外，在测定对象物M_K移动时，需要根据到测定对象物M_K的距离d_K与移动速度之间的关系进行设定。

具体而言，在发送频率f的扫频中，当以N个分割数进行带宽f_W的扫频时，根据由取样定理导出的最大检测距离d_max为d_max＝N·C/f_W。然后，在测定对象物M_K移动时，求出通过对上升扫频发送频率f而得到的解析信号p(f)进行傅立叶变换所得到的测定结果(第1位置信息)、和通过对下降扫频发送频率f而得到的解析信号p(f)进行傅立叶变换所得到的测定结果(第2位置信息)，进行将第1和第2位置信号平均化的修正处理，由此，检测出移动的测定对象物M_K的位置。此时的第1和第2位置信息成为以修正值为中心分别偏移到远处和近处的数据，移动速度越高，其偏移量越大。因此，只要将规定距离d_O的最大值设定为最大检测距离d_max的1/2，就可进行上述的修正处理。

而且，当测定对象物M_K的移动速度增大时，由于带宽f_W所包含的反射波R的波长数增加，所以，需要进一步增加发送频率f的扫频中的分割数N。此时，规定距离d_O与最大检测距离d_max的增加成比例地增加。即，规定距离d_O是与到测定对象物M_K的距离d_K和移动速度对应而设定的可变值。

如上所述，本发明的距离测定装置从反射波R中提取具有与距离d_K对应的周期性的信号，使用在使该信号的频率偏移了与距离d_O对应的周期性时所产生的2个侧带波的一个，来生成解析信号p(f)。作为该解析信号p(f)的生成方法，有反射波R的同步检波方法和频率转换方法。

相对于对所接收的驻波S的接收功率信号进行傅立叶变换的以往距离测定装置，其不同点是由反射波R生成表面上的驻波，并对使用该驻波生成的解析信号p(f)进行傅立叶变换。而且，基于该不同点，本发明的距离测定装置可除去负频率的影响，即使对位于近距离的测定对象物M_K以及移动的测定对象物M_K也能够正确地测定距离d_K。

图2是表示在图1的距离测定装置中，用于实现上述的测定原理的动作的流程图。

参照图2，首先在测定之前，在图1的频率控制部14中设定频率条件。具体而言，设定从发送部20发射的电磁波的中心频率f_O、发送频率范围f_W、扫频的频率阶跃Δf(步骤S01)。

在设定频率条件后，频率控制部14将f＝f_O-f_W/2设定为扫频开始时的发送频率f。频率控制部14输出用于将振荡部12的VCO的振荡频率控制为发送频率f的控制信号(步骤S02)。

振荡部12根据来自频率控制部14的控制信号，将自己的振荡频率调整为发送频率f，并输出发送频率f的信号(步骤S03)。发送部20向测定对象物M_K发射与输出信号为相同频率f的电磁波。

接着，检测部30检测出发送频率f的行进波D被测定对象物反射时的反射波R。此时，如果检测部30经由方向性耦合器32从发送部20的接收信号中检测到反射波R，则反射波R基于发送信号的同步检波而被提取直流成分，由此，反射波R的同相成分I(f)，正交成分Q(f)被检测出来(步骤S04)。

使发送频率f增加频率阶跃Δf，进一步进行步骤S03和S04所述的检测动作(步骤S06)。以上所示的一系列动作一直反复执行到最终发送频率f成为扫频结束时的频率f_O+f_W/2(步骤S05)。

在步骤S05中，当完成了在规定频率带宽f_W内的反射波R的同相成分I(f)、正交成分Q(f)的检测时，在信号处理部40内的解析信号生成部42中，根据同相成分I(f)、正交成分Q(f)计算出解析信号p(f)(步骤S07)。

此时，在解析信号生成部42中如步骤S10所示那样，当根据测定对象物M_K的位置和移动速度设定了规定的距离d_O时，使用式(11)、(12)计算出具有与距离d_O对应的周期性的信号I_O(f)、Q_O(f)(步骤S11)。然后，在步骤S07中，将同相成分I(f)、正交成分Q(f)与信号I_O(f)、Q_O(f)混合，使用所产生的2个侧带波中的一个(例如上侧带波USB)生成解析信号p(f)。

在步骤S07得到的解析信号p(f)在傅立叶变换部44中被傅立叶变换。由此，导出曲线分布P(x)(步骤S08)。

最后，通过提取曲线分布P(x)的最大值，可求出测定对象物M_K的距离d_K(步骤S09)。

图3是表示在图1的距离测定装置中，由曲线分布P(x)求出的测定对象物M_K的距离d_K(测定值)与到实际的测定对象物的距离的关系图。另外，该图所示的关系是在f_O＝24.0375GHz、f_W＝75MHz、γ_K＝0.1、φ_K＝π的条件下，使测定对象物M_K的距离d_K在0m≤d_K≤10m的范围内变化时所得到的关系。

如图3所示，由曲线分布P(x)得到的测定对象物的距离d_K与到实际的测定对象物的距离，在0m≤d_K≤10m的全范围内，实现了1比1的关系。由此，即使在图12所示的以往不能测定的距离为2m以下的区域也能够进行测定，特别是能够进行从d＝0m开始的测距。

图4是到测定对象物M_K的距离d_K为远距离范围(10m≤d_K≤20m)时的测定值与到实际的测定对象物的距离的关系图。

从图4可清楚地看到，在测定对象物M_K的距离d_K中，未产生图13所示的误差。因此，即使对于处在中距离以上的测定对象物M_K，也能够降低测定误差。

下面，对图1的距离测定装置对于到移动的测定对象物M_K的距离d_K的测定动作进行说明。

图5是用于说明图1所示的距离测定装置的测定动作的流程图。

参照图5，首先，在进行测定之前，在图1的频率控制部14中设定频率条件。具体而言，设定从发送部20发射的电磁波的中心频率f_O、发送频率范围f_W、扫频的频率阶跃Δf(步骤S20)。以下，通过使发送频率f以每个频率阶跃Δf分步增加(相当于上升扫频)、或者以每个频率阶跃Δf分步降低(相当于下降扫频)，分别检测出第1和第2位置信息。

首先，在上升扫频中，当设定了频率条件后，频率控制部14将扫频开始时的发送频率f设定为f＝f_O-f_W/2。频率控制部14输出用于将振荡部12的VCO的振荡频率控制为发送频率f的控制信号(步骤S21)。

振荡部12根据来自频率控制部14的控制信号，将自己的振荡频率调整为发送频率f，并输出发送频率f的信号(步骤S22)。发送部20向测定对象物M_K发射与输出信号为相同频率f的电磁波。

接着，检测部30检测发送频率f的行进波D由测定对象物M_K反射时的反射波R。然后，检测部30基于发送信号的同相信号和正交信号对反射波R进行同步检波，检测出反射波R的同相成分I(f)、正交成分Q(f)(步骤S23)。

使发送频率f增加频率阶跃Δf，进一步进行步骤S22和S23所述的检测动作(步骤S24)。以上所示的一系列动作一直反复执行到最终发送频率f成为扫频结束时的频率f_O+f_W/2(步骤S25)。

在步骤S25中，当完成了在规定频率带宽f_W内的同相成分I(f)、正交成分Q(f)的检测时，在信号处理部40内的解析信号生成部42中，将同相成分I(f)、正交成分Q(f)和具有与规定距离d_O对应的周期性的信号I_O(f)、Q_O(f)混合，并根据此时所产生的上侧带波USB，计算出解析信号p(f)(步骤S26)。

并且，所得到的解析信号p(f)在傅立叶变换部44中被傅立叶变换。由此，导出曲线分布P(x)(步骤S27)。

最后，通过提取曲线分布P(x)的最大值，并从出现最大值的位置x减去规定的距离d_O，可求出测定对象物M_K的距离d_K(步骤S28)。所检测出的距离d_K，被作为第1位置信息存放在傅立叶变换部44。

然后，在下降扫频中，当设定了频率条件后，频率控制部14将扫频开始时的发送频率f设定为f＝f_O+f_W/2。频率控制部14输出用于将振荡部12的VCO的振荡频率控制为发送频率f的控制信号(步骤S31)。

振荡部12根据来自频率控制部14的控制信号，将自己的振荡频率调整为发送频率f，并输出发送频率f的信号。发送部20向测定对象物M_K发射与输出信号为相同频率f的电磁波(步骤S32)。

接着，检测部30检测发送频率f的行进波D由测定对象物M_K反射时的反射波R。然后，按照与步骤S23同样的步骤，分别检测出反射波R的同相成分I(f)、正交成分Q(f)(步骤S33)。

使发送频率f增加频率阶跃Δf，进一步进行步骤S32和S33所述的检测动作(步骤S34)。以上所示的一系列动作一直反复执行到最终发送频率f成为扫频结束时的频率f_O-f_W/2(步骤S35)。

在步骤S34中，当完成了在规定频率带宽f_W内的同相成分I(f)、正交成分Q(f)的检测时，在信号处理部40内的解析信号生成部42中，将同相成分I(f)、正交成分Q(f)和具有与规定距离d_O对应的周期性的信号I_O(f)、Q_O(f)混合，并根据此时所产生的上侧带波USB，计算出解析信号p(f)(步骤S36)。

所得到的解析信号p(f)在傅立叶变换部44中被傅立叶变换。由此，导出曲线分布P(x)(步骤S37)。

最后，通过提取曲线分布P(x)的最大值，可求出测定对象物M_K的距离d_K(步骤S38)。所检测出的距离d_K，被作为第2位置信息存放在傅立叶变换部44。

当在步骤28、S38中送来第1和第2位置信息时，傅立叶变换部44对这2个位置信息进行平均化(步骤S39)。所得到的结果作为测定对象物M_K的真正位置信息而被采纳(步骤S40)。

图6是表示由图5的修正处理所得到的距离(测定值)与测定对象物M_K的移动速度之间的关系图。

参照图6，通过将作为上升扫频时测定结果的第1位置信息、和作为下降扫频时测定结果的第2位置信息进行平均化，能够在测定对象物M_K的移动速度的大范围内将测定误差保持为大致0m。

但是，在图6中，当移动速度超过40m/s时，产生了约5.0m的测定误差。该测定误差的起因是，受到了用于发送频率f的基于分割数N的取样分段的影响。因此，只要进一步增加发送频率f的分割数N，就能够如图7所示那样，消除高速时的测定误差。

如上所述，根据本发明的距离测定装置，通过对反射波进行同步检波来检测出同相成分和正交成分，并将在使其偏移了与规定距离对应的频率时的侧带波的一方作为解析信号而使用，由此，能够在从近距离到远距离的范围内实现高精度的测定。而且，即使在测定对象物高速移动时，也可以通过对上升扫频和下降扫频发送频率而得到的测定结果实施修正处理，实现与扫频时间无关地进行高精度的测距。

另外，在本实施方式中，构成了利用方向性耦合器32进行反射波R的检测，但也可以如图8所示那样，构成为通过接收专用而设置的天线202进行检测。在这种情况下，天线202所接收的信号被分别输入到直接乘法器24、26一方的输入端。

而且，在本发明中，对于反射波R的同相成分I(f)和正交成分Q(f)的检测，采用了利用模拟乘法器34、35对反射波R进行同步检波的结构，但在发送信号的发送频率f高、不能使用模拟乘法器的情况下，可以如图9所示那样，构成利用由二极管构成的加法器38、39取代图1的检测部30中的乘法器34、35，通过对反射波R进行包络线检波，来检测反射波R的同相成分I(f)和正交成分Q(f)。另外，在这种情况下，由于在检波信号中也包含发送信号的直流成分，所以，需要另外设置用于除去该直流成分的装置。

Claims (18)

1.一种距离测定装置，用于测定到测定对象物的距离，包括：

输出频率可变的发送信号的发送源(12)；

生成与所述发送信号相同频率的电磁波，并向所述测定对象物发射的发送部(20)；

检测所述电磁波的反射波的检测部(30)；和

通过对检测到的所述反射波与所述发送信号的频率之间的关系进行运算处理，计算出到所述测定对象物的距离的信号处理部(40)，

所述检测部(30)包括：通过基于所述发送信号对被检测到的所述反射波进行同步检波，来提取所述反射波的相位变化成分的检波单元，

所述信号处理部(40)包括：

使被提取的所述相位变化成分的变动频率，变化与规定的距离对应的频率的频率变换单元；

将利用所述频率变换单元得到的上侧带波和下侧带波中的一方作为解析信号的解析信号生成单元；和

通过对所述解析信号进行傅立叶变换来计算出曲线分布，根据所述曲线分布的最大值和所述规定的距离，求出到所述测定对象物的距离的傅立叶变换单元。

2.根据权利要求1所述的距离测定装置，其特征在于，

所述发送源(12)包括：

在规定的带宽内，以规定的阶跃使规定的发送频率进行上升扫频的上升扫频单元；和

在所述规定的带宽内，以规定的阶跃使所述规定的发送频率进行下降扫频的下降扫频单元，

所述信号处理部(40)还包括：

对应所述上升扫频单元，将通过所述傅立叶变换单元得到的到所述测定对象物的距离作为第1位置信息进行保持，对应所述下降扫频单元，将通过所述傅立叶变换单元得到的到所述测定对象物的距离作为第2位置信息进行保持的单元；和

通过对所保持的所述第1和第2位置信息进行平均化，导出真正的到所述测定对象物的距离的修正单元。

3.根据权利要求1所述距离测定装置，其特征在于，所述检波单元通过基于所述发送信号对所述反射波进行同步检波，来提取所述相位变化成分的同相成分；通过基于与所述发送信号相差π/2相位的信号对所述反射波进行同步检波，来提取所述相位变化成分的正交成分。

4.根据权利要求3所述的距离测定装置，其特征在于，所述规定的距离，对应于当使规定的发送频率在规定带宽进行扫频时的分割数可变。

5.根据权利要求4所述的距离测定装置，其特征在于，所述规定的距离被设定为：将由所述规定的带宽和所述分割数所决定的最大可检测距离的大致一半作为最大值。

6.根据权利要求1所述的距离测定装置，其特征在于，所述检波单元通过从被包络线检波后的所述反射波中减去所述发送信号的直流成分，来提取所述反射波的相位变化成分。

7.一种距离测定方法，用于测定到测定对象物的距离，包括：

输出频率可变的信号的步骤；

生成与所述信号相同频率的电磁波，并向所述测定对象物发射的步骤；

检测所述电磁波的反射波的步骤；和

通过对检测到的所述反射波与所述信号的频率之间的关系进行运算处理，计算出到所述测定对象物的距离的步骤，

所述检测反射波的步骤包括：通过基于所述信号对被检测到的所述反射波进行同步检波，来提取所述反射波的相位变化成分的步骤，

所述计算到测定对象物的距离的步骤包括：

使被提取的所述相位变化成分的变动频率，变化与规定的距离对应的频率的步骤；

将使所述频率变化而得到的上侧带波和下侧带波中的一方作为解析信号的步骤；和

通过对所述解析信号进行傅立叶变换来计算出曲线分布，根据所述曲线分布的最大值和所述规定的距离，求出到所述测定对象物的距离的步骤。

8.根据权利要求7所述的距离测定方法，其特征在于，

所述输出频率可变的信号的步骤包括：

在规定的带宽内，以规定的阶跃使规定的发送频率进行上升扫频的步骤；和

在所述规定的带宽内，以规定的阶跃使所述规定的发送频率进行下降扫频的步骤，

所述计算到测定对象物的距离的步骤还包括：

将在进行所述上升扫频时通过所述傅立叶变换而得到的到所述测定对象物的距离作为第1位置信息进行保持，将在进行所述下降扫频时通过所述傅立叶变换而得到的到所述测定对象物的距离作为第2位置信息进行保持的步骤；和

通过对所保持的所述第1和第2位置信息进行平均化，来导出真正的到所述测定对象物的距离的步骤。

9.根据权利要求7所述距离测定方法，其特征在于，所述提取反射波的相位变化成分的步骤，通过基于所述信号对所述反射波进行同步检波，来提取所述相位变化成分的同相成分；通过基于与所述信号相差π/2相位的信号对所述反射波进行同步检波，来提取所述相位变化成分的正交成分。

10.根据权利要求9所述的距离测定方法，其特征在于，所述规定的距离，对应于当使规定的发送频率在规定带宽进行扫频时的分割数可变。

11.根据权利要求10所述的距离测定方法，其特征在于，所述规定的距离被设定为：将由所述规定的带宽和所述分割数所决定的最大可检测距离的大致一半作为最大值。

12.根据权利要求7所述的距离测定方法，其特征在于，所述提取反射波的相位变化成分的步骤，通过从被包络线检波后的所述反射波中减去所述信号的直流成分，来提取所述反射波的相位变化成分。

13.一种距离测定程序，用于测定到测定对象物的距离，其使计算机执行：

输出频率可变的信号的步骤；

生成与所述信号相同频率的电磁波，并向所述测定对象物发射的步骤；

检测所述电磁波的反射波的步骤；和

通过对检测到的所述反射波与所述信号的频率之间的关系进行运算处理，计算出到所述测定对象物的距离的步骤，

所述检测反射波的步骤包括：通过基于所述信号对被检测到的所述反射波进行同步检波，来提取所述反射波的相位变化成分的步骤，

所述计算到测定对象物的距离的步骤包括：

使被提取的所述相位变化成分的变动频率，变化与规定的距离对应的频率的步骤；

将使所述频率变化而得到的上侧带波和下侧带波中的一方作为解析信号的步骤；和

通过对所述解析信号进行傅立叶变换来计算出曲线分布，根据所述曲线分布的最大值和所述规定的距离，求出到所述测定对象物的距离的步骤。

14.根据权利要求13所述的距离测定程序，其特征在于，

所述输出频率可变的信号的步骤包括：

在规定的带宽内，以规定的阶跃使规定的发送频率进行上升扫频的步骤；和

在所述规定的带宽内，以规定的阶跃使所述规定的发送频率进行下降扫频的步骤，

所述计算到测定对象物的距离的步骤还包括：

将在进行所述上升扫频时通过所述傅立叶变换而得到的到所述测定对象物的距离作为第1位置信息进行保持，将在进行所述下降扫频时通过所述傅立叶变换而得到的到所述测定对象物的距离作为第2位置信息进行保持的步骤；和

通过对所保持的所述第1和第2位置信息进行平均化，来导出真正的到所述测定对象物的距离的步骤。

15.根据权利要求13所述距离测定程序，其特征在于，所述提取反射波的相位变化成分的步骤，通过基于所述信号对所述反射波进行同步检波，来提取所述相位变化成分的同相成分；通过基于与所述信号相差π/2相位的信号对所述反射波进行同步检波，来提取所述相位变化成分的正交成分。

16.根据权利要求15所述的距离测定程序，其特征在于，所述规定的距离，对应于当使规定的发送频率在规定带宽进行扫频时的分割数可变。

17.根据权利要求16所述的距离测定程序，其特征在于，所述规定的距离被设定为：将由所述规定的带宽和所述分割数所决定的最大可检测距离的大致一半作为最大值。

18.根据权利要求13所述的距离测定程序，其特征在于，所述提取反射波的相位变化成分的步骤，通过从被包络线检波后的所述反射波中减去所述信号的直流成分，来提取所述反射波的相位变化成分。

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