JP4437804B2 - レーダ装置および距離測定方法 - Google Patents

Description

本発明は、目標物までの距離を測定するレーダ装置および距離測定方法に関するものである。

従来より、簡単な信号処理で、目標物までの距離を測定するレーダ装置として、カオスレーザーレーダ装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。図９は、カオスレーザーレーダ装置の動作原理を説明する波形図である。カオスレーザーレーダ装置は、ランダム信号（カオス信号）である送信信号により光や電波を変調し、変調した光や電波を目標物に照射して、目標物に当たって反射した光や電波を電気信号に変換して受信信号を得る。

次に、＋１と−１の２値に変換した２値化送信信号（図９のＳＴ）の時間軸上のある１点を基準時刻とし、この基準時刻から送信信号ＳＴの１番目の立ち上がりエッジまでの時間Ｄ１、２番目の立ち上がりエッジまでの時間Ｄ２、３番目の立ち上がりエッジまでの時間Ｄ３、ｎ（ｎは任意の正の整数）番目の立ち上がりエッジまでの時間Ｄｎを検出して、２値化した受信信号（図９のＳＲ）をＤ１からＤｎまでの各々の時間分だけシフトした受信信号ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＲ３，・・・，ＳＲｎを生成する。そして、ｎ個の受信信号ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＲ３，・・・，ＳＲｎを加算すると、加算信号ＳＵＭには、送信信号と受信信号の時間差に相当するところにゼロクロス点が現れる。このゼロクロス点の前後の時間では、ランダムパルス波形が平均化されて加算信号ＳＵＭが０に収束する。加算信号ＳＵＭのゼロクロス点の位置に基づいて、送信信号ＳＴの基準時刻に対する受信信号ＳＲの遅延時間を求めると、この遅延時間は光や電波が目標物で反射して戻ってくるまでの時間（飛行時間）であるから、遅延時間を基に目標物までの距離を算出することができる。

特開２００４−３０１５８８号公報

カオスレーザーレーダ装置では、信号の立ち上がりが揃うように既知の時間だけ受信信号をずらして加算するため、受信状態に関わらず信号処理ができる上に、受信信号にノイズが含まれている場合でも、加算信号のピーク値に影響を与えるだけであるので、耐ノイズ性に優れるという利点がある。
しかしながら、カオスレーザーレーダ装置では、距離の分解能がパルスの（電磁波の速度／クロック周波数）となっているために、分解能を向上させるためには非常に高いクロック周波数で作動する高速の回路を必要とし、例えばコスト等の理由により高速の回路が使用できない場合には、距離の測定精度が悪くなるという問題点があった。

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、高速の回路を使用することなく、目標物までの距離を高精度に測定することができるレーダ装置および距離測定方法を提供することを目的とする。そして、本発明の技術的思想は、送信信号のパターンとこれが目標物に反射して戻ってきた受信信号のパターンとが類似している（受信信号には多少のノイズが含まれるので完全な同一ではない）ことに着目し、両パターンの時間軸上のズレを送信信号に対する受信信号の遅延時間として検出するために、フーリエ変換を用いたパターン照合方法を適用したことにある。

本発明のレーダ装置は、略非周期性の疑似ランダム信号である送信信号を生成する送信信号生成部と、電磁波を前記送信信号で変調した送信波を放射する送信部と、前記送信波の反射波を受信して受信信号を出力する受信部と、前記送信信号に対する前記受信信号の遅延時間を求め、この遅延時間を基に前記送信波を反射した物体までの距離を算出する演算部と、前記送信信号と前記受信信号をそれぞれ２値化して２値化送信信号と２値化受信信号を生成する２値化回路と、前記２値化送信信号の基準時刻から複数の立ち上がりエッジまでの時間をそれぞれ検出するエッジ検出部と、前記２値化受信信号を前記エッジ検出部が検出した複数の時間分だけシフトした複数の受信信号を生成するシフトレジスタと、このシフトレジスタによって生成された複数の受信信号を加算して加算信号を生成する加算処理部と、前記加算信号のゼロクロス点の位置に基づいて、前記２値化送信信号の基準時刻に対する前記２値化受信信号の遅延時間を求める第１の遅延時間検出部とを有し、前記演算部は、前記送信信号生成部が生成した送信信号と前記受信部が検出した受信信号にそれぞれ１次元離散的フーリエ変換を施してフーリエ送信信号とフーリエ受信信号を生成する第１のフーリエ変換部と、前記フーリエ送信信号と前記フーリエ受信信号を合成して合成フーリエ信号を生成する合成処理部と、前記合成フーリエ信号の振幅抑制処理を行う振幅抑制処理部と、前記振幅抑制処理後の合成フーリエ信号に１次元離散的フーリエ変換又は１次元離散的逆フーリエ変換を施して相関信号を生成する第２のフーリエ変換部と、前記相関信号のピーク位置に基づいて、前記送信信号生成部が生成した送信信号に対する、前記受信部が検出した受信信号の遅延時間を求める第２の遅延時間検出部と、この第２の遅延時間検出部が検出した遅延時間を基に前記送信波を反射した物体までの距離を算出する距離算出部とを備え、前記第１のフーリエ変換部と前記合成処理部と前記振幅抑制処理部と前記第２のフーリエ変換部と前記第２の遅延時間検出部とは、前記第１の遅延時間検出部が検出した遅延時間を中心とする所定の時間範囲についてのみ処理を実行して、前記送信信号生成部が生成した送信信号に対する、前記受信部が検出した受信信号の遅延時間を求め、前記送信信号生成部が生成する送信信号は、パルスが台形波若しくは略台形波状のランダムパルス信号、又はパルスが正弦波状のランダムパルス信号であることを特徴とするものである。

また、本発明の距離測定方法は、略非周期性の疑似ランダム信号である送信信号を生成する送信信号生成手順と、電磁波を前記送信信号で変調した送信波を放射する送信手順と、前記送信波の反射波を受信して受信信号を出力する受信手順と、前記送信信号と前記受信信号をそれぞれ２値化して２値化送信信号と２値化受信信号を生成する２値化手順と、前記２値化送信信号の基準時刻から複数の立ち上がりエッジまでの時間をそれぞれ検出するエッジ検出手順と、前記２値化受信信号を前記エッジ検出手順で検出した複数の時間分だけシフトした複数の受信信号を生成するシフト手順と、このシフト手順で生成した複数の受信信号を加算して加算信号を生成する加算処理手順と、前記加算信号のゼロクロス点の位置に基づいて、前記２値化送信信号の基準時刻に対する前記２値化受信信号の遅延時間を求める第１の遅延時間検出手順と、前記送信信号生成手順で生成した送信信号と前記受信手順で検出した受信信号にそれぞれ１次元離散的フーリエ変換を施してフーリエ送信信号とフーリエ受信信号を生成する第１のフーリエ変換手順と、前記フーリエ送信信号と前記フーリエ受信信号を合成して合成フーリエ信号を生成する合成処理手順と、前記合成フーリエ信号の振幅抑制処理を行う振幅抑制処理手順と、前記振幅抑制処理後の合成フーリエ信号に１次元離散的フーリエ変換又は１次元離散的逆フーリエ変換を施して相関信号を生成する第２のフーリエ変換手順と、前記相関信号のピーク位置に基づいて、前記送信信号生成手順で生成した送信信号に対する、前記受信手順で検出した受信信号の遅延時間を求める第２の遅延時間検出手順と、この第２の遅延時間検出手順で検出した遅延時間を基に前記送信波を反射した物体までの距離を算出する距離算出手順とを備え、前記第１のフーリエ変換手順と前記合成処理手順と前記振幅抑制処理手順と前記第２のフーリエ変換手順と前記第２の遅延時間検出手順とは、前記第１の遅延時間検出手順で検出した遅延時間を中心とする所定の時間範囲についてのみ処理を実行して、前記送信信号生成手順で生成した送信信号に対する、前記受信手順で検出した受信信号の遅延時間を求め、前記送信信号生成手順で生成する送信信号は、パルスが台形波若しくは略台形波状のランダムパルス信号、又はパルスが正弦波状のランダムパルス信号であることを特徴とするものである。

本発明によれば、送信信号生成部と、送信部と、受信部と、演算部とを設け、演算部が位相限定相関法を用いて送信信号に対する受信信号の遅延時間を求め、この遅延時間を基に送信波を反射した物体までの距離を算出するようにしたので、従来のカオスレーザーレーダ装置やタイムオブフライトのように回路の速度に制限されず、目標物までの距離を高精度に測定することができる。

また、本発明では、送信信号をパルスが台形波又は略台形波状のランダムパルス信号とすることにより、位相限定相関法とカオスレーザーレーダ方式の双方に適した送信信号とすることができる。
また、本発明では、送信信号をパルスが正弦波状のランダムパルス信号とすることにより、位相限定相関法で処理する周波数帯域を制限することができ、遅延時間の誤算出率を低減することができるので、耐ノイズ性と高分解能を両立させたレーダ装置を実現することができる。

また、本発明では、カオスレーザーレーダ方式により検出した遅延時間を中心とする所定の時間範囲についてのみ位相限定相関法により受信信号の遅延時間を求めるようにしたので、位相限定相関法を用いる演算部の計算量を少なくすることができる。また、本発明では、カオスレーザーレーダ方式を併用することにより、耐ノイズ性と高分解能を両立させたレーダ装置を実現することができる。

概念上では、信号ｎ（ｔ）がランダム信号であるという時、他の時系列との相関が０であり、ラグが０の場合以外は自己相関係数が０となる（すなわち非周期性の）信号を指す。しかし、工学的にはそのような理想状態にあるランダム信号を常に実現することはできず、通常はある程度の自己相関を持った（すなわち略非周期性の）信号しか得られない。ここでは工学的に実現可能なランダム信号を総称して「擬似ランダム信号」という。
なお、本実施の形態の送信信号は、略非周期性を有するとしているが、この略非周期性とは、送信信号の周期をＴ、高速をＣとすると、次式を満たすことを意味する。
Ｔ＞（２×Ｌｍａｘ）／Ｃ ・・・（１）
式（１）におけるＬｍａｘは本実施の形態のレーダ装置で想定している測定可能な最大距離である。

［参考例］
以下、本発明の参考例について図面を参照して説明する。図１は本発明の参考例に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。本参考例のレーダ装置は、略非周期性の疑似ランダム信号である送信信号を生成する送信信号生成部１と、レーザー光を送信信号で強度変調した送信光を放射する送信部２と、送信光の反射光を受光して受信信号を出力する受信部３と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４と、送信信号に対する受信信号の遅延時間を求め、この遅延時間を基に、送信光を反射した物体までの距離を算出する位相限定相関演算部５とを有する。

送信部２は、レーザーダイオード（ＬＤ）２０と、ＬＤ２０を駆動するＬＤ駆動回路２１とから構成される。なお、ＬＤの代わりにＬＥＤを用いてもよい。
受信部３は、フォトダイオード（ＰＤ）３０と、ＰＤ３０から出力される信号を増幅する増幅回路３１とから構成される。

以下、本参考例のレーダ装置の動作を説明する。送信信号生成部１は、疑似ランダム信号である送信信号を生成する。詳述すると、電子回路の抵抗器等に発生する熱雑音、大気雑音または宇宙雑音、放射性元素の崩壊による放射線の発生、あるいはマイクロコンピュータに搭載されている擬似乱数発生器ＰＲＮＧ等の周知の手段により擬似ランダム信号を得る。次に、擬似ランダム信号をクロック・パルスに合わせて周期的にサンプリングし、このサンプリング値を適当な閾値と比較し、小さければ０、大きければ１を次回のサンプリングまで保持する。このようにして、クロックの周期毎に０及び１のいずれかの状態が略非周期的に出来するパルス信号としての擬似ランダム信号（以下、ランダムパルス信号ということもある）を得る。なお、後述する位相限定相関法の誤算出率を低減するために、送信信号は方形波よりもパルスが台形波状のランダムパルス信号であることが好ましい。方形波を台形波に変換することは周知の信号処理技術で実現できる。このとき、台形波は、完全な台形波ではなく、立ち上がりと立ち下がりのスロープが例えばＣＲを用いた指数関数で表される曲線状の略台形波でもよい。なお、上述の擬似ランダム信号は、使用する度に新たに生成されるものであっても良いし、予めメモリに記憶されていて使用する度に再生されるものであっても良い。

位相限定相関法では、送信信号にはアナログ信号を用いる必要があり、一方、後述するカオスレーザーレーダでは、送信信号には本来急峻で再現性のある立ち上がりを持つパルスのような信号を用いる必要がある。台形波又は略台形波を用いることにより、比較的簡単な手段（例えばランダムパルス信号の出力にＣＲ回路などの１次遅延回路を追加するなど）で位相限定相関法とカオスレーザーレーダ方式の双方に適した送信信号とすることができる。

送信部２のＬＤ駆動回路２１は、送信信号に応じてＬＤ２０を駆動することにより、送信信号に応じて強度変調されたパルス状のレーザー光である送信光をＬＤ２０から出力させる。この送信光は、図示しない投射レンズにより平行光となって照射される。

送信部２から照射された送信光は、送信部２の前方にある物体（以下、目標物１０と呼ぶ）に当たって反射され、この反射光の一部が図示しない受光レンズで集光されて、受信部３のＰＤ３０に入射する。
ＰＤ３０は、入射した光を電流に変換し、増幅回路３１は、ＰＤ３０の出力電流を電圧に変換して増幅し、受信信号として出力する。

ＬＰＦ４は、受信部３から出力された受信信号の高周波成分を除去する。
次に、位相限定相関演算部５は、送信信号生成部１が生成した送信信号とＬＰＦ４を通過した受信信号とを受けて、送信信号に対する受信信号の遅延時間を求め、この遅延時間を基に目標物１０までの距離を計算する。位相限定相関演算部５は、送信信号に対する受信信号の遅延時間を求める手法として、位相限定相関法を用いる。

位相限定相関法は、信号の位相に着目した相互相関アルゴリズムである。信号をフーリエ変換すると振幅スペクトルと位相スペクトルが得られるが、このうち位相スペクトルは信号の強度変化、すなわち信号の形状に関わる情報を保存しており、振幅スペクトルにはこうした情報は含まれていない。位相限定相関法は、相関値の計算過程において振幅情報を除去し（あるいは振幅情報の重みを減じ）、位相情報のみを用いる（あるいは位相情報の重みを増して用いる）相互相関アルゴリズムである。以下、この位相限定相関法についてより詳細に説明する。

図２は位相限定相関演算部５の１構成例を示すブロック図、図３は位相限定相関演算部５の動作を示すフローチャートである。位相限定相関演算部５は、入力部５０と、第１のフーリエ変換部５１と、合成処理部５２と、振幅抑制処理部５３と、第２のフーリエ変換部５４と、遅延時間検出部５５と、距離算出部５６とを有する。

まず、入力部５０は、送信信号と受信信号をそれぞれＡＤ変換して取り込む（図３ステップＳ１００）。このとき図４に示すように、ＡＤ変換のサンプリング周期Ｔｓは、送信信号の台形波の長さｔｐよりも短いことが必要とされる。言い換えると、送信信号は、台形波の長さｔｐがサンプリング周期Ｔｓよりも長くなるように生成される。さらに、台形波の形状を適切に取り込むために、送信信号の立ち上がり時間ｔｕおよび立ち下がり時間ｔｄは、サンプリング周期Ｔｓよりも長いことが望ましい。

続いて、第１のフーリエ変換部５１は、入力部５０が取り込んだ送信信号と受信信号にそれぞれ１次元離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）を施す（ステップＳ１０１）。これにより、時間軸に関するデータが周波数軸に関するデータに変換される。以後、フーリエ変換後の送信信号、受信信号をそれぞれフーリエ送信信号、フーリエ受信信号と呼ぶ。

次に、合成処理部５２は、フーリエ送信信号とフーリエ受信信号とを合成して、合成フーリエ信号を得る（ステップＳ１０２）。ここで、合成フーリエ信号は、フーリエ受信信号をＡ×ｅ^jθとし、フーリエ送信信号をＢ×ｅ^jφとした場合、Ａ×Ｂ×ｅ^j(θ-φ)で表される。ただし、Ａ，Ｂは振幅スペクトル、θ，φは位相スペクトルで、いずれも周波数（フーリエ）空間の関数とする。この合成フーリエ信号Ａ×Ｂ×ｅ^j(θ-φ)は、次式で表される。
Ａ×Ｂ×ｅ^j(θ-φ)＝Ａ×Ｂ×ｃｏｓ（θ−φ）＋ｊ×Ａ×Ｂ×ｓｉｎ（θ−φ）
・・・（２）

そして、Ａ×ｅ^jθ＝α₁＋ｊβ₁、Ｂ×ｅ^jφ＝α₂＋ｊβ₂とすると、Ａ＝（α₁ ²＋β₁ ²）^1/2，Ｂ＝（α₂ ²＋β₂ ²）^1/2，θ＝ｔａｎ^-1（β₁／α₁），φ＝ｔａｎ^-1（β₂／α₂）となる。式（２）を計算することにより合成フーリエ信号を得ることができる。なお、Ａ×Ｂ×ｅ^j(θ-φ)＝Ａ×Ｂ×ｅ^jθ×ｅ^-jφ＝Ａ×ｅ^jθ×Ｂ×ｅ^-jφ＝（α₁＋ｊβ₁）×（α₂−ｊβ₂）＝（α₁×α₂＋β₁×β₂）＋ｊ（α₂×β₁−α₁×β₂）として、合成フーリエ信号を求めるようにしてもよい。

振幅抑制処理部５３は、合成フーリエ信号の振幅抑制処理を行う（ステップＳ１０３）。本参考例では、振幅抑制処理として、対数（ｌｏｇ）処理を行う。すなわち、振幅抑制処理部５３は、前記の合成フーリエ信号Ａ×Ｂ×ｅ^j(θ-φ)の対数をとり、ｌｏｇ（Ａ×Ｂ）×ｅ^j(θ-φ)とすることにより、合成フーリエ信号の振幅Ａ×Ｂをｌｏｇ（Ａ×Ｂ）に抑制する（Ａ×Ｂ＞ｌｏｇ（Ａ×Ｂ））。なお、振幅抑制処理として合成フーリエ信号の平方根を求める処理を行うようにしてもよい。また、対数処理や平方根処理に限らず、振幅を抑制することができればどのような処理でもよい。

振幅抑制処理を施した合成フーリエ信号では、送信信号と受信信号の強度差による影響が小さくなる。すなわち、振幅抑制処理を行うことにより、合成フーリエ信号のスペクトラム強度が抑圧されるので、飛び抜けた値がなくなり、より多くの情報が有効となる。また、振幅抑制処理を行うことにより、遅延時間の導出に必要な情報である特徴的な部分がより強調される。

次に、第２のフーリエ変換部５４は、振幅抑制処理後の合成フーリエ信号に１次元離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）を施す（ステップＳ１０４）。この１次元離散的フーリエ変換により周波数軸に関するデータが時間軸に関するデータに変換され、相関信号が得られる。なお、第２のフーリエ変換部５４は、１次元離散的フーリエ変換を施す代わりに、１次元離散的逆フーリエ変換を施すようにしてもよい。

第２のフーリエ変換部５４から出力される相関信号（時間軸に関するデータ）では、送信信号と受信信号の時間差に相当するところに振幅のピークが現れる。遅延時間検出部５５は、この相関信号のピーク位置に基づいて、送信信号に対する受信信号の遅延時間を求める（ステップＳ１０５）。このとき、遅延時間検出部５５は、相関信号に対して内挿法を用いてピーク位置をサンプリング周期Ｔｓの数分の１から数十分の１程度の精度で求めることにより、受信信号の遅延時間を高精度に求めることができる。

遅延時間検出部５５が検出した遅延時間をｄ［ｓ］、目標物１０までの距離をＬ［ｍ］、光速をＣ［ｍ／ｓ］とすると、次式の関係が成り立つ。
ｄ＝（２×Ｌ）／Ｃ ・・・（３）
距離算出部５６は、遅延時間検出部５５が検出した遅延時間ｄから、式（３）により目標物１０までの距離Ｌを算出する（ステップＳ１０６）。

以上のように、本参考例では、位相限定相関法を用いることにより、送信信号に対する受信信号の遅延時間を高精度に検出することができるので、従来のカオスレーザーレーダ装置やタイムオブフライトのように回路の速度に制限されず、目標物までの距離を高精度に測定することができる。

［第１の実施の形態］
次に、本発明の第１の実施の形態について説明する。図５は本発明の第１の実施の形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態のレーダ装置は、送信信号生成部１と、送信部２と、受信部３と、ＬＰＦ４と、位相限定相関演算部５と、送信信号と受信信号をそれぞれ２値化する２値化回路６と、カオスレーザーレーダ方式により送信信号に対する受信信号の遅延時間を求めるカオスレーザーレーダ演算部７とを有する。

送信信号生成部１、送信部２、受信部３、ＬＰＦ４の動作は参考例と同じである。
２値化回路６は、送信信号生成部１から出力された送信信号を＋１と−１の２値に変換すると共に、ＬＰＦ４を通過した受信信号を同様に２値に変換する。ＬＰＦ４を通過した受信信号を用いるのはノイズ低減のためである。

図６はカオスレーザーレーダ演算部７の１構成例を示すブロック図、図７はカオスレーザーレーダ演算部７と位相限定相関演算部５の動作を示すフローチャートである。カオスレーザーレーダ演算部７は、エッジ検出部７０と、シフトレジスタ７１と、加算処理部７２と、遅延時間検出部７３とを有する。位相限定相関演算部５には送信信号生成部１が生成した送信信号とＬＰＦ４を通過した受信信号が入力され、カオスレーザーレーダ演算部７には２値化回路６によって２値化された送信信号と受信信号が入力される。

まず、カオスレーザーレーダ演算部７のエッジ検出部７０は、２値化された送信信号（図９のＳＴ）の時間軸上のある１点を基準時刻とし、この基準時刻から送信信号ＳＴの１番目の立ち上がりエッジまでの時間Ｄ１、２番目の立ち上がりエッジまでの時間Ｄ２、３番目の立ち上がりエッジまでの時間Ｄ３、ｎ（ｎは任意の正の整数）番目の立ち上がりエッジまでの時間Ｄｎを検出する。そして、シフトレジスタ７１は、２値化された受信信号（図９のＳＲ）をＤ１からＤｎまでの各々の時間分だけシフトした受信信号ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＲ３，・・・，ＳＲｎを生成する（図７ステップＳ２００）。

加算処理部７２は、シフトレジスタ７１によって生成されたｎ個の受信信号ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＲ３，・・・，ＳＲｎを加算する（ステップＳ２０１）。これにより、図９に示したような加算信号ＳＵＭが得られる。この加算信号ＳＵＭでは、送信信号と受信信号の時間差に相当するところにゼロクロス点が現れる。
遅延時間検出部７３は、この加算信号ＳＵＭのゼロクロス点の位置に基づいて、送信信号の基準時刻に対する受信信号の遅延時間を求める（ステップＳ２０２）。そして、遅延時間検出部７３は、検出した遅延時間を位相限定相関演算部５に通知する。なお、図９の加算信号ＳＵＭでは、記載を容易にするために、連続した時間で処理した場合の波形を示しているが、実際には離散的に受信信号を処理するため、加算信号も図９のＳＵＭ’のように離散的な値となる。

位相限定相関演算部５の入力部５０、第１のフーリエ変換部５１、合成処理部５２、振幅抑制処理部５３、第２のフーリエ変換部５４および遅延時間検出部５５は、遅延時間検出部７３で検出された遅延時間を中心とする所定の時間範囲についてのみ、図３のステップＳ１００〜Ｓ１０５で説明した処理を実行し、送信信号に対する受信信号の遅延時間を求める（ステップＳ２０３）。
距離算出部５６は、図３のステップＳ１０６と同様に目標物１０までの距離Ｌを算出する（ステップＳ２０４）。

以上のように、本実施の形態では、カオスレーザーレーダ方式により検出した遅延時間を中心とする所定の時間範囲についてのみ位相限定相関法により受信信号の遅延時間を求めるようにしたので、位相限定相関演算部５の計算量を少なくすることができる。また、位相限定相関法にはノイズに弱いという欠点があるが、カオスレーザーレーダ方式を併用することにより、耐ノイズ性に優れたレーダ装置を実現することができる。本実施の形態では、距離の測定精度の向上は位相限定相関演算部５によって実現しているため、カオスレーザーレーダ演算部７に高速の回路を使用する必要はない。

なお、参考例および第１の実施の形態では、送信信号の搬送波として光を用いたが、これに限るものではなく、電波等の他の電磁波を用いてもよい。
また、参考例および第１の実施の形態では、送信信号としてパルスが台形波又は略台形波状のランダムパルス信号を用いたが、パルスが正弦波状のランダムパルス信号（正弦波とランダムパルス信号との積算信号）を用いてもよい。正弦波を用いると、送信信号が生成し易い上に、位相限定相関法による遅延時間の誤算出される可能性を低減することができる。この場合のランダムパルス信号と送信信号の波形を図８に示す。この場合、ＬＰＦ４の代わりに狭帯域のバンドパスフィルタを用いることができる。ランダムパルス信号のクロックとサンプリング周期は、サンプリング定理から見て、正弦波の２倍の周波数よりも高い周波数である必要がある。正弦波の４倍の周波数以上であればより好ましい。

位相限定相関法において、位置のずれは、周波数に比例した位相のずれに変換される。例えば「周波数」＝Ｃ／「波長１０ｃｍ」のとき１ｃｍのずれは３６°に相当し、「２倍の周波数」＝Ｃ／「波長５ｃｍ」においては同じ１ｃｍは７２°のずれに相当する（ただし、Ｃは電磁波の単位時間に進む距離）。位置ずれの算出は、このときの周波数と位相の比例係数を求めることになる。
一般的な位相限定相関法のように送信信号の周波数が様々な周波数を含んでいると、周波数に対する位相差の比例係数を求めるときに、ノイズと受信信号の分離ができないため、ノイズの位相ずれを含む結果で比例係数を求めることになる。

一方、図８に示すように送信信号として単一周波数の正弦波とランダムパルス信号との積算信号を用いた場合には、受信信号をバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）に通してノイズを除去することができるので、傾きの算出精度が向上する。ただし、周波数軸上の１点の位相ずれの情報しかないため、測定点が少なくなるというノイズには弱い要素を含む。
送信信号として単一周波数の正弦波を０で折り返した正弦半波とランダムパルス信号との積算信号を用いた場合には、同様に受信信号をＢＰＦに通してノイズを除去することができると共に、測定点が増えるために傾きの算出精度が向上する。さらに、ランダムパルス信号と積算する正弦波を異なる周波数の複数の正弦波とすれば、さらに測定点を増やすことができ、傾きの算出精度をさらに向上させることができる。

本発明は、例えば自動車の衝突防止センサなどのレーダ装置に適用することができる。

本発明の参考例に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の参考例における位相限定相関演算部の１構成例を示すブロック図である。 本発明の参考例における位相限定相関演算部の動作を示すフローチャートである。 本発明の参考例における送信信号と位相限定相関演算部のサンプリングタイミングとの関係を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態におけるカオスレーザーレーダ演算部の１構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態におけるカオスレーザーレーダ演算部と位相限定相関演算部の動作を示すフローチャートである。 本発明の参考例および第１の実施の形態で用いる他の送信信号とこの送信信号の元になるランダムパルス信号の波形図である。 従来のカオスレーザーレーダ装置の動作原理を説明する波形図である。

符号の説明

１…送信信号生成部、２…送信部、３…受信部、４…ローパスフィルタ、５…位相限定相関演算部、６…２値化回路、７…カオスレーザーレーダ演算部、１０…目標物、５０…入力部、５１…第１のフーリエ変換部、５２…合成処理部、５３…振幅抑制処理部、５４…第２のフーリエ変換部、５５…遅延時間検出部、５６…距離算出部、７０…エッジ検出部、７１…シフトレジスタ、７２…加算処理部、７３…遅延時間検出部。

Claims (2)

1. 略非周期性の疑似ランダム信号である送信信号を生成する送信信号生成部と、
   電磁波を前記送信信号で変調した送信波を放射する送信部と、
   前記送信波の反射波を受信して受信信号を出力する受信部と、
   前記送信信号に対する前記受信信号の遅延時間を求め、この遅延時間を基に前記送信波を反射した物体までの距離を算出する演算部と、
   前記送信信号と前記受信信号をそれぞれ２値化して２値化送信信号と２値化受信信号を生成する２値化回路と、
   前記２値化送信信号の基準時刻から複数の立ち上がりエッジまでの時間をそれぞれ検出するエッジ検出部と、
   前記２値化受信信号を前記エッジ検出部が検出した複数の時間分だけシフトした複数の受信信号を生成するシフトレジスタと、
   このシフトレジスタによって生成された複数の受信信号を加算して加算信号を生成する加算処理部と、
   前記加算信号のゼロクロス点の位置に基づいて、前記２値化送信信号の基準時刻に対する前記２値化受信信号の遅延時間を求める第１の遅延時間検出部とを有し、
   前記演算部は、
   前記送信信号生成部が生成した送信信号と前記受信部が検出した受信信号にそれぞれ１次元離散的フーリエ変換を施してフーリエ送信信号とフーリエ受信信号を生成する第１のフーリエ変換部と、
   前記フーリエ送信信号と前記フーリエ受信信号を合成して合成フーリエ信号を生成する合成処理部と、
   前記合成フーリエ信号の振幅抑制処理を行う振幅抑制処理部と、
   前記振幅抑制処理後の合成フーリエ信号に１次元離散的フーリエ変換又は１次元離散的逆フーリエ変換を施して相関信号を生成する第２のフーリエ変換部と、
   前記相関信号のピーク位置に基づいて、前記送信信号生成部が生成した送信信号に対する、前記受信部が検出した受信信号の遅延時間を求める第２の遅延時間検出部と、
   この第２の遅延時間検出部が検出した遅延時間を基に前記送信波を反射した物体までの距離を算出する距離算出部とを備え、
   前記第１のフーリエ変換部と前記合成処理部と前記振幅抑制処理部と前記第２のフーリエ変換部と前記第２の遅延時間検出部とは、前記第１の遅延時間検出部が検出した遅延時間を中心とする所定の時間範囲についてのみ処理を実行して、前記送信信号生成部が生成した送信信号に対する、前記受信部が検出した受信信号の遅延時間を求め、
   前記送信信号生成部が生成する送信信号は、パルスが台形波若しくは略台形波状のランダムパルス信号、又はパルスが正弦波状のランダムパルス信号であることを特徴とするレーダ装置。
2. 略非周期性の疑似ランダム信号である送信信号を生成する送信信号生成手順と、
   電磁波を前記送信信号で変調した送信波を放射する送信手順と、
   前記送信波の反射波を受信して受信信号を出力する受信手順と、
   前記送信信号と前記受信信号をそれぞれ２値化して２値化送信信号と２値化受信信号を生成する２値化手順と、
   前記２値化送信信号の基準時刻から複数の立ち上がりエッジまでの時間をそれぞれ検出するエッジ検出手順と、
   前記２値化受信信号を前記エッジ検出手順で検出した複数の時間分だけシフトした複数の受信信号を生成するシフト手順と、
   このシフト手順で生成した複数の受信信号を加算して加算信号を生成する加算処理手順と、
   前記加算信号のゼロクロス点の位置に基づいて、前記２値化送信信号の基準時刻に対する前記２値化受信信号の遅延時間を求める第１の遅延時間検出手順と、
   前記送信信号生成手順で生成した送信信号と前記受信手順で検出した受信信号にそれぞれ１次元離散的フーリエ変換を施してフーリエ送信信号とフーリエ受信信号を生成する第１のフーリエ変換手順と、
   前記フーリエ送信信号と前記フーリエ受信信号を合成して合成フーリエ信号を生成する合成処理手順と、
   前記合成フーリエ信号の振幅抑制処理を行う振幅抑制処理手順と、
   前記振幅抑制処理後の合成フーリエ信号に１次元離散的フーリエ変換又は１次元離散的逆フーリエ変換を施して相関信号を生成する第２のフーリエ変換手順と、
   前記相関信号のピーク位置に基づいて、前記送信信号生成手順で生成した送信信号に対する、前記受信手順で検出した受信信号の遅延時間を求める第２の遅延時間検出手順と、
   この第２の遅延時間検出手順で検出した遅延時間を基に前記送信波を反射した物体までの距離を算出する距離算出手順とを備え、
   前記第１のフーリエ変換手順と前記合成処理手順と前記振幅抑制処理手順と前記第２のフーリエ変換手順と前記第２の遅延時間検出手順とは、前記第１の遅延時間検出手順で検出した遅延時間を中心とする所定の時間範囲についてのみ処理を実行して、前記送信信号生成手順で生成した送信信号に対する、前記受信手順で検出した受信信号の遅延時間を求め、
   前記送信信号生成手順で生成する送信信号は、パルスが台形波若しくは略台形波状のランダムパルス信号、又はパルスが正弦波状のランダムパルス信号であることを特徴とする距離測定方法。

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