CN110892288A

CN110892288A - 采用合成多普勒处理的直接检测激光雷达系统和方法

Info

Publication number: CN110892288A
Application number: CN201880044018.8A
Authority: CN
Inventors: 肯尼斯·普利亚; 伯纳德·德梅尔斯曼
Original assignee: Autoliv ASP Inc
Current assignee: Autoliv ASP Inc
Priority date: 2017-09-19
Filing date: 2018-08-30
Publication date: 2020-03-17
Also published as: US20190086517A1; US11460550B2; EP3685186A1; WO2019060122A1

Abstract

本发明公开了一种检测系统，该检测系统包括用于将发射信号发射到区域中的信号发射器以及接收器，接收器用于接收通过发射信号的反射生成的反射信号，并且生成指示反射信号的接收信号。处理器耦合到接收器以接收接收信号并且处理接收信号以生成区域中的一个或多个对象的检测。处理包括改变相移以由接收信号生成调相信号，并且由调相信号生成检测。

Description

采用合成多普勒处理的直接检测激光雷达系统和方法

背景技术

1.技术领域

本公开涉及激光雷达系统，并且具体地涉及使用合成多普勒处理的激光雷达系统，该激光雷达系统可用于汽车或其他应用。

2.相关领域

激光雷达(LiDAR)通常是指光检测与测距(light detection and ranging)的首字母缩略词，在这个意义上激光雷达通常被视为雷达的光学模拟。一般来讲，存在两种类型的激光雷达系统，即非相干激光雷达和相干激光雷达。非相干激光雷达(通常也称为直接检测或直接能量检测激光雷达)主要使用光回波的幅度测量，而相干激光雷达更适用于相位敏感测量或其他更复杂的发射器波形调制技术。相干系统一般使用光外差检测，其比直接检测更敏感，故允许它们以低得多的功率操作并且提供更大的测量精度和解析度，但代价是更复杂的收发器要求和成本。

发明内容

根据第一方面，提供了一种检测系统。检测系统包括用于将发射信号发射到区域中的信号发射器以及接收器，该接收器用于接收通过发射信号的反射生成的反射信号，并且生成指示反射信号的接收信号。处理器耦合到接收器以接收接收信号并且处理接收信号以生成区域中的一个或多个对象的检测。处理包括改变相移以由接收信号生成调相信号，并且由调相信号生成检测。

可由相位调制器改变相移，相位调制器改变本地振荡器(LO)信号中的相移。另选地，可通过改变在生成发射信号和接收信号中使用的直接数字合成器(DDS)的输出来改变相移。可通过将相移值累加到由接收信号生成的同相和正交相检测器信号来改变相移。相移值可为数字索引的。

可控制发射信号的频率以根据第一频率与第二频率之间的斜坡而变化。斜坡可为线性斜坡。斜坡可具有斜率，使得第一频率低于第二频率或第一频率高于第二频率。

发射信号可为调频连续波(FMCW)信号。另选地，发射信号可为脉冲信号。

信号发射器可以以变化的角度将发射信号成角度地扫描到区域中。在一些实施方案中，信号发射器包括用于以变化的角度将发射信号扫描到区域中的扫描镜。扫描镜可为微机电(MEMS)扫描镜。

检测系统可为汽车检测系统。

在一些示例性实施方案中，检测系统是雷达系统。在这些实施方案中，信号发射器是雷达信号发射器，发射信号是发射雷达信号，并且反射信号是反射雷达信号。

一个或多个对象中的至少一个相对于检测系统可为静止的。另选地或除此之外，一个或多个对象中的至少一个相对于检测系统处于运动中。

附图说明

参考指明的多个附图，以本公开的实施方案的非限制性示例的方式，在后续的具体实施方式中进一步描述了本公开，其中在附图的若干个视图中类似的附图标号表示类似的部件。

图1包括根据示例性实施方案的三条曲线，这些曲线示出了如应用于直接检测激光雷达的使用基本正弦调制包络的发射器包络调制技术。

图2包括根据其他示例性实施方案的三条曲线，这些曲线示出了如应用于直接检测激光雷达的使用脉冲突发调制包络的发射器包络调制技术。

图3包括根据其他示例性实施方案的三条曲线，这些曲线示出了如应用于直接检测激光雷达的使用线性频率包络调制的发射器包络调制技术。

图4包括根据一些示例性实施方案的正交解调系统和技术的示意性功能框图。

图5包括常规直接检测激光雷达系统的示意性功能框图。

图6A包括根据一些示例性实施方案的示意性功能框图，其示出了使用图2所示的脉冲突发发射包络调制及正交解调的激光雷达系统。

图6B是根据一些示例性实施方案的示意图，其示出了图6A的系统中使用的脉冲突发调制信号的细节。

图7是根据示例性实施方案的包括三条曲线的曲线图，这些曲线示出了与本文详述的脉冲突发包络调制激光雷达系统相关联的实验数据。

图8包括根据一些示例性实施方案的示意图，其示出了对I-通道或Q-通道的脉冲突发数据采集。

图9是示意图，其示出了N个滤波器的滤波器组的快速傅里叶变换(FFT)实现。

图10包括根据示例性实施方案的复杂FFT处理增益仿真结果的曲线图。

图11包括根据一些示例性实施方案的示意性功能框图，其示出了使用图3所示的FMCW发射包络调制及正交解调的激光雷达系统。

图12A是根据示例性实施方案的具有调频基本正弦配置的调频信号的示意性时序图。

图12B是根据示例性实施方案的具有调频基本方波配置的调频信号的示意性时序图。

图12C是根据示例性实施方案的使用图12A的基本正弦调频信号生成的包络调制的光信号的示意性时序图。

图12D是根据示例性实施方案的图12A和图12B的调频信号的频率偏差对时间的示意性时序图。

图13包括频率对时间曲线图的示意图以示出来自目标对象的中频频率(IF)输出频率，且有距离相关时延t_d。

图14包括根据示例性实施方案的I-通道和Q-通道IF信号的ADC采样的示意性时序图。

图15包括根据示例性实施方案的具有两条曲线的曲线图，这些曲线示出了FMCW包络调制激光雷达系统的实验数据。

图16包括根据示例性实施方案的用于二维FFT处理的多频率斜坡数据采集的示意性时序图。

图17包括根据示例性实施方案的用于二维FFT方法的M×N数据矩阵的示意图，该数据矩阵由来自每个频率斜坡的样本填充。

图18包括根据示例性实施方案的表格，其列出了用于FMCW激光雷达系统的示例性例示操作配置的示例性参数化数据值。

图19是根据示例性实施方案的具有正和负频率/时间斜坡包络调制斜率的组合的线性频率斜坡包络调制波形的频率偏差对时间的示意性时序图。

图20是根据示例性实施方案的步进频率斜坡包络调制波形的频率偏差对时间的示意性时序图。

图21是根据示例性实施方案的伪随机步进频率包络调制波形的频率偏差对时间的示意性时序图。

图22包括根据一些示例性实施方案的示意性功能框图，其示出了使用步进调频(FM)脉冲突发发射包络调制和正交解调及MEMS扫描镜的激光雷达系统。

图23包括根据一些示例性实施方案的详细示意图，其示出了如图22的激光雷达系统中所采用的MEMS扫描镜发射波束图案。

图24包括根据一些示例性实施方案的示意性时序图，其示出了图22和图23的激光雷达系统利用MEMS扫描镜的数据采集过程，其中每个扫描镜位置处具有单个脉冲突发频率。

图25包括根据一些示例性实施方案的图22所示的MEMS镜控制器/驱动器的示意性详细功能框图。

图26包括根据一些示例性实施方案的示意性时序图，其示出了步进FM调制脉冲与图22和图25的MEMS镜控制器/驱动器所提供的扫描镜位置的同步。

图27A至图27D包括根据一些示例性实施方案的用于扫描镜数据采集的一系列四个示例性数据矩阵。

图28包括根据一些特定示例性实施方案的使用MEMS扫描镜进行数据采集的激光雷达系统的典型汽车操作场景中的参数化数据的表格。

图29包括根据一些示例性实施方案的示意性功能框图，其示出了使用图3所示的FMCW发射包络调制及正交解调的激光雷达系统，该系统与图11所示的系统有所变化。

图30A至图30C包括根据一些示例性实施方案的数据矩阵，这些数据矩阵示出了用于对单个扫描角位置的2-D FFT处理的FMCW数据采集。

图31包括根据示例性实施方案的使用FMCW包络调制波形的合成多普勒仿真的示意性逻辑流程图。

图32包括单个波束角的仿真用FMCW合成多普勒参数的表格。

图33包括对单个扫描角的合成多普勒距离FFT计算的结果。

图34包括对单个扫描角的合成多普勒FFT的结果。

图35包括CFFT执行之后多普勒FFT的仿真结果的补充数据。

图36包括仿真结果的附加补充数据。

图37包括根据一些示例性实施方案的详细示意图，其示出了如本公开的激光雷达系统中所采用的发射波束图案。

图38包括列出与k＝50个波束角位置的数据相关联的参数的表格。

图39包括根据一些示例性实施方案的示意性功能框图，其示出了使用图2所示的脉冲式发射包络调制及正交解调的激光雷达系统，该系统与图6A所示的系统有所变化。

图40A是根据一些示例性实施方案的时序图，其示出了脉冲式激光雷达处理中的数据采集时间。

图40B包括根据一些示例性实施方案的示意图，其示出了对单个扫描角位置的脉冲数据采集。

图40C包括根据一些示例性实施方案的在脉冲数据采集期间生成的原始数据矩阵。

图40D包括根据一些示例性实施方案的在脉冲数据采集期间生成的重新填充的数据矩阵。

图41包括根据示例性实施方案的使用脉冲式包络调制波形的合成多普勒仿真的示意性逻辑流程图。

图42包括单个波束角的仿真用脉冲式合成多普勒参数的表格。

图43包括根据示例性实施方案的用于噪声生成的

程序脚本、用于脉冲式合成多普勒仿真的信号和CFFT的

程序脚本以及来自单个距离仓的n个数据样本的CFFT的仿真结果。

图44包括根据示例性实施方案的示意图，其示出了用于单次扫描的对I-通道和Q-通道的数据采集。

图45包括根据示例性实施方案的示意图，其示出了用于多次扫描的在波束位置3处对I-通道和Q-通道的数据采集。

图46包括列出与多个波束角位置的数据相关联的参数的表格。

图47包括根据一些示例性实施方案的示意性功能框图，其示出了使用图3所示的FMCW发射包络调制及正交解调的激光雷达系统，该系统与图29所示的系统有所变化。

图48包括根据示例性实施方案的配备有本文详述的一个或多个激光雷达系统的汽车的示意性透视图。

图49包括根据示例性实施方案的配备有如本文详述的两个激光雷达系统的汽车的示意性顶视图。

具体实施方式

直接检测激光雷达系统以构造和功能简单性为特征，并且与更复杂的零差或外差激光雷达系统不同，不利用会促进信号检测和处理增益优点的频率转换或降频转换级。零差/外差激光雷达系统的信号检测和处理增益优点是由发射信号的高级调制和编码与激光雷达接收器内的复杂相关处理技术的组合实现的。

从复杂军用对象成像系统到商业汽车自主巡航控制应用，已在雷达系统内利用发射信号调制和编码以及高级相关处理技术。除了很高级的测量要求(例如，NASA对CO2排放的测量)之外，激光雷达系统尚未利用这些技术。然而，根据本公开，激光发射信号包络调制和所恢复的包络调制信号的正交解调的开发已表现出与经由雷达科学关联和实现的那些类似的优点。激光发射器包络调制和正交解调代表直接检测激光雷达系统的复杂度的适度增加，且通过实现直接检测激光雷达的信号处理增益而获得了测量能力和较低操作功率方面的显著有益效果。

根据本文详述的示例性实施方案，激光发射器包络调制和接收器正交解调技术应用于直接检测激光雷达系统。详细描述了特定发射器调制包络波形，例如脉冲突发和调频连续波(FMCW)。本文还详细描述了数据采集技术和处理增益。还详细描述了与每个包络调制波形相关联的特定测量增强和参数。

图1包括根据示例性实施方案的三条曲线，这些曲线示出了如应用于直接检测激光雷达的使用基本正弦调制包络的发射器包络调制技术的一般实例。参见图1，示出了调制包络信号、正弦载波信号和包络调制载波波形。与包络调制波形、载波和发射包络调制波形相关联的数学定义根据以下方程(1)：

Mod(t)＝sin(2πf_mt)→调制波形

Car(t)＝sin(2πf_ct)→载波

T_x(t)＝Mod(t)·Car(t)→包络调制载波 (1)

应当注意，包络调制载波意味着调制波形和载波信号的倍频。直接检测激光雷达系统执行激光调制器元件内的倍频，如下详述。与使用调制载波的其他系统不同，包络调制技术引起两个边带的传输。

图2包括根据其他示例性实施方案的三条曲线，这些曲线示出了如应用于直接检测激光雷达的使用脉冲突发调制包络的发射器包络调制技术。参见图2，示出了调制包络信号、正弦载波信号和包络调制载波波形。在图2所示的脉冲突发包络调制中，重复脉冲波形对载波进行调制。激光调制器能够以极高重复频率(例如，几百兆赫)进行脉冲调制，这促进了所恢复的调制波形的相干检测且伴有信号处理有益效果，如本文将详述。

应当注意，根据示例性实施方案，调制脉冲的时间位置可为可变的，这允许脉位调制(PPM)编码。

图3包括根据其他示例性实施方案的三条曲线，这些曲线示出了如应用于直接检测激光雷达的使用线性频率包络调制的发射器包络调制技术。参见图3，示出了具有线性频率变化的调制包络信号、正弦载波信号和包络调制载波波形。图3示出了线性频率包络调制，其中在该特定示例性实施方案中，调制波形频率在特定时间间隔(ΔT)内从f₁到f₂(ΔF)线性地改变。线性调频包络有利于FMCW激光雷达的实现，这是由于根据频率偏差(ΔF)提供高距离解析度的能力、较低检测带宽以及快速傅里叶变换(FFT)计算技术的独特频谱解析特性。

发射器包络调制的一个原理是在传输时，调制包络会根据包络频率发生相位延迟。从激光雷达系统到对象的双向距离的总传输相移由以下方程(2)描述：

传输相移

R：离对象的距离

λ_mod：包络调制波长

在示例性实施方案中，如下详述，在光电二极管或光电检测器或光检测器中的包络恢复后，在正交解调器中对调制包络的幅度和传输相进行解调。

图4包括根据一些示例性实施方案的正交解调系统和技术的示意性功能框图。正交解调是利用相干信号的优点来提供调制信号的正交或矢量信号分量的有效检测技术。正交解调是通用的，在这个意义上其具有恢复调制信号的调幅(AM)、调频(FM)和调相(PM)分量的能力。参见图4，接收具有一定频率的待解调的调制输入信号并且将其应用于同相和正交相混频器。根据示例性实施方案的正交解调器包括调制载波输入频率f₀下的相干连续波(CW)本地振荡器(LO)信号、0°/90°功分器、同相和正交相混频器、以及从解调输出中消除LO信号和其他杂散信号的低通滤波器，如图所示，该解调输出在I-通道输出和Q-通道输出处提供。为了使LO与接收的包络调制信号相干，根据示例性实施方案，将单频源用于包络调制和正交解调器LO两者。

与示例性实施方案的包络调制/正交解调直接检测激光雷达方法截然不同，图5包括常规直接检测激光雷达系统50的示意性功能框图。参见图5，典型操作配置涉及经由光发射器66在发射光学器件52处进行短持续时间(通常2.0至20纳秒)的高功率激光发射脉冲的传输，该高功率激光发射脉冲由激光调制器64在数字信号处理器与控件(DSPC)68的控制下进行了调制。发射脉冲的一部分从发射器波束宽度内的对象反射，随后在至对象的双向飞行时间之后被接收光学器件54和光检测器56捕获。然后接收的信号经跨阻抗放大器(TIA)58放大并且由低通滤波器(LPF)60滤波。模数转换器(ADC)62对与脉冲宽度相称的距离仓进行采样。在DSPC 68的控制下，如果信号被确定为超过特定距离仓内的特定阈值电平，则声明目标。可采用其他处理策略来改善信噪比，例如多个发射器脉冲之后的距离仓采样以及从每个发射脉冲接收的信号能量的积分(也称为非相干检测)；然而，基本操作限于高功率脉冲传输和接收信号检测与放大。

除了上述直接检测激光雷达系统50之外，飞行时间(TOF)系统还发射方波形式的多个脉冲并且利用接收时相位检测器来测量双向飞行时间。飞行时间系统必须限制方波调制频率以避免相位模糊。

图6A包括根据一些示例性实施方案的示意性功能框图，其示出了使用图2所示的脉冲突发发射包络调制及正交解调的激光雷达系统100。与图5所示的基本直接检测激光雷达系统50的常规脉冲调制截然不同，在图6A的系统100中，使用重复脉冲突发代替单重复脉冲。图6B是根据一些示例性实施方案的示意图，其示出了图6A的系统100中使用的脉冲突发调制信号115的细节。另外，在图6A的系统100中，突发频率(其在一些特定示例性实施方案中为200MHz)产生两个边带的传输，每个边带与操作激光波长(频率)偏移调制频率。另外，在图6的系统100中，调制频率与接收时所恢复的包络相干，从而提供调制信号检测的有效方式。另外，集中在调制突发频率处的带通滤波器使TIA的宽带噪声衰减，并且还使与光电检测器和TIA相关联的l/f噪声衰减。另外，采用正交解调器来恢复脉冲突发包络和相伴的调制包络的双向传输相移。

参见图6A和图6B，根据示例性实施方案的激光雷达系统100包括接收光学器件154，在该接收光学器件处接收光能，包括来自一个或多个目标对象的光回波。在光检测器156处接收来自接收光学器件154的光能，该光检测器将接收的光能转换为一个或多个电信号。这些电信号经TIA 158放大并由BPF 160滤波，该BPF具有突发调制频率f₀下的中心频率。在一些特定示例性实施方案中，BPF 160的中心频率f₀＝200MHz，但可利用其他频率。在节点161处将所得放大且滤波的信号应用于I/Q混频器162,164的第一输入。

由信号发生器182生成用于照明所述一个或多个目标对象的光信号。将信号发生器182的输出信号(其在示例性实施方案中为连续基本正弦信号)应用于功率分配器184，该功率分配器分配该信号并且在两个输出处提供分配的信号。将第一输出185路由到分配与相移电路或90度功率分配器186，该分配与相移电路或90度功率分配器分配该信号，将相移应用于所得分配的信号之一，并且生成发生相位偏移的一对输出信号。在示例性实施方案中，将90度相移应用于这些信号之一，使得分配与相移电路或90度功率分配器186生成第一“同相”本地振荡器(LO)信号189和第二“正交相”或“正交”LO信号191，该第二“正交相”或“正交”LO信号相对于同相LO信号189相移90度。将同相和正交相LO信号189,191分别应用于VQ混频器162,164的第二输入。I/Q混频器162,164在节点161处将放大且滤波的输入信号分别与同相和正交相LO信号189,191混合，以分别生成输出信号193,195，这些输出信号分别由低通滤波器(LPF)166和LPF 168进行低通滤波。分别由模数转换器(ADC)170,172将所得经滤波的模拟信号转换为数字信号，并且在数字信号处理器与控件(DSPC)168所生成的样本控制信号197的控制下进行采样。由DSPC 168处理所得经采样的数字VQ(正交)信号(即I-通道和Q-通道信号)105,107以确定所述一个或多个目标对象的距离和/或速度。可根据需要将DSPC 168所执行的该检测处理的结果经由系统接口109转发到诸如用户界面。

继续参见图6A和图6B，将功率分配器184的第二输出187路由到脉冲调制器174，该脉冲调制器将来自功率分配器184的连续基本正弦信号187转换为脉冲式基本正弦信号111。由来自DSPC 168的输出信号线113上的脉冲突发调制信号115控制脉冲式正弦信号111中的脉冲的时序。即，由脉冲调制器174使用脉冲突发调制信号115对连续基本正弦信号187进行调制以生成脉冲式基本正弦信号111。将从脉冲调制器174所得的脉冲式调幅信号111作为调制信号应用于激光调制器176，从而生成控制/调制信号，将该控制/调制信号应用于光发射器178以生成脉冲式调幅光信号，将该脉冲式调幅光信号发射到发射光学器件180，通过该发射光学器件将脉冲式调制光信号发射到所述一个或多个目标对象。

因此，根据示例性实施方案，正交检测先于模数转换。正交检测器恢复与低频脉冲调制相关联的脉冲调制包络。随后经由每个距离仓数据集的频谱解析或其他方式处理数据样本。所使用的频谱解析方法降低检测带宽并且有效地对距离仓样本集的能量进行积分。

根据示例性实施方案，激光雷达系统100的视场内的移动对象的多普勒频率检测由相位变化的相干检测实现，该相位变化是由距离变化引起的，而该距离变化是因激光雷达系统100与目标对象之间的相对速度引起的。多普勒检测很重要，因为与多普勒处理相关联的检测带宽降低能增加与带宽比成正比的信噪比。因此，根据下文详述的本公开，本公开的合成多普勒技术是用于合成地引起静止对象的“运动”的方式，从而促进2-D FFT处理。

根据一些示例性实施方案，除了多普勒处理之外，还可使用多帧距离仓采样来执行相干脉冲积分方法，这也能增加与所积分的脉冲数成正比的信噪比。

图7是根据示例性实施方案的包括三条曲线的曲线图，这些曲线示出了与本文详述的脉冲突发包络调制激光雷达系统100相关联的实验数据。参见图7，上曲线和中曲线是I-通道和Q-通道视频输出，从而指示相干检测之后的调制包络的检测。如果检测对象表现出运动，则I-通道和Q-通道信号幅度将根据与对象运动相关联的传输相位变化而改变。该现象引起了使用脉冲突发包络调制和正交解调来检测多普勒频率的能力。图7的曲线图下端的迹线是TIA 158的输出处的光电二极管信号，其示出了相干检测之前的200MHz包络调制信号。时间标度是每格50纳秒。

现在提供数据采集与信号处理技术的详细描述，这些技术可与采用正交解调的脉冲突发包络调制激光雷达系统100结合使用。脉冲突发包络调制激光雷达系统信号处理中的第一步是在正交解调器的每个通道的输出处从连续传输脉冲采集表示每个距离仓的信号电平的数据集。

图8包括根据一些示例性实施方案的示意图，其示出了对I-通道或Q-通道的脉冲突发数据采集。图8表示连续传输脉冲之后的数据矩阵(数据集)的填充。根据示例性实施方案，帧被定义为单个传输脉冲突发，之后是接收间隔，在该接收间隔期间ADC 170,172在每个距离仓处从正交解调器输出的每个通道采集样本。根据设定距离测量解析度的脉冲突发宽度来定义距离仓。距离解析度可被写成方程(3)：

δR：距离解析度

t_W：脉冲突发宽度

c：光速

参见可表示I-通道或Q-通道信号的图8，箭头指定ADC 170,172的样本点。距离仓12中指出了可变幅度回波信号。可变幅度是距离仓12内的移动对象的相位变化的结果。静止对象产生固定幅度信号电平。

在N个帧的每一帧中的距离仓样本完成后，为正交解调器的每个通道填充M×N数据矩阵。应当注意，可变幅度距离仓脉冲由正交解调器相干地检测的移动对象产生，并且经由距离仓样本的频谱解析实现多普勒频率测量。

有两种处理方法可用于经由信噪比的增加来增强信号检测：数据矩阵的每一列的相干脉冲积分和频谱解析。数据矩阵的每一列表示在脉冲突发传输之后的离散时间点获取的距离仓样本。与相干脉冲积分有关的方法被捕获在以下方程(4)内：

I_n：距离仓列的第n个I-通道值

Q_n：距离仓列的第n个Q-通道值

在存在零均值、高斯噪声的情况下，理想相干脉冲积分使信噪比改善N，即所积分的脉冲数。

根据离散傅里叶变换和以下方程(5)执行频谱解析：

DFT_k：离散傅里叶变换的第k个元素

I_n和Q_n：如此前所定义

FFT是用于离散傅里叶变换的计算的计算有效技术，其实现以1/NT的间隔均匀分布在频域内的一组相同滤波器或滤波器组，其中T是已采集波形的N个样本的时间间隔。这在图9中示出，该图是示出N个滤波器的滤波器组的FFT实现的示意图。FFT特别适用于FMCW雷达中的IF频谱解析，因为窄信息带宽需要可使用适中能力数字信号处理器在数字上实现的滤波器组。

其可用于量化脉冲突发激光雷达包络调制波形的信号处理增益。根据示例性实施方案，在图10的曲线图内记录了仿真结果，该曲线图是复杂FFT处理增益仿真结果的曲线图。参见图10，结果示出了大约25.5dB的处理增益，如从该曲线图估计。预处理信噪比被设定为0dB。理论处理增益由PG＝10·log(N＝512)＝27.1dB计算。记录了仓k＝93中-1.5dB的信号；-27.0的噪声电平。

根据示例性实施方案，本文详述的直接检测激光雷达还可使用FMCW调制(代替脉冲突发调制)以及正交解调。图11包括根据一些示例性实施方案的示意性功能框图，其示出了使用图3所示的FMCW发射包络调制及正交解调的激光雷达系统200。图11示出了发射器包络调制激光雷达系统200的系统框图，该发射器包络调制激光雷达系统使用从第一频率f₁到第二频率f₂的调制频率的线性偏差，使得调制频率的线性偏差ΔF在ΔT时间间隔内由ΔF＝f₂–f₁给出，如在图11的框图中以图形形式示出。应当注意，除非上下文另有规定，否则针对激光雷达系统100中的脉冲突发调制的所有上述详细描述均适用于激光雷达系统200中的FMCW调制。

参见图11，根据示例性实施方案的激光雷达系统200包括接收光学器件254，在该接收光学器件处接收光能，包括来自一个或多个目标对象的光回波。在光检测器256处接收来自接收光学器件254的光能，该光检测器将接收的光能转换为一个或多个电信号。根据示例性实施方案，这些电信号经TIA 258放大并由BPF 260滤波，该BPF具有低截止频率f₁和高截止频率f_h，这些频率限定用于对光载波信号进行调制的每次线性扫频中的FM频率的标称端点。在一些特定示例性实施方案中，f₁＝100MHz并且f₂＝200MHz，但可利用其他频率。在节点261处将所得放大且滤波的信号应用于I/Q混频器262,264的第一输入。

由压控振荡器(VCO)282在来自锁相回路(PLL)控制电路283的控制信号的控制下生成调制FM信号，该PLL控制电路又由DSPC 268控制。如图11所示，VCO 282输出的频率被控制为采取从第一频率f₁到第二频率f₂的线性斜坡配置。将VCO 282的输出信号应用于功率分配器284，该功率分配器分配该信号并且在两个输出处提供分配的信号。将第一输出285路由到分配与相移电路或90度功率分配器286，该分配与相移电路或90度功率分配器分配该信号，将相移应用于所得分配的信号之一，并且生成发生相位偏移的一对输出信号。在示例性实施方案中，将90度相移应用于这些信号之一，使得分配与相移电路或90度功率分配器286生成第一“同相”本地振荡器(LO)信号289和第二“正交相”或“正交”LO信号291，该第二“正交相”或“正交”LO信号相对于同相LO信号289相移90度。将同相和正交相LO信号289,291分别应用于I/Q混频器262,264,f_{if_max}的第二输入。I/Q混频器262,264在节点261处将放大且滤波的输入信号分别与同相和正交相LO信号289,291混合，以分别生成输出信号293,295，这些输出信号分别由低通滤波器(LPF)266和LPF 268进行低通滤波，这些低通滤波器在混频器262,264的最大IF频率if max处具有截止频率。分别由模数转换器(ADC)270,272将所得经滤波的模拟信号转换为数字信号，并且在DSPC 268所生成的样本控制信号297的控制下进行采样。由DSPC 268处理所得经采样的数字I/Q(正交)信号(即I-通道和Q-通道信号)205,207以确定所述一个或多个目标对象的距离和/或速度。可根据需要将DSPC 268所执行的该检测处理的结果经由系统接口209转发到诸如用户界面。

继续参见图11，将功率分配器284的第二输出287路由到激光调制器274，该激光调制器在光发射器278处使用线性FM信号217对光输出信号进行调制，该线性FM信号具有从f₁到f₂线性地变化的频率。将所得调频的信号应用于光发射器278以生成包络调制的光信号219(参见图12C)，其中包络是调频的信号，将该包络调制的光信号发射到发射光学器件280，通过该发射光学器件将包络调频的光信号219发射到所述一个或多个目标对象。

图12A是根据示例性实施方案的具有调频基本正弦配置的调频信号217的示意性时序图。图12B是根据示例性实施方案的具有调频基本方波配置的调频信号217A的示意性时序图。图12C是根据示例性实施方案的使用图12A的基本正弦调频信号217生成的包络调制的光信号219的示意性时序图。图12D是根据示例性实施方案的图12A和图12B的调频信号217和217A的频率偏差对时间的示意性时序图。参见图11和图12A至图12D，激光雷达天线或发射光学器件280朝距离R处的对象发射包络调制的光信号219。包络调制波形的频率变化在有限持续时间ΔT和频率偏差ΔF内是线性的。应当注意，根据示例性实施方案，可利用其他包络调频波形，例如FSK(频移键控)、步进FSK、PRFM(伪随机调频)等。

在入射到发射天线280的波束宽度内的对象上后，发射信号根据对象的几何和其他物理特性而散射或反射。一部分散射的信号由激光雷达光检测器接收，其中FM调制的包络被恢复并随后经跨阻抗放大器258放大。

使用带通滤波器260进一步处理恢复/放大的FM调制波形包络，该带通滤波器集中在频率极限的算术平均值(f₂-f₁)/2以及与包络调制频率极限相称的带宽(f₂-f₁)处。带通滤波器260拒绝外来信号以及来自TIA 258的宽带噪声及检测器256和TIA 258的1/f噪声。接收的信号传播到正交解调器的输入，在此处检测到差频并将其应用于ADC 270,272。频率差由双向距离时延与正交解调器输入处的相干本地振荡器之间的时延差引起。

根据示例性实施方案，线性FM调制包络的相干检测根据图13的曲线图来提供距离信息，该曲线图包括频率对时间曲线图的示意图以示出来自目标对象的中频频率(IF)输出频率，且有距离相关时延t_d。图13示出了发射信号、接收的(延迟的)信号与所得差频之间的关系。参见图13，正交解调器的输出处的信号频率可根据方程(6)书写：

t_d：双向时延

R：对象距离，

ΔF：斜坡频率偏差

ΔT：斜坡偏差间隔

c：光速

ADC 270,272在线性频率斜坡间隔ΔT期间采集正交解调器输出的样本；然后对样本序列进行频谱分析。一般根据快速傅里叶变换(FFT)来执行频谱分析方法，该FFT实现离散距离仓的滤波器组。检查每个距离仓以确定特定阈值电平处是否存在信号。

图14包括根据示例性实施方案的I-通道和Q-通道IF信号的ADC采样的示意性时序图。参见图14，在发射间隔期间，由ADC 270,272对I-通道IF信号和Q-通道IF信号连续地进行采样，并且将这些样本存储在DSPC268存储器内。在图14中，ADC样本由竖直箭头表示。采样率f_s是样本数N除以频率斜坡时间ΔT，并且必须大于最高IF频率(用于I/Q采样)以便符合奈奎斯特采样定理。因此：

现在将详细描述根据一些示例性实施方案的可与FMCW包络调制激光雷达系统和正交解调结合使用的数据采集和信号处理技术。除了上述一维FFT处理之外，还可执行二维FFT，该二维FFT进一步增强检测过程并提供多普勒频率检测。还在本文详述了二维FFT，其中针对256点距离FFT算出处理增益为24.1dB并且针对128点多普勒FFT算出处理增益为21.1dB。

图15包括根据示例性实施方案的具有两条曲线的曲线图，这些曲线示出了FMCW包络调制激光雷达系统200的实验数据。参见图15，由“菱形”或旋转45度的方形标记的曲线是I-通道信号，并且由直立方形标记的曲线是Q-通道信号。在静态模式下执行图15所示的实验，即，使频率以1.0MHz增量手动地从100MHz改变到200MHz，而以每个频率步进记录I-通道和Q-通道幅度。图15的曲线图示出了正如预期的正交信号以及大约3.0米的例示示例性对象距离。通过记录I-通道或Q-通道的整周(2π)所需的频率变化并在以下方程(8)内执行来计算该距离：

求解

除了发射光学器件波束宽度内的单个对象之外，附加对象还引起与单独对象距离成正比的附加IF频率。用于检测多个对象的有用技术使用聚合采样数据的频谱解析。FFT是用于离散傅里叶变换(DFT)的计算的计算有效工序，其实现以1/NT的间隔均匀分布在频域内的一组相同滤波器或滤波器组，其中T是已采集波形的N个样本的时间间隔(在本例中ΔT也是如此)。FFT特别适用于FMCW雷达中的IF频谱解析，因为窄信息带宽需要可使用适中能力数字信号处理器在数字上实现的滤波器组。如上所述，图9是根据示例性实施方案的示出FFT的滤波器组属性的示意图。滤波器组的影响很重要，因为来自每个所检测的对象的信号能量集中在滤波器组的单个滤波器内，达到距离解析度的程度；并且更加重要的是噪声检测带宽的降低，这改善了信噪比。初始噪声检测带宽是低通滤波器266,268，其以如此前定义的最大距离处的IF信号频率确立的截止频率跟随I-通道和Q-通道混频器。

N点FFT的处理增益由下式给出

在采集I-通道和Q-通道数据后，执行信号处理工序(例如，FFT)，并且测试每个滤波器的信号电平并将其与此前确立的阈值进行比较。利用阈值测试来确定对象的存在或不存在，并且可引发对象辨别的附加技术。

除了称为一维FFT的奇异频率斜坡数据的FFT处理之外，根据示例性实施方案，还经由二维FFT工序实现附加信号处理增益，其中从多个频率斜坡采集采样数据以便提取如与多普勒频率有关的对象相对速度并且进一步降低噪声检测带宽，从而提供附加处理增益。根据示例性实施方案，二维FFT使用如图16所示来自多个频率斜坡的采样数据，该图包括用于二维FFT处理的多频率斜坡数据采集的示意性时序图。

图17中进一步示出了二维FFT过程工序，该图包括根据示例性实施方案的用于二维FFT方法的M×N数据矩阵的示意图，该数据矩阵由来自每个频率斜坡的样本填充。参见图17，可对数据矩阵的各行执行距离FFT，而可对数据矩阵的各列执行多普勒FFT。使用附加处理来关联或识别具有适当多普勒频率(速度)的特定对象。

继续参见图17，根据用于FMCW激光雷达系统200的二维FMCW信号处理，以与上文详述的脉冲突发激光雷达数据矩阵类似的方式填充数据矩阵。然而，就FMCW激光雷达系统200而言，使用在线性频率斜坡期间采集的样本来填充数据矩阵的各行。在线性频率斜坡引发后的固定时间由线性斜坡的离散频率下的样本填充数据矩阵的各列。在该特定示例性实施方案中，数据矩阵由ΔF＝f₂-f₁频率差内的M个频率斜坡各自的N个样本生成，其中f₂＝200MHz且f₁＝100MHz。在时间间隔ΔT内以每秒样本数(SPS)计的采样频率或采样率f_sR获得N个样本。

继续参见图17，在用于FMCW激光雷达系统200的数据矩阵中，行数据表示频率斜坡时间间隔期间来自正交解调器的每个通道的接收信号样本；后续FFT处理称为距离-FFT。列数据表示对于每个频率斜坡的对应离散时间点而言来自正交解调器的每个通道的接收信号样本，并且称为多普勒-FFT。二维FMCW信号处理实现了基本的信号处理增益优点。与上文详述的脉冲突发包络调制激光雷达100的距离-多普勒处理不同，在FMCW激光雷达系统200中，距离样本需要更少限制的采样率，即，脉冲突发包络调制激光雷达100在每个距离仓处需要至少一个样本，这转换为1/t_W的最小采样率；而FMCW激光雷达系统200需要根据最大操作距离处的IF频率的最小距离采样率。这很重要，因为高速ADC具有更高的成本。从数学上陈述如下：

f_s：采样率

R_max：最大操作距离

c：光速

ΔF：斜坡频率偏差

ΔT：频率斜坡时间

图18包括根据示例性实施方案的表格，其列出了用于FMCW激光雷达系统200的示例性例示操作配置的示例性参数化数据值。图18的参数化数据在本文作为典型道路车辆应用示例给出，以用作性能计算的基础。应当强调的是，参数化数据，特别是速度、距离、距离解析度、数据循环时间和对象检测几何形状是特定应用的参数，因此，对于其他操作场景而言，预计与图18中的示例性值有较大变化。

参见图17和图18，为了实现二维FFT计算所提供的最大处理增益，检测对象在数据采集时间T_acq的持续时间内必须保留在单个距离解析度单元内。对于FMCW调制波形而言，根据下式确定距离解析度单元：

δR：距离解析度单元(米)

c：光速(米/秒)

ΔF：频率偏差(Hz)

在最大接近速度下，对象距离单元停留时间可被写成：

T_dw：距离单元时间(秒)

v_max：70(米/秒)

数据采集时间是填充数据矩阵所需的时间，并且可被写成：

T_acq＝MΔT＝0.0168； (13)

T_acq：数据采集时间(秒)

M：频率斜坡数

ΔT：频率斜坡时间(秒)

距离单元对象停留时间与数据采集时间的比较指示符合最佳处理增益的条件。

最小距离样本数影响距离信号处理增益，并且根据以下方程受到最大操作距离处的IF频率的限制：

最大距离处的IF频率(Hz)

R_max：最大操作距离(米)

因此，可经由以下方程(15)找出最小样本数：

N_min＝f_{if_max}·ΔT＝128 (15)

应当注意，对于附加处理增益而言，可增加采样率。在这种情况下，ADC 270,272将能够采用更高的采样率而不影响性能。对于例示示例性实施方案而言，已增加了样本数以提供更大的处理增益，特别是对于对象横跨相邻距离仓的条件。用于例示性示例的样本数和距离采样率现在可被写成：

N＝每个频率斜坡256个样本

F_sR＝每秒2.0×10⁶个样本 (16)

继续参数化定义和数值分析，可通过获知标称包络调制波长/频率和最大速度来计算最大多普勒频率：

f_{D_max}：最大多普勒频率(Hz)

λ_m：调制波长(米)

f_m：调制频率(Hz)

在一些示例性实施方案中，调制频率一般受到激光调制器的限制，并且对于低成本调制器而言通常小于2GHz；但显著更高频率的激光调制器已有报道。

有利的是计算距离和多普勒参数两者的噪声检测带宽，如下文在方程(18)中指示。距离和多普勒带宽在检测过程中很重要，因为噪声电平由距离和多普勒带宽的值确定。

B_wR：FFT距离带宽(Hz)

f_sR：距离采样率(样本/秒)

N：距离样本数； (18)

f_sD：多普勒采样率(样本/秒)

M：多普勒样本数

应当注意，距离采样率与多普勒采样率的比率提供多普勒处理增益估计，并且作为距离信号处理增益的补充。

可使用以下方程(19)来估计距离和多普勒FFT的处理增益：

PG_{R_dB}＝10·log(N)＝24.1dB

PG_{D_dB}＝10·log(M)＝21.1dB (19)

示例性实施方案的重要要素包括在离对象的双向距离内包络调制波形的传输相移变化，以及正交解调器内的包络调制波形的相干检测。用于正交解调器的本地振荡器也是包络调制信号的源。

根据示例性实施方案的发射器包络调制的基本特征是在传输时，调制包络会根据包络调制频率发生相位延迟。在恢复光检测器二极管中的调制包络后，在正交解调器内检测调制包络的幅度和传输相。

根据示例性实施方案，从激光雷达到对象的双向距离的总传输相移由以下方程(20)描述：

传输相移

R：离对象的距离

λ：包络调制波长

根据示例性实施方案，多普勒频率的数学建立如下：

R＝2(R₀₊vt)

R₀离对象的固定距离

v·t是距离变化，即，代入后的速度时间乘积

定义多普勒频率：

执行差分：

在整个本具体实施方式中，已描述了包络调制波形随正频率/斜坡斜率线性地变化的实施方案，即，包络调制的频率按照线性斜坡函数(诸如图12D所示)随时间增加。应当理解，本公开还适用于也具有负斜率的线性斜坡包络调制波形，即，包络的频率随时间降低而非增加的包络调制。

此外，除了本文详述的线性斜坡FMCW波形之外，本公开还适用于其他替代包络调制波形，这些替代包络调制波形提供一些灵活性并且在一些情况下提供独特操作优点。此类替代包络调制波形可包括正/负线性频率斜坡包络调制波形、步进频率斜坡包络调制波形以及伪随机包络调频(FM)波形。这些波形的示例分别在图19、图20和图21中示出。

图19是根据示例性实施方案的具有正和负频率/时间斜坡包络调制斜率的组合的线性频率斜坡包络调制波形的频率偏差对时间的示意性时序图。参见图19，正和负频率斜坡以相等或不等的持续时间一起使用。当共同部署正和负斜坡时，可根据下式实现多普勒频率测量。参照图11的框图中所示的激光雷达系统200的I-Ch和Q-Ch输出205,207处的IF频率的方程：

在代入可变距离后，IF方程可被写成：

因此，IF频率包括两个分量：因初始距离(R₀)引起的斜坡开始处的分量；以及因相对速度引起的距离变化(vt)所致分量。斜坡的正或负斜率向IF频率赋予正或负偏移，这在每个频率斜坡期间的采集数据集的频谱解析后提供多普勒频率。多普勒频率具有正/负(±)效应，具体取决于因速度引起的递增(-)或递减(+)距离。

图20是根据示例性实施方案的步进频率斜坡包络调制波形的频率偏差对时间的示意性时序图。线性频率斜坡与步进频率斜坡之间的差值是离散频率点处的时间停留。

根据示例性实施方案，作出了步进频率斜坡的参数化操作考虑。例如，在一些示例性实施方案中，频率步进(Δf)未超过在最大操作距离处引起大于2π双向相移的值。该条件可由以下方程(25)从数学上示出：

或

Δf：最大频率步进(Hz)

c光速(米/秒)

R_max：最大操作距离(米)，

例如，如果R_max＝150米，则Δf≤1.0×10⁶Hz

另外，除了最大频率步进增量之外，该频率还在大于离最大操作距离处的目标的双向飞行时间的时间增量内停留在固定值。在方程(26)中从数学上表述如下：

例如，如果R_max＝150米，则Δt>1.0×10^-6

图21是根据示例性实施方案的伪随机步进频率包络调制波形的频率偏差对时间的示意性时序图。伪随机步进频率包络调制波形在一些方面类似于图20所示的步进频率波形，并且具有对合格性的类似限制。图21的伪随机步进频率包络调制波形可用于例如减轻在公共环境中操作的多个激光雷达传感器或系统产生的干扰。

参见图21，该频率以将复合线性斜坡的单个频率分配到已知时间位置的方式在时间间隔内发生伪随机步进。执行附加处理以便以重建线性频率斜坡的方式汇集采集的数据点。伪随机图案可为固定的，或该图案可在每个时间间隔中改变。应当注意，对频率和时间增量的量级的相同限制用于伪随机频率步进波形。伪随机频率步进波形在多个激光雷达系统可操作且须减轻干扰的环境内特别有用。

根据本文详述的示例性实施方案，发射器包络调制和接收器正交解调技术应用于直接检测激光雷达系统。已证实，如应用于直接检测激光雷达系统的发射包络调制与接收正交解调相结合的技术提供了信号处理增益，如由系统检测级处信噪比的增加确定。与示例性实施方案有关的重要操作因素包括在离对象的双向距离内包络调制波形的传输相移变化，以及正交解调器内的包络调制波形的相干检测。另外，在示例性实施方案中，从正交解调本地振荡器得出包络调制波形，从而确立用于检测的相干信号。

根据本公开的直接检测激光雷达系统中的信号处理增益的实现远远超过硬件复杂度的适度增加。集成电路锁相回路和正交解调功能的可用性提供了易实现性且对系统容量、操作功率和成本具有最小影响。另外，本文详述的激光雷达体系结构提供了具有更低发射功率、更长测量距离、降低的功率消耗和在多系统部署条件中更佳的性能的系统。

根据示例性实施方案，合成多普勒技术用于扫描激光雷达检测系统中以实现附加信号处理增益。扫描激光雷达实现可为2017年1月19日提交的案卷号为AAM-0031US的共同未决美国专利申请号15/410,158中描述的类型，该专利申请全文以引用方式并入本文。在该共同未决申请中，结合图14至图20详细描述了扫描激光雷达系统，这些图分别作为图22至图28包括在本文中。本文的图22至图28及以下对其的详细描述从该共同未决申请摘录且基本上从该共同未决申请复制，但为了清楚起见并避免纳入无关材料和过度冗余，进行了适当的记录变更。应当注意，共同未决申请中描述的扫描和同步技术是结合步进FM脉冲突发发射光信号来描述的。应当理解，该详细描述适用于本文详述的波形和实施方案。

在一些示例性实施方案中，激光雷达系统可包括用于增强光信号的处理的微机电系统(MEMS)扫描镜。MEMS扫描镜是用于实现激光束扫描的技术之一。使用半导体技术来制造MEMS镜，这促进了高产量制造、可重复的性能和低成本。MEMS扫描镜技术的附加属性是对振动和操作环境的高耐受性、准确/快速扫描、扫描镜位置的电子控制以及小容量。

图22包括根据一些示例性实施方案的示意性功能框图，其示出了使用步进调频(FM)脉冲突发发射包络调制和正交解调及MEMS扫描镜的激光雷达系统200A。参见图22，根据示例性实施方案的激光雷达系统200A包括接收光学器件154A，在该接收光学器件处接收光能，包括来自一个或多个目标对象的光回波。在光检测器156A处接收来自接收光学器件154A的光能，该光检测器将接收的光能转换为一个或多个电信号，诸如所示的方波信号。这些电信号经TIA 158A放大并由BPF 160A滤波，该BPF具有突发调制频率fi至fn下的中心频率。在节点161A处将所得放大且滤波的信号(在图22中示出为基本正弦信号)应用于I/Q混频器162A,164A的第一输入。

由包括压控振荡器(VCO)182A的步进FM源在来自锁相回路(PLL)控制电路183A的控制信号的控制下生成调制步进FM信号，该PLL控制电路又经由线181A上的控制信号由DSPC 168A控制。将VCO 182A的输出信号应用于功率分配器184A，该功率分配器分配该信号并且在两个输出处提供分配的信号。将第一输出185A路由到分配与相移电路或90度功率分配器186A，该分配与相移电路或90度功率分配器分配该信号，将相移应用于所得分配的信号之一，并且生成发生相位偏移的一对输出信号。在示例性实施方案中，将90度相移应用于这些信号之一，使得分配与相移电路或90度功率分配器186A生成第一“同相”本地振荡器(LO)信号189A和第二“正交相”或“正交”LO信号191A，该第二“正交相”或“正交”LO信号相对于同相LO信号189A相移90度。将同相和正交相LO信号189A,191A分别应用于I/Q混频器162A,164A的第二“L”输入。I/Q混频器162A,164A在节点161A处将应用于I/Q混频器162A,164A的第一“R”输入处的放大且滤波的输入信号分别与同相和正交相LO信号189A,191A混合，以分别生成输出信号193A,195A，这些输出信号分别由低通滤波器(LPF)166A和LPF168A进行低通滤波。分别由模数转换器(ADC)170A,172A将所得经滤波的模拟信号转换为数字信号，并且在DSPC 168A所生成的样本控制信号197A的控制下进行采样。由DSPC 168A处理所得经采样的数字I/Q(正交)信号(即I-通道和Q-通道信号)105A,107A以确定所述一个或多个目标对象的距离和/或速度。可根据需要将DSPC 168A所执行的该检测处理的结果经由系统接口109A转发到诸如用户界面。

继续参见图22，将功率分配器184A的第二输出187A路由到脉冲调制器174A，该脉冲调制器将来自功率分配器184A的基本正弦信号187A转换为脉冲式基本正弦信号111A。由来自DSPC 168A的输出信号线113A上的步进FM脉冲突发调制信号115A控制脉冲式正弦信号111A中的脉冲的时序。即，由脉冲调制器174A使用步进FM脉冲突发调制信号115A对基本正弦信号187A进行调制以生成脉冲式基本正弦信号111A。将从脉冲调制器174A所得的脉冲式调制信号111A作为调制信号应用于激光调制器176A，从而生成控制/调制信号117A，将该控制/调制信号应用于光发射器178A以生成步进FM脉冲突发调制光信号，将该步进FM脉冲突发调制光信号发射到发射光学器件180A，通过该发射光学器件将步进FM脉冲突发调制光信号发射到所述一个或多个目标对象。

图23包括根据一些示例性实施方案的详细示意图，其示出了如图22的激光雷达系统200A中所采用的MEMS扫描镜发射波束图案。图23示意性地示出了根据示例性实施方案的如经由发射光学器件处理的MEMS扫描镜210A的发射波束图案282A。参见图22和图23，在系统200A中，MEMS镜控制器/驱动器216A在线214A上将镜驱动信号212A提供给MEMS镜210A，这引起MEMS镜210A围绕轴线211A旋转，从而可使之取向成提供MEMS镜210A的方位角旋转或高度旋转。如图所示，信号镜驱动信号212A可为基本正弦的。MEMS扫描镜210A倾斜以允许激光雷达距离和图像应用以及多个其他光学系统中的高速、受控波束调向。如图23中表示的窄波束宽度以及MEMS扫描镜210A的快速方位角扫描或高度扫描适用于高方位角解析度扫描需求。本公开的步进FM脉冲突发包络调制波形非常适合提供互补高距离解析度并且与MEMS镜210A的扫描率兼容。

由来自DSPC 268A的输出信号线113A上的步进FM脉冲突发调制信号115A控制脉冲式正弦信号111A中的脉冲的时序。即，由脉冲调制器174A使用步进FM脉冲突发调制信号115A对基本正弦信号187A进行调制以生成脉冲式基本正弦信号111A。将从脉冲调制器174A所得的脉冲式调制信号111A作为调制信号应用于激光调制器176A，从而生成控制/调制信号117A，将该控制/调制信号应用于光发射器178A以生成步进FM脉冲突发调制光信号。在系统200A中，将步进FM脉冲突发调制光信号沿着光路240发射到MEMS镜210，其中由MEMS镜210将该信号沿着光路242A反射到发射光学器件280A，通过该发射光学器件将步进FM脉冲突发调制光信号以MEMS扫描镜210A的发射波束图案282A发射到所述一个或多个目标对象。

图24包括根据示例性实施方案的示意性时序图，其示出了激光雷达系统200A利用MEMS扫描镜210A的数据采集过程，其中每个扫描镜位置处具有单个脉冲突发频率。图24中的顶部示意图示出了在数据采集期间MEMS镜210A随时间推移的扫描角(即，角位置)，并且底部示意图示出了在数据采集期间随时间推移的步进FM脉冲突发频率。参见图22至图24，根据示例性实施方案，在每次扫描的持续时间内在每个扫描增量处采用单个固定频率脉冲突发群集。在连续扫描后，固定频率脉冲突发群集的频率增加步进频率Δf。因此，使用n次扫描来完成数据采集过程，其中n是频率步进数。图23示出了在扫描镜210A波束被扫描时脉冲突发频率和MEMS扫描镜210A角位置的同步。根据示例性实施方案，在每个离散频率步进处对每个波束位置(即，扫描增量)采集数据。应当注意，一般来讲，MEMS镜位置与时间不成线性。然而，在示例性实施方案中，经由MEMS镜位置与脉冲突发波形的同步的过程，该效应引起与镜位置的线性或同步脉冲突发关系。

继续参见图22至图24，MEMS镜控制器/驱动器216A提供步进FM脉冲突发调制信号115A的脉冲及因此步进FM脉冲突发调制光信号的光学照明脉冲与MEMS扫描镜210A的角位置的同步。图25包括根据一些示例性实施方案的MEMS镜控制器/驱动器216A的示意性详细功能框图。图26包括根据一些示例性实施方案的示意性时序图，其示出了步进FM调制脉冲与MEMS镜控制器/驱动器216A所提供的扫描镜位置的同步。

参见图22至图26，在MEMS镜控制器/驱动器216A中提供数字信号镜循环X2和镜循环。镜循环X2在扫描开始时变为高，此时MEMS镜210A处于其最大角度，仅作为示例性说明，该最大角度被示出为±12度。其在MEMS镜210A处于其中性或零度位置时再次切换为低。可使用镜循环来确定镜210A是否左移或右移(在方位角扫描的情况下)或者上移或下移(在高度扫描的情况下)。镜循环信号的上升沿和下降沿与MEMS镜210A的过零点重合。

如上所述，根据一些示例性实施方案，为了在可重复的扫描镜位置处准确地采集数据，实现扫描镜位置与脉冲突发传输时间之间的同步。一种同步技术是将开始和停止位置扫描信号之间的时间划分成许多更小的等时增量，这些等时增量接近扫描镜210A的角位置。该划分可使用被配置为倍频器的锁相回路(PLL)252A来完成。将PLL倍频器252A的输出应用于计数器254A，该计数器充当分频器。即，计数器254A输出值表示扫描的时间，镜210A的角位置可根据该扫描的时间使用余弦函数计算出或由查找表(LUT)确定，如256A所示出。使用D触发器258A来确定镜方向，并因此生成同步传输脉冲突发。因此，PLL 252A由镜循环X2信号生成时钟。对于每次扫描(其可为正向或反向的)而言，在镜循环X2信号中生成单个脉冲。PLL 252A被配置为将该单个脉冲划分为例如在时间上均匀间隔的1024个较短脉冲。将这些脉冲路由到计数器254A，该计数器的当前值对应于扫描的时间。扫描镜210A的角位置可使用余弦函数计算出或由查找表(LUT)确定，如256A所示出。当与单个D触发器258A相结合以监测镜运动的方向时，由DSPC 268A生成同步的脉冲串215A。为此，在线218A上将D触发器的输出应用于DSPC 268A，并且也在线218A上将指示镜位置的LUT/余弦函数256A的输出应用于DSPC 268A。在线214A上将也从LUT/余弦函数256A输出的镜驱动信号212A应用于MEMS扫描镜210A以控制其旋转。

就在扫描循环的负斜率期间采集的样本而言，存在潜在异常。例如，为了从相关扫描增量重建样本，可调节FFT采样率。例如，在一些特定示例性实施方案中，可将FFT采样率调节到扫描时间的两倍。

图27A至图27D包括根据一些示例性实施方案的用于扫描镜数据采集的一系列四个示例性数据矩阵。图28包括根据一些特定示例性实施方案的使用MEMS扫描镜进行数据采集的激光雷达系统100A的典型汽车操作场景中的参数化数据的表格。参见图27A至图27D和图28，MEMS扫描镜的数据采集过程包括填充或填入维度k×N的n个数据矩阵；其中n是扫描次数(亦即频率步进数)，k是扫描增量数，并且N是距离仓样本数。

根据本公开，已详细描述了符合直接检测激光雷达系统的激光发射器步进FM脉冲突发包络调制和接收器正交解调技术。还已详细描述了数据采集技术和信号处理增益。根据本公开，已证实，如应用于直接检测激光雷达系统的发射包络调制与接收正交解调相结合的技术提供了信号处理增益，如由系统检测级处信噪比的增加确定。重要操作因素包括在离对象的双向距离内包络调制波形的传输相移变化，以及正交解调器内的包络调制波形的相干检测。另外，从正交解调本地振荡器得出包络调制波形，从而确立检测所需的相干信号。

已证实，本公开的步进FM脉冲突发包络调制波形与MEMS快速扫描镜兼容。

直接检测激光雷达系统中的信号处理增益的实现远远超过硬件复杂度的适度增加。集成电路锁相回路和正交解调功能的可用性确保了易实现性且对系统容量、操作功率和成本具有最小影响。应当注意，本文详述的激光雷达体系结构促进了具有更低发射功率、更长测量距离、降低的功率消耗和在多系统部署条件中潜在更佳的性能的系统。另外，根据示例性实施方案，由于信噪比的增加，降低了距离测量误差或方差。

在一些其他示例性实施方案中，为填充附加数据矩阵而对数据采集过程的重复可提供同时的高解析度距离和多普勒测量。

根据示例性实施方案，合成多普勒技术用于使用如上详述的线性FM斜坡(即，FMCW)和脉冲传输调制波形来增加雷达和激光雷达测量系统中的处理增益。为线性FMCW调制波形确定频率斜坡偏差ΔF和持续时间ΔT。为脉冲调制波形确定脉冲宽度和脉冲重复频率。根据本公开，将合成多普勒在数字上应用于每个波形以用于增加有效处理增益的目的。使用相位的数字增量增加来利用二维FFT和常规脉冲多普勒处理技术，该相位的数字增量增加与频率斜坡或脉冲重复频率(就单波束系统而言)或天线扫描(就多波束系统而言)进行索引。本公开的合成多普勒技术能特别有效地检测静止对象，而静止对象通常不适用于二维FFT处理。

激光雷达系统(例如，汽车激光雷达系统)具有富有挑战性和抵触性的操作目标。准确的高解析度距离测量需要宽传输带宽，而宽传输带宽与宽动态范围的高采样率模数转换器(ADC)的成本相抵触。高解析度方位角和高度波束扫描需要窄波束宽度和波束位置停留时间，这会影响数据采集和系统响应时间。距离与位置测量精度需要高信噪比(SNR)，这受到发射功率和可用信号处理增益技术的限制。此前描述的发射包络调制技术加上正交解调已证实能改进直接检测激光雷达体系结构以应对汽车部署挑战。然而，由于多普勒解析和检测的限制，即使在高相对速度下，也无法实现二维(2-D)处理所提供的SNR在信号检测阶段的增强。为了促进2-D信号处理并由此改善检测SNR，本文所述的技术对解调的信号采用数字增量相位增加。另外，由于该技术实现已知的“合成”多普勒频率，频谱解析分析需要确定信号频谱的单个元素并由此减少计算时间。

如本文所用，术语“合成多普勒”是指以一定方式对信号的增量相位累加，该方式类似于由相对速度所致距离变化引起的信号传输相位变化所产生的多普勒偏移频率。不利用该合成多普勒来测量相对速度；然而，本文所述的技术提供与真实多普勒频率所提供的那些类似的信号处理选项，例如2-D FFT(就FMCW波形而言)和脉冲多普勒处理(就脉冲波形而言)，并且适用于真实多普勒因静止或较小相对运动而受限制的操作场景或者限制多普勒频率量级的操作频率。

根据示例性实施方案，本公开的合成多普勒可使用多种技术来实现。例如，在第一实施方式中，可将相位调制器直接插入在通向正交解调器的本地振荡器(LO)路径中。在第二实施方式中，可在接收间隔期间(即，在发射脉冲之后)对用于发射信号和接收信号两者的直接数字合成器(DDS)进行调相。另选地，可添加用于LO的第二DDS以在连续频率斜坡后实现调相，同时从相同时钟操作。在第三实施方式中，可在ADC进行采集之后或在FMCW波形的复数FFT(CFFT)信号分量内将增量索引的相移在数字上累加到I-通道和Q-通道信号分量。

本文详述的本公开的合成多普勒技术包括FMCW和/或脉冲式激光雷达数据采集及二维(2-D)快速傅里叶变换(FFT)处理。这些技术促进了对多普勒频率解析度受限制的操作场景的2-D处理，或经由信号处理增益(如由信噪比(SNR)的增加来量度)增强了对静止对象的检测。应当注意，本公开的技术实现了增加的信号处理增益而不伴有ADC采样率的增加。用于一维处理的信号处理增益的估计值为10·log(N)。用于二维处理的信号处理增益的估计值为10·log(n×N)。

图29包括根据一些示例性实施方案的示意性功能框图，其示出了使用图3所示的FMCW发射包络调制及正交解调的激光雷达系统，该系统与图11所示的系统有所变化。图29的框图与图11的框图的不同之处在于图29示出了上述用于生成包络调制信号的直接数字频率合成器(DDS)238A。图29的其余元件与图11的那些相同，并且由相同附图标记标识。还应当注意，虽然未在图29中示出，但图29的激光雷达系统可包括图22中示出及本文结合图22详细描述的扫描能力。如上所详述，FMCW传感器操作根据以上方程(6)提供IF频率到距离的映射。根据该方法，应用线性频率斜坡调制包络信号，并且发射调制的信号。将来自距离R处的目标对象的回波信号与发射信号混合。该混合过程生成与对象距离R成比例的IF频率。由ADC 270,272从I-通道和Q-通道采集IF信号的N个样本。经由复数傅里叶变换对IF信号的频谱分析生成该距离。

图30A至图30C包括根据一些示例性实施方案的数据矩阵，这些数据矩阵示出了用于对单个扫描角位置的2-D FFT处理的FMCW数据采集。具体地讲，图30A包括原始FMCW数据矩阵；图30B包括重新填充的数据矩阵；并且图30C包括第二重新填充的数据矩阵。参见图14、图29和图30A至图30C，生成n个频率斜坡，并且在时间ΔT内在I-通道和Q-通道中的每个频率斜坡处采集N个复数(I-通道和Q-通道)数据点。在n个斜坡之后，构建如图30A所示的单个扫描角(n×N)数据矩阵。即，在图30A所示的原始数据矩阵中，使用所采集的I-通道和Q-通道数据样本来填充复数值的n×N矩阵。每个矩阵位置具有结构化复数形式：(I-Ch_i,k+j·Q-Ch_i,k)，其中i∈1,...,n，并且k∈1,...,N。对图30A的原始数据矩阵的每一行执行长度N的复数FFT(距离FFT)。随后使用来自每一行的复数FFT元素来重新填充图30A的原始矩阵以创建图30B的重新填充的数据矩阵。图30B的重新填充的数据矩阵的每一行表示相应频率斜坡的经解析的IF频谱。图30B的重新填充的矩阵的每个行元素根据以上频率到距离映射方程(即方程(6))来表示相邻距离仓。图30B的重新填充的矩阵的每一列表示来自连续频率斜坡的距离仓数据。应当注意，对于该距离仓内的静止目标对象而言，图30B的重新填充的矩阵中的列数据是恒定的。

使用加到每个元素的数字上递增的(即，索引的)相位项值或值

的相移来增广图30B的重新填充的数据矩阵的每一列，其中i∈1,…,n。该动作对列距离仓数据实现合成多普勒频率。使用数字上递增的相位元素来重新填充图30B的重新填充的数据矩阵，从而生成图30C的第二重新填充的数据矩阵。对图30C的第二重新填充的数据矩阵的列数据执行长度n的复数FFT，并且以独特的合成所致多普勒频率解析所得的频谱。应当注意，与图30B的第一重新填充的数据矩阵的每个元素相关联的相位角由方程(27)定义：

应当注意，图30C的第二重新填充的数据矩阵的每一列根据CFFT索引来表示离散距离仓。对数据矩阵的每一列执行频谱分析。由于人工“多普勒”频率是已知的，因此频谱搜索可限于已知的人工“多普勒”频率。

图31至图35包括示意图，其示出了根据示例性实施方案的本公开的FMCW合成多普勒技术以及该技术的仿真结果。具体地讲，图31包括根据示例性实施方案的使用FMCW包络调制波形的合成多普勒仿真的示意性逻辑流程图。图32包括单个波束角的仿真用FMCW合成多普勒参数的表格。图33包括对单个扫描角的合成多普勒距离FFT计算的结果。图34包括对单个扫描角的合成多普勒FFT的结果。图35包括CFFT执行之后多普勒FFT的仿真结果的补充数据。图36包括仿真结果的附加补充数据。具体地讲，图36示出了距离CFFT的

程序脚本以及多普勒CFFT的

程序脚本。如图36所示，使用以下参数对来自FMCW激光雷达的单行数据执行距离CFFT：R＝75米，ΔF＝100MHz，ΔT＝10μs，幅度A₀＝1.0，噪声＝1.0。类似地，多普勒CFFT使用以下参数填充来自FMCW激光雷达的距离仓320处的单列数据：R＝75米，ΔF＝100MHz，ΔT＝10μs，幅度A₀＝1.0，噪声＝1.0。就多普勒CFFT而言，每个数据点随

的差分相移而递增。对图35所示的脚本进行注释以阐明参数和变量的定义。

具体参见图31，在FMCW波形的2-D FFT的步骤S301中，定义相位增量

接下来，在步骤S303中，定义多普勒FFT的长度n。接下来，在步骤S305中，定义距离FFT的长度N。接下来，在步骤S307中，定义距离FFT的IF方程。接下来，在步骤S309中，执行N点CFFT，并且将结果FFTR存储在矩阵中。接下来，在步骤S311中，将CFFT(仓320)的结果存储在列矩阵M_r,c中(仓320由R＝75米设定)。接下来，在步骤S313中，对已知的合成多普勒信号电平执行单频搜索。应当注意，可使用有效数字处理技术(诸如戈泽尔算法)来加快单频频谱搜索。

根据示例性实施方案，根据10×Log(n×N)来实现处理增益。数据采集时间被定义为T_acq＝n×ΔT。对每个频率斜坡执行N点CFFT。由于“多普勒”频率是已知的，因此对合成“多普勒”执行单频频谱分析。以n点CFFT和频谱搜索执行时间的计算为代价实现10×Log(n)的附加处理增益。

就天线波束扫描而言，图37包括根据一些示例性实施方案的详细示意图，其示出了如本公开的激光雷达系统中所采用的发射波束图案。在一些示例性实施方案中，通过使用如本文详述的MEMS扫描镜生成图37所示的发射波束图案。图37与图23类似，但有如下详述的某些差异。参见图37，该图示出了覆盖-25°至+25°的总扫描范围的k个波束位置。单次扫描所需的时间为T_扫描，其可为例如大约500μs。使用单次扫描来采集数据以便在k个波束位置中的每一个处以单个频率斜坡ΔF进行一维信号处理。使用多次扫描来采集用于2-D信号处理的数据。图38包括列出与k＝50个波束角位置的数据相关联的参数的表格。如图所示，FMCW数据采集时间T_acq被计算为：

T_acq＝n×T_扫描＝0.064秒。

上述详细描述涉及使用FMCW包络调制波形的示例性实施方案的合成多普勒技术。如上所述，还可使用脉冲式包络调制波形来执行本公开的合成多普勒技术。如下详述，使用脉冲包络调制波形的合成多普勒技术的实现更为直接，并且在数据采集之后仅需要单次复数FFT。

图39包括根据一些示例性实施方案的示意性功能框图，其示出了使用图2所示的脉冲式发射包络调制及正交解调的激光雷达系统，该系统与图6A所示的系统有所变化。图39的框图与图6A的框图的不同之处在于图39示出了上述直接数字合成器(DDS)238A。图39的其余元件与图6A的那些相同，并且由相同附图标记标识。还应当注意，虽然未在图39中示出，但图39的激光雷达系统可包括图22中示出及本文结合图22详细描述的扫描能力。如上所详述，脉冲式传感器操作经由发射脉冲之后与离目标对象的双向距离相关联的时延(根据t_d＝2R/c)来提供距离测量。在示例性实施方案中，图40A是根据一些示例性实施方案的时序图，其示出了脉冲式激光雷达处理中的数据采集时间。参见图40A，在要从其采集数据的每个帧的开始处发射脉冲。在发射脉冲之后的接收间隔期间从每个接收通道(I-Ch和Q-Ch)采集来自连续距离仓的N个数据样本(由箭头指示)。来自n个帧的数据样本形成n×N矩阵，由该矩阵执行附加处理。

图40B包括根据一些示例性实施方案的示意图，其示出了对单个扫描角位置的脉冲数据采集。图40B表示I-通道和Q-通道接收器输出。图40B中的箭头表示与图8类似的距离仓样本数据点。图40C包括根据一些示例性实施方案的在脉冲数据采集期间生成的原始数据矩阵。图40D包括根据一些示例性实施方案的在脉冲数据采集期间生成的重新填充的数据矩阵。参见图39和图40A至图40D，在时间间隔T_prf内在每个距离仓处采集来自I-通道和Q-通道数据样本的复数数据点。在单个扫描角下的n个帧之后，使用这些数据样本来填充复数值的n×N原始数据矩阵，如图40C所示。每个矩阵位置具有结构化复数形式：(I-Ch_i,k+j·Q-Ch_i,k)，其中i∈1,…,n，并且k∈1,…,N。应当注意，列数据表示来自每个连续距离仓的复数信号。这不同于上述FMCW实例，其中执行距离FFT以使这些列结构化为距离仓。

使用加到每个元素的数字上递增的(即，索引的)相位项或值

的相移来增广图40C的原始数据矩阵的每一列，其中i∈1,…,n。该动作对列距离仓数据实现合成多普勒频率。使用数字上递增的相位元素来重新填充图40C的原始数据矩阵，从而生成图40D的重新填充的数据矩阵。对图40D的重新填充的矩阵的列数据执行长度n的复数FFT，其中每一列表示离散距离仓，并且以独特的合成所致多普勒频率解析所得的频谱。对每个距离仓执行根据已知合成多普勒频率的频谱分析以评估对象存在或不存在。应当注意，用于脉冲式处理的二维信号处理不需要第二FFT。图40C的原始数据矩阵按距离仓来采集和填充，因此不需要频率-距离变换或FFT过程。脉冲式包络调制波形仅需要每个距离仓(即，列)处的单次CFFT。应当注意，在图40A至图40D的示例性图示中，在距离仓12中识别对象。

图41至图46包括示意图，其示出了根据示例性实施方案的本公开的合成多普勒技术以及使用脉冲式包络调制波形时该技术的仿真结果。具体地讲，图41包括根据示例性实施方案的使用脉冲式包络调制波形的合成多普勒仿真的示意性逻辑流程图。参见图41，在步骤S331中，定义噪声参数。接下来，在步骤S333中，定义相位增量

接下来，在步骤S335中，定义多普勒FFT的长度n。接下来，在步骤S337中，定义信号方程SSIG。接下来，在步骤S339中，执行n点CFFT，并且将结果FFTR存储在矩阵中。接下来，在步骤S341中，对已知的合成多普勒信号电平执行单频搜索。应当注意，可使用有效数字处理技术(诸如戈泽尔算法)来加快单频频谱搜索。

图42包括单个波束角的仿真用脉冲式合成多普勒参数的表格。图43包括根据示例性实施方案的用于噪声生成的

程序脚本、用于脉冲式合成多普勒仿真的信号和CFFT的

程序脚本以及来自单个距离仓的n个数据样本的CFFT的仿真结果。图43还包括SNRIN、SNRouT和处理增益PGDB的仿真结果。根据示例性实施方案，根据10×Log(n)来实现处理增益。数据采集时间被定义为T_acq＝n×T_prf。对合成多普勒执行单频频谱分析，并且多普勒频率是已知的。

图44包括根据示例性实施方案的示意图，其示出了用于单次扫描的对I-通道和Q-通道的数据采集。图44表示I-通道和Q-通道接收器输出。图44中的箭头表示与图8和图40类似的距离仓样本数据点。应当注意，对象出现于距离仓12中的波束位置3处。参见图44，在时间间隔T_prf内在每个波束扫描位置(k)处采集N个数据点。需要单次扫描来填充每个波束扫描位置处的k×N数据矩阵。在每个波束扫描位置处，可评估距离仓信号电平以用于对象检测。如果利用单次扫描，则处理增益不可用。必须增加波束扫描位置停留时间以适应多个PRF，从而提供处理增益。

图45包括根据示例性实施方案的示意图，其示出了用于多次扫描的在波束位置3处对I-通道和Q-通道的数据采集。应当注意，对象出现于距离仓12中。参见图45，对n次扫描重复单扫描数据采集。为每个扫描波束位置形成k×N数据矩阵。因此，完整数据矩阵是3维的并按波束扫描位置k索引。信号处理需要在增量相位累加

之后对每个波束位置(k)处的每个距离仓(N)进行n点频谱分析，其中i∈1,…,n。

图46包括列出与多个波束角位置的数据相关联的参数的表格。如图所示，脉冲数据采集时间T_acq被计算为：

T_acq＝n×T_扫描＝0.0512秒。

如上所述，根据示例性实施方案，本公开的合成多普勒可使用多种技术来实现。例如，在另一个实施方式中，可将相位调制器直接插入在通向正交解调器的本地振荡器(LO)路径中。图47包括根据一些示例性实施方案的示意性功能框图，其示出了使用图3所示的FMCW发射包络调制及正交解调的激光雷达系统，该系统与图29所示的系统有所变化。图47的框图与图29的框图的不同之处在于图47示出了插入在功率分配器284的输出285与90度功率分配器286的输入之间的相位调制器293A。为产生示例性实施方案的合成“多普勒”而引入的相移由DSPC 268经由控制线/接口295A控制。图47的其余元件与图29的那些相同，并且由相同附图标记标识。还应当注意，虽然未在图47中示出，但图47的激光雷达系统可包括图22中示出及本文结合图22详细描述的扫描能力。

本文详述的本公开的合成多普勒技术的应用在包括相对运动的环境中提供了有利的操作特征。该技术实现了静止和移动目标对象以及距离递减和递增的目标对象的区分。按照这些原则，根据本公开，合成多普勒增量相位被累加到第一FFT的所有距离仓列。由于合成多普勒频率是已知的，因此静止对象的所有距离仓将位于已知的合成多普勒频率处。此外，所有接近的对象将位于高于合成多普勒频率的频率仓中，而距离递增的对象将位于低于合成多普勒频率处。相同信号处理增益可用于静止和移动对象。

图48包括根据示例性实施方案的配备有本文详述的一个或多个激光雷达系统100的汽车500的示意性透视图。参见图48，应当注意，虽然仅示出了单个激光雷达系统100，但应当理解，根据示例性实施方案的多个激光雷达系统100可用于汽车500中。另外，为了简化说明，激光雷达系统100被示出为安装在汽车500上或该汽车的前面部分。还应当理解，一个或多个激光雷达系统100可安装在汽车500上的各种位置处。另外，虽然仅示出了系统100，但应当理解，可使用本文所述激光雷达系统的任何实施方案。

图49包括根据示例性实施方案的配备有如上所详述的两个激光雷达系统100的汽车500的示意性顶视图。在图49所示的特定实施方案中，第一激光雷达系统100经由总线560(其在一些实施方案中可为标准汽车控制器局域网(CAN)总线)连接到第一CAN总线电子控制单元(ECU)558A。由激光雷达系统100中本文详述的激光雷达处理生成的检测可报告给ECU 558A，该ECU处理这些检测并且可经由CAN总线560提供检测警报。类似地，在一些示例性实施方案中，第二激光雷达系统100经由CAN总线560连接到第二CAN总线电子控制单元(ECU)558B。由激光雷达系统100中本文详述的激光雷达处理生成的检测可报告给ECU558B，该ECU处理这些检测并且可经由CAN总线560提供检测警报。应当注意，该配置仅是示例性的，并且可实现汽车500内的许多其他汽车激光雷达配置。例如，可使用单个ECU代替多个ECU。另外，可完全省略这些单独的ECU。另外，虽然仅示出了系统100，但应当理解，可使用本文所述激光雷达系统的任何实施方案。

实验数据指示利用信号处理增益的更多机会。根据增加的处理增益、测量精度和空间解析度的系统性能目标来考虑附加调制和编码波形。

应当注意，本公开描述了安装在汽车中的激光雷达系统。应当理解，本公开的系统适用于任何种类的车辆，例如公共汽车、火车等，或本公开的激光雷达系统不必与任何种类的车辆相关联。

还应当注意，上述详细描述主要涉及激光雷达检测系统。应当理解，本公开还适用于其他形式的检测系统，诸如雷达系统。

虽然在阅读以上描述之后，本公开的许多改动和修改对于本领域普通技术人员是显而易见的，但应当理解以说明性方式示出和描述的特定实施方案并非意在被视为限制性的。另外，已经参考特定实施方案描述了主题，但是本领域技术人员将想到在本公开的实质和范围内的变化。应当注意提供以上示例仅为了进行解释，并且决不应被理解成限制本公开。

虽然已参考本发明构思的示例性实施方案来具体示出和描述本发明构思，但本领域的普通技术人员应当理解，在不脱离由所附权利要求限定的本发明构思的实质和范围的情况下，可以在其中进行形式和细节上的各种改变。

Claims

1.一种检测系统，包括：

信号发射器，所述信号发射器用于将发射信号发射到区域中；

接收器，所述接收器用于接收通过所述发射信号的反射生成的反射信号，并且生成指示所述反射信号的接收信号；和

处理器，所述处理器耦合到所述接收器以用于接收所述接收信号并且处理所述接收信号以生成所述区域中的一个或多个对象的检测，所述处理包括改变相移以由所述接收信号生成调相信号，并且由所述调相信号生成所述检测。

2.根据权利要求1所述的检测系统，其中由相位调制器改变所述相移，所述相位调制器改变本地振荡器(LO)信号中的相移。

3.根据权利要求1所述的检测系统，其中通过改变在生成所述发射信号和所述接收信号中使用的直接数字合成器(DDS)的输出来改变所述相移。

4.根据权利要求1所述的检测系统，其中通过将相移值累加到由所述接收信号生成的同相和正交相检测器信号来改变所述相移。

5.根据权利要求4所述的检测系统，其中所述相移值是数字索引的。

6.根据权利要求1所述的检测系统，其中控制所述发射信号的频率以根据第一频率与第二频率之间的斜坡而变化。

7.根据权利要求6所述的检测系统，其中所述斜坡是线性斜坡。

8.根据权利要求6所述的检测系统，其中所述第一频率低于所述第二频率。

9.根据权利要求6所述的检测系统，其中所述第一频率高于所述第二频率。

10.根据权利要求1所述的检测系统，其中所述发射信号是调频连续波(FMCW)信号。

11.根据权利要求1所述的检测系统，其中所述发射信号是脉冲信号。

12.根据权利要求1所述的检测系统，其中所述信号发射器以变化的角度将所述发射信号成角度地扫描到所述区域中。

13.根据权利要求1所述的检测系统，其中所述信号发射器包括用于以变化的角度将所述发射信号扫描到所述区域中的扫描镜。

14.根据权利要求13所述的检测系统，其中所述扫描镜是微机电(MEMS)扫描镜。

15.根据权利要求1所述的检测系统，其中所述检测系统是汽车检测系统。

16.根据权利要求1所述的检测系统，其中：

所述检测系统是雷达系统；

所述信号发射器是雷达信号发射器；

所述发射信号是发射雷达信号；并且

所述反射信号是反射雷达信号。

17.根据权利要求1所述的检测系统，其中：

所述检测系统是激光雷达系统；

所述信号发射器是激光雷达信号发射器；

所述发射信号是发射激光雷达信号；并且

所述反射信号是反射激光雷达信号。

18.根据权利要求1所述的检测系统，其中所述一个或多个对象中的至少一个相对于所述检测系统是静止的。

19.根据权利要求1所述的检测系统，其中所述一个或多个对象中的至少一个相对于所述检测系统处于运动中。