WO2020127177A1 - Verfahren zur fmcw-basierten abstandsmessung - Google Patents

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WO2020127177A1
WO2020127177A1 PCT/EP2019/085518 EP2019085518W WO2020127177A1 WO 2020127177 A1 WO2020127177 A1 WO 2020127177A1 EP 2019085518 W EP2019085518 W EP 2019085518W WO 2020127177 A1 WO2020127177 A1 WO 2020127177A1
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Winfried Mayer
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    • G01S7/4052—Means for monitoring or calibrating by simulation of echoes
    • G01S7/4056—Means for monitoring or calibrating by simulation of echoes specially adapted to FMCW

Definitions

  • the invention relates to a method for FMCW-based measurement of a distance to an object and a corresponding distance measuring device that can be used in particular for level measurement.
  • field devices are generally used, which are used to record or influence process variables.
  • the functionality of the field devices is based on suitable measuring principles in order to determine the
  • Radar-based devices have been used to measure the fill level of containers
  • the term “container” is also understood to mean non-closed containers, such as, for example, pools, lakes or flowing water.
  • a key advantage of radar-based measurement methods is the ability to quasi fill the level
  • the term “radar” refers to electromagnetic waves with frequencies between 0.03 GHz and 300 GHz. Usual frequency bands in which level measurement is carried out are 2 GHz, 6 GHz, 26 GHz or 79 GHz. The higher the frequency band, the narrower the beam cone in which the radar signal is emitted.
  • the FMCW measuring principle (“Frequency Modulated Continuous Wave”) has established itself as the measuring principle for radar-based distance measurement. The measuring principle is described, for example, in “Radar Level Detection, Peter Devine, 2000 '.
  • the FMCW measurement principle is based on transmitting radar signals with a modulated frequency. The frequency of the radar signal lies in a defined frequency band in the range of a standardized center frequency. It is characteristic of FMCW that the
  • Transmitting frequency is not constant, but changes periodically within the specified frequency band.
  • the change in frequency over time is at FMCW
  • the frequency band is, for example, 2 GHz, that is, from 78 GHz to 80 GHz.
  • the distance to the filling material or the filling level is determined on the basis of the frequency difference between the current received signal and the radar signal currently being transmitted. This is what is currently reflected received signal mixed down with the transmitted radar signal.
  • the frequency of the resulting evaluation signal reflects the frequency difference between the current received signal and the radar signal currently being transmitted.
  • the radar signal is transmitted or received via an antenna
  • the radar signal is conducted via an electrically conductive probe (for example a coaxial cable or a metal rod) that is lowered into the container.
  • the radar signal is reflected in the probe and returned along the probe to the level measuring device.
  • TDP Time Domain
  • Implementation of the TDR principle creates an evaluation signal to determine the level.
  • the evaluation curve reflects the amplitude as a function of the frequency.
  • the fill level is determined from the evaluation curve by detection and local assignment of the maximum caused by the surface of the product. Ideally, there is no further maximum besides the maximum that is generated by the product surface.
  • Windowing a weighting of the evaluation signal within the frequency band in which the frequency is changed in the FMCW process.
  • the principle of fenestration is described, for example, in “On the Use of Windows for Harmony Analysis with the Discrete Fourier Transform", Proceedings of the IEEE, Vol 66, No. January 1, 1978.
  • a prerequisite for the undisturbed effectiveness of the window is that the radar signals are transmitted or reflected with the same power regardless of frequency.
  • the effectiveness of the fenestration is restricted by a frequency dependence of the filling material or a frequency dependence of interfering bodies. This can also be done by internal components of the level measuring device
  • Evaluation signal are distorted or falsified, for example if components have a parasitic frequency dependency, or if components degrade with increasing operating time.
  • the capacitance of capacitors can shrink or oscillators can become out of tune. As a result, the overall measurement accuracy can be reduced, or there can be systematic deviations in the
  • the invention is therefore based on the object of providing a tamper-proof, FMCW-based distance measuring method.
  • This object is achieved according to the invention by a method for FMCW radar-based measurement of a distance to an object.
  • the process comprises the following process steps:
  • Evaluation signal and / or the amplitude of the high-frequency signal in superimposition with the received signal are considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be considered to be Evaluation signal and / or the amplitude of the high-frequency signal in superimposition with the received signal.
  • any function can be implemented as a window function.
  • a Hamming function a Taylor function or a Chebyshev function.
  • the method according to the invention thus compensates for the frequency dependency of the radar signal independently of device-internal or external interference by adapting the window. Overall, this results in a more accurate and safer FMCW radar-based distance measurement.
  • the windowing can be corrected on the basis of a correction factor.
  • the correction factor represents the ratio between the amplitude response of the transmitted high-frequency signal to the amplitude response of the incoming
  • the window function can be performed, for example, using one of the following correction functions
  • a m, x (f) represents the amplitude response at the respective measurement point x.
  • Received signal, the high-frequency signal, the evaluation signal and / or the frequency dependence of the amplitude of the high-frequency signal in superposition with the received signal can be measured in the context of the invention, for example, by the electrical high-frequency signal for a predefined period of time within the FMCW frequency band is gradually generated at a constant frequency.
  • the distance can be determined from the evaluation signal by means of a Fourier transform, in particular a Fast Fourier transform
  • An FMCW radar-based distance measuring device for measuring a distance to an object which works according to the previously described method, must include the following components:
  • a high-frequency generation unit which is designed to generate a frequency-modulated electrical high-frequency signal according to the FMCW principle
  • a transmitting / receiving antenna which serves to transmit the high-frequency signal as a radar signal and which serves to receive the radar signal reflected on the object as an electrical reception signal
  • Received signal is miscible in such a way that an evaluation signal is generated, a weighting unit which is designed to weight the evaluation signal with respect to its frequencies by means of a defined window function, and
  • an evaluation unit which is designed to determine the distance on the basis of the weighted evaluation signal.
  • the evaluation unit for implementing the invention comprises
  • the measuring unit - a second signal divider, which is used to branch off the high-frequency signal, the
  • Receive signal or the evaluation signal at the measuring point a detector arranged behind the second signal divider, which generates an output signal whose amplitude is proportional to the power at the respective measuring point (diodes have this characteristic, for example),
  • the evaluation unit On the basis of the resulting digital signal, the evaluation unit
  • Distance measuring device to be used as a level measuring device, which is used to measure the level of a filling material in a container.
  • Distance measuring device understood in principle any electronic circuit that is suitably designed for its intended purpose. Depending on the requirement, it can therefore be an analog circuit for generating or processing corresponding analog signals. However, it can also be a (semiconductor-based) digital circuit such as an FPGA or a storage medium in conjunction with a program. The program is designed to carry out the corresponding procedural steps or to use the necessary arithmetic operations of the respective unit.
  • different electronic units of the fill level measuring device in the sense of the invention can potentially also access a common physical memory or by means of the same physical memory
  • Fig. 2 a basic circuit structure of an FMCW-based FMCW-based FMCW-based FMCW-based FMCW-based FMCW-based
  • FIG. 4 a circuit structure of the distance measuring device according to the invention
  • FIG. 5 a measuring unit for determining the frequency-dependent amplitude
  • FIG. 1 shows a typical arrangement of a free-radiating, radar-based fill level measuring device 1 on a container 2.
  • a filling 3 in the container 2, the filling level L of which is to be determined by the filling level measuring device 1.
  • the fill level measuring device 1 is attached to the container 2 above the maximum permissible fill level L.
  • the height h of the container 2 can be up to 125 m.
  • the fill level measuring device 1 is connected to a higher-level unit 4, for example a process control system or a decentralized database, via a bus system, for example “Ethernet”, “PROFIBUS”, “HART” or “Wireless HART”.
  • a bus system for example “Ethernet”, “PROFIBUS”, “HART” or “Wireless HART”.
  • Level meter 1 are communicated. However, information about the fill level L can also be transmitted via the bus system in order to control any inflows or outflows at the container 2.
  • the level measuring device 1 shown in FIG. 1 is designed as a free-radiating radar measuring device, it comprises a corresponding transmit / receive antenna 14.
  • the transmit / receive antenna 14 can be designed, for example, as a horn antenna. Regardless of the design, the transmitting / receiving antenna 14 is oriented in such a way that a corresponding radar signal SHF is emitted in the direction of the filling material 3 in accordance with the FMCW principle.
  • the radar signal EHF is reflected on the surface of the filling material 3 and, after a corresponding signal propagation time, is correspondingly received at the transmitting / receiving antenna 14 as an electrical received signal e HF .
  • an electrically conductive probe such as a waveguide or a coaxial cable, can also be used, which extends towards the bottom of the container.
  • TDR Time Domain Refledometry
  • the basic circuit design of a level measuring device 1 operating according to the FMCW method is shown in FIG. 2:
  • the core of the design is a high-frequency signal generation unit 11, 12 for generating an electrical one
  • High frequency signal SHF The frequency of the high-frequency signal SHF defines the frequency of the radar signal SHF in the microwave range. Therefore, the high-frequency signal generating unit 1 1, 12 must be designed to the electrical high-frequency signal SHF with the ramp-shaped required at FMCW
  • the frequency f increases periodically repetitively within a predefined frequency band Af with a constant rate of change (see also FIG. 6).
  • the periodicity of the individual frequency ramps can be in the range of a few 100 ms.
  • the duration of the individual ramp can range between 100 ps and 100 ms.
  • the location of the Frequency band Af must be set taking into account regulatory requirements, which is why the ISM bands at 6 GHz, 26 GHz or 80 GHz are preferably implemented as frequency band Af.
  • the bandwidth is in particular between 0.5 GHz and 10 GHz.
  • To generate the high-frequency signal SHF includes that shown in FIG. 2
  • High-frequency generating unit 1 1, 12 a high-frequency oscillator 12, which is controlled by means of a ramp generating unit 1 1.
  • the regulation takes place according to a phase regulation (known as “phase locked loop, PLL”).
  • PLL phase locked loop
  • the frequency f of the high-frequency oscillator 12 is thus stabilized on the one hand against fluctuations in the ambient temperature.
  • the ramp-shaped frequency change of the high-frequency signal SHF is set here.
  • the electrical high-frequency signal SHF is supplied to the antenna 14 via a first signal divider 19 (and, if appropriate, an output amplifier connected to it, not shown) and a transceiver 13.
  • the high-frequency signal SHF is thus emitted as radar signal SHF in the direction of the filling material 3.
  • the antenna 14 can be implemented, for example, as a horn or planar antenna (for example as a patch or fractal antenna).
  • a correspondingly reflected radar signal EHF is received on the antenna 14 by the reflection of the radar signal SHF on the object whose distance d is to be determined (in the case of level measurement, the surface of the filling material 3). After reflection, the radar signal EHF in the transmit / receive antenna 14 is converted back into a purely electrical receive signal e HF (which in turn
  • the received signal e HF is then mixed by means of a mixer 15 with the high-frequency signal SHF of the high-frequency signal generating unit 11, 12, the high-frequency signal SHF being branched off from the first signal divider 19 for this purpose.
  • an evaluation signal ZF which is typical in the FMCW method, is generated, which forms the basis for determining the distance d.
  • the frequency of the evaluation signal ZF is proportional to the distance d from the object, so that a suitable evaluation unit 18 can determine the distance d by measuring the frequency f of the evaluation signal ZF.
  • Evaluation signal ZF can, for example, be subjected to a (Fast) Fourier transform, or FFT for short.
  • the time course of the evaluation signal ZF is shown in FIG. 3.
  • the evaluation signal ZF only has a discrete frequency f.
  • this frequency f in the evaluation curve FFT, FFT ' corresponds to the (only) maximum which corresponds to the distance d from the product surface.
  • the resulting evaluation curve FFT, FFT ' reflects the amplitude A as a function of the frequency f or in
  • the evaluation unit 18 determines the fill level L from the evaluation curve FFT, FFT 'accordingly by detection and local assignment of this global maximum, which is caused by the product surface.
  • the Fourier transformation causes parastatic secondary maxima.
  • a large part of such secondary maxima can be suppressed by a so-called windowing of the evaluation signal ZF.
  • the frequency spectrum of the evaluation signal ZF * is weighted with a corresponding window function F (f), ie multiplied.
  • the window function F (f) shown in FIG. 3 is a Taylor function. According to this function, the mean frequencies f are weighted more heavily than the frequencies at the edge areas of the measuring range h. It can depend on the general
  • reflection ratios also any other function, such as a Hamming function or a Chebyshev function, can be implemented as a window function F (f) in the weighting unit 17.
  • F (f) window function
  • the evaluation unit 18 is accordingly preceded by a weighting unit 17. Since the weighting is carried out on a digital basis, the weighting unit 17 is in turn connected upstream of an analog / digital converter 16.
  • the error-free determination of the distance d or the fill level L on the basis of the evaluation signal ZF * also presupposes that the further components 13, 14, 15, 16 of the fill level measuring device 1 have no parasitic frequency dependence. However, this can occur above all as the level measuring device 1 continues to operate. As a result, secondary maxima can in turn be generated by means of those described above
  • the idea according to the invention consists in changing the amplitude response AMPI , 2 , 3 , 4 (f) of the high-frequency signal SHF, the reception signal eHF and / or the To determine evaluation signal ZF and this by means of a corresponding
  • correction function K (f) to be taken into account in the window function F (f).
  • amplitude response is defined in the context of the invention as a function of the amplitude
  • the signals SHF, eHF, ZF individual measuring points MP1, 2,3,4 can be defined at different points in the circuit.
  • the determination of the amplitude response AMP3 (of the high-frequency signal SHF is on a measuring point MP3 between the high-frequency oscillator 12 and the transmission / reception switch 13.
  • the amplitude response AMP 2 (of the received signal e HF is in turn at a measurement point MP2 between the transmission / reception switch 13 and the mixer 15 At a corresponding measuring point MP4 between the mixer 15 and the weighting unit 17, the amplitude response AMP4 (of
  • Evaluation signal ZF are detected. Since both the high-frequency signal SHF and the incoming receive signal e HF are carried between the transmit / receive switch 13 and the transmit / receive antenna 14, the amplitude response AMPI (from the high-frequency Signal (SHF) superimposed received signal (e HF ) can be tapped.
  • SHF high-frequency Signal
  • e HF superimposed received signal
  • the respective amplitude response AMRI, 2, 3, 4 can be recorded by means of a measuring unit shown in FIG. 5)
  • the second signal divider 181 is arranged, from which the respective analog signal SHF, eHF, ZF is branched off into a detector 182.
  • the detector 182 supplies an electrical signal, the amplitude of which is proportional to the power at the respective measuring point MP1, 2,3,4 182 can
  • a voltage proportional to the power or to the amplitude AMRI , 2 , 3 , 4 is thus generated.
  • the amplitude is AMPI , 2 , 3 , 4 (f) thus in digital form.
  • the respective, digitized amplitude AMPI , 2 , 3 , 4 (f) is recorded by the evaluation unit 18. It goes without saying that the respective signal SHF, eHF, ZF can also be supplied to the evaluation unit 18 in analog form, provided that the evaluation unit 18 comprises corresponding inputs for determining the analog value.
  • the evaluation unit 18 control the ramp generation unit 1 1 or the frequency of the high-frequency signal SHF accordingly.
  • the evaluation unit 18 can use the least squares method, for example known as "Least Square Fit).
  • FIG. 6 A possible activation of the ramp generation unit 1 1 by the evaluation unit 1 1, in which the frequency response of the high-frequency signal SHF has four discrete frequency support points, is shown in FIG. 6: The four frequency support points are shown in this illustration after one for the FMCW process
  • the frequency support points are ascending with respect to their respective frequency f over the frequency band Af
  • the interval length At of the individual frequency reference points is dimensioned at least as long as the evaluation unit 18 requires to determine the respective amplitude AMPI, 2, 3, 4 with the desired resolution or bit length.
  • the evaluation unit 18 is to be designed such that it records the respective amplitude AMPI, 2, 3, 4 during the time interval At of the corresponding frequency reference point.
  • a single frequency reference point can only be implemented after every tenth frequency ramp.
  • the evaluation unit 18 can use the detected amplitude responses AMRI , 2 , 3 , 4 (to create the correction function K (f).
  • the secondary maxima which are caused by any parasitic frequency dependence of the electrical components 13, 14, 15, are optimally suppressed, if the correction function K (f) sets the amplitude response AM P2 , 4 (f) in the reception path (ie e HF or IF) in relation to the frequency-generated transmission power generated overall. According to this, the correction function K (f) results from or or based on
  • the normalization can also be carried out to the transmit signal SHF superimposed by the receive signal eHF at the measuring point MP1 between the transmit / receive switch 13 and the transmit / receive antenna 14.
  • the correction function K (f) results
  • the correction function K (f) obtained using one of these formulas is transmitted from the evaluation unit 18 to the weighting unit 17.
  • Weighting unit 17 can in turn adapt the window function F (f) by multiplying it by the correction function K (f).
  • the window function F (f) By multiplying it by the correction function K (f).
  • age-related deviations, detunings, parasitic frequency responses of components 1 1, 12, 13, 15 or even deposits on the transmitting / receiving antenna 14 are compensated in the evaluation signal ZF * , since the correction function K (f) over which adjusts the changing amplitude ratio to the aging. This increases the accuracy and the safety of the distance or level measurement accordingly, in particular when the measuring device is in operation.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und ein entsprechendes Abstandsmessgerät (1) zur FMCW-Radar basierten Messung eines Abstandes (d) zu einem Objekt (3). Das Verfahren zeichnet sich aus durch eine Frequenz-abhängige Bestimmung der Amplitude (ΑΜΡ3(f)) des Radar-Signals (sHF, eHF), also eine Bestimmung des Frequenzganges im Ausgangspfad und im Eingangspfad des Abstandsmessgerätes (1). Dementsprechend kann die bei FMCW standardmäßig implementierte Fensterung (F(f)) des Auswertungssignals ZF anhand eines von den Frequenzgängen abhängigen Korrekturfaktors korrigiert werden. Durch das erfindungsgemäße Verfahren wird also die Frequenz-Abhängigkeit des Radar-Signals (sHF, eHF) unabhängig von Geräte-internen oder externen Störeinflüssen mittels Anpassung der Fensterfunktion (F(f)) kompensiert. Somit ergibt sich insgesamt eine genauere und sicherere FMCW-Radar basierte Abstandsmessung. Da mittels des erfindungsgemäßen Verfahrens der Abstand (d) sehr genau und verfälschungssicher bestimmbar ist, bietet es sich an, das erfindungsgemäße Abstandsmessgerät als Füllstandsmessgerät (1) zu verwenden, das zur Messung des Füllstandes (L) eines in einem Behälter (2) befindlichen Füllgutes (3) dient.

Description

Verfahren zur FMCW-basierten Abstandsmessung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur FMCW-basierten Messung eines Abstandes zu einem Objekt sowie ein entsprechendes Abstandsmessgerät, das insbesondere zur Füllstandsmessung einsetzbar ist.
In der Prozessautomatisierungstechnik werden allgemein Feldgeräte eingesetzt, die zur Erfassung oder zur Beeinflussung von Prozessvariablen dienen. Hierzu basiert die Funktionsweise der Feldgeräte auf jeweils geeigneten Messprinzipien, um die
entsprechenden Prozessvariablen, wie Füllstand, Durchfluss, Druck, Temperatur, pH-
Wert, Redoxpotential oder Leitfähigkeit zu erfassen. Verschiedenste solcher Feldgeräte- Typen werden von der Firma Endress + Hauser hergestellt und vertrieben.
Zur Füllstandsmessung von Füllgütern in Behältern haben sich Radar-basierte
Messverfahren etabliert, da sie robust und wartungsarm sind. Dabei werden unter dem Begriff„Behälter“ im Rahmen der Erfindung auch nicht-abgeschlossene Behältnisse, wie beispielsweise Becken, Seen oder fließende Gewässer verstanden. Ein zentraler Vorteil Radar-basierter Messverfahren besteht in der Fähigkeit, den Füllstand quasi
kontinuierlich messen zu können. Im Kontext dieser Patentanmeldung bezieht sich der Begriff„Radar“ auf elektromagnetische Wellen mit Frequenzen zwischen 0.03 GHz und 300 GHz. Übliche Frequenzbänder, bei denen Füllstandsmessung durchgeführt wird, liegen bei 2 GHz, 6 GHz 26 GHz oder 79 GHz. Je höher das Frequenzband gewählt ist, desto schmaler ist der Strahlkegel, in dem das Radar-Signal abgestrahlt wird. Als Messprinzip hat sich zur Radar-basierten Abstandsmessung das FMCW Messprinzip („Frequency Modulated Continuous Wave“) etabliert. Beschrieben wird das Messprinzip beispielsweise in„Radar Level Detection, Peter Devine, 2000'. Das Messprinzip von FMCW beruht darauf, Radar-Signale mit einer modulierten Frequenz auszusenden. Dabei liegt die Frequenz des Radar-Signals in einem festgelegten Frequenzband im Bereich einer standarisierten Mittenfrequenz. Kennzeichnend für FMCW ist hierbei, dass die
Sende-Frequenz nicht konstant ist, sondern sich periodisch innerhalb des festgelegten Frequenzbandes ändert. Die zeitliche Änderung der Frequenz ist bei FMCW
standardmäßig linear und weist dementsprechend eine Rampen-Form beziehungsweise eine Dreiecks-Form auf. Eine Sinus-förmige Änderung kann prinzipiell jedoch auch eingesetzt werden. Bei einer Mittenfrequenz von 79 GHz beträgt das Frequenzband beispielsweise 2 GHz, also von 78 GHz bis 80 GHz.
Der Abstand zum Füllgut bzw. der Füllstand wird bei Implementierung des FMCW- Verfahrens auf Basis der Frequenzdifferenz zwischen dem aktuellen Empfangssignal und dem momentan ausgesendeten Radar-Signal bestimmt. Hierzu wird das momentan reflektierte Empfangssignal mit dem gesendeten Radar-Signal heruntergemischt. Die Frequenz des resultierenden Auswertungssignals spiegelt dabei die Frequenzdifferenz zwischen dem aktuellen Empfangssignal und dem momentan ausgesendeten Radar- Signal wieder.
Neben frei abstrahlender Radar-Messung, bei der das Radar-Signal über eine Antenne ausgesendet bzw. empfangen wird, existiert zudem die Variante des geführten Radars. Hierbei wird das Radar-Signal über eine elektrisch leitfähige Sonde (bspw. ein Koaxial- Kabel oder einen Metallstab), die in den Behälter hinuntergelassen ist, geführt. Am Ort der Füllgutoberfläche wird in der Sonde das Radar-Signal reflektiert und entlang der Sonde gen Füllstandsmessgerät zurückgeleitet. Bekannt ist diese Variante der Radar basierten Füllstandsmessung auch unter dem Begriff„TDP‘ („ Time Domain
Refledometry“). Vorteilhaft an dieser Variante ist, dass aufgrund der geführten
Signalabstrahlung weniger Leistung zum Betrieb des Füllstandsmessgerätes erforderlich ist. Analog zu frei abstrahlenden Radargeräten nach dem FMCW-Prinzip wird auch bei
Implementierung des TDR-Prinzips ein Auswertungssignal zur Ermittlung des Füllstandes erstellt.
Um bei FMCW die Frequenz des Auswertungssignals zu ermitteln, wird dieses standardmäßig einer Fourier-Transformation unterzogen. Die resultierende
Auswertungskurve spiegelt dabei die Amplitude in Abhängigkeit der Frequenz wieder. Der Füllstand wird aus der Auswertungskurve durch Detektion und örtlicher Zuweisung des Maximums, das durch die Füllgut-Oberfläche hervorgerufen ist, bestimmt. Im Idealfall existiert neben dem Maximum, dass durch die Füllgut-Oberfläche erzeugt wird, kein weiteres Maximum.
Außer dem eigentlichen Maximum, das der Füllgut-Oberfläche bzw. dem Objekt zuordbar ist, treten bei der Fourier-Transformation auch entsprechende Neben-Maxima hervor. Zur Unterdrückung von Neben-Maxima wird das Auswertungssignal daher vor der
Fouriertransformation einer Fensterung unterzogen. Dabei bedeutet der Begriff
„ Fensterung“ eine Gewichtung des Auswertungssignals innerhalb des Frequenzbandes, in dem die Frequenz beim FMCW-Verfahren das geändert wird. Beschrieben ist das Prinzip der Fensterung beispielsweise in„On the Use of Windows for Harmonie Analysis with the Discrete Fourier Transform“, Proceedings of the IEEE, Vol 66, No. 1, January 1978.
Voraussetzung für die ungestörte Wirksamkeit der Fensterung ist, dass die Radar-Signale frequenzunabhängig mit gleicher Leistung ausgesendet bzw. reflektiert werden.
Dementsprechend wird die Wirksamkeit der Fensterung durch eine Frequenzabhängigkeit des Füllgut-Materials oder eine Frequenzabhängigkeit von Störkörpern eingeschränkt. Auch durch Geräte-interne Bauteile des Füllstandsmessgerätes kann das
Auswertungssignal verzerrt bzw. verfälscht werden, beispielsweise wenn Bauteile eine parasitäre Frequenzabhängigkeit aufweisen, oder wenn Bauteile mit zunehmender Betriebszeit degradieren. So kann die Kapazität von Kondensatoren schwinden, oder Oszillatoren können sich verstimmen. Hierdurch kann insgesamt die Messgenauigkeit herabgesetzt werden, öder es können sich systematische Abweichungen bei der
Abstandsmessung einstellen, die durch die Fensterfunktion nicht kompensierbar sind.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein verfälschungssicheres, FMCW- basiertes Abstandsmessverfahren bereitzustellen.
Gelöst wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch ein Verfahren zur FMCW-Radar basierten Messung eines Abstandes zu einem Objekt. Folgende Verfahrensschritte umfasst das Verfahren:
- Erzeugung eines gemäß dem FMCW-Prinzip Frequenz-modulierten elektrischen
Hochfrequenz-Signals,
Aussenden des Hochfrequenz-Signals als Radar-Signal in Richtung des Objektes, Empfang des reflektierten Radar-Signals als elektrisches Empfangssignal nach Reflektion an am Objekt,
- Erstellung eines Auswertungssignals durch Mischen des Empfangssignals mit dem Hochfrequenz-Signal,
Gewichtung der Frequenzen des Auswertungssignals mittels einer definierten Fensterfunktion, und
Ermittlung des Abstandes anhand des gewichteten Auswertungssignals.
Das erfindungsgemäße Verfahren zeichnet sich aus durch:
Eine Frequenz-abhängige Bestimmung
o der Amplitude des Hochfrequenz-Signals,
o der Amplitude des Empfangssignals,
o der Amplitude des Auswertungssignals, und/oder
o der Amplitude des Hochfrequenz-Signals in Überlagerung mit dem
Empfangssignal, und
einer Korrektur der Fensterfunktion anhand der Frequenz-abhängigen Amplitude des elektrischen Hochfrequenz-Signals, des Empfangssignals, des
Auswertungssignals und/oder der Amplitude des Hochfrequenz-Signals in Überlagerung mit dem Empfangssignal.
Dabei kann als Fensterfunktion prinzipiell jegliche Funktion implementiert werden. Es bietet sich jedoch insbesondere an, eine Hamming-Funktion, eine Taylor-Funktion oder eine Tschebyscheff-Funktion zu verwenden. Durch das erfindungsgemäße Verfahren wird also die Frequenz-Abhängigkeit des Radar- Signals unabhängig von Geräte-internen oder externen Störeinflüssen mittels Anpassung der Fensterung kompensiert. Somit ergibt sich insgesamt eine genauere und sicherere FMCW-Radar basierte Abstandsmessung.
Erfindungsgemäß kann die Fensterung auf Basis eines Korrekturfaktors korrigiert werden. Der Korrekturfaktor repräsentiert dabei das Verhältnis zwischen dem Amplitudengang des ausgesendeten Hochfrequenz-Signals zum Amplitudengang des eingehenden
Hochfrequenz-Signals. Dementsprechend kann die Fensterfunktion beispielsweise mittels einer der folgenden Korrekturfunktionen
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oder
Figure imgf000006_0002
oder
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oder
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korrigiert werden, wobei Am ,x(f) den Amplitudengang am jeweiligen Messpunkt x repräsentiert.
Die Frequenzabhängigkeit der Amplitude (also der Amplitudengang) des
Empfangssignals, des Hochfrequenz-Signals, des Auswertungssignals und/oder die Frequenzabhängigkeit der Amplitude des Hochfrequenz-Signals in Überlagerung mit dem Empfangssignal kann im Rahmen der Erfindung beispielsweise gemessen werden, indem das elektrische Hochfrequenz-Signal für jeweils eine vordefinierte Zeitspanne innerhalb des FMCW-Frequenzbandes stufenweise mit einer jeweils konstanten Frequenz erzeugt wird.
Aus dem Auswertungssignal kann der Abstand, wie bei FMCW bekannt, mittels einer Fourier-Transformation, insbesondere einer Fast-Fourier-Transformation, des
gewichteten Auswertungssignals bestimmt werden. Ein FMCW-Radar basiertes Abstandsmessgerät zur Messung eines Abstandes zu einem Objekt, das gemäß dem zuvor beschriebenen Verfahren arbeitet, hat nachfolgend ausgelegte Komponenten zu umfassen:
Eine Hochfrequenz-Erzeugungs-Einheit die ausgelegt ist, ein gemäß dem FMCW- Prinzip Frequenz-moduliertes elektrisches Hochfrequenz-Signal zu erzeugen,
Eine Sende-/Empfangs-Antenne, die zum Aussenden des Hochfrequenz-Signals als Radar-Signal dient, und die zum Empfang des am Objekt reflektierten Radar- Signals als elektrisches Empfangssignal dient,
einen Mischer, mittels dem das elektrische Hochfrequenz-Signal mit dem
Empfangssignal derart mischbar ist, dass ein Auswertungssignal erzeugt wird, eine Gewichtungs-Einheit, die konzipiert ist um das Auswertungssignal hinsichtlich seiner Frequenzen mittels einer definierten Fensterfunktion zu gewichten, und
eine Auswertungs-Einheit, die zur Bestimmung des Abstandes anhand des gewichteten Auswertungssignals ausgelegt ist.
Dabei umfasst die Auswertungseinheit zur Umsetzung des erfindungsgemäßen
Verfahrens eine Messeinheit, mittels der
o die Amplitude des Hochfrequenz-Signals,
o die Amplitude des Empfangssignals,
o die Amplitude des Auswertungssignals, und/oder
o die Amplitude des Hochfrequenz-Signals in Überlagerung mit dem
Empfangssignal
frequenzabhängig bestimmbar ist. Zudem ist die Auswertungseinheit für die
Implementierung des Verfahrens so ausgelegt, dass sie die Fensterfunktion anhand der Frequenz-abhängigen Amplitude des elektrischen Hochfrequenz-Signals, des
Empfangssignals, des Auswertungssignals und/oder der Amplitude des Hochfrequenz- Signals in Überlagerung mit dem Empfangssignal korrigiert.
Zur Bestimmung der Frequenzganges am jeweiligen Messpunkt kann die Messeinheit - einen zweiten Signalteiler, der zur Abzweigung des Hochfrequenz-Signals, des
Empfangs-Signals oder des Auswertungssignals am Messpunkt dient, einen hinter dem zweiten Signalteiler angeordneten Detektor, der ein Ausgangs- Signal erzeugt, dessen Amplitude proportional zur Leistung am jeweiligen Messpunkt ist (Dioden weisen diese Charakteristik zum Beispiel auf),
- einen dem Detektor nachgeschalteten Tiefpassfilter, und
einen nach dem Tiefpassfilter angeordneten zweiten Analog-/Digital-Wandler umfassen.
Auf Basis des resultierenden Digital-Signals kann die Auswertungs-Einheit
dementsprechend den Frequenzgang, also die Frequenzabhängigkeit der Amplitude am jeweiligen Messpunkt, bestimmen und somit die Fensterung korrigieren. Da mittels des erfindungsgemäßen Verfahrens der Abstand sehr genau und
verfälschungssicher bestimmbar ist, bietet es sich an, das zuvor beschriebene
Abstandsmessgerät als Füllstandsmessgerät zu verwenden, das zur Messung des Füllstandes eines in einem Behälter befindlichen Füllgutes dient.
Unter dem Begriff„Einheit wird im Rahmen des erfindungsgemäßen
Abstandsmessgerätes prinzipiell jegliche elektronische Schaltung verstanden, die für ihren Einsatzzweck geeignet ausgelegt ist. Es kann sich also je nach Anforderung um eine Analogschaltung zur Erzeugung bzw. Verarbeitung entsprechender analoger Signale handeln. Es kann sich jedoch auch um eine (halbleiterbasierte) Digitalschaltung wie einem FPGA oder einen Speichermedium in Zusammenwirken mit einem Programm handeln. Dabei ist das Programm ausgelegt, die entsprechenden Verfahrensschritte durchzuführen bzw. die notwendigen Rechenoperationen der jeweiligen Einheit anzuwenden. In diesem Kontext können verschiedene elektronische Einheiten des Füllstandsmessgerätes im Sinne der Erfindung potentiell auch auf einen gemeinsamen physikalischen Speicher zurückgreifen bzw. mittels derselben physikalischen
Digitalschaltung betrieben werden.
Anhand der nachfolgenden Figuren wird die Erfindung näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 : Eine typische Anordnung eines Füllstandsmessgerätes an einem Behälter,
Fig. 2: einen prinzipiellen Schaltungsaufbau eines FMCW-basierten
Abstandsmessgerätes,
Fig. 3: Diagramme zur Verdeutlichung der Signalverarbeitung im Abstandsmessgerät,
Fig. 4: einen Schaltungsaufbau des erfindungsgemäßen Abstandsmessgerätes, Fig. 5: eine Messeinheit zur Bestimmung der Frequenz-abhängigen Amplitude, und
Fig. 6: eine mögliche Modulierung der Frequenz des Hochfrequenz-Signals.
Zum grundsätzlichen Verständnis der Erfindung ist in Fig. 1 eine typische Anordnung eines frei abstrahlenden, Radar-basierten Füllstandsmessgerätes 1 an einem Behälter 2 gezeigt. In dem Behälter 2 befindet sich ein Füllgut 3, dessen Füllstand L durch das Füllstandsmessgerät 1 zu bestimmen ist. Dazu ist das Füllstandsmessgerät 1 oberhalb des maximal zulässigen Füllstands L am Behälter 2 angebracht. Je nach Einsatzgebiet kann die Höhe h des Behälters 2 bis zu 125 m betragen. In der Regel ist das Füllstandsmessgerät 1 über ein Bussystem, etwa„Ethernet“, „PROFIBUS“,„HART“ oder„Wireless HART“ mit einer übergeordneten Einheit 4, beispielsweise einem Prozessleitsystem oder einer dezentralen Datenbank verbunden. Hierüber können zum einen Informationen über den Betriebszustand des
Füllstandsmessgerätes 1 kommuniziert werden. Über das Bussystem können jedoch auch Informationen über den Füllstand L übermittelt werden, um gegebenenfalls am Behälter 2 vorhandene Zu- oder Abflüsse zu steuern.
Da das in Fig. 1 dargestellte Füllstandsmessgerät 1 als frei abstrahlendes Radar- Messgerät ausgelegt ist, umfasst es eine entsprechende Sende-/Empfangs-Antenne 14. Dabei kann die Sende-/Empfangs-Antenne 14, wie angedeutet, beispielswiese als Hornantenne ausgelegt sein. Unabhängig von der Bauform ist die Sende-/Empfangs- Antenne 14 so ausgerichtet, dass gemäß dem FMCW-Prinzip ein entsprechendes Radar- Signal SHF in Richtung des Füllgutes 3 ausgesendet wird.
An der Oberfläche des Füllgutes 3 wird das Radar-Signal EHF reflektiert und nach einer korrespondierenden Signallaufzeit an der Sende-/Empfangs-Antenne 14 entsprechend als elektrisches Empfangssignal eHF empfangen. Hierbei hängt die Signallaufzeit des Radar-Signals SHF, EHF vom Abstand d = h - L des Füllstandsmessgerätes 1 zur Füllgut- Oberfläche ab.
Im Gegensatz zu der gezeigten Ausführungsvariante kann anstelle der Sende- /Empfangs-Antenne 14 auch eine elektrisch leitfähige Sonde, wie ein Hohlleiter oder ein Koaxialkabel, eingesetzt werden, die sich gen Behälterboden erstreckt. Bekannt ist diese Ausführungsvariante unter dem Begriff TDR („ Time Domain Refledometry“).
Der prinzipielle schaltungstechnische Aufbau eines nach dem FMCW Verfahren arbeitenden Füllstands-Messgerätes 1 ist in Fig. 2 dargestellt: Kern des Aufbaus ist eine Hochfrequenz-Signalerzeugungs-Einheit 1 1 ,12 zur Erzeugung eines elektrischen
Hochfrequenz-Signals SHF. Die Frequenz des Hochfrequenz-Signals SHF definiert die Frequenz des im Mikrowellenbereich liegenden Radar-Signals SHF. Daher muss die Hochfrequenz-Signalerzeugungs-Einheit 1 1 , 12 ausgelegt sein, um das elektrische Hochfrequenz-Signal SHF mit der bei FMCW erforderlichen, rampenförmigen
Frequenzänderung zu erzeugen.
Bei einer rampenförmigen Frequenzänderung gemäß dem FMCW-Prinzip erhöht sich die Frequenz f periodisch wiederholend innerhalb eines vordefinierten Frequenzbandes Af mit einer konstanten Änderungsrate (vergleiche auch Fig. 6). Dabei kann die Periodizität der einzelnen Frequenzrampen in einem Bereich von einigen 100 ms liegen. Die Dauer der einzelnen Rampe kann im Bereich zwischen 100 ps und100 ms liegen. Die Lage des Frequenzbandes Af ist unter Berücksichtigung regulatorischer Vorgaben einzustellen, weswegen als Frequenzband Af vorzugsweise die ISM-Bänder bei 6 GHz, 26 GHz oder 80 GHz implementiert sind. Die Bandbreite liegt je nach Lage des Frequenzbandes Af insbesondere zwischen 0,5 GHz und 10 GHz.
Zur Erzeugung des Hochfrequenz-Signals SHF umfasst die in Fig. 2 gezeigte
Hochfrequenz-Erzeugungseinheit 1 1 , 12 einen Hochfrequenz-Oszillator 12, der mittels einer Rampenerzeugungs-Einheit 1 1 geregelt wird. Die Regelung erfolgt dabei gemäß einer Phasenregelung (im englischen als„Phase Locked Loop, PLL“ bekannt). Somit wird die Frequenz f des Hochfrequenz-Oszillators 12 einerseits gegenüber Schwankungen der Umgebungstemperatur stabilisiert. Andererseits wird hierüber die Rampenförmige Frequenzänderung des Hochfrequenz-Signals SHF eingestellt.
Zum Aussenden des Hochfrequenz-Signals SHF wird das elektrische Hochfrequenz-Signal SHF gemäß Fig. 2 über einen erste Signalteiler 19 (und gegebenenfalls einen hieran anschließenden Ausgangsverstärker, nicht dargestellt) und einer Sende- /Empfangsweiche 13 der Antenne 14 zugeführt. Somit wird das Hochfrequenz-Signal SHF als Radar-Signal SHF in Richtung des Füllgutes 3 ausgesendet. Dabei kann die Antenne 14 beispielsweise als Horn- oder Planar-Antenne (bspw. als Patch- oder Fraktal-Antenne) realisiert werden.
Durch die Reflektion des Radar-Signals SHF an dem Objekt, dessen Abstand d zu bestimmen ist (bei Füllstandsmessung die Oberfläche des Füllgutes 3) wird ein entsprechend reflektiertes Radar-Signal EHF an der Antenne 14 empfangen. Nach Reflektion wird das Radar-Signal EHF in der Sende-/Empfangs-Antenne 14 in ein rein elektrisches Empfangs-Signal eHF zurückgewandelt (welches wiederum
gegebenenfalls durch einen Empfangsverstärker verstärkt werden kann). Das Empfangs- Signal eHF wird im Anschluss mittels eines Mischers 15 mit dem Hochfrequenz-Signal SHF der Hochfrequenz-Signalerzeugungs-Einheit 1 1 , 12 gemischt, wobei das Hochfrequenz- Signal SHF hierfür aus dem ersten Signalteiler 19 abgezweigt wird. Hierdurch wird ein beim FMCW-Verfahren typisches Auswertungs-Signal ZF erzeugt, das die Basis für die Ermittlung des Abstandes d bildet. Dabei ist gemäß dem FMCW-Prinzip die Frequenz des Auswertungs-Signals ZF proportional zum Abstand d des Objektes, so dass eine geeignete Auswertungs-Einheit 18 durch Messung der Frequenz f des Auswertungs- Signals ZF den Abstand d ermitteln kann. Zur Bestimmung der Frequenz des
Auswertungs-Signals ZF kann dieses beispielsweise einer (Fast-) Fourier-Transformation, kurz FFT unterzogen werden.
Der zeitliche Verlauf des Auswertungs-Signals ZF ist in Fig. 3 dargestellt. Im Idealfall, wenn also das Radar-Signal SHF ausschließlich an der planaren Oberfläche des Füllgutes 3 reflektiert wird, weist das Auswertungs-Signal ZF lediglich eine diskrete Frequenz f auf. Nach der Fourier-Transformation durch die Auswertungs-Einheit 18 entspricht diese Frequenz f in der Auswertungskurve FFT, FFT‘ dem (einzigen) Maximum, das zum Abstand d zur Füllgut-Oberfläche korrespondiert. Die resultierende Auswertungskurve FFT, FFT‘ spiegelt dabei die Amplitude A in Abhängigkeit der Frequenz f bzw. in
Abhängigkeit des Abstandes d wieder. Die Auswertungs-Einheit 18 bestimmt den Füllstand L aus der Auswertungskurve FFT, FFT‘ dementsprechend durch Detektion und örtlicher Zuweisung dieses globalen Maximums, das durch die Füllgut-Oberfläche hervorgerufen ist.
Wie aus Fig. 3 hervorgeht, liegen neben diesem Maximum im Auswertungs-Signal ZF in der Praxis jedoch noch weitere Frequenzanteile vor. Zudem werden durch die Fourier- Transformation parastäre Neben-Maxima hervorrufen. Ein Großteil solcher Neben- Maxima kann durch eine so genannte Fensterung des Auswertungssignals ZF unterdrückt werden. Dabei wird das Frequenz-Spektrum des Auswertungs-Signals ZF* mit einer entsprechenden Fensterfunktion F(f) gewichtet, also multipliziert. Bei der in Fig. 3 gezeigten Fensterfunktion F(f) handelt es sich um eine Taylor-Funktion. Gemäß dieser Funktion werden die mittleren Frequenzen f stärker gewichtet, als die Frequenzen an den Randbereichen des Messbereichs h. Es kann in Abhängigkeit der allgemeinen
Reflexionsverhältnisse jedoch auch jegliche andere Funktion, wie beispielsweise eine Hamming-Funktion oder eine Tschebyscheff-Funktion als Fensterfunktion F(f) in der Gewichtungs-Einheit 17 implementiert werden. Durch den Vergleich zwischen der Auswertungskurve FFT‘ ohne Fensterung, und der Auswertungskurve FFT nach der Fensterung des Auswertungssignals ZF* wird aus Fig. 3 ersichtlich, dass ein Großteil der Nebenmaxima hierdurch ausgeblendet werden kann, so dass diese nicht mehr fälschlicherweise zur Bestimmung des Füllstandes L herangezogen werden können. Bei der in Fig. 2 gezeigten Schaltung ist der Auswertungs-Einheit 18 dementsprechend eine Gewichtungs-Einheit 17 vorgeschaltet. Da die Gewichtung auf digitaler Basis erfolgt, ist der Gewichtungs-Einheit 17 wiederum ein Analog-/Digital-Wandler 16 vorgeschaltet.
Die fehlerfreie Bestimmung des Abstandes d bzw. des Füllstandes L anhand des Auswertungssignals ZF* setzt neben der strikten Linearität der Frequenzrampe auch voraus, dass die weiteren Komponenten 13, 14, 15, 16 des Füllstandsmessgerätes 1 keine parasitäre Frequenzabhängigkeit aufweisen. Dies kann sich jedoch vor allem mit fortschreitendem Betrieb des Füllstandsmessgerätes 1 einstellen. Hierdurch können wiederum Neben-Maxima erzeugt werden, die mittels der oben beschriebenen
Fensterung nicht ausgeblendet werden können.
Um dies zu überwinden, besteht die erfindungsgemäße Idee darin, den Amplitudengang AMPI ,2, 3, 4(f) des Hochfrequenz-Signals SHF, des Empfangs-Signals eHF und/oder des Auswertungssignals ZF zu bestimmen und dies mittels einer entsprechenden
Korrekturfunktion K(f)) in der Fensterfunktion F(f) zu berücksichtigen. Dabei definiert sich der Begriff„Amplitudengang" im Rahmen der Erfindung als Funktion der Amplitude
AMPI ,2, 3, 4(f) des jeweiligen Signals SHF, eHF, ZF in Abhängigkeit der Frequenz f. Zur Umsetzung dieser Idee kann die in Fig. 2 gezeigte Schaltung in der Form erweitert werden, wie es in Fig. 4 dargestellt ist:
Zur Bestimmung des Amplitudenganges AMRI ,2,3,4( der Signale SHF, eHF, ZF können an verschiedenen Stellen der Schaltung einzelne Messpunkte MP1 ,2,3,4 definiert werden. Die Bestimmung des Amplitudenganges AMP3( des Hochfrequenz-Signals SHF ist an einem Messpunkt MP3 zwischen dem Hochfrequenz-Oszillator 12 und der Sende- /Empfangs-Weiche 13 möglich. Der Amplitudengang AMP2( des Empfangs-Signals eHF ist wiederum an einem Messpunkt MP2 zwischen der Sende-/Empfangs-Weiche 13 und dem Mischer 15 bestimmbar. An einem entsprechenden Messpunkt MP4 zwischen dem Mischer 15 und der Gewichtungs-Einheit 17 kann der Amplitudengang AMP4( des
Auswertungssignals ZF erfasst werden. Da zwischen der Sende-/Empfangs-Weiche 13 und der Sende-/Empfangs-Antenne 14 sowohl das Hochfrequenz-Signal SHF, als auch das eingehende Empfangssignal eHF geführt werden, kann an diesem Messpunkt MP1 zudem der Amplitudengang AMPI ( des vom Hochfrequenz-Signal (SHF) überlagerten Empfangssignals (eHF) abgegriffen werden.
An den einzelnen Messpunkten MP1 ,2,3,4 kann der jeweilige Amplitudengang AMRI ,2,3,4( mittels einer in Fig. 5 gezeigten Messeinheit aufgezeichnet werden. Am jeweiligen Messpunkt ist MP1 ,2,3,4 ist hierzu im Signalpfad ein zweiter Signalteiler 181 angeordnet, aus dem das jeweilige analoge Signal SHF, eHF, ZF in einen Detektor 182 abgezweigt wird. Der Detektor 182 liefert ein elektrisches Signal, dessen Amplitude proportional zur Leistung am jeweiligen Messpunkt MP1 ,2,3,4 ist. Als Detektor 182 kann
dementsprechend beispielsweise eine Diode eingesetzt werden. Somit wird eine zur Leistung bzw. zur Amplitude AMRI ,2,3,4( proportionale Spannung erzeugt. Durch Analog- /Digital-Wandlung dieser Spannung mittels eines zweiten Analog-/Digital-Wandlers 184 liegt die Amplitude AMPI ,2, 3, 4(f) somit in digitaler Form vor.
Bei dem in Fig. 4 gezeigten Ausführungsbeispiel wird die jeweilige, digitalisierte Amplitude AMPI ,2, 3, 4(f) durch die Auswertungs-Einheit 18 aufgezeichnet. Es versteht sich von selbst, dass das jeweilige Signal SHF, eHF, ZF der Auswertungs-Einheit 18 auch in analoger Form zugeführt werden kann, sofern die Auswertungs-Einheit 18 entsprechende Eingänge zur Ermittlung des analogen Wertes umfasst.
Damit der Amplitudengang AMRI ,2,3,4( über das komplette Frequenzband hinweg von der Auswertungs-Einheit 18 aufgezeichnet werden kann, muss die Auswertungs-Einheit 18 die Rampenerzeugungs-Einheit 1 1 bzw. die Frequenz des Hochfrequenz-Signals SHF dementsprechend steuern.
Zur Ermittlung des Amplitudenganges 4(f) bietet es sich an, wenn die jeweilige Amplitude bei
Figure imgf000013_0001
innerhalb des FMCW-Frequenzbandes Af bei mehreren diskreten Frequenz-Stützstellen aufgezeichnet wird, so dass mittels einer geeigneten Regression aus den einzelnen Amplitudenwerten
Figure imgf000013_0002
jeweiligen Frequenz-Stützpunkt der Amplitudengang AMRI ,2,3,4( als steige Funktion gewonnen werden kann. Zur Findung eines geeigneten Regressionstypen (bspw. Linear, quadratisch oder polynomiell) kann die Auswertungs-Einheit 18 beispielsweise die Methode der kleinsten Quadrate (im Englischen bekannt als„Least Square Fit) anwenden.
Eine mögliche Ansteuerung der Rampenerzeugungs-Einheit 1 1 durch die Auswertungs- Einheit 1 1 , bei welcher der Frequenzgang des Hochfrequenz-Signals SHF vier diskrete Frequenz-Stützstellen aufweist, ist in Fig. 6 dargestellt: Die vier Frequenz-Stützstellen sind in dieser Darstellung jeweils nach Ende einer für das FMCW-Verfahren
erforderlichen Frequenz-Rampe implementiert. Dabei sind die Frequenz-Stützstellen bezüglich ihrer jeweiligen Frequenz f aufsteigend über das Frequenzband Af
gleichverteilt. Die Intervall-Länge At der einzelnen Frequenz-Stützpunkte ist hierbei mindestens so lang zu bemessen, wie es die Auswertungs-Einheit 18 zur Bestimmung der jeweiligen Amplitude AMPI ,2,3,4 mit der gewünschten Auflösung bzw. Bitlänge erfordert. Die Auswertungs-Einheit 18 ist bei dieser Art der Erstellung des Amplitudenganges AMPI ,2, 3, 4(f) so auszulegen, dass sie die jeweilige Amplitude AMPI ,2,3,4 während des Zeitintervalls At der korrespondierenden Frequenz-Stützstelle aufzeichnet.
Es versteht sich von selbst, dass die in Fig. 6 gezeigte Auslegung des Frequenzganges des Hochfrequenz-Signals SHF lediglich anschaulichen Zwecken dient. Um eine genauere Abbildung der einzelnen Amplitudengänge AMPI ,2,3,4( ZU erreichen, kann die Anzahl an Frequenz-Stützstellen natürlich beliebig erhöht werden. Auch ist es erfindungsgemäß nicht fest vorgeschrieben, nach jeder einzelnen Frequenz-Rampe eine Frequenz-
Stützstelle zu implementieren. So kann eine einzelne Frequenz-Stützstelle beispielsweise auch erst nach jeder zehnten Frequenz-Rampe implementiert sein.
Anhand der erfassten Amplitudengänge AMRI ,2,3,4( kann die Auswertungs-Einheit 18 die Korrekturfunktion K(f) erstellen. Dabei werden die Nebenmaxima, die durch etwaige parasitäre Frequenzabhängigkeit der elektrischen Komponenten 13, 14, 15 hervorgerufen werden, optimal unterdrückt, wenn die Korrekturfunktion K(f) den Amplitudengang AM P2, 4(f) im Empfangspfad (also eHF oder ZF) in Relation zur insgesamt erzeugten, frequenzabhängigen Sendeleistung setzt. Hiernach ergibt sich die Korrekturfunktion K(f) anhand von oder
Figure imgf000014_0001
oder anhand von
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korrigiert wird.
Anstelle der Normierung auf das reine Sendesignal SHF kann die Normierung auch auf das vom Empfangssignal eHF überlagerte Sendesignal SHF am Messpunkt MP1 zwischen der Sende-/Empfangs-Weiche 13 und der Sende-/Empfangs-Antenne 14 erfolgen. In diesem Fall ergibt sich die Korrekturfunktion K(f) zu
Figure imgf000014_0003
oder
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Die anhand einer dieser Formeln erhaltene Korrekturfunktion K(f) wird erfindungsgemäß von der Auswertungs-Einheit 18 an die Gewichtungs-Einheit 17 übermittelt. Die
Gewichtungs-Einheit 17 kann die Fensterfunktion F(f) wiederum durch Multiplikation mit der Korrekturfunktion K(f) anpassen. Somit werden zusätzlich zur Fensterung auch alterungsbedingte Abweichungen, Verstimmungen, parasitäre Frequenzgänge der Komponenten 1 1 , 12, 13, 15 oder auch Ablagerungen an der Sende-/Empfangs-Antenne 14 im Auswertungssignal ZF* kompensiert, da sich die Korrekturfunktion K(f) über die das sich ändernde Amplitudenverhältnis an die Alterung anpasst. Hierdurch erhöht sich entsprechend die Genauigkeit und die Sicherheit der Abstands- bzw. Füllstandsmessung, insbesondere bei steigender Betriebsdauer des Messgerätes.

Claims

Bezugszeichenliste 1 Füllstandsmessgerät 2 Behälter 3 Füllgut 4 Übergeordnete Einheit 10 Hochfrequenz-Erzeugungs-Einheit 1 1 Rampenerzeugungs-Einheit 12 Hochfrequenz-Oszillator 13 Sende-/Empfangs-Weiche 14 Antenne 15 Mischer 16 Erster Analog-/Digital-Wandler 17 Gewichtungs-Einheit 18 Auswertungs-Einheit 19 Erster Signalteiler 181 Zweiter Signalteiler 182 Detektor 183 Tiefpassfilter 184 Zweiter Analog-/Digital-Wandler AMP( Frequenzgang d Abstand EHF Reflektiertes Radar-Signal eHF Empfangs-Signal F(f) Fensterfunktion f Frequenz h Einbauhöhe K(f) Korrekturfunktion L Füllstand MPI Messpunkt SHF Radar-Signal SHF Elektrisches Hochfrequenz-Signal ZF Auswertungssignal ZF* Auswertungssignal nach Fensterung Af Frequenzband At Zeitspanne Patentansprüche
1. Verfahren zur FMCW-Radar basierten Messung eines Abstandes (d) zu einem Objekt (3), folgende Verfahrensschritte umfassend:
- Erzeugung eines gemäß dem FMCW-Prinzip Frequenz-modulierten elektrischen
Hochfrequenz-Signals (SHF),
Aussenden des Hochfrequenz-Signals (SHF) als Radar-Signal (SHF) in Richtung des Objektes (3),
Empfang des reflektierten Radar-Signals (EHF) als elektrisches Empfangssignal (SHF) nach Reflektion an am Objekt (3),
Erstellung eines Auswertungssignals (ZF) durch Mischen des Empfangssignals (eHF) mit dem Hochfrequenz-Signal (SHF),
Gewichtung der Frequenzen (f) des Auswertungssignals (ZF) mittels einer definierten Fensterfunktion (F(f)), und
- Ermittlung des Abstandes (d) anhand des gewichteten Auswertungssignals (ZF*), gekennzeichnet durch
Frequenz-abhängige Bestimmung
o der Amplitude (AMP3( ) des Hochfrequenz-Signals (SHF),
o der Amplitude (AMP2( ) des Empfangssignals (eHF),
o der Amplitude (AMP4( ) des Auswertungssignals (ZF), und/oder o der Amplitude (AMPI ( ) des Hochfrequenz-Signals (SHF) in Überlagerung mit dem Empfangssignal (eHF), und
Korrektur der Fensterfunktion (F(f)) anhand der Frequenz-abhängigen Amplitude (AMP,2,3,4( ) des elektrischen Hochfrequenz-Signals (SHF), des Empfangssignals (CHF), des Auswertungssignals (ZF) und/oder der Amplitude (AMPI ( ) des
Hochfrequenz-Signals (SHF) in Überlagerung mit dem Empfangssignal (eHF).
2. Verfahren nach Anspruch 1 ,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Frequenzabhängigkeit der Amplitude (AMPI ,2, 3, 4(f)) des Empfangssignals (eHF), des Hochfrequenz-Signals (SHF), des Auswertungssignals (ZF) und/oder die
Frequenzabhängigkeit der Amplitude (AMPI ,2,3,4( ) des Hochfrequenz-Signals (SHF) in Überlagerung mit dem Empfangssignal (eHF) gemessen werden/wird, indem das elektrische Hochfrequenz-Signal (SHF) für jeweils eine vordefinierte Zeitspanne (At) innerhalb des FMCW-Frequenzbandes (Af) stufenweise mit einer jeweils konstanten Frequenz (f) erzeugt wird.
3. Verfahren nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Fensterfunktion (F(f)) mittels einer der folgenden Korrekturfunktionen oder
Figure imgf000017_0001
oder
Figure imgf000017_0002
oder
Figure imgf000017_0003
korrigiert wird.
4. Verfahren nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Abstand
(d) mittels einer Fourier-Transformation, insbesondere einer Fast-Fourier-Transformation, des gewichteten Auswertungssignals (ZF*) bestimmt wird.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
wobei als Fensterfunktion (F(f)) eine Hamming-Funktion, eine Taylor-Funktion oder eine Tschebyscheff-Funktion verwendet wird.
6. FMCW-Radar basiertes Abstandsmessgerät zur Messung eines Abstandes (d) eines Objektes (3) nach dem Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, folgende Komponenten umfassend:
Eine Hochfrequenz-Erzeugungs-Einheit (1 1 , 12) die ausgelegt ist, ein gemäß dem FMCW-Prinzip Frequenz-moduliertes elektrisches Hochfrequenz-Signal (SHF) ZU erzeugen,
Eine Sende-/Empfangs-Antenne (13, 14), die zum Aussenden des Hochfrequenz- Signals (SHF) als Radar-Signal (SHF) dient, und die zum Empfang des am Objekt
(3) reflektierten Radar-Signals (EHF) als elektrisches Empfangssignal (EHF) dient, einen Mischer (16), mittels dem das elektrische Hochfrequenz-Signal (SHF) mit dem Empfangssignal (eHF) derart mischbar ist, dass ein Auswertungssignal (ZF) erzeugt wird,
- eine Gewichtungs-Einheit (17), die konzipiert ist um das Auswertungssignal (ZF) hinsichtlich seiner Frequenzen (f) mittels einer definierten Fensterfunktion (F(f)) zu gewichten, und
eine Auswertungs-Einheit (18), die zur Bestimmung des Abstandes (d) anhand des gewichteten Auswertungssignals (ZF*) ausgelegt ist,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Auswertungseinheit (18) eine Messeinheit (181 , 182, 183, 184) umfasst, mittels der o die Amplitude (AMR3( ) des Hochfrequenz-Signals (SHF),
o die Amplitude (AMP2( ) des Empfangssignals (eHF),
o die Amplitude (AMP4( ) des Auswertungssignals (ZF), und/oder o die Amplitude (AMPI ( ) des Hochfrequenz-Signals (SHF) in Überlagerung mit dem Empfangssignal (eHF)
frequenzabhängig bestimmbar ist, und dass
die Auswertungseinheit ausgelegt ist, die Fensterfunktion (F(f)) anhand der Frequenz abhängigen Amplitude (AMPI ,2,3,4) des elektrischen Hochfrequenz-Signals (SHF), des Empfangssignals (eHF), des Auswertungssignals (ZF) und/oder der Amplitude (AMPI ( ) des Hochfrequenz-Signals (SHF) in Überlagerung mit dem Empfangssignal (eHF) zu korrigieren.
7. Abstandsmessgerät nach Anspruch 6, wobei die Messeinheit zur Bestimmung der Frequenz-abhängigen Amplitude (AMP2,3,4(Ü)
- einen zweiten Signalteiler (181), der zur Abzweigung des Hochfrequenz-Signals
(SHF), des Empfangs-Signals (eHF) oder des Auswertungssignals (ZF) dient, einen nach dem zweiten Signalteiler (181) angeordneten Detektor (182), einen dem Detektor (182) nachgeschalteten Tiefpassfilter (183), und einen nach dem Tiefpassfilter (183) angeordneten zweiten Analog-/Digital- Wandler (184)
umfasst.
8. Verwendung des Abstandsmessgerätes (1) nach Anspruch 6 oder 7 als
Füllstandsmessgerät (1 ), das zur Messung des Füllstandes (L) eines in einem Behälter (2) befindlichen Füllgutes (3) dient.
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