CN106371097B - 雷达系统 - Google Patents

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Abstract

一种雷达系统包括发射器控制器，该发射器控制器被配置成控制振荡器，使得该振荡器提供发射雷达信号、发射第一重叠部分(315)和对应于该发射第一频率重叠部分(315)的瞬时频率的发射第二重叠部分(316)。该发射器控制器被配置成在发射第一斜坡频率部分(307)与发射第二斜升频率部分(308)之间将振荡器从第一工作模式重新配置为第二工作模式。该雷达系统还包括接收器控制器，该接收器控制器被配置成接收表示该发射雷达信号的反射型式的接收雷达信号，并且基于该发射第一重叠部分(315)、该发射第二重叠部分(316)、接收第一重叠部分(324)和接收第二重叠部分(325)的组合提供组合的重叠部分(470)。

Description

雷达系统
技术领域
本发明涉及雷达系统，包括可以在汽车应用中用于确定与反射物的距离的雷达系统。
背景技术
汽车雷达系统可以提高行车安全性和驾驶员舒适性。第一代汽车雷达系统主要针对自动巡航控制和停车辅助应用。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供一种雷达系统，包括：
a)发射器控制器，该发射器控制器被配置成控制振荡器，使得振荡器提供发射雷达信号，其中该发射雷达信号包括：
发射第一斜坡频率部分，在该发射第一斜坡频率部分期间发射雷达信号的频率随时间推移而升高或降低；
发射第一返回频率部分，在该发射第一返回频率部分期间发射雷达信号的频率以与发射第一斜坡频率部分相反的方式改变；以及
发射第二斜坡频率部分，在该发射第二斜坡频率部分期间发射雷达信号的频率以与发射第一斜坡频率部分相同的方式改变；
其中发射第一斜坡频率部分包括：
发射第一重叠部分，以及
发射第一不重叠部分；
其中发射第二斜坡频率部分包括：
发射第二重叠部分，该发射第二重叠部分对应于发射第一频率重叠部分的瞬时频率；以及
发射第二不重叠部分；
其中发射器控制器被配置成在发射第一斜坡频率部分与发射第二斜坡频率部分之间将振荡器从第一工作模式重新配置为第二工作模式；以及
b)接收器控制器，该接收器控制器被配置成：
接收表示发射雷达信号的反射型式的接收雷达信号，其中该接收雷达信号包括：
接收第一斜坡频率部分，在该接收第一斜坡频率部分期间接收雷达信号的频率以与发射第一斜坡频率部分相同的方式改变；
接收第一返回频率部分，在该接收第一返回频率部分期间接收雷达信号的频率以与发射第一斜坡频率部分相反的方式改变；
接收第二斜坡频率部分，在该接收第二斜坡频率部分期间接收雷达信号的频率以与发射第一斜坡频率部分相同的方式改变；并且
其中接收雷达信号包括：
接收第一重叠部分，该接收第一重叠部分与发射第一重叠部分同时被接收，以及
接收第一不重叠部分，该接收第一不重叠部分与发射第一不重叠部分同时被接收；
接收第二重叠部分，该接收第二重叠部分与发射第二重叠部分同时被接收，以及
接收第二不重叠部分，该接收第二不重叠部分与发射第二不重叠部分同时被接收；
基于发射第一重叠部分、发射第二重叠部分、接收第一重叠部分和接收第二重叠部分的组合提供组合的重叠部分；
基于发射第一不重叠部分和接收第一不重叠部分的组合提供组合的第一部分；
基于发射第二不重叠部分和接收第二不重叠部分的组合提供组合的第二部分；
根据以下提供输出信号：
组合的重叠部分；
组合的第一部分；以及
组合的第二部分。
在一个或多个实施例中，发射器控制器被配置成使振荡器以第一工作模式操作从而提供发射雷达信号的第一斜坡频率部分。发射器控制器可以被配置成使振荡器以第二工作模式操作从而提供发射雷达信号的第二斜坡频率部分。
在一个或多个实施例中，为了提供组合的重叠部分，接收器控制器被配置成：
将发射第一重叠部分乘以接收第一重叠部分以便提供第一重叠部分；
将发射第二重叠部分乘以接收第二重叠部分以便提供第二重叠部分；
将开窗函数应用于第一重叠部分以提供经开窗第一重叠部分；
将开窗函数应用于第二重叠部分以提供经开窗第二重叠部分；
组合经开窗第一重叠部分与经开窗第二重叠部分以提供组合的重叠部分。
在一个或多个实施例中，接收器控制器被配置成通过将经开窗第一重叠部分加到经开窗第二重叠部分上来组合经开窗第一重叠部分与经开窗第二重叠部分。
在一个或多个实施例中，为了提供组合的重叠部分，接收器控制器被配置成：
将发射第一重叠部分乘以接收第一重叠部分以便提供第一重叠部分；
将发射第二重叠部分乘以接收第二重叠部分以便提供第二重叠部分；
确定第二重叠部分的稳定的第二重叠部分，其中稳定的第二重叠部分具有稳定频率值，并且其中稳定的第二重叠部分对应于具有第二稳定频率范围的发射雷达信号；
确定第一重叠部分的稳定的第一重叠部分，并且其中稳定的第一重叠部分对应于具有第一稳定频率范围的发射第一重叠部分，并且其中第一稳定频率范围与第二稳定频率范围相同；
将开窗函数应用于稳定的第一重叠部分以提供经开窗的稳定的第一重叠部分；
将开窗函数应用于稳定的第二重叠部分以提供经开窗的稳定的第二重叠部分；以及
组合经开窗的稳定的第一重叠部分与经开窗的稳定的第二重叠部分以提供组合的重叠部分。
在一个或多个实施例中，接收器控制器被配置成通过将经开窗的稳定的第一重叠部分加到经开窗的稳定的第二重叠部分上来组合经开窗的稳定的第一重叠部分与经开窗的稳定的第二重叠部分。
在一个或多个实施例中，接收器控制器被配置成通过将发射第一不重叠部分和接收第一不重叠部分相乘来提供组合的第一部分。
在一个或多个实施例中，接收器控制器被配置成通过将发射第一不重叠部分和接收第一不重叠部分相乘并从相乘结果中去除不稳定的部分来提供组合的第一部分。
在一个或多个实施例中，接收器控制器被配置成通过将发射第二不重叠部分和接收第二不重叠部分相乘来提供组合的第二部分。
在一个或多个实施例中，发射器控制器被配置成控制振荡器，使得发射雷达信号还包括：
发射第一恒定频率部分，在该发射第一恒定频率部分期间发射雷达信号的频率保持大体上恒定；
其中发射第一恒定频率部分在发射第一返回频率部分之后且在发射第二斜坡频率部分之前。
在一个或多个实施例中，发射器控制器被配置成在发射第一恒定频率部分期间将振荡器从第一工作模式重新配置为第二工作模式。
在一个或多个实施例中，发射器控制器被配置成将发射第一恒定频率部分的持续时间设定为至少与发射雷达信号和接收雷达信号之间的时间差一样长。此时间差可以被称为飞行时间。
在一个或多个实施例中，发射器控制器被配置成控制振荡器，使得发射雷达信号还包括：
发射第二返回频率部分，在该发射第二返回频率部分期间发射雷达信号的频率以与发射第一斜坡频率部分相反的方式改变；
其中发射第二返回频率部分在发射第二斜坡频率部分之后。
在一个或多个实施例中，发射雷达信号可以包括多个线性调频脉冲。每个线性调频脉冲可以包括(i)发射第一斜坡频率部分、(ii)发射第一返回频率部分、(iii)发射第二斜坡频率部分，和(iv)发射第二返回频率部分。
在一个或多个实施例中，接收器控制器另外被配置成基于输出信号确定与反射物的距离。
根据本发明的另一方面，提供一种包括本文所公开的任何雷达系统的集成电路。
可以提供一种包括本文所公开的任何雷达系统或本文所公开的任何IC的汽车雷达系统。
虽然本发明容许各种修改和替代形式，但已借助于实例在图式中示出并将详细描述其细节。然而，应理解，也可能存在除所描述的特定实施例以外的其它实施例。也涵盖落入所附权利要求书的精神和范围内的所有修改、等效物和替代实施例。
附图说明
以上论述并不意图呈现当前或将来权利要求集的范围内的每一实例实施例或每一实施方案。以下各图和具体实施方式还举例说明了各种实例实施例。结合附图考虑以下具体实施方式可以更全面地理解各种实例实施例。
现将仅借助于实例参考附图描述一个或多个实施例，在附图中：
图1示意性地示出雷达系统的实例实施例；
图2示出N频率斜坡的FMCW线性调频脉冲序列；
图3a、3b和3c全部示出发射雷达信号、接收雷达信号和中频信号的实例实施例；
图4示意性地示出来自第一采集间隔的样本如何能够与来自第二采集间隔的信号组合的实例实施例；
图5a和5b示出对于用单个角形反射器测试的系统，竖轴上的功率对比横轴上的距离的曲线；
图6示出对于用两个角形反射器测试的系统，竖轴上的功率对比横轴上的距离的曲线；以及
图7示意性地示出二维FFT。
具体实施方式
汽车停车辅助系统可以基于超声波和/或摄像头传感器。轿车制造商正在寻求用雷达传感器取代超声波传感器的方法。超声波传感器要求在轿车的仪表板中存在开口以便让声波通过。这些开口会不美观并且会遭受风吹日晒和灰尘。另外，这些传感器与轿车的仪表板喷涂相同的颜色，因此轿车制造商不得不保持供应不同的传感器。
向后朝向摄像头也可以用作停车辅助。在这样的系统中，在轿车的中央控制台中显示轿车后方区域的实时取景。这会要求昂贵的走线解决方案。此外，可能难以准确地估计摄像头与摄像头前方的物体之间的距离。
有利地，雷达传感器可以安装在轿车的仪表板后方。因此，这是美观上合意的解决方案。此外，雷达传感器会比超声波传感器更可靠，因为雷达传感器不会遭受风吹日晒影响和灰尘。
对于基于雷达的停车系统的重要要求是极其高的距离分辨能力。由于实际限制，已知的雷达系统可能不能够提供令人满意的距离分辨能力。例如，基于雷达的停车应用要求宽的带宽波形，这难以用具成本效益的方式来实现。本文所公开的一个或多个实施例可以增大此带宽。
图1示意性地示出雷达系统100。雷达系统100包括三个主要段：发射段110、接收段120以及控制和处理段130。如将在下文论述，在某一载波频率(例如79GHz)下发送根据特定波形原理调制的发射雷达信号102。
发射段110包括发射器控制器111，发射器控制器111也可以被称为高频线性调频脉冲发生器。发射器控制器111控制振荡器，在此实例中振荡器包括锁相回路(PLL)112。PLL112经过控制使得产生调频连续波(FMCW)，该FMCW将被称为发射雷达信号102。在此实例中，发射雷达信号102由功率放大器114放大，并且经由天线输出连接件(未示出)馈送到发射架空线或天线(未示出)以作为雷达信号发送。
在存在反射物的情况下，接收雷达信号104由一个或多个接收架空线或天线(未示出)接收，并且经由一个或多个天线输入连接件输入到接收段120。在图中示出了一个接收器，但是应了解，系统可以包括不同数目的接收器，例如两个或三个或更多个。接收雷达信号104由低噪声放大器125放大并且由混频器124进行降频转换，混频器124混合接收雷达信号104与发射雷达信号141的复本。在此实例中，在混频器124的输出端提供的降频转换信号由高通滤波器121过滤、由可变增益放大器123放大且接着由低通滤波器127过滤。低通滤波器127的信号输出可以被称为中频(IF)信号106，并且由模/数转换器(ADC)122数字化。
在此实例中，ADC 122的输出端子由采样率转换器128处理且接着作为输入提供到数字信号处理器131。数字信号处理器(DSP)131是接收器控制器的实例，并且形成控制和处理段130的部分。控制和处理段130还包括程序存储器132和数据存储器133。来自雷达系统的输出可以使用系统界面160(例如，控制器区域网络(CAN)总线)与汽车内的其它电子产品通信。
因而，综上所述，在轿车雷达系统中(使用“轿车”作为汽车应用领域的实例)，在预定载波频率下发送根据特定波形原理调制的信号。反射信号由模拟接收器降频转换成基带信号并且由系统的数字部分处理。在这些处理步骤中，计算与物体的距离、相对径向速度(即，物体接近轿车时所处的速度)，以及物体与轿车之间的角度中的一个或多个。
如所提及，上文描述的调制系统使用调频连续波(FMCW)。FMCW因其精确性和稳健性而成为适用于汽车雷达系统的波形。具体来说，对于检测以非零相对径向速度移动的物体，发送一连串短持续时间频率线性调频脉冲的实施方案可以具有有利的特性。
在基于FMCW的雷达系统中，与反射物的径向距离被转换成正弦波，该正弦波在由频率斜坡的斜率和到物体的飞行时间确定的差频下振荡。依赖于数字基带来估计正弦波的频率；在一些实施方案中，可以通过快速傅立叶变换(FFT)完成估计。
图2示出在发射雷达信号202和接收雷达信号204中的N频率斜坡的FMCW线性调频脉冲序列。在图2中的竖轴上示出瞬时频率，在横轴上示出时间。每个线性调频脉冲的频率在载波频率(fc)206与最高频率(fmax)208之间变化。每个线性调频脉冲具有持续时间Tchirp以及斜坡周期Tramp，线性调频脉冲的频率在斜坡周期Tramp期间升高。应了解，在一些实例中，可以使用线性调频脉冲的频率在此期间降低的斜坡周期。
载波频率(fc)206与最高频率(fmax)208之间的差是斜坡/线性调频脉冲的带宽(Δf)，并且可以受PLL的性能限制。例如，可以通过选择适用于分配给雷达系统的频谱的多种硬件配置中的一个来设定PLL的频率范围。因此，线性调频脉冲的带宽(Δf)可以受使用中的硬件配置的带宽限制。
如从图2可见，接收雷达信号204在时间上相对于发射雷达信号202延迟。时间延迟是归因于在前向和后向方向上雷达系统与反射物之间的传播时间。
在FMCW系统中，发送具有升高或降低的频率的正弦波，如通过发射雷达信号202和接收雷达信号204的频域曲线的斜率所指示。在频率斜坡的至少一部分持续时间内，发射雷达信号202与接收雷达信号204之间的瞬时频率差恒定。
如上文参考图1所论述，在降频转换操作时，发射雷达信号202与接收雷达信号204(接收雷达信号204是发射雷达信号202的时间延迟型式)混合。在雷达系统与反射物之间的相对速度为零的情况下，接收雷达信号204是发射雷达信号202的减弱的、时间延迟的且相位旋转的型式。降频转换和后续低通滤波操作的结果是在差频下振荡的正弦波。差频取决于与反射物的距离D、斜坡的开始频率与停止频率之间的差Δf(如图2所示)，以及斜坡的持续时间tramp：
Figure BDA0001039999130000091
其中c0等于光速。
在相对速度为非零的情况下，将对应多普勒频率加到差频。然而，在此系统中，线性调频脉冲的持续时间非常短，例如短于100us，并且频偏为至少几十MHz。因此，多普勒频率相较于差频非常小，在计算距离时可以忽略。然而，多普勒分量将改变接收频率斜坡的相位。使用二维快速傅立叶变换(FFT)这一众所周知的技术来计算相对径向速度。下文参考图7另外阐述此技术。
在FMCW雷达系统中，距离与差频之间的关系是线性的。随着与反射物的距离增加，差频升高。在实践中，在雷达系统的视场中可以存在多个反射。在这种情况下，降频转换操作的输出是在与到反射物的距离相对应的差频下振荡的正弦波的总和。
距离分辨能力
两个反射物在雷达的视场中的照射形成在ADC的输入端的中频(IF)信号，该信号由在对应的差频下振荡的两个正弦波的总和构成。雷达系统的分辨能力限定了这两个物体能够接近于彼此定位但仍然被雷达系统感知为两个单独的物体的程度。在FMCW雷达系统的术语中，频域响应的第一过零带宽被用来衡量分辨能力。下文将阐述以米为单位的此带宽与分辨能力之间的关系。
过零带宽等于TFFT的倒数，其中TFFT是每个频率斜坡中采集间隔的持续时间。下文将参考图3a到3c论述采集间隔和TFFT。因此，第二反射物的差频需要比可单独识别的第一反射物的差频高或低至少TFFT -1。这诠释了在所发射信号行进DRES米所花费的附加时间Δτ内差频需要升高TFFT -1Hz的要求，其中DRES是雷达系统的分辨距离。此附加时间通过以下公式给出：
Figure BDA0001039999130000101
现在差频的升高或降低通过以下公式描述：
Figure BDA0001039999130000102
差频的此升高必须是至少TFFT -1Hz。因此：
Figure BDA0001039999130000103
从(4)中，由此得出DRES等于：
Figure BDA0001039999130000104
从(5)中，由此得出FMCW雷达系统的距离分辨能力与采样间隔期间频率斜坡的带宽(Δf)成反比例。
图3a、3b和3c全部示出发射雷达信号302、接收雷达信号304和中频(IF)信号306的实例实施例。发射雷达信号302可以通过图1的PLL提供。接收雷达信号304可以通过图1的接收段接收。IF信号306可以提供到图1的ADC。以此方式，IF信号306是发射雷达信号302和接收雷达信号304的乘积的滤波型式。在图3a中标记发射雷达信号302的特征。在图3b中标记接收雷达信号304的特征。图3c主要用于论述发射雷达信号302和接收雷达信号304的重叠部分。
发射雷达信号302与接收雷达信号304之间的时间延迟在图3a-3c中以符号τ311示出并且表示雷达信号去到和来自反射物的飞行时间。
参考图3a，发射雷达信号302包括两个子斜坡，这两个子斜坡将被称为发射第一上升频率部分307和发射第二上升频率部分308。发射雷达信号302的频率在这两个部分期间均随时间推移而升高。可见，发射第一上升频率部分307的频率在载波频率处开始，并且当频率已经增加了Δf时停止上升。以如参考图2所描述的相同方式，Δf是通过PLL的硬件施加的限制。然而，与图2的波形相比，在发射第一下降频率部分309之后，高频线性调频脉冲发生器将PLL从第一工作模式重新配置为第二工作模式，(例如)使得PLL利用不同的硬件配置。
接着，当PLL处于第二工作模式时，发射第二上升频率部分308使频率升高了等于Δf的另外的量。如下文将论述，具有不同PLL配置的两个子斜坡的使用使得采样间隔期间的组合频率斜坡的带宽能够增加。因此，根据以上公式(5)，由此得出FMCW雷达系统的距离分辨能力(DRES)被有利地减小。这是因为DRES与频率斜坡的带宽成反比例。
以此方式，以第一工作模式操作PLL从而提供发射雷达信号302的第一上升频率部分307，并且以第二工作模式操作PLL从而提供发射雷达信号302的第二上升频率部分308。因此，可以使用第二频率斜坡，该第二频率斜坡具有在波形发生器PLL处于第一工作模式时并不适合波形发生器PLL的扫描带宽的频偏。
如下文将更详细地论述，可以控制发射第一上升频率部分307和发射第二上升频率部分308的频率范围使得这些部分重叠。接着可以处理重叠部分，使得可以减少在发射第一上升频率部分307结束与发射第二上升频率部分308开始之间的任何相位失真。
图3的发射雷达信号302包括以下部分：
发射第一上升频率部分307，在该发射第一上升频率部分307期间发射雷达信号302的频率随时间推移而升高；
发射第一下降频率部分309，在该发射第一下降频率部分309期间发射雷达信号302的频率随时间推移而降低；
发射第一恒定频率部分310，在该发射第一恒定频率部分310期间发射雷达信号302的频率保持大体上恒定；
发射第二上升频率部分308，在该发射第二上升频率部分308期间发射雷达信号302的频率随时间推移而升高；以及
发射第二下降频率部分312，在该发射第二下降频率部分312期间发射雷达信号302的频率随时间推移而降低。
在一些实例中，在发射第一下降频率部分309之后重新配置PLL。出于这个原因，大体上恒定部分310还可以称为Tswitch。
由于在时间上在发射第一上升频率部分307与发射第二上升频率部分308之间出现的发射第一下降频率部分309，发射第二上升频率部分308的开始频率小于发射第一上升频率部分307的结束频率。这致使发射第一上升频率部分307和发射第二上升频率部分308的频率范围重叠。在图3a中频率范围的此重叠示出为Fshift 313。在图3a的时间轴上，重叠频率范围对应于发射第一上升频率部分307中的发射第一重叠部分315，以及发射第二上升频率部分308中的发射第二重叠部分316。因此，发射第一上升频率部分307还包括发射第一不重叠部分314；并且发射第二上升频率部分308还包括发射第二不重叠部分317。
发射第一重叠部分315的频率范围对应于发射第二频率重叠部分316的频率范围。发射第一不重叠部分314的频率范围小于发射第一重叠部分315的频率范围。发射第二不重叠部分317的频率范围大于发射第二重叠部分316的频率范围。
发射第二下降频率部分312使得线性调频脉冲的瞬时频率能够恢复至载波频率(fc)以用于下一线性调频脉冲的开始，并且可以被视为复位相位。在发射第二下降频率部分312期间，将PLL重新配置回至第一工作模式。在复位相位期间可能存在发射雷达信号302的较小阶跃，因为发射雷达信号返回到载波频率。此阶跃可无需考虑大量信号处理，因为在采集间隔期间并不发生此阶跃。
现在转向图3b，以及接收雷达信号304。回顾到，接收雷达信号304表示发射雷达信号302的反射型式。因此，接收雷达信号304包括与发射雷达信号302类似的部分。更具体地说，接收雷达信号304包括：
接收第一上升频率部分318，在该接收第一上升频率部分318期间接收雷达信号304的频率随时间推移而升高；
接收第一下降频率部分319，在该接收第一下降频率部分319期间接收雷达信号304的频率随时间推移而降低；
接收第一恒定频率部分320，在该接收第一恒定频率部分320期间接收雷达信号304的频率保持大体上恒定；
接收第二上升频率部分321，在该接收第二上升频率部分321期间接收雷达信号304的频率随时间推移而升高；以及
接收第二下降频率部分322，在该接收第二下降频率部分322期间接收雷达信号304的频率随时间推移而降低。
如同发射雷达信号302一样，接收雷达信号304包括接收第一不重叠部分323和接收第一重叠部分324。另外，接收第二上升频率部分321包括接收第二重叠部分325和接收第二不重叠部分326。这些部分中的每一个被限定为在与发射雷达信号302的等效命名部分相对应的时间处被接收。
现在转向图3c，将描述IF信号306。如上文所指示，IF信号306是发射雷达信号302和接收雷达信号304的乘积。
在线性调频脉冲的开始处出现稳定部分(Tsettle)331。在稳定部分331期间IF信号306积累到其差频级(fbeat)324，同时发射雷达信号302和接收雷达信号304的频率从零频率级升高。IF信号306的此稳定部分(Tsettle)331是不稳定的部分的实例，其排除在第一采集间隔335之外。
在最初稳定时间已到期之后，在IF信号306达到其差频级324时第一采集间隔335开始。一旦IF信号306已达到其差频，IF信号306就可以被称为己达到稳定频率值。如本领域中已知，DSP可以确定最初稳定时间已到期，并且确定在给定时间(基于雷达的最大距离)内信号“返回接收器处”。PLL可能还需要一些时间以稳定到线性特性。在一些实例中，可以预留几微秒用于此处理。可以通过雷达内部的定时发生器产生精确定时。第一采集间隔335接着继续直到发射雷达信号302开始下降(发射第一下降频率部分309)。第一采集间隔335的持续时间可以被称为TFFT。当发射雷达信号302下降且接收雷达信号304仍然上升时，在这两个信号的频率级之间将不存在恒定差，并且因此IF信号306不再以与之前相同的方式表示与反射物的距离。发射第一下降频率部分309的持续时间可以设定为使得在发射雷达信号302与接收雷达信号304之间的频率中存在足够重叠，从而使得能够以可接受方式组合重叠部分，如将在下文参考图4更详细地描述。
以此方式，提供IF信号306的组合的第一部分337，该组合的第一部分337包括发射第一不重叠部分314和接收第一不重叠部分323的组合。在此实例中，组合的第一部分337包括将发射第一不重叠部分314和接收第一不重叠部分323相乘(例如，使用图1的混频器)并从相乘结果中去除不稳定部分331所得的结果。另外，第一采集间隔335包括发射第一重叠部分315的部分与接收第一重叠部分324的部分的组合。更具体地说，第一采集间隔335包括发射第一重叠部分315的具有与不稳定的发射第二重叠部分332(如下文所述)相同频率范围的第一部分333与接收第一重叠部分324的在该第一部分333被发送的同时被接收的部分的组合。
在发射第一下降频率部分309之后，发射雷达信号302接着开始发射第一恒定频率部分310。发射第一恒定频率部分310的持续时间可以至少与雷达信号的飞行时间τ311一样长。在此实例中，发射第一恒定频率部分310的持续时间与飞行时间τ311相同。以此方式，接收雷达信号304下降到定值，正如发射雷达信号302保留相同定值。在此时刻，IF信号的差频为零，因为接收雷达信号304的频率与发射雷达信号302的频率相同。
接着，在发射第二上升频率部分308开始时，存在另一稳定部分(Tsettle)，在该稳定部分期间IF信号306稳定至校正差频值324。一旦IF信号306已经稳定，第二采集间隔327就以与上文描述的第一采集间隔335相同的方式开始。发射第二重叠部分316在发射第二上升频率部分308开始时开始且在稳定部分(Tsettle)已结束之后的一段时间结束。也就是说，发射第二重叠部分316和稳定部分(Tsettle)332同时开始，但是发射第二重叠部分316比稳定部分(Tsettle)332更长。因此，发射第二重叠部分316可以由稳定的发射第二重叠部分328a和不稳定的发射第二重叠部分332组成。接收第二重叠部分325可以类似地包括与对应的稳定的发射第二重叠部分同时出现的稳定的接收第二重叠部分。
以此方式，提供IF信号306的组合的第二部分338，该组合的第二部分338包括发射第二不重叠部分317和接收第二不重叠部分326的组合。在此实例中，组合的第二部分338包括将发射第二不重叠部分317和接收第二不重叠部分326相乘(例如，使用图1的混频器)所得的结果。
现在转向发射第一上升频率部分307，发射第一重叠部分315可以被称为具有稳定的发射第一重叠部分329a，该稳定的发射第一重叠部分329a对应于与稳定的发射第二重叠部分328a相同的频率范围。然而，发射第一重叠部分315的其余部分并非不稳定。
从以上描述中应了解，第一采集间隔335以稳定的发射第一重叠部分329a结束，并且第二采集间隔327在其开始处具有稳定的发射第二重叠部分328a(由于稳定部分Tsettle的缘故而不是在接收第二上升频率部分321的开始处)。发射雷达信号302的稳定的发射第一重叠部分329a和稳定的发射第二重叠部分328a具有相同频率范围。
对于稳定的发射第一重叠部分329a的持续时间，接收第一上升频率部分318限定稳定的接收第一重叠部分329b。类似地，对于稳定的发射第二重叠部分328a的持续时间，接收第二上升频率部分321限定稳定的接收第二重叠部分328b。
IF信号306包括稳定的第一重叠部分329c，该稳定的第一重叠部分329c是稳定的发射第一重叠部分329a和稳定的接收第一重叠部分329b的乘积。IF信号306的稳定的第一重叠部分329c对应于与稳定的发射第一重叠部分329a和稳定的接收第一重叠部分329b相同的时间周期(在图3c中以附图标记329示出)。IF信号306的稳定的第一重叠部分329c对应于具有第一稳定频率范围(Fsettled 334)的发射雷达信号302。
类似地，IF信号306包括稳定的第二重叠部分328c，该稳定的第二重叠部分328c是稳定的发射第二重叠部分328a和稳定的接收第二重叠部分328b的乘积。IF信号306的稳定的第二重叠部分328c对应于与稳定的发射第二重叠部分328a和稳定的接收第二重叠部分328b相同的时间周期(在图3c中以附图标记328示出)。IF信号306的稳定的第二重叠部分328c对应于具有第二稳定频率范围(Fsettled 334)的发射雷达信号302，该第二稳定频率范围与第一稳定频率范围相同。
稳定的重叠部分中的每一个在图3c中以粗体示出。
应了解，还可以提供其中图3a到3c的斜坡反转/倒转的系统。因此，图3a到3c中示出为上升的线性调频脉冲可以改为下降，且反之亦然。也就是说，发射第一上升频率部分是发射第一斜坡频率部分的实例。在发射第一斜坡频率部分期间，发射雷达信号的频率随时间推移而升高或降低。因此，本文中描述为上升频率部分的所有其它部分可以被视为斜坡频率部分的实例，在这些斜坡频率部分期间，频率以与发射第一斜坡频率部分相同的方式改变。类似地，本文中描述为下降频率部分的所有部分可以被视为返回频率部分的实例，在这些返回频率部分期间，频率以与发射第一斜坡频率部分相反的方式改变。
另外，在此实例中的发射雷达信号302包括多个线性调频脉冲，其中每个线性调频脉冲包括(i)发射第一上升频率部分307、(ii)发射第一下降频率部分309、(iii)发射第一恒定频率部分310、(iv)发射第二上升频率部分308和(v)发射第二下降频率部分312。类似地，接收雷达信号304包括多个线性调频脉冲，其中每个线性调频脉冲包括(i)接收第一上升频率部分318、(ii)接收第一下降频率部分319、(iii)接收第一恒定频率部分320、(iv)接收第二上升频率部分321和(v)接收第二下降频率部分322。
如下文将参考图4论述的，可以基于稳定的发射第一重叠部分329a、稳定的接收第一重叠部分329b、稳定的发射第二重叠部分328a和稳定的接收第二重叠部分328b的组合确定组合的重叠部分。
在数字域中，两组样本(一个对应于第一采集间隔335且一个对应于第二采集间隔327)可用于组合的斜坡。当组合时，这两组样本对应于是PLL的单个配置可提供的带宽(Δf)的几乎两倍的FMCW频率斜坡。然而，在第一采集间隔335的最后一个样本与第二采集间隔327的第一个样本之间会存在可能的相位不连续。此相位不连续会使组合的采样间隔的频谱失真。
相位不连续的求导
对于单个反射物的情况，给出以弧度为单位的第一采集间隔335的最后一个样本的IF信号306的相位：
Figure BDA0001039999130000171
在发射第一下降频率部分309(其可以被称为复位相位)期间，发射频率斜坡的瞬时频率下降了Fshift并且保持恒定至少τ秒。因此，IF信号306的相位在τ秒之后等于2π(fc+ΔF-Fshift)τ。在恒定频率周期之后，发射频率再次升高。在前τ秒期间，接收的IF信号通过以下公式描述：
Figure BDA0001039999130000172
其中Tramp+Treset+Tswitch＜t＜Tramp+Treset+Tswitch+τ
在(Tramp+Treset+Tswitch+τ)秒，IF信号通过以下公式描述：
Figure BDA0001039999130000173
在τ秒之后，接收信号同样具有升高频率，因此累加在差频下振荡的分量。在接下来(Treset-τ)秒期间，IF信号通过以下公式描述：
Figure BDA0001039999130000174
第二采集间隔的第一样本处的信号通过以下公式给出：
Figure BDA0001039999130000175
比较公式6的相位与公式10的相位，相位不连续通过以下公式给出：
Figure BDA0001039999130000176
相位不连续与距离相关，因为相位不连续取决于飞行时间。在FMCW系统中，此相关性被转变为频率。
理论上，可以通过选择
Figure BDA0001039999130000177
使公式11的相位为零。然而，由于接收器和发射器链中的瞬变，可能出现较小偏差。这些瞬变可能在第一采集间隔结束与第二采集间隔开始之间造成振幅和较小相位跳变。
归因于相位不连续的频谱失真
为了解FMCW雷达系统上的相位不连续的影响，有用的是首先检查其中一个连续频率斜坡被划分为相等长度的第一和第二采集间隔的情境。在图1的FMCW系统中，由IF信号的频率幅值表示距离。因此，通过评估IF信号的频谱来估计距离。可以在时域或频域中进行两个采集间隔的组合。此处，阐述频域组合。如此，采集间隔的长度通过补零加倍。通过附加零来填补第一间隔，并且通过预置零来填补第二间隔。
每个(补零的)采集间隔的频谱的幅值相等。第二采集间隔的频谱的相位相较于第一间隔的频谱的相位被移位。此相移是归因于第二间隔的时移和不同开始频率。
因此，此相移取决于采集间隔的持续时间以及评估频谱的频率。如果两个频谱可累加在一起，那么将在一些频率下相干地累加它们并且在其它频率下相消地累加它们。在这种情况下，在与单个反射物相对应的频谱的峰值振幅下相干地累加频谱。第一和第二采集间隔的频谱分别是X1(n)和X2(n)。接着，第二频谱通过以下公式给出：
Figure BDA0001039999130000181
其中-N＜n＜N-1
Figure BDA0001039999130000182
Figure BDA0001039999130000183
其中-N＜n＜N-1
Figure BDA0001039999130000184
其中-N＜n＜N-1
Figure BDA0001039999130000185
其中-N＜n＜N-1
Figure BDA0001039999130000186
其中-N＜n＜N-1
其中
Figure BDA0001039999130000187
余弦项等于1，并且在差拍信号达到其频谱峰值的频率下出现相长累加。当n＝n+1时
Figure BDA0001039999130000191
因此，最大值向右(或向左)的一个样本出现相消累加。此相消累加减小了频谱响应的宽度并且由此提高了分辨能力。如果在公式12中存在另一相位项，那么相干累加在频率上移位，导致出现频谱失真。
现在返回图3a到3c的实例实施例，频移Fshift 313可能在第一采集间隔335结束与第二采集间隔327开始之间造成相位不连续。也就是说，在上文描述的情境中，所要相干和相消累加图案丢失。已发现，在不校正的情况下简单地组合第一采集间隔335和第二采集间隔327可以导致分辨能力丢失以及形成不合需要的重影目标。
回顾到，公式11的相位不连续与距离相关。也就是说，第一反射物造成的相移不同于由第二反射物造成的相移，该第二反射物与雷达的距离不同于第一物体。距离被转换成FMCW系统中的差频。因此，公式11的线性相位关系被转化成在频域中的差频上的线性相移。
从以上描述中应了解，图3是关于具有两个连续子斜坡的实例实施例。雷达系统可以利用一连串FMCW波形。每个频率斜坡由两个连续频率子斜坡构成，两个连续频率子斜坡间隔开可以在其中重新配置PLL的短时间间隔。在第二采集间隔的开始时的第二子斜坡的瞬时频率接近在第一采集间隔结束时的瞬时频率。瞬时频率可以通过发射器控制器(该发射器控制器是波形发生器的实例)来精确地控制并且可以具有高度可预测性。
时域解决方案
图4示意性地示出在时域中来自第一采集间隔的样本如何能够与来自第二采集间隔的信号组合的实例实施例。然而，在其它实例中，可以在频域中应用组合/校正技术。可以通过图1的DSP执行此处理，图1的DSP是接收器控制器的实例。
图4示出包括第一采样间隔块425的第一数据块442。第一采样间隔块425对应于在第一采集间隔期间从IF信号获得的样本，如在图3a到3c中示出。图4还示出包括第二采样间隔块427的第二数据块443。第二采样间隔块427对应于在第二采集间隔期间从IF信号获得的样本，如在图3a到3c中示出。
在此实例中，DSP已经将第一采样间隔块425和第二采样间隔块427从IF信号中分离，并且用零块440、441进行填补以形成第一数据块442和第二数据块443。零块440、441中的每一个具有与第一采样间隔块425和第二采样间隔块427相同的长度/持续时间(N)。通过附加第一零块440来填补第一采样间隔块425。通过预置第二零块441来填补第二采样间隔块427。
如上文所论述，第一采样间隔块425的结束包括稳定的第一重叠部分429c，并且第二采样间隔块427的开始包括稳定的第二重叠部分428c。
接着，DSP将时移操作442应用到第一数据块442，使得去除第一零块440中的一些。被去除的多个零的持续时间对应于稳定的第一重叠部分429和稳定的第二重叠部分428的持续时间。
重叠的样本的数目(Noverlap)可以计算如下：
Figure BDA0001039999130000201
其中Fsample等于图1中示出的ADC的采样频率。
接着，DSP将第一开窗运算446应用于IF信号的稳定的第一重叠部分429c以提供经开窗的稳定的第一重叠部分429d，并且将第二开窗运算445应用于IF信号的稳定的第二重叠部分428c以提供经开窗的稳定的第二重叠部分428d。在此实例中，使用三角开窗函数。然而，应了解，可以使用其它开窗函数。第一开窗运算446的输出是处理后的第一数据块442a。第二开窗运算445的输出是处理后的第二数据块443a。
接着，DSP组合(在此实例中，累加)处理后的第一数据块442a和处理后的第二数据块443a，这在图4中示意性地示出为加法器447。此加法运算形成输出信号472，该输出信号472包括：
·组合的第一部分474，该组合的第一部分474基于发射第一不重叠部分和接收第一不重叠部分的组合；
·组合的重叠部分470，该组合的重叠部分470是组合经开窗的稳定的第一重叠部分429d和经开窗的稳定的第二重叠部分428d的结果。这是组合(i)发射第一重叠部分、(ii)发射第二重叠部分、(iii)接收第一重叠部分和(iv)接收第二重叠部分的一个实例，因为经开窗的稳定的第一重叠部分429d和经开窗的稳定的第二重叠部分428d源自这四个部分；以及
·组合的第二部分476，该组合的第二部分476基于发射第二不重叠部分和接收第二不重叠部分的组合。
接着，可以基于输出信号472确定与一个或多个反射物的距离。
归因于先前已经应用的补零和时移，加法运算可以考虑为将重叠样本累加，并且将第二采样间隔427的其余的样本附加到新的第一采样间隔425。
任选地，可以应用另外的补零以将新的采集间隔的长度增加为第一采样间隔425的长度(N)的两倍。这些另外的零444是在第一采样间隔块427之后在处理后的第二数据块443a结束时包括，。
接着，可以将新的采集间隔(加法器447的输出)作为单个频率斜坡进行处理。因此，在下一步骤中，DSP可以应用额外的开窗，例如，使用切比雪夫窗(Chebyshev window)。接着，可以通过具有第一采集间隔的两倍长度(N)的FFT将所得的经开窗的信号变换为频域。在后续处理步骤中，可以跨多个线性调频脉冲信号执行第二FFT以估计多普勒频率，如下文参考图7所解释。
与在新的线性调频脉冲开始时可能出现的瞬时影响相比，上文参考图4所描述的重叠技术可以减小瞬时影响。
测量结果
已经在雷达前端实施和测试了上文参考图3和4描述的技术。在消声室中进行了测试。在图5a、5b和6中示出并且在下文论述结果。
图5a和5b示出竖轴上的功率对比横轴上的距离的曲线。针对用相隔约1.2m的距离的单个角形反射器测试的系统示出测量值。图5b示出相隔约1.2m的曲线的放大区域。
第一曲线552示出针对500MHz线性调频脉冲(例如，图2中示出的线性调频脉冲)的结果。
第二曲线554示出针对两个组合的500MHz线性调频脉冲(例如，图3a到3c中示出的线性调频脉冲)的结果，但是不具有参考图4描述的相位校正。
第三曲线556示出针对两个组合的500MHz线性调频脉冲(例如，图3a到3c中示出的线性调频脉冲)的结果，具有参考图4描述的相位校正。
第二曲线554和第三曲线556表示使用两个500MHz线性调频脉冲来模仿1GHz线性调频脉冲的测量结果。使用25.6μs的单个采集间隔、具有70dB旁瓣的切比雪夫窗以及420MHz的有效线性调频脉冲带宽。
图5b还包括3dB标记，指示第一曲线552的分辨能力是0.55m并且第三曲线556的分辨能力更好，为0.31m。单个1GHz线性调频脉冲的对应分辨能力是0.28米。图5b还示出第三曲线556比第二曲线554提供与角形反射器的距离的更精确指示。
图6示出竖轴上的功率对比横轴上的距离的曲线。针对用0.8米和1.2米处极为接近的两个角形反射器测试的系统示出测量值。
以与图5相同的方式，第一曲线662示出针对500MHz线性调频脉冲的结果，第二曲线664示出针对两个组合的500MHz线性调频脉冲在不具有相位校正的情况下的结果，并且第三曲线666示出针对两个组合的500MHz线性调频脉冲在具有相位校正的情况下的结果。
从图6中清楚可见，第三曲线666示出两个峰值(这两个峰值恰当地表示两个角形反射器)，而第二曲线664的未校正的结果示出重影的第三目标。此外，表示单个500MHz线性调频脉冲的第一曲线662不能够分辨两个反射物。
相对径向速度
如上所述，可以使用二维快速傅立叶变换(FFT)来计算相对径向速度。
图7示意性地示出二维FFT。在第一步骤702中，将每个接收到的线性调频脉冲借助于FFT运算转换成频域并且以逐行的方式存储。在第二步骤704中，跨单列中的所有样本执行FFT运算。针对所有列执行此运算。
本文所公开的一个或多个实例涉及借助于连结雷达波形发生器中的多个雷达波形来提高距离分辨能力的技术。例如，可以借助于连结多个频率斜坡来提供用于汽车雷达系统的大型带宽模仿。描述了调频连续波形，该调频连续波形将开始频率中具有偏移的两个频率斜坡组合成单个斜坡，目标是提高距离分辨能力。
如上所述，距离相关的、线性相位校正项可以应用于与第二频率斜坡相对应的样本。可以通过时域中的时移实施此校正。接着，与第二斜坡相对应的样本可以与第一斜坡的最后的样本部分地重叠。接着，可以将所获得的矢量开窗并变换为频域。
归因于可以由波形发生器PLL中的压控振荡器的限制造成的有限线性调频脉冲带宽，本文所公开的实例可以解决分辨能力限制问题。这些实例还能解决，归因于具有相等的频率斜率和持续时间但是具有不同的开始频率的FMCW频率斜坡的连结可能出现的相位失真。还可以解决因线性调频脉冲信号开始和结束时的瞬变而引起的振幅中小偏差。
公开基于FMCW的雷达系统，在该基于FMCW的雷达系统中，两个或更多个频率斜坡被组合成单个频率斜坡，目标是提高雷达系统的距离分辨能力。如本文所公开的基于FMCW的雷达系统可以发射一连串频率斜坡，其中单个斜坡由多个子斜坡组成。这些多个子斜坡中的每一个可以具有接近前一子斜坡结束时的频率的开始频率。在这些多个子斜坡的发射之间，PLL可以在滤波器组之间进行切换。可以使用雷达系统的数字基带中的相位校正技术来去除在两个连续频率子斜坡之间的相位不连续。提供一种技术，其中第二发射频率子斜坡在其采集间隔开始时具有时间间隔，在该时间间隔中的瞬时频率等于在第一子斜坡结束时的时间间隔期间的瞬时频率。可以使用数字信号处理技术，其中将最后一个第一线性调频脉冲采集间隔的部分累加到第二项的第一部分。可以通过窗口函数对加法进行加权。
除非明确陈述特定顺序，否则可以任何顺序执行以上各图中的指令和/或流程图步骤。另外，本领域的技术人员将认识到，尽管已经论述一个实例指令集/方法，但是本说明书中的材料可以多种方式组合从而还产生其它实例，并且应在此详细描述提供的上下文内来理解。
在一些实例实施例中，上文描述的指令集/方法步骤实施为体现为可执行指令集的功能和软件指令，其在计算机或以所述可执行指令编程和控制的机器上实现。这些指令经过加载以在处理器(例如，一个或多个CPU)上执行。术语处理器包括微处理器、微控制器、处理器模块或子系统(包括一个或多个微处理器或微控制器)，或其它控制或计算装置。处理器可以指代单个组件或指代多个组件。
在其它实例中，本文示出的指令集/方法以及与其相关联的数据和指令存储在相应存储装置中，这些存储装置实施为一个或多个非暂时性机器或计算机可读或计算机可用存储媒体。此计算机可读或计算机可用存储媒体被认为是物品(或制品)的一部分。物品或制品可以指代任何所制造的单个组件或多个组件。如本文所定义的非暂时性机器或计算机可用媒体不包括信号，但此类媒体可能够接收和处理来自信号和/或其它瞬时媒体的信息。
本说明书中论述的材料的实例实施例可整体或部分经由网络、计算机或基于数据的装置和/或服务实施。这些可以包括云、因特网、内联网、移动装置、台式计算机、处理器、查找表、微控制器、消费者设备、基础架构，或其它致能装置和服务。如本文和权利要求书中可使用，提供以下非排他性定义。
在一个实例中，使本文论述的一个或多个指令或步骤自动化。术语自动化或自动(及其类似变化)意味着使用计算机和/或机械/电气装置控制设备、系统和/或过程的操作，而不需要人类干预、观测、努力和/或决策。
应了解，将要被耦合的任何组件可以直接或间接耦合或连接。在间接耦合的情况下，可以在将要被耦合的两个组件之间安置另外的组件。
在本说明书中，已经依据选定细节集合呈现实例实施例。然而，本领域的普通技术人员将理解，可实践包括这些细节的不同选定集合的许多其它实例实施例。希望所附权利要求书涵盖所有可能的实例实施例。

Claims (15)

1.一种雷达系统，其特征在于，包括：
a) 振荡器；
b）发射器控制器，所述发射器控制器被配置成控制振荡器，使得所述振荡器提供发射雷达信号，其中所述发射雷达信号包括：
发射第一斜坡频率部分，在所述发射第一斜坡频率部分期间所述发射雷达信号的频率随时间推移而升高或降低；
发射第一返回频率部分，在所述发射第一返回频率部分期间所述发射雷达信号的所述频率以与所述发射第一斜坡频率部分相反的方式改变；以及
发射第二斜坡频率部分，在所述发射第二斜坡频率部分期间所述发射雷达信号的所述频率以与所述发射第一斜坡频率部分相同的方式改变；
其中所述发射第一斜坡频率部分包括：
发射第一重叠部分，以及
发射第一不重叠部分；
其中所述发射第二斜坡频率部分包括：
发射第二重叠部分，所述发射第二重叠部分对应于所述发射第一频率重叠部分的瞬时频率；以及
发射第二不重叠部分；
其中所述发射器控制器被配置成在所述发射第一斜坡频率部分与所述发射第二斜坡频率部分之间将所述振荡器从第一工作模式重新配置为第二工作模式；以及
c）接收器控制器，所述接收器控制器被配置成：
接收表示所述发射雷达信号的反射型式的接收雷达信号，其中所述接收雷达信号包括：
接收第一斜坡频率部分，在所述接收第一斜坡频率部分期间所述接收雷达信号的频率以与所述发射第一斜坡频率部分相同的方式改变；
接收第一返回频率部分，在所述接收第一返回频率部分期间所述接收雷达信号的所述频率以与所述发射第一斜坡频率部分相反的方式改变；
接收第二斜坡频率部分，在所述接收第二斜坡频率部分期间所述接收雷达信号的所述频率以与所述发射第一斜坡频率部分相同的方式改变；并且
其中所述接收雷达信号包括：
接收第一重叠部分，所述接收第一重叠部分与所述发射第一重叠部分同时被接收，以及
接收第一不重叠部分，所述接收第一不重叠部分与所述发射第一不重叠部分同时被接收；
接收第二重叠部分，所述接收第二重叠部分与所述发射第二重叠部分同时被接收，以及
接收第二不重叠部分，所述接收第二不重叠部分与所述发射第二不重叠部分同时被接收；
基于所述发射第一重叠部分、所述发射第二重叠部分、所述接收第一重叠部分和所述接收第二重叠部分的组合提供组合的重叠部分；
基于所述发射第一不重叠部分和所述接收第一不重叠部分的组合提供组合的第一部分；
基于所述发射第二不重叠部分和所述接收第二不重叠部分的组合提供组合的第二部分；
根据以下提供输出信号：
所述组合的重叠部分；
所述组合的第一部分；以及
所述组合的第二部分。
2.根据权利要求1所述的雷达系统，其特征在于，所述发射器控制器被配置成使所述振荡器以所述第一工作模式操作从而提供所述发射雷达信号的所述第一斜坡频率部分，并且其中所述发射器控制器被配置成使所述振荡器以所述第二工作模式操作从而提供所述发射雷达信号的所述第二斜坡频率部分。
3.根据在前的任一项权利要求所述的雷达系统，其特征在于，为了提供所述组合的重叠部分，所述接收器控制器被配置成：
将所述发射第一重叠部分乘以所述接收第一重叠部分以便提供第一重叠部分；
将所述发射第二重叠部分乘以所述接收第二重叠部分以便提供第二重叠部分；
将开窗函数应用于所述第一重叠部分以提供经开窗第一重叠部分；
将开窗函数应用于所述第二重叠部分以提供经开窗第二重叠部分；
组合所述经开窗第一重叠部分与所述经开窗第二重叠部分以提供所述组合的重叠部分。
4.根据权利要求3所述的雷达系统，其特征在于，所述接收器控制器被配置成通过将所述经开窗第一重叠部分加到所述经开窗第二重叠部分上来组合所述经开窗第一重叠部分与所述经开窗第二重叠部分。
5.根据权利要求1或权利要求2所述的雷达系统，其特征在于，为了提供所述组合的重叠部分，所述接收器控制器被配置成：
将所述发射第一重叠部分乘以所述接收第一重叠部分以便提供第一重叠部分；
将所述发射第二重叠部分乘以所述接收第二重叠部分以便提供第二重叠部分；
确定所述第二重叠部分的稳定的第二重叠部分，其中所述稳定的第二重叠部分具有稳定频率值，并且其中所述稳定的第二重叠部分对应于具有第二稳定频率范围的所述发射雷达信号；
确定所述第一重叠部分的稳定的第一重叠部分，并且其中所述稳定的第一重叠部分对应于具有第一稳定频率范围的所述发射第一重叠部分，并且其中所述第一稳定频率范围与所述第二稳定频率范围相同；
将开窗函数应用于所述稳定的第一重叠部分以提供经开窗的稳定的第一重叠部分；
将开窗函数应用于所述稳定的第二重叠部分以提供经开窗的稳定的第二重叠部分；以及
组合所述经开窗的稳定的第一重叠部分与所述经开窗的稳定的第二重叠部分以提供所述组合的重叠部分。
6.根据权利要求5所述的雷达系统，其特征在于，所述接收器控制器被配置成通过将所述经开窗的稳定的第一重叠部分加到所述经开窗的稳定的第二重叠部分上来组合所述经开窗的稳定的第一重叠部分与所述经开窗的稳定的第二重叠部分。
7.根据权利要求1或权利要求2所述的雷达系统，其特征在于，所述接收器控制器被配置成通过将所述发射第一不重叠部分和所述接收第一不重叠部分相乘来提供所述组合的第一部分。
8.根据权利要求1或权利要求2所述的雷达系统，其特征在于，所述接收器控制器被配置成通过将所述发射第一不重叠部分和所述接收第一不重叠部分相乘并从相乘结果中去除不稳定的部分来提供所述组合的第一部分。
9.根据权利要求1或权利要求2所述的雷达系统，其特征在于，所述接收器控制器被配置成通过将所述发射第二不重叠部分和所述接收第二不重叠部分相乘来提供所述组合的第二部分。
10.根据权利要求1或权利要求2所述的雷达系统，其特征在于，所述发射器控制器被配置成控制所述振荡器，使得所述发射雷达信号还包括：
发射第一恒定频率部分，在所述发射第一恒定频率部分期间所述发射雷达信号的所述频率保持大体上恒定；
其中所述发射第一恒定频率部分在所述发射第一返回频率部分之后且在所述发射第二斜坡频率部分之前。
11.根据权利要求10所述的雷达系统，其特征在于，所述发射器控制器被配置成在所述发射第一恒定频率部分期间将所述振荡器从所述第一工作模式重新配置为所述第二工作模式。
12.根据权利要求10所述的雷达系统，其特征在于，所述发射器控制器被配置成将所述发射第一恒定频率部分的持续时间设定为至少与所述发射雷达信号和所述接收雷达信号之间的时间差一样长。
13.根据权利要求1或权利要求2所述的雷达系统，其特征在于，所述发射器控制器被配置成控制所述振荡器，使得所述发射雷达信号还包括：
发射第二返回频率部分，在所述发射第二返回频率部分期间所述发射雷达信号的所述频率以与所述发射第一斜坡频率部分相反的方式改变；
其中所述发射第二返回频率部分在所述发射第二斜坡频率部分之后。
14.根据权利要求1或权利要求2所述的雷达系统，其特征在于，所述接收器控制器另外被配置成基于所述输出信号确定与反射物的距离。
15.一种集成电路，其特征在于，包括根据在前的任一项权利要求所述的雷达系统。
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